JP5724397B2 - スイッチング素子の駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、電圧制御形のスイッチング素子を駆動対象スイッチング素子とするスイッチング素子の駆動回路に関する。

スイッチング素子の駆動回路としては、たとえば下記特許文献１に見られるように、定電流回路を用いて駆動対象となるスイッチング素子（ＩＧＢＴ）のゲートに電荷を充電するものも提案されている。詳しくは、この定電流回路は、十分に大きい端子電圧を有する直流電圧源を電源として構成されるものであり、これにより、定電流制御の制御性を高く維持することを狙っている。上記回路では、定電流回路によって上昇させうるゲート電圧の上限値が過度に大きくなることでＩＧＢＴのゲート酸化膜の低下を招くおそれを回避すべく、ＩＧＢＴのゲート電圧に応じて上記直流電圧源よりも低い定電圧をゲートに印加するようにしている。

特開２００９−１１０４９号公報

ただし、たとえば駆動対象となる上記ＩＧＢＴが高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を構成する場合であってこれらに貫通電流が流れうる異常時においては、ＩＧＢＴのオン状態への切り替えによってＩＧＢＴを流れる電流が急激に大きくなる。このため、ＩＧＢＴのゲート電圧も急激に大きくなり、ひいては上記定電圧への切り替えに先立ってＩＧＢＴに信頼性の低下を招くほど過度に大きい電流が流れるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、電圧制御形のスイッチング素子を駆動対象スイッチング素子とする新たなスイッチング素子の駆動回路を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

構成１では、電圧制御形のスイッチング素子を駆動対象スイッチング素子とするスイッチング素子の駆動回路において、前記駆動対象スイッチング素子の開閉制御端子に該駆動対象スイッチング素子をオン状態に切り替えるための電荷を充電する第１充電手段と、前記駆動対象スイッチング素子の開閉制御端子に前記第１充電手段による前記電荷の充電後に前記電荷をさらに充電するための第２充電手段とを備え、前記第１充電手段は、前記駆動対象スイッチング素子の開閉制御端子に前記電荷を定電流制御にて充電する定電流制御手段であり、該定電流制御手段による前記電荷の充電による前記開閉制御端子の電圧の収束値を、前記駆動対象スイッチング素子がオン状態となる際の閾値電圧である第１電圧および前記駆動対象スイッチング素子の許容電流の上限値を飽和電流とする第２電圧の一対の電圧によって定まる電圧領域内の値に設定し、前記第２充電手段による前記電荷の充電による前記開閉制御端子の電圧の収束値を、前記上限値よりも大きい電流を流しうる値に設定したことを特徴とする。

上記発明では、第１充電手段による充電期間においては駆動対象スイッチング素子を流れる電流を許容電流の上限値以下に制限することができる。このため、駆動対象スイッチング素子のオン状態への切り替えに際し駆動対象スイッチング素子に急激に過度に大きい電流が流れる事態を好適に回避することができる。

構成２では、構成１において、前記定電流制御手段によって前記電荷を充電する際における前記開閉制御端子の電圧の収束値を、前記駆動対象スイッチング素子の通常駆動時における最大電流よりも大きい電流を飽和電流とする前記開閉制御端子の電圧に設定したことを特徴とする。

定電流制御手段による定電流制御の制御性は、上記収束値付近で低下する傾向がある。この点、この収束値を上記最大電流よりも大きい電流を飽和電流とする電圧値に設定することで、通常駆動時においてはミラー期間を過ぎるまで定電流制御の制御性を維持することが容易となる。

構成３では、構成１又は２において、前記定電流制御手段によって前記電荷を充電する際における前記開閉制御端子の電圧の収束値を、前記駆動対象スイッチング素子の通常駆動時において想定される電流を飽和電流とする前記開閉制御端子の電圧である第３電圧まで該開閉制御端子を充電する際に前記定電流制御手段の制御性が低下しないと想定される値に設定したことを特徴とする。

定電流制御手段による定電流制御の制御性は、上記収束値付近で低下する傾向がある。上記発明では、この点に鑑み、上記設定とした。

構成４では、構成１〜３のいずれかにおいて、前記定電流制御手段は、前記駆動対象スイッチング素子の開閉制御端子に前記電荷を充電するための第１充電経路と、前記電荷を供給する第１直流電圧源と、前記第１充電経路に設けられた定電流用スイッチング素子および抵抗体の直列接続体と、前記抵抗体の電圧降下量を規定値に制御すべく前記定電流用スイッチング素子の開閉制御端子に操作信号を出力する出力手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、第１直流電圧源の出力電圧が前記収束値となる。

構成５では、構成１〜４のいずれかにおいて、前記第２充電手段は、第２直流電圧源および第２充電経路を備えて且つ、前記第２充電手段による充電の開始時から前記駆動対象スイッチング素子の開閉制御端子に前記第２充電経路を介して定電圧を印加する手段であることを特徴とする。

上記発明では、第２充電手段を簡素な構成とすることも容易となる。

構成６では、構成１〜５のいずれかにおいて、前記第１充電手段による充電処理から前記第２充電手段による充電処理への切り替えは、前記駆動対象スイッチング素子のオフ操作指令からオン操作指令への切り替えタイミング以降の規定のタイミングからの経過時間が規定時間以上となることを条件に行われることを特徴とする。

駆動対象スイッチング素子の開閉制御端子の電圧の変化は、駆動対象スイッチング素子を流れる電流に応じて変化する。この点、上記発明では、経過時間に着目することで、駆動対象スイッチング素子を流れる電流に依存することなく切り替え条件を適切に設定することができる。

構成７では、構成６において、前記第１充電手段による充電処理から前記第２充電手段による充電処理への切り替えは、前記駆動対象スイッチング素子のオフ操作指令からオン操作指令への切り替えタイミング以降の規定のタイミングからの経過時間が規定時間以上となる旨の条件と、前記駆動対象スイッチング素子の開閉制御端子の電圧が規定電圧に到達するとの条件との論理積が真となることを条件に行われることを特徴とする。

上記発明では、切り替え条件を複数の条件によって構成することで、単一の条件によって構成する場合と比較して、切替条件の成立判断のノイズに対する耐性を高めることができる。

構成８では、構成１〜７のいずれかにおいて、前記駆動対象スイッチング素子を流れる電流が、前記定電流制御手段によって前記電荷を充電する際における前記開閉制御端子の電圧の収束値に対応する飽和電流以下の電流に設定される過電流閾値以上となるか否かを判断する判断手段と、前記第１充電手段による充電期間において前記判断手段によって前記過電流閾値以上となると判断される場合、前記第１充電手段による充電処理から前記第２充電手段による充電処理への切り替えを禁止する禁止手段とをさらに備えることを特徴とする。

上記発明では、異常時において第２充電手段による充電処理への切り替えを禁止するために、駆動対象スイッチング素子に過度に大きい電流が流れる事態を好適に回避することができる。

構成９では、構成８において、前記判断手段によって前記過電流閾値以上となると判断される場合、前記駆動対象スイッチング素子を強制的にオフ操作する強制オフ操作手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、過電流閾値以上の電流が流れる事態を速やかに解消することができる。

構成１０では、構成８において、前記判断手段によって前記過電流閾値以上となると判断される場合、前記駆動対象スイッチング素子を流れる電流を制限するように該駆動対象スイッチング素子の開閉制御端子の電圧を制限する制限手段をさらに備えることを特徴とする。

上記発明では、異常時において駆動対象スイッチング素子を流れる電流を、第１充電手段による充電処理において流れうる最大電流に対して制限することができる。

構成１１では、構成１０において、前記制限手段は、前記駆動対象スイッチング素子の電流の流通経路の一対の端部のいずれかと前記開閉制御端子との間に設けられたツェナーダイオードを備えて構成されることを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるドライブユニットの回路構成を示す回路図。 同実施形態にかかる電源電圧の設定手法を示す図。 同実施形態にかかるオン操作処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるオン動作処理態様を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるオン操作処理の手順を示す流れ図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかるスイッチング素子の駆動回路を車載主機としての回転機に接続される電力変換回路の駆動回路に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に機械的に連結されている。モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶおよび昇圧コンバータＣＮＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、昇圧コンバータＣＮＶは、コンデンサＣと、コンデンサＣに並列接続された一対のスイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎと、一対のスイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎの接続点と高電圧バッテリ１２の正極とを接続するリアクトルＬとを備えている。そして、スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎのオン・オフによって、高電圧バッテリ１２の電圧（例えば百Ｖ以上）を所定の電圧（例えば「６６６Ｖ」）を上限として昇圧するものである。一方、インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ，ｃ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊＃が逆並列に接続されている。

制御装置１８は、低電圧バッテリ１６を電源とする制御装置である。制御装置１８は、モータジェネレータ１０を制御対象とし、その制御量を所望に制御すべく、インバータＩＮＶや昇圧コンバータＣＮＶを操作する。詳しくは、昇圧コンバータＣＮＶのスイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎを操作すべく、操作信号ｇｃｐ、ｇｃｎをドライブユニットＤＵに出力する。また、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作すべく、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎをドライブユニットＤＵに出力する。ここで、高電位側の操作信号ｇ＊ｐと、対応する低電位側の操作信号ｇ＊ｎとは、互いに相補的な信号となっている。換言すれば、高電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｐと、対応する低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎとは、交互にオン状態とされる。

ここで、高電圧バッテリ１２を備える高電圧システムと低電圧バッテリ１６を備える低電圧システムとは、互いに絶縁されており、これらの間の信号の授受は、例えばフォトカプラ等の絶縁素子を備えるインターフェース１４を介して行われる。

図２に、上記ドライブユニットＤＵの構成を示す。

図示されるように、ドライブユニットＤＵは、１チップ化された半導体集積回路であるドライブＩＣ２０を備えている。ドライブＩＣ２０は、定常用電圧ＶＨを端子電圧とする直流電圧源２２を備え、直流電圧源２２の端子は、定電圧用スイッチング素子２３、端子Ｔ１および定電圧用抵抗体２４を介してスイッチング素子Ｓ＊＃の開閉制御端子（ゲート）に接続されている。

ドライブＩＣ２０は、さらに制限用電圧ＶＬ（＜ＶＨ）を端子電圧とする直流電圧源２５を備え、直流電圧源２５の端子は、端子Ｔ２，定電流用抵抗体２６、端子Ｔ３、定電流用スイッチング素子２７、および端子Ｔ４を介してスイッチング素子Ｓ＊＃のゲートに接続されている。

一方、スイッチング素子Ｓ＊＃のゲートは、放電用抵抗体３０を介してドライブＩＣ２０の端子Ｔ５に接続されており、端子Ｔ５は、放電用スイッチング素子３２を介して端子Ｔ６に接続されている。そして、端子Ｔ６は、スイッチング素子Ｓ＊＃の出力端子（エミッタ）に接続されている。

上記定電圧用スイッチング素子２３、定電流用スイッチング素子２７および放電用スイッチング素子３２は、ドライブＩＣ２０内の駆動制御部７０によって操作される。すなわち、駆動制御部７０では、端子Ｔ８を介して入力される上記操作信号ｇ＊＃に基づき、定電圧用スイッチング素子２３および定電流用スイッチング素子２７と放電用スイッチング素子３２とを交互にオン・オフすることでスイッチング素子Ｓ＊＃を駆動する。詳しくは、操作信号ｇ＊＃がオン操作指令となることで、放電用スイッチング素子３２をオフして且つ定電流用スイッチング素子２７をオンした後、定電流用スイッチング素子２７をオフして且つ定電圧用スイッチング素子２３をオンとする。一方、操作信号ｇ＊＃がオフ操作指令となることで、定電圧用スイッチング素子２３をオフして且つ放電用スイッチング素子３２をオンする。

ここで、定電流用スイッチング素子２７をオン操作する期間においては、その開閉制御端子（ゲート）への印加電圧を定電流用抵抗体２６の電圧降下量（端子Ｔ３の電圧Ｖｃ）を規定値に制御するために操作する。これにより、定電流用抵抗体２６を流れる電流量を一定値とすることができ、ひいてはスイッチング素子Ｓ＊＃のゲート充電処理を定電流制御にて行うことができる。なお、定電流用スイッチング素子２７を用いた定電流制御によれば、スイッチング素子Ｓ＊＃のゲート電圧は、制限用電圧ＶＬに収束する。ゲート電圧が収束値へと近づくと、定電流制御の制御性が低下する。これは、ゲート電圧Ｖｇｅが制限用電圧ＶＬから定電流用抵抗体２６の電圧降下量と定電流用スイッチング素子２７の電圧降下量の最小値とを減算した値以上となると、定電流用スイッチング素子２７のゲート電圧の操作によっては、定電流用抵抗体２６の電圧降下量を規定値に制御することができなくなるためである。

上記端子Ｔ５は、また、ツェナーダイオード４０およびクランプ用スイッチング素子４２の直列接続体を介して端子Ｔ６に接続されている。ここで、ツェナーダイオード４０のブレークダウン電圧は、スイッチング素子Ｓ＊＃に過度の電流が流れない程度にスイッチング素子Ｓ＊＃のゲート電圧を制限するものである。

上記端子Ｔ５は、さらに、ソフト遮断用抵抗体４４およびソフト遮断用スイッチング素子４６を介して端子Ｔ６に接続されている。

一方、上記スイッチング素子Ｓ＊＃は、その入力端子（コレクタ）および出力端子（エミッタ）間に流れる電流（コレクタ電流）と相関を有する微少電流を出力するセンス端子Ｓｔを備えている。そして、センス端子Ｓｔは、抵抗体４８，５０の直列接続体を介してエミッタに電気的に接続されている。これにより、センス端子Ｓｔから出力される電流によって抵抗体５０に電圧降下が生じるため、抵抗体５０による電圧降下量を、スイッチング素子Ｓ＊＃の入力端子および出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量とすることができる。

上記抵抗体５０による電圧降下量（抵抗体４８，５０の接続点の電圧Ｖｓｄ）は、端子Ｔ７を介して、コンパレータ５２の非反転入力端子に取り込まれる。一方、コンパレータ５２の反転入力端子には、基準電源５４の基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。これにより、コレクタ電流が過電流閾値Ｉｔｈ以上となることで、コンパレータ５２の出力信号が論理「Ｌ」から論理「Ｈ」に反転する。コンパレータ５２の出力する論理「Ｈ」の信号は、クランプ用スイッチング素子４２に印加されるとともに、ディレイ５６に取り込まれる。ディレイ５６は、入力信号が所定時間に渡って論理「Ｈ」となることで、フェール信号ＦＬを出力する。フェール信号ＦＬは、スイッチング素子Ｓ＊＃を強制的にオフ状態とすべく、ソフト遮断用スイッチング素子４６をオン操作したり、定電圧用スイッチング素子２３、定電流用スイッチング素子２７および放電用スイッチング素子３２の駆動を停止させるべく駆動制御部７０に指令するものである。

こうした構成によれば、スイッチング素子Ｓ＊＃を過電流が流れる場合には、まずクランプ用スイッチング素子４２のオン操作に伴ってツェナーダイオード４０がオン状態とされることで、スイッチング素子Ｓ＊＃のゲート電圧が低下する。これにより、スイッチング素子Ｓ＊＃を流れる電流を制限することができる。そしてその後、過電流が所定時間継続する場合には、ソフト遮断用スイッチング素子４６がオン状態とされることから、スイッチング素子Ｓ＊＃が強制的にオフとされる。

これにより、コレクタ電流が閾値以上となる状態が所定時間以上継続することで、ソフト遮断用スイッチング素子４６がオンとされ、ソフト遮断用抵抗体４４および放電用抵抗体３０を介して、スイッチング素子Ｓ＊＃のゲートの電荷が放電される。ここで、ソフト遮断用抵抗体４４は、放電経路の抵抗値を高抵抗とするためのものである。これは、コレクタ電流が過大である状況下にあっては、スイッチング素子Ｓ＊＃をオン状態からオフ状態へと切り替える速度、換言すればコレクタおよびエミッタ間の遮断速度を大きくすると、サージが過大となるおそれがあることに鑑みたものである。このため、コレクタ電流が過電流閾値Ｉｔｈ以上となると判断される状況下にあっては、放電用抵抗体３０および放電用スイッチング素子３２を備える放電経路よりも抵抗値の大きい経路によってスイッチング素子Ｓ＊＃のゲートを放電させる。

なお、上記クランプ用スイッチング素子４２およびツェナーダイオード４０を備えるクランプ回路によるクランプ電圧を、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ＊＃を流れる電流を過電流閾値Ｉｔｈ以下に制限する値に設定する。また、フェール信号ＦＬは、端子Ｔ９を介して低電圧システム（制御装置１８）に出力される。このフェール信号ＦＬによって、先の図１に示すフェール処理部１４ａでは、インバータＩＮＶや昇圧コンバータＣＮＶをシャットダウンする。ちなみに、フェール処理部１４ａの構成は、例えば特開２００９−６０３５８号公報の図３に記載のものとすればよい。

図３に、制限用電圧ＶＬおよび過電流閾値Ｉｔｈの設定を示す。

図示されるように、スイッチング素子Ｓ＊＃は、ゲートおよびエミッタ間の電圧（ゲート電圧Ｖｇｅ）が大きいほど、流しうる最大の電流値（飽和電流）が大きくなる。ここで本実施形態では、スイッチング素子Ｓ＊＃の信頼性の低下を招くことのない電流（許容電流）の上限値に制限用電圧ＶＬを設定し、スイッチング素子Ｓ＊＃の通常駆動時に流れると想定される電流の最大値よりも大きくて且つ上記許容電流の上限値よりも小さい値に過電流閾値Ｉｔｈを設定する。

これにより、スイッチング素子Ｓ＊＃のゲートに定常用電圧ＶＨが印加されている際にスイッチング素子Ｓ＊＃を流れる電流が過電流閾値Ｉｔｈを超える事態には、上記クランプ用回路やソフト遮断用スイッチング素子４６のオン操作によって対処することができる。また、制限用電圧ＶＬの利用によって、オフ状態からオン状態への切り替えに際し、スイッチング素子Ｓ＊＃に直列接続された逆アームの素子がオン状態にあることで短絡電流が流れる場合であっても、急激な電流の上昇によってスイッチング素子Ｓ＊＃に一旦過度に大きい電流が流れる事態を回避する。すなわち、上記短絡電流の上昇速度が非常に大きいために、電圧Ｖｓｄに応じて上記クランプ用スイッチング素子４２がオン操作されるに先立ってスイッチング素子Ｓ＊＃を流れる電流は許容電流を超えうるのであるが、制限用電圧ＶＬを用いることでこうした事態を回避する。

なお、直流電圧源２５を用いたゲート充電処理を定電流制御によって行うのは、スイッチング損失を低減するためである。すなわち、定電圧制御を用いる場合、充電速度は、直流電圧源２５の出力電圧とゲート電圧との差圧に比例するため、ゲート電圧が上昇するほど小さくなる。このため、ミラー期間における充電速度が低下しやすく、ひいてはスイッチング損失を十分に低減することが困難となる。

また、本実施形態では、制限用電圧ＶＬから定電流用抵抗体２６の電圧降下量の目標値と定電流用スイッチング素子２７のオン抵抗の最小値とを減算した値が、スイッチング素子Ｓ＊＃の通常駆動時において流れる電流の最大値を飽和電流とするゲート電圧以上になっている。

図４に、スイッチング素子Ｓ＊＃のオン状態への切替処理の手順を示す。この処理は、駆動制御部７０によって実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、スイッチング素子Ｓ＊＃のオフ操作指令からオン操作指令への切り替えタイミングであるか否かを判断する。そして、ステップＳ１０において肯定判断される場合、ステップＳ１２において、定電流用スイッチング素子２７をオン操作する。続くステップＳ１４においては、オン操作指令への切り替えタイミングからの経過時間を計時するカウンタＣの計時動作を開始する。続くステップＳ１６では、カウンタＣが閾値Ｃｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、定電圧制御への切り替えタイミングを判断するためのものである。ここで閾値Ｃｔｈは、スイッチング素子Ｓ＊＃の通常駆動時においてスイッチング素子Ｓ＊＃のゲート電圧が制限用電圧ＶＬに収束するのに要する時間以上の時間に設定される。なお、閾値Ｃｔｈは、電圧Ｖｓｄに応じてクランプ用スイッチング素子４２がオン操作されるのに要する時間以上の時間ともなっている。上記ステップＳ１６において否定判断される場合には、ステップＳ１４に戻る。

一方、ステップＳ１６において肯定判断される場合、ステップＳ１８において、フェール信号ＦＬが出力されたか否かを判断する。この処理は、定電圧制御への切り替えをすべきでない状況であるか否かを判断するためのものである。ステップＳ１８において否定判断される場合、ステップＳ２０において定電流用スイッチング素子２７をオフ操作するとともに定電圧用スイッチング素子２３をオン操作し、カウンタＣを初期化する。

なお、上記ステップＳ２０の処理が完了する場合や、ステップＳ１０において否定判断される場合、さらにはステップＳ１８において肯定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図５に、本実施形態にかかるスイッチング素子Ｓ＊＃のオン操作処理を示す。詳しくは、図５（ａ１）および図５（ａ２）に、スイッチング素子Ｓ＊＃のゲート電圧Ｖｇｅの推移を示し、図５（ｂ１）および図５（ｂ２）に、抵抗体５０による電圧降下量（電圧Ｖｓｄ）の推移を示し、図５（ｃ１）および図５（ｃ２）に、定電流用スイッチング素子２７の操作状態の推移を示す。また、図５（ｄ１）および図５（ｄ２）に、定電圧用スイッチング素子２３の操作状態の推移を示し、図５（ｅ１）および図５（ｅ２）に、放電用スイッチング素子３２の操作状態の推移を示し、図５（ｆ１）および図５（ｆ２）に、クランプ用スイッチング素子４２の操作状態の推移を示し、図５（ｇ１）および図５（ｇ２）に、ソフト遮断用スイッチング素子４６の操作状態の推移を示す。なお、図５（ａ１）〜図５（ｇ１）は、スイッチング素子Ｓ＊＃の通常駆動時の処理であり、図５（ａ２）〜図５（ｇ２）は、スイッチング素子Ｓ＊＃に短絡電流が流れる場合の処理である。

図５（ａ１）〜図５（ｇ１）に示されるように、定電流用スイッチング素子２７がオン操作されることで、スイッチング素子Ｓ＊＃のゲート電圧が上昇し、ミラー期間において停滞した後再度上昇することで制限用電圧ＶＬに到達する。その後、閾値Ｃｔｈに対応する時間が経過することで、定電流用スイッチング素子２７がオフされるとともに定電圧用スイッチング素子２３がオンされる。これにより、スイッチング素子Ｓ＊＃のゲート電圧Ｖｇｅは、定常用電圧ＶＨまで上昇する。

これに対し、図５（ａ２）〜図５（ｇ２）に示されるように、スイッチング素子Ｓ＊＃に貫通電流が流れる場合には、定電流用スイッチング素子２７のオン操作とともに、スイッチング素子Ｓ＊＃に大電流が流れることから、ゲート電圧Ｖｇｅは、制限用電圧ＶＬまで一気に上昇する。このため、電圧Ｖｓｄは、基準電圧Ｖｒｅｆを上回るものの、クランプ用スイッチング素子４２がオン操作されるまでには応答遅れが生じる。しかしこの場合であっても、スイッチング素子Ｓ＊＃を流れる電流は、制限用電圧ＶＬに対応する飽和電流に制限される。そして、クランプ用スイッチング素子４２がオン操作された後所定時間経過することでソフト遮断用スイッチング素子４６がオン操作されることで、スイッチング素子Ｓ＊＃が強制的にオフ操作される。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）定電流制御用の直流電圧源２５の出力電圧を制限用電圧ＶＬに制限した。これにより、スイッチング素子Ｓ＊＃のオン状態への切り替えに際しスイッチング素子Ｓ＊＃に急激に過度に大きい電流が流れる事態を好適に回避することができる。

（２）制限用電圧ＶＬを、スイッチング素子Ｓ＊＃を流れる許容電流の上限値とした。これにより、スイッチング素子Ｓ＊＃の通常駆動時におけるミラー期間のゲート電圧Ｖｇｅまでは定電流制御の制御性を低下させない設定が容易となる。

（３）スイッチング素子Ｓ＊＃のゲートを制限用電圧ＶＬから定常用電圧ＶＨまで充電するに際し、定電圧制御を行なった。これにより、ミラー期間が経過した後の充電処理を行う手段を簡素化することが容易となる。

（４）定電流制御から定電圧制御への切り替えタイミングを、スイッチング素子Ｓ＊＃のオン操作指令への切り替えタイミングからの経過時間によって設定した。これにより、スイッチング素子Ｓ＊＃を流れる電流に依存することなく切り替え条件を適切に設定することができる。

（５）定電流制御期間においてスイッチング素子Ｓ＊＃を流れる電流が過電流閾値Ｉｔｈ以上となると判断される場合、定電流制御から定電圧制御への切り替えを禁止した。これにより、スイッチング素子Ｓ＊＃に過度に大きい電流が流れる事態を好適に回避することができる。

（６）スイッチング素子Ｓ＊＃に流れる電流が過電流閾値Ｉｔｈ以上となると判断される場合、スイッチング素子Ｓ＊＃を強制的にオフ操作した。これにより、過電流閾値Ｉｔｈ以上の電流が流れる事態を速やかに解消することができる。

（７）スイッチング素子Ｓ＊＃に流れる電流が過電流閾値Ｉｔｈ以上となると判断される場合、スイッチング素子Ｓ＊＃を流れる電流を制限すべく、スイッチング素子Ｓ＊＃のゲート電圧Ｖｇｅを制限するクランプ回路（クランプ用スイッチング素子４２およびツェナーダイオード４０）を備えた。これにより、異常時においてスイッチング素子Ｓ＊＃を流れる電流を、制限用電圧ＶＬに対応する飽和電流よりも小さい電流に制限することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図６に、本実施形態にかかるスイッチング素子Ｓ＊＃のオン状態への切替処理の手順を示す。この処理は、駆動制御部７０によって実行される。なお、図６において、先の図４に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１２の処理が完了する場合、ステップＳ２２において、ゲート電圧Ｖｇｅが規定電圧Ｖ０以上であるか否かを判断する。この処理は、カウンタＣの計時動作を開始するための規定のタイミングとなったか否かを判断するためのものである。すなわち、本実施形態では、ゲート電圧Ｖｇｅが規定電圧Ｖ０以上となることが、カウンタＣの計時動作を開始するための第２の条件となっている。このように、カウンタＣの計時動作の開始条件を、オン操作指令への切り替えに加えて、ゲート電圧Ｖｇｅが規定電圧Ｖ０となったとの条件とすることで、計時動作の開始判断に際してのノイズの耐性を高めることができる。なお、規定電圧Ｖ０は、スイッチング素子Ｓ＊＃がオン状態となる閾値電圧Ｖｔｈ以下とすることが望ましい。

そしてステップＳ２２において肯定判断される場合、ステップＳ１４に移行する。そして、ステップＳ１４の処理が完了する場合、ステップＳ１６ａにおいて、カウンタＣが閾値Ｃｔｈ以上であることと、ゲート電圧Ｖｇｅが制限用電圧ＶＬ以上であることと、の論理積が真であるか否かを判断する。この処理は、定電流制御から定電圧制御への切り替えタイミングを判断するためのものである。ここで、制限用電圧ＶＬ以上である旨の条件を切替条件に加えたのは、切り替えタイミングの判断に際してノイズに対する耐性を高めるためである。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「制限用電圧ＶＬの設定について」
制限用電圧ＶＬの設定としては、スイッチング素子Ｓ＊＃の許容電流の上限値を飽和電流とするゲート電圧Ｖｇｅに限らない。たとえば、過電流閾値Ｉｔｈを飽和電流とするゲート電圧Ｖｇｅであってもよい。またたとえば、過電流閾値Ｉｔｈよりも小さい電流であって且つ通常駆動時における最大電流よりも大きい電流を飽和電流とするゲート電圧Ｖｇｅであってもよい。さらに、最大電流よりも大きい電流を飽和電流とするゲート電圧Ｖｇｅにも限らず、都度想定される電流よりも大きい電流を飽和電流とするゲート電圧Ｖｇｅであってもよい。この場合であっても、想定される電流よりも大きい電流が流れている場合には定常用電圧ＶＨへの切り替えを行なわないことで、過度の電流が流れる事態を好適に回避することができる。

「定電流制御手段について」
定電流用スイッチング素子としては、ＭＯＳ電界効果トランジスタに限らず、たとえばバイポーラトランジスタ等であってもよい。

また、スイッチング素子に直列接続された抵抗体の電圧降下量を一定値とすべく開閉制御端子（ゲート、ベース）に操作信号を出力することで定電流制御を行うものに限らず、たとえば直流電圧源に接続される定電流ダイオードであってもよい。

「第２充電手段について」
上記実施形態において例示したものに限らず、たとえば直流電圧源２２を電源とする定電流制御回路であってもよい。

「第１充電手段について」
第１充電手段の備える直流電圧源としては、その出力電圧が固定値であるものに限らず、たとえば段階的または連続的に変化するものであってもよい。ただしこの場合、大きい方の電圧を制限用電圧ＶＬとする。

「計時動作の開始タイミング（規定のタイミング）について」
オン操作指令に同期したタイミングとしては、オン操作指令への切り替えタイミングに代えて、たとえば定電流用スイッチング素子２７のゲートに電圧が印加されるタイミングや、定電流用スイッチング素子２７のドレインから電流が出力されるタイミングであってもよい。

「強制オフ操作手段について」
ソフト遮断用スイッチング素子４６を備えることなく、放電用スイッチング素子３２を用いて強制的なオフ操作を行なってもよい。

なお、強制オフ操作手段を備えることなく、操作信号ｇ＊＃によるオフ操作指令に応じてスイッチング素子Ｓ＊＃をオフ操作するようにしてもよい。

「クランプ回路について」
ツェナーダイオード４０およびクランプ用スイッチング素子４２を備えるクランプ回路としては、制限用電圧ＶＬに対応する飽和電流よりも小さい電流を飽和電流とする電圧をクランプ電圧とするものに限らない。たとえば、過電流閾値Ｉｔｈを飽和電流とするゲート電圧を制限用電圧ＶＬおよびクランプ電圧と一致させてもよい。また、過電流閾値Ｉｔｈを飽和電流とするゲート電圧をクランプ電圧として且つ、これよりも制限用電圧ＶＬを小さくしてもよい。

なお、クランプ回路を設けなくてもよい。

「駆動対象スイッチング素子について」
駆動対象スイッチング素子としては、ＩＧＢＴに限らず、たとえばパワーＭＯＳ電界効果トランジスタ等であってもよい。この際、Ｎチャネルにも限らず、Ｐチャネルであってもよい。ただしこの場合、ソース電位に対してゲート電位を低下させることでオン状態となるため、ゲートに「負」の電荷を充電することで駆動対象スイッチング素子がオン状態となる。

「直流電圧源について」
第１充電手段の第１直流電圧源と第２充電手段の第２直流電圧源としては、互いに相違する端子電圧を有する各別の直流電圧源に限らない。たとえばＤＣＤＣコンバータのように、その出力電圧を可変とする単一の電圧源であってもよい。

「電力変換回路について」
電力変換回路としては、回転機の端子を直流電源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続する高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子を備える直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）や、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子を備えるコンバータＣＮＶに限らない。たとえば、高電圧バッテリ１２の電圧を降圧して低電圧バッテリ１６に印加する降圧コンバータであってもよい。ただし、この場合であっても、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えることが望ましい。

「そのほか」
・モータジェネレータ１０としては、車載主機に限らず、たとえばシリーズハイブリッド車に搭載される発電機であってもよい。

２２，２７…直流電圧源、２３…定電圧用スイッチング素子、２６…定電流用抵抗体、２７…定電流用スイッチング素子。

Claims (10)

1. 電圧制御形のスイッチング素子を駆動対象スイッチング素子とするスイッチング素子の駆動回路において、
   前記駆動対象スイッチング素子の開閉制御端子に該駆動対象スイッチング素子をオン状態に切り替えるための電荷を充電する第１充電手段と、
   前記駆動対象スイッチング素子の開閉制御端子に前記第１充電手段による前記電荷の充電後に前記電荷をさらに充電するための第２充電手段とを備え、
   前記第１充電手段は、前記駆動対象スイッチング素子の開閉制御端子に前記電荷を定電流制御にて充電する定電流制御手段であり、
   該定電流制御手段による前記電荷の充電による前記開閉制御端子の電圧の収束値を、前記駆動対象スイッチング素子がオン状態となる際の閾値電圧である第１電圧および前記駆動対象スイッチング素子の許容電流の上限値を飽和電流とする第２電圧の一対の電圧によって定まる電圧領域内の値に設定し、
   前記第２充電手段による前記電荷の充電による前記開閉制御端子の電圧の収束値を、前記上限値よりも大きい電流を流しうる値に設定し、
   前記駆動対象スイッチング素子を流れる電流が、前記定電流制御手段によって前記電荷を充電する際における前記開閉制御端子の電圧の収束値に対応する飽和電流以下の電流に設定される過電流閾値以上となるか否かを判断する判断手段と、
   前記第１充電手段による充電期間において前記判断手段によって前記過電流閾値以上となると判断される場合、前記第１充電手段による充電処理から前記第２充電手段による充電処理への切り替えを禁止する禁止手段とをさらに備えることを特徴とするスイッチング素子の駆動回路。
2. 前記判断手段によって前記過電流閾値以上となると判断される場合、前記駆動対象スイッチング素子を強制的にオフ操作する強制オフ操作手段を備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング素子の駆動回路。
3. 前記判断手段によって前記過電流閾値以上となると判断される場合、前記駆動対象スイッチング素子を流れる電流を制限するように該駆動対象スイッチング素子の開閉制御端子の電圧を制限する制限手段をさらに備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング素子の駆動回路。
4. 前記制限手段は、前記駆動対象スイッチング素子の電流の流通経路の一対の端部のいずれかと前記開閉制御端子との間に設けられたツェナーダイオードを備えて構成されることを特徴とする請求項３記載のスイッチング素子の駆動回路。
5. 前記定電流制御手段によって前記電荷を充電する際における前記開閉制御端子の電圧の収束値を、前記駆動対象スイッチング素子の通常駆動時における最大電流よりも大きい電流を飽和電流とする前記開閉制御端子の電圧に設定したことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動回路。
6. 前記定電流制御手段によって前記電荷を充電する際における前記開閉制御端子の電圧の収束値を、前記駆動対象スイッチング素子の通常駆動時において想定される電流を飽和電流とする前記開閉制御端子の電圧である第３電圧まで該開閉制御端子を充電する際に前記定電流制御手段の制御性が低下しないと想定される値に設定したことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動回路。
7. 前記定電流制御手段は、前記駆動対象スイッチング素子の開閉制御端子に前記電荷を充電するための第１充電経路と、前記第１充電経路に設けられた定電流用スイッチング素子および抵抗体の直列接続体と、前記抵抗体の電圧降下量を規定値に制御すべく前記定電流用スイッチング素子の開閉制御端子に操作信号を出力する出力手段とを備えることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動回路。
8. 前記第２充電手段は、第２充電経路を備えて且つ、前記第２充電手段による充電の開始時から前記駆動対象スイッチング素子の開閉制御端子に前記第２充電経路を介して定電圧を印加する手段であることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動回路。
9. 前記第１充電手段による充電処理から前記第２充電手段による充電処理への切り替えは、前記駆動対象スイッチング素子のオフ操作指令からオン操作指令への切り替えタイミング以降の規定のタイミングからの経過時間が規定時間以上となることを条件に行われることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動回路。
10. 前記第１充電手段による充電処理から前記第２充電手段による充電処理への切り替えは、前記駆動対象スイッチング素子のオフ操作指令からオン操作指令への切り替えタイミング以降の規定のタイミングからの経過時間が規定時間以上となる旨の条件と、前記駆動対象スイッチング素子の開閉制御端子の電圧が規定電圧に到達するとの条件との論理積が真となることを条件に行われることを特徴とする請求項９記載のスイッチング素子の駆動回路。

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