JP5758450B2 - 磁気センサの駆動回路、磁気センサ、電流センサ及び磁気センサの駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は、磁気センサの駆動回路、磁気センサ、電流センサ及び磁気センサの駆動方法に関する。

センサには、電源電圧の変動に比例させてセンサの出力信号の電圧を変化させるものがある。一般にこのような出力はレシオメトリック出力と呼ばれている。レシオメトリック出力を用いた場合、センサの電源電圧と同じ電源電圧を計測部（すなわちＡ／Ｄ変換器（アナログ／デジタル変換器））における基準電圧として使用することで、センサと計測部間で発生する基準電圧のエラーが自動的に補正される。このようなレシオメトリック出力を有する電流センサの一例が特許文献１に記載されている。特許文献１に記載されている電流センサによれば、同じ電源電圧を用いるＡ／Ｄコンバータとの組み合わせによって、電源電圧の変動によらずに電流値を精度よく計測することができる。

また、特許文献１に記載されている電流センサは、ホール素子を用いた磁気センサを使って電流を検知する。すなわち測定電流が発生する磁界をホール素子を用いて検知することで測定電流の値を検知する。一方、ホール素子を用いない磁気センサの一つに、周知の技術であるフラックスゲート方式の磁気センサがある。フラックスゲート方式の磁気センサでは、磁性体コアに巻いた励磁コイルに交番電流を流し、磁性体コアを周期的に飽和させる。そして、磁性体コアに対して測定する外部磁界（以下では測定磁界とも呼ぶ）を印加する。この外部磁界を印加すると磁気飽和の時間間隔が変化する。この時間間隔が変化する現象を用いて外部磁界を計測する。このフラックスゲート方式の磁気センサには、磁気飽和が生じる時間間隔を直接測定することで外部磁界を計測するものと、磁性体コアに巻いたコイルにその時間間隔が所定の値となるようにフィードバック電流を流すことで外部磁界を計測するものとがある。後者のセンサは、クローズドループ型磁気センサと呼ばれ、外部磁界を打ち消すようフィードバック制御を行い、外部磁界に応じた電流を所定のコイルに通電する。

特開２００１−１２１９７４号公報

上記のようなクローズドループ型磁気センサでは、外部磁界の増加に伴い、消費電流（主にフィードバック電流）が増加する。一方、センサには、電源電圧ラインの短周期の変動（ノイズ）対策として、ローパスフィルタを挿入する場合がある。クローズドループ型磁気センサの電源ラインにローパスフィルタを挿入すると、消費電流の増加に伴い、ローパスフィルタのインダクタの直流抵抗成分による電圧降下の影響が大きくなる。すなわち、ローパスフィルタに入力される直流電圧が一定であったとしても、ローパスフィルタから出力される直流電圧は消費電流の増加に伴って低下する。この場合にクローズドループ型磁気センサの出力をレシオメトリック出力とすると、消費電流の増加に伴って生じる電源電圧の低下（すなわちローパスフィルタの出力電圧の低下）によって、計測部の電源電圧が一定であったとしても、センサの出力信号電圧には電圧の低下が発生することになる。この場合の電圧の低下は消費電流の大きさに応じて変化するため、消費電流が小さい範囲では小さく、消費電流が大きい範囲では大きくなる。すなわち、消費電流の大きさに依存して誤差の大きさが変化するので、出力リニアリティ誤差が悪くなるという問題が生じる。

出力リニアリティ誤差は、直流抵抗成分Ｒｄｃの小さいインダクタを使用することで小さくすることはできる。ただし、直流抵抗成分Ｒｄｃの小さいインダクタは、直流抵抗成分が比較的大きいチップインダクタと比べて巨大であり、高価である。つまり、サイズ・コストともに問題となる。

本発明は、上記の事情を考慮してなされたものであり、センサの消費電流が被測定物理量によって変化する場合に、レシオメトリック出力の出力リニアリティ誤差を低減することができる磁気センサの駆動回路、磁気センサ、電流センサ及び磁気センサの駆動方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の磁気センサの駆動回路は、測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を所定のコイルに通電して磁界を測定する磁気センサの駆動回路であって、前記所定のコイルに通電するフィードバック電流を制御するとともに、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を出力するフィードバック電流制御回路を有し、外部電源入力端子から入力した外部電源を電源として前記フィードバック電流を通電する回路ブロック１と、電源電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を、前記電源電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する回路ブロック２と、前記外部電源入力端子から入力した前記外部電源を前記回路ブロック１へ供給する電源ライン１と、前記外部電源入力端子から入力した前記外部電源を前記電源ライン１と並列に前記回路ブロック２へ供給する電源ライン２と、前記電源ライン１に挿入されたローパスフィルタ１と、前記電源ライン２に挿入されたローパスフィルタ２とを備えることを特徴とする。

また、本発明の他の磁気センサの駆動回路は、前記ローパスフィルタ１及びローパスフィルタ２が、チップインダクタとチップコンデンサとを用いたＬＣフィルタであることを特徴とする。

また、本発明の他の磁気センサの駆動回路は、前記出力調整回路が、前記電源ライン２から供給された電源を電圧源として作動する増幅回路を用いて前記電源電圧に比例した信号を出力することを特徴とする。

また、本発明の磁気センサは、磁性体コアと、前記磁性体コアに巻かれた複数のコイルとを有するセンサ部と、前記センサ部に作用する測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を前記複数のコイルの中の所定のコイルに通電して磁界を測定する駆動回路であって、前記所定のコイルに通電するフィードバック電流を制御するとともに、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を出力するフィードバック電流制御回路を有し、外部電源入力端子から入力した外部電源を電源として前記フィードバック電流を通電する回路ブロック１と、電源電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を、前記電源電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する回路ブロック２と、前記外部電源入力端子から入力した前記外部電源を前記回路ブロック１へ供給する電源ライン１と、前記外部電源入力端子から入力した前記外部電源を前記電源ライン１と並列に前記回路ブロック２へ供給する電源ライン２と、前記電源ライン１に挿入されたローパスフィルタ１と、前記電源ライン２に挿入されたローパスフィルタ２とを有するものとを備えることを特徴とする。

また、本発明の電流センサは、磁性体コアと、前記磁性体コアに巻かれた複数のコイルとを有するセンサ部と、前記センサ部に測定電流に応じた磁界を生じさせる電流路部と、前記センサ部に作用する測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を前記複数のコイルの中の所定のコイルに通電して磁界を測定する駆動回路であって、前記所定のコイルに通電するフィードバック電流を制御するとともに、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を出力するフィードバック電流制御回路を有し、外部電源入力端子から入力した外部電源を電源として前記フィードバック電流を通電する回路ブロック１と、電源電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を、前記電源電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する回路ブロック２と、前記外部電源入力端子から入力した前記外部電源を前記回路ブロック１へ供給する電源ライン１と、前記外部電源入力端子から入力した前記外部電源を前記電源ライン１と並列に前記回路ブロック２へ供給する電源ライン２と、前記電源ライン１に挿入されたローパスフィルタ１と、前記電源ライン２に挿入されたローパスフィルタ２とを有するものとを備えることを特徴とする。

また、本発明の磁気センサの駆動方法は、測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を所定のコイルに通電して磁界を測定する磁気センサの駆動方法であって、前記所定のコイルに通電するフィードバック電流を制御するとともに、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を出力するフィードバック電流制御回路を有し、外部電源入力端子から入力した外部電源を電源として前記フィードバック電流を通電する回路ブロック１と電源電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を、前記電源電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する回路ブロック２とを用いて、前記外部電源入力端子から入力した前記外部電源を、ローパスフィルタ１が挿入された電源ライン１によって前記回路ブロック１へ供給するとともに、前記外部電源入力端子から入力した前記外部電源を、ローパスフィルタ２が挿入された電源ライン２によって、前記電源ライン１と並列に前記回路ブロック２へ供給することを特徴とする。

本発明では、フィードバック電流を通電する回路ブロック１に対して外部電源入力端子から入力した外部電源を供給する電源ライン１と、電源電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路とフィードバック電流の強度に応じた信号を電源電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する回路ブロック２に対して、外部電源入力端子から入力した外部電源を回路ブロック２へ供給する電源ライン２とを設けている。また、電源ライン１及び電源ライン２には、ローパスフィルタ１及びローパスフィルタ２をそれぞれ挿入している。したがって、フィードバック電流を通電する回路ブロック１側のローパスフィルタ１の直流抵抗成分が回路ブロック２側に及ぼす影響を低減し、レシオメトリック出力の出力リニアリティを改善することができる。

本発明の実施形態である磁気センサ１及び磁気センサ１の駆動回路２の構成を説明する概略ブロック図である。 図１のセンサ部３の動作を説明するための波形図である。 図１のセンサ部３の動作を説明するための他の波形図である。 図１の磁気センサ１の効果を検証する際に比較として用いた磁気センサ１００の構成を説明する概略ブロック図である。 図１の磁気センサ１と図４の磁気センサ１００の出力特性を示すグラフである。 本発明の他の実施形態である磁気センサ１ａ及び磁気センサ１ａの駆動回路２ａの構成を説明する概略ブロック図である。 図６のセンサ部３ａの動作を説明するための波形図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。図１は、本発明の実施形態である磁気センサ１の構成例を示すブロック図である。図１において、磁気センサ１は、フラックスゲート方式のクローズドループ型磁気センサであり、駆動回路２と、センサ部３とを備えている。駆動回路２は、外部電源入力端子４と、電源ライン（１）５と、電源ライン（２）６と、ローパスフィルタ（１）７と、ローパスフィルタ（２）８と、回路ブロック（１）９と、回路ブロック（２）１０とを備えている。センサ部３は、磁性体コア３１と、励磁コイル３２と、ピックアップコイル３３と、フィードバックコイル３４とを備えている。図１に示した磁気センサ１は、外部電源２０から供給された直流電圧Ｖｃｃを電源として動作し、センサ部３に印加された測定磁界Ｈｅｘに応じたフィードバック電流Ｉｆｂをフィードバックコイル３４に通電することで磁界Ｈｅｘを測定し、磁界Ｈｅｘに応じたセンサ出力信号をレシオメトリック出力にて出力する。

センサ部３において、磁性体コア３１は、高透磁率材からなる例えば円柱状やリング状、額縁状の形状を有する部材である。磁性体コア３１の外周面には、励磁コイル３２と、ピックアップコイル３３と、フィードバックコイル３４とが巻かれている。測定磁界Ｈｅｘは、励磁コイル３２と、ピックアップコイル３３と、フィードバックコイル３４とが作る円筒空間を貫通する磁界である。測定磁界Ｈｅｘは、例えば地磁気による磁界であったり、図示していない磁性体コア３１の近傍に配置された金属板や導電ケーブルからなる電流路（電流路部）を流れる電流が発生した磁界であったりする。この電流路部を例えばリング状や額縁状の形状を有する磁性体コア３１の中空部に貫通するように設け、電流路部に測定電流を流し、センサ部３に測定電流に応じた測定磁界Ｈｅｘを生じさせ、測定磁界Ｈｅｘを検知することで、磁気センサ１を電流センサとして動作させることができる。

駆動回路２において、外部電源入力端子４は、外部電源２０の直流電源出力を入力する端子（すなわち外部電源２０の定電圧源に接続される端子）である。電源ライン（１）５は、外部電源入力端子４から入力した外部電源２０の直流電源出力を回路ブロック（１）９へ供給する配線である。電源ライン（２）６は、外部電源入力端子４から入力した外部電源２０の直流電源出力を電源ライン（１）５と並列に回路ブロック（２）１０へ供給する配線である。電源ライン（１）５には、ローパスフィルタ（１）７が挿入されている。また、電源ライン（２）６には、ローパスフィルタ（２）８が挿入されている。

ローパスフィルタ（１）７は、インダクタ７１と、コンデンサ７２とを有し、ＬＣフィルタを構成している。ローパスフィルタ（２）８は、インダクタ８１と、コンデンサ８２とを有し、ＬＣフィルタを構成している。ローパスフィルタの遮断周波数は、外部電源２０から入力される直流電源に重畳する高周波ノイズが所望の値に減衰するように計算や実験結果に応じて設定する。なお、インダクタ７１のインダクタンスと、インダクタ８２のインダクタンスとは同一であっても異なっていてもよい。コンデンサ８１の静電容量と、コンデンサ８２の静電容量とは同一であっても、異なっていてもよい。また、インダクタ７１及びインダクタ８１やコンデンサ７２及びコンデンサ８２は、表面実装部品であるチップインダクタやチップコンデンサとすることができる。この場合、実装面積や体積を容易に小さくすることができる。また、ローパスフィルタ（１）７やローパスフィルタ（２）８の構成は、１次のＬＣフィルタに限らず、多次のフィルタとしてもよいし、さらに抵抗を直列に接続したＬＲＣフィルタとしたり、インダクタを抵抗に代えたＲＣフィルタとしたりすることができる。また、ローパスフィルタ（１）７とローパスフィルタ（２）８のフィルタの構成は同一であってもよいし、異なっていてもよい。

なお、図１では、外部電源２０の出力直流電圧をＶｃｃ、インダクタ７１の直流抵抗成分をＲｄｃ１、インダクタ７１に流れる直流電流をＩｃｃ１、ローパスフィルタ（１）７の出力直流電圧をＶｃｃ１としている。また、インダクタ８１の直流抵抗成分をＲｄｃ２、インダクタ８１に流れる直流電流をＩｃｃ２、ローパスフィルタ（２）８の出力直流電圧をＶｃｃ２としている。電流Ｉｃｃ１は、回路ブロック（１）９の消費電流である。そして、電流Ｉｃｃ２は、回路ブロック（２）１０の消費電流である。

回路ブロック（１）９は、レギュレータ９１と、三角波発生部９２と、アンプ９３と、ヒステリシスコンパレータ９４と、ローパスフィルタ９５と、積分器９６と、フィードバック電流制御回路９７とを有している。回路ブロック（１）９は、外部電源入力端子４から入力した外部電源２０の直流出力を電源としてフィードバックコイル３４にフィードバック電流Ｉｆｂを通電する回路であり、消費電流Ｉｃｃ１が測定磁界（あるいは測定電流）に依存する回路ブロックである。

レギュレータ９１は、ローパスフィルタ（１）７を介して外部電源２０の直流出力を入力し、１又は複数の所定の定電圧に変換して出力する。レギュレータ９１の出力は、回路ブロック（１）９内の各部において電源電圧や基準電圧として使用される。

三角波発生部９２は、図２に示した一定の励磁周期Ｔで交番する三角波状の励磁電流Ｉｄを励磁コイル３２に通電する。図２は、センサ部３内の各部の動作波形を示す波形図である。横軸は時間であり、各波形は、上から順に、励磁コイル３２に流れる励磁電流Ｉｄ、磁性体コア３１に印加された測定磁界Ｈｅｘ、フィードバックコイル３４に流れるフィードバック電流Ｉｆｂ、磁性体コア３１内の磁束密度Ｂ、そして、ピックアップコイル３３に発生したピックアップ電圧Ｖｐである。三角波発生部９２は、磁性体コア３１が磁気飽和するように励磁電流Ｉｄを制御する。図２は、測定磁界Ｈｅｘが、０より大きい場合（鎖線で示す波形）、０と等しい場合（実線で示す波形）、及び、０より小さい場合（破線で示す波形）の磁束密度Ｂとピックアップ電圧Ｖｐをそれぞれ鎖線、実線及び破線で示している。ただし、図２は、説明のため、フィードバック電流Ｉｆｂを通電せずに、値０で一定とした場合の波形を示している。

測定磁界Ｈｅｘ＝０の場合、磁束密度Ｂは実線で示すように正負に対象な波形となる。ピックアップ電圧Ｖｐは、磁束密度Ｂの符号が切り替わる時刻ｔ１と時刻ｔ２にそれぞれ実線で示した負のパルス状の波形と正のパルス状の波形として発生する。時刻ｔ１と時刻ｔ２との時間Ｔｗ（Ｈｅｘ＝０）は励磁周期Ｔの２分の１の値となる。

測定磁界Ｈｅｘ＞０の場合、磁束密度Ｂは鎖線で示すように、Ｈｅｘ＝０のときの波形と比較して正側に上昇した波形となる。ピックアップ電圧Ｖｐは、磁束密度Ｂの符号が切り替わる時刻ｔｐ１と時刻ｔｐ２にそれぞれ鎖線で示した負のパルス状の波形と正のパルス状の波形として発生する。時刻ｔｐ１と時刻ｔｐ２との時間Ｔｗ（Ｈｅｘ＞０）は励磁周期Ｔの２分の１より小さい値となる。

そして、測定磁界Ｈｅｘ＜０の場合、磁束密度Ｂは破線で示すように、Ｈｅｘ＝０のときの波形と比較して負側に下降した波形となる。ピックアップ電圧Ｖｐは、磁束密度Ｂの符号が切り替わる時刻ｔｍ１と時刻ｔｍ２にそれぞれ破線で示した負のパルス状の波形と正のパルス状の波形として発生する。時刻ｔｍ１と時刻ｔｍ２との時間Ｔｗ（Ｈｅｘ＜０）は励磁周期Ｔの２分の１より大きい値となる。

アンプ９３は、ピックアップコイル３３に発生したピックアップ電圧Ｖｐを増幅する。

ヒステリシスコンパレータ９４は、アンプ９３の出力信号を矩形波の信号に変換する。ヒステリシスコンパレータ９４は、例えば、図２に示したピックアップ電圧Ｖｐが負のパルスから正のパルスまでの時間Ｔｗをローレベル（Ｌレベル）、それ以外の時間をハイレベル（Ｈレベル）とし、１周期が励磁周期Ｔである矩形波信号を出力する。この場合、ヒステリシスコンパレータ９４が出力する矩形波信号のデューティ比（つまり一周期当たりのＨレベルの時間の割合）が測定磁界Ｈｅｘの値に対応したものとなる。

ローパスフィルタ９５は、ヒステリシスコンパレータ９４を通して得られた矩形波のデューティ比に応じた電圧の平滑波形を出力する。

積分器９６は、フィードバック制御における積分要素として作用する回路であり、現在のローパスフィルタ９５の出力電圧と、矩形波のデューティ比が５０％（すなわち測定磁界Ｈｅｘ＝０の場合に対応するデューティ比）ローパスフィルタ９５の出力電圧との偏差を積分することで、フィードバック電流Ｉｆｂの指令値に当たる信号を出力する。つまり、積分器９６は、ヒステリシスコンパレータ９４を通して得られた矩形波のデューティ比が５０％となるように、フィードバック電流Ｉｆｂの指令値に当たる信号を出力する。この場合、積分器９６は、測定磁界Ｈｅｘの印加によって発生した磁性体コア３１内の磁束密度Ｂの変化を打ち消すようなフィードバック電流Ｉｆｂの指令値を発生することになる。

フィードバック電流制御回路９７は、積分器９６の出力信号に応じてフィードバックコイル３４に通電するフィードバック電流Ｉｆｂを制御するとともに、フィードバック電流Ｉｆｂの強度に応じた信号を回路ブロック（２）１０の出力調整回路１０２に対して出力する。図３は、フィードバック電流Ｉｆｂを通電した場合のセンサ部３内の各部の動作波形を示す波形図である。波形図の形式は図２と同一である。測定磁界Ｈｅｘが鎖線で示したＨｅｘ＞０の場合は、フィードバック電流Ｉｆｂは鎖線で示したＩｆｂ＜０に制御される。他方、測定磁界Ｈｅｘが破線で示したＨｅｘ＜０の場合は、フィードバック電流Ｉｆｂは破線で示したＩｆｂ＞０に制御される。このようにすることで磁性体コア３１内の磁束密度Ｂは、測定磁界Ｈｅｘ＝０の場合と同様となるように制御される。よって、ピックアップ電圧Ｖｐの負のパルス状の波形が発生する時刻ｔ１と正のパルス状の波形が発生する時刻ｔ２との時間Ｔｗはほぼ励磁周期Ｔの２分の１の値となる。この時間Ｔｗがほぼ励磁周期Ｔの２分の１の値となった状態では、フィードバック電流Ｉｆｂが測定磁界Ｈｅｘに応じた値となる。

一方、図１において、回路ブロック（２）１０は、レシオメトリックコントロール回路１０１と、出力調整回路１０２とを有している。回路ブロック（２）１０は、消費電流Ｉｃｃ２がほとんど測定磁界（あるいは測定電流）に依存しない回路ブロックである。

レシオメトリックコントロール回路１０１は、ローパスフィルタ（２）８から出力された電源電圧Ｖｃｃ２をモニタ（監視）し、電源電圧Ｖｃｃ２に対して予め設定した係数を乗じた信号を出力する。レシオメトリックコントロール回路１０１は、例えば、Ａ／Ｄ変換器と乗算処理を行うデジタル処理回路とを用いて構成することができる。レシオメトリックコントロール回路１０１は、例えば係数を０．５として０．５×Ｖｃｃ２に相当するデジタル信号を出力する。

出力調整回路１０２は、レシオメトリックコントロール回路１０１の出力信号に基づいて、フィードバック電流制御回路９７の出力信号の値を電源電圧Ｖｃｃ２に比例した値に調整し、センサ出力信号として出力する。出力調整回路１０２は、例えばＡ／Ｄ変換器やＤ／Ａ変換器（デジタル／アナログ変換器）と、乗算処理や加算処理を行うデジタル処理回路と、出力段の増幅回路とを用いて構成することができる。ただし、フィードバック電流制御回路９７がフィードバック電流Ｉｆｂの強度に応じた信号をデジタル信号として出力するものとした場合にはＡ／Ｄ変換器は省略することができる。また、出力段の演算増幅回路（すなわち電源電圧Ｖｃｃ２に比例したセンサ出力信号を出力するバッファアンプあるいはオペアンプ）は、電源ライン（２）６から供給された電源電圧Ｖｃｃ２を電圧源として作動するいわゆるレール・ツー・レール出力特性を持つ増幅回路とすることができる。この場合、センサ出力信号の電圧範囲は、０Ｖからほぼ電源電圧Ｖｃｃ２までの範囲とすることができ、電源ライン（１）５から供給された電源電圧Ｖｃｃ１を電源とする場合よりも容易に電圧範囲を広げることができる。

出力調整回路１０２は、例えば電源電圧Ｖｃｃ２が５Ｖの場合、フィードバック電流Ｉｆｂの最小値（負の値）から最大値（正の値）に対応した値を０〜５Ｖに調整した出力信号を出力する。この場合、出力調整回路１０２は、例えば電源電圧Ｖｃｃ２が４．８Ｖに変化したとき、フィードバック電流Ｉｆｂの最小値（負の値）から最大値（正の値）に対応した値を０〜４．８Ｖに調整した出力信号を出力する。また、この場合、出力調整回路１０２は、例えば電源電圧Ｖｃｃ２が５．２Ｖに変化したとき、フィードバック電流Ｉｆｂの最小値（負の値）から最大値（正の値）に対応した値を０〜５．２Ｖに調整した出力信号を出力する。

また、出力調整回路１０２は、出力電圧の上限と下限を一定の値に制限することもできる。すなわち、出力調整回路１０２は、例えば電源電圧Ｖｃｃ２が５Ｖの場合、フィードバック電流Ｉｆｂの最小値（負の値）から最大値（正の値）に対応した値を例えば０．５（＝Ｖｃｃ２×０．１）〜４．５Ｖ（＝Ｖｃｃ２−Ｖｃｃ２×０．１）に調整した出力信号を出力することができる。この場合、出力調整回路１０２は、例えば電源電圧Ｖｃｃ２が４．８Ｖに変化したとき、フィードバック電流Ｉｆｂの最小値（負の値）から最大値（正の値）に対応した値を０．４８（＝Ｖｃｃ２×０．１）〜４．３２Ｖ（＝Ｖｃｃ２−Ｖｃｃ２×０．１）に調整した出力信号を出力することができる。また、この場合、出力調整回路１０２は、例えば電源電圧Ｖｃｃ２が５．２Ｖに変化したとき、フィードバック電流Ｉｆｂの最小値（負の値）から最大値（正の値）に対応した値を０．５２（＝Ｖｃｃ２×０．１）〜４．６８Ｖ（＝Ｖｃｃ２−Ｖｃｃ２×０．１）に調整した出力信号を出力することができる。

上記の構成では、回路ブロック（１）９の消費電流Ｉｃｃ１がフィードバック電流Ｉｆｂを含むため、フィードバック電流Ｉｆｂが測定磁界Ｈｅｘの変化に伴って変化する際に、消費電流Ｉｃｃ１の大きさも変化する。回路ブロック（１）９の電源電圧Ｖｃｃ１はＶｃｃ１＝Ｖｃｃ−Ｉｃｃ１×Ｒｄｃ１であり、Ｉｃｃ１の増大に伴い低下する。一方、回路ブロック（２）１０の電源電圧Ｖｃｃ２はＶｃｃ２＝Ｖｃｃ−Ｉｃｃ２×Ｒｄｃ２であり、Ｉｃｃ２とＲｄｃ２とによる電圧降下は発生する。しかし、回路ブロック（２）１０の消費電流Ｉｃｃ２は、フィードバック電流Ｉｆｂを含んでいない。そのため、回路ブロック（２）１０の電源電圧Ｖｃｃ２は、フィードバック電流Ｉｆｂが測定磁界Ｈｅｘの変化に伴って変化した場合でも、容易にほとんど変化しないものとすることができる。また、消費電流Ｉｃｃ２の大きさも、フィードバック電流Ｉｆｂを含んでいないことから容易に小さくすることができ、外部電源２０の電源電圧Ｖｃｃと、回路ブロック（２）１０の電源電圧Ｖｃｃ２との差（すなわち直流抵抗分Ｒｄｃ２による電圧降下）も容易に小さくすることができる。したがって、電源電圧Ｖｃｃ２に応じてセンサ出力信号を調整する場合に、レシオメトリック出力特性の直線性を容易に改善することができる。

ここで、図４及び図５を参照して本実施形態による出力リニアリティ誤差の低減効果について説明する。図４は、比較のために用いた磁気センサ１００の回路構成を示したブロック図である。磁気センサ１００は、図１に示した磁気センサ１からローパスフィルタ（２）８を除き、ローパスフィルタ（１）７の出力をレシオメトリックコントロール回路１０１に供給するようにした駆動回路２００を備えている。なお、他の構成は、図１に示した磁気センサ１と同一であり、同一の構成には同一の符号を付けている。

図５は、図１に示した磁気センサ１のリニアリティ誤差と、図４に示した磁気センサ１００のリニアリティ誤差とを示したグラフである。図１に示した磁気センサ１のリニアリティ誤差は本実施形態として白の矩形で示し、図４に示した磁気センサ１００のリニアリティ誤差は比較回路として黒の矩形で示した。横軸にとった測定磁界の変化に応じて、比較回路のリニアリティ誤差が大きく変化しているのに対して、本実施形態のリニアリティ誤差はほとんど変化していないことがわかる。

次に、図６及び図７を参照して、本発明の他の実施形態について説明する。図６及び図７において、図１及び図３と同一の構成には同一の符号を用いている。図６は、本発明の他の実施形態である磁気センサ１ａの構成例を示すブロック図である。図６に示した磁気センサ１ａは、図１に示した磁気センサ１と比較して、図１に示したフィードバックコイル３４を省略し、フィードバック電流Ｉｆｂを励磁電流Ｉｄとともに励磁コイル３２に通電するようにしたことが異なっている。すなわち、図１に示したセンサ部３に対応する構成であるセンサ部３ａは、磁性体コア３１と、励磁コイル３２と、ピックアップコイル３３とを備えている。そして、磁性体コア３１の外周面には、励磁コイル３２と、ピックアップコイル３３とが巻かれている。

図１に示した駆動回路２に対応する駆動回路２ａは、図１に示した回路ブロック（１）９に代えて回路ブロック（１）９ａを備えている。回路ブロック（１）９ａは、図１に示した三角波発生部９２及びフィードバック電流制御回路９７に代えて三角波発生部９２ａ及びフィードバック電流制御回路９７ａを備えている。

三角波発生部９２ａは、図７に示した一定の励磁周期Ｔで交番する三角波状の励磁電流Ｉｄに、フィードバック電流制御回路９７ａから入力したフィードバック電流Ｉｆｂの指令値に対応するフィードバック電流Ｉｆｂを加算した電流を励磁コイル３２に通電する。図３は、センサ部３ａ内の各部の動作波形を示す波形図である。横軸は時間であり、各波形は、上から順に、励磁コイル３２に流れる電流（＝励磁電流Ｉｄ＋フィードバック電流Ｉｆｂ）、磁性体コア３１に印加された測定磁界Ｈｅｘ、磁性体コア３１内の磁束密度Ｂ、そして、ピックアップコイル３３に発生したピックアップ電圧Ｖｐである。三角波発生部９２ａは、磁性体コア３１が磁気飽和するように励磁電流Ｉｄを制御するとともに、フィードバック電流制御回路９７ａから入力したフィードバック電流Ｉｆｂの指令値に対応するフィードバック電流Ｉｆｂを加算した電流を励磁コイル３２に通電する。

なお、図７は、図２と同様に、測定磁界Ｈｅｘが、０より大きい場合（鎖線で示す波形）、０と等しい場合（実線で示す波形）、及び、０より小さい場合（破線で示す波形）の磁束密度Ｂと、励磁電流Ｉｄ＋フィードバック電流Ｉｆｂとをそれぞれ鎖線、実線及び破線で示している。

フィードバック電流制御回路９７ａは、フィードバック電流Ｉｆｂの指令値を三角波発生部９２ａに対して出力することで、積分器９６の出力信号に応じて励磁コイル３２に励磁電流Ｉｄに加算して通電するフィードバック電流Ｉｆｂを制御するとともに、フィードバック電流Ｉｆｂの強度に応じた信号を回路ブロック（２）１０の出力調整回路１０２に対して出力する。図７に示したように、測定磁界Ｈｅｘによる磁束密度Ｂの変化を打ち消すように励磁コイル３２に通電する励磁電流Ｉｄにフィードバック電流Ｉｆｂを加算することで、ピックアップ電圧Ｖｐの負のパルス状の波形が発生する時刻ｔ１と正のパルス状の波形が発生する時刻ｔ２との時間Ｔｗはほぼ励磁周期Ｔの２分の１の値となる。この時間Ｔｗがほぼ励磁周期Ｔの２分の１の値となった状態では、出力調整回路１０２に入力されるフィードバック電流Ｉｆｂの強度に応じた信号が測定磁界Ｈｅｘに応じた値となる。

図６に示した磁気センサ１ａにおいても、図１に示した磁気センサ１と同様に、回路ブロック（２）１０の消費電流Ｉｃｃ２は、フィードバック電流Ｉｆｂを含んでいない。そのため、回路ブロック（２）１０の電源電圧Ｖｃｃ２は、フィードバック電流Ｉｆｂが測定磁界Ｈｅｘの変化に伴って変化した場合でも、容易にほとんど変化しないものとすることができる。また、消費電流Ｉｃｃ２の大きさも容易に小さくすることができるので、外部電源２０の電源電圧Ｖｃｃと、回路ブロック（２）１０の電源電圧Ｖｃｃ２との差も容易に小さくすることができる。したがって、電源電圧Ｖｃｃ２に応じてセンサ出力信号を調整する場合でも、レシオメトリック出力特性の直線性を容易に改善することができる。

なお、本発明の実施の形態は上記のものに限定されず、例えば、回路ブロック（２）１０内にも回路ブロック（１）９あるいは回路ブロック（１）９ａ内のレギュレータ９１と同様のレギュレータを設けたり、レシオメトリックコントロール回路１０１と出力調整回路１０２を一体として構成したり、回路ブロック（１）９あるいは回路ブロック（１）９ａの構成の一部をコンピュータを用いて構成したり、といった変更を適宜行うことができる。

１、１ａ 磁気センサ ２、２ａ 駆動回路 ３、３ａ センサ部 ５ 電源ライン（１）６ 電源ライン（２） ７ ローパスフィルタ（１） ８ ローパスフィルタ（２） ９、９ａ 回路ブロック（１） １０ 回路ブロック（２） ７１、８１ インダクタ ７２、８２ コンデンサ ９７、９７ａ フィードバック電流制御回路 １０１ レシオメトリックコントロール回路 １０２ 出力調整回路

Claims (6)

1. 測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を所定のコイルに通電して磁界を測定する磁気センサの駆動回路であって、
   前記所定のコイルに通電するフィードバック電流を制御するとともに、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を出力するフィードバック電流制御回路を有し、外部電源入力端子から入力した外部電源を電源として前記フィードバック電流を通電する回路ブロック１と、
   電源電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を、前記電源電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する回路ブロック２と、
   前記外部電源入力端子から入力した前記外部電源を前記回路ブロック１へ供給する電源ライン１と、
   前記外部電源入力端子から入力した前記外部電源を前記電源ライン１と並列に前記回路ブロック２へ供給する電源ライン２と、
   前記電源ライン１に挿入されたローパスフィルタ１と、
   前記電源ライン２に挿入されたローパスフィルタ２と
   を備えることを特徴とする磁気センサの駆動回路。
2. 前記ローパスフィルタ１及びローパスフィルタ２が、チップインダクタとチップコンデンサとを用いたＬＣフィルタである
   ことを特徴とする請求項１に記載の磁気センサの駆動回路。
3. 前記出力調整回路が、前記電源ライン２から供給された電源を電圧源として作動する増幅回路を用いて前記電源電圧に比例した信号を出力する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の磁気センサの駆動回路。
4. 磁性体コアと、前記磁性体コアに巻かれた複数のコイルとを有するセンサ部と、
   前記センサ部に作用する測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を前記複数のコイルの中の所定のコイルに通電して磁界を測定する駆動回路であって、
   前記所定のコイルに通電するフィードバック電流を制御するとともに、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を出力するフィードバック電流制御回路を有し、外部電源入力端子から入力した外部電源を電源として前記フィードバック電流を通電する回路ブロック１と、
   電源電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を、前記電源電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する回路ブロック２と、
   前記外部電源入力端子から入力した前記外部電源を前記回路ブロック１へ供給する電源ライン１と、
   前記外部電源入力端子から入力した前記外部電源を前記電源ライン１と並列に前記回路ブロック２へ供給する電源ライン２と、
   前記電源ライン１に挿入されたローパスフィルタ１と、
   前記電源ライン２に挿入されたローパスフィルタ２と
   を有するものと
   を備えることを特徴とする磁気センサ。
5. 磁性体コアと、前記磁性体コアに巻かれた複数のコイルとを有するセンサ部と、
   前記センサ部に測定電流に応じた磁界を生じさせる電流路部と、
   前記センサ部に作用する測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を前記複数のコイルの中の所定のコイルに通電して磁界を測定する駆動回路であって、
   前記所定のコイルに通電するフィードバック電流を制御するとともに、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を出力するフィードバック電流制御回路を有し、外部電源入力端子から入力した外部電源を電源として前記フィードバック電流を通電する回路ブロック１と、
   電源電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を、前記電源電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する回路ブロック２と、
   前記外部電源入力端子から入力した前記外部電源を前記回路ブロック１へ供給する電源ライン１と、
   前記外部電源入力端子から入力した前記外部電源を前記電源ライン１と並列に前記回路ブロック２へ供給する電源ライン２と、
   前記電源ライン１に挿入されたローパスフィルタ１と、
   前記電源ライン２に挿入されたローパスフィルタ２と
   を有するものと
   を備えることを特徴とする電流センサ。
6. 測定磁界による磁束密度の変化を打ち消すフィードバック電流を所定のコイルに通電して磁界を測定する磁気センサの駆動方法であって、
   前記所定のコイルに通電するフィードバック電流を制御するとともに、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を出力するフィードバック電流制御回路を有し、外部電源入力端子から入力した外部電源を電源として前記フィードバック電流を通電する回路ブロック１と、
   電源電圧を監視するレシオメトリックコントロール回路と、前記フィードバック電流の強度に応じた信号を、前記電源電圧に比例した信号に調整して出力する出力調整回路とを有する回路ブロック２と
   を用いて、
   前記外部電源入力端子から入力した前記外部電源を、ローパスフィルタ１が挿入された電源ライン１によって前記回路ブロック１へ供給するとともに、
   前記外部電源入力端子から入力した前記外部電源を、ローパスフィルタ２が挿入された電源ライン２によって、前記電源ライン１と並列に前記回路ブロック２へ供給する
   ことを特徴とする磁気センサの駆動方法。

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