JP5697591B2 - 電動機駆動装置、及び冷凍空調装置 - Google Patents
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Description
本発明は、電動機駆動装置、及び冷凍空調装置に関するものである。
可変電圧・可変周波数インバータが実用化されるに従って、各種の電力変換装置の応用分野が開拓されてきた。例えば、電動機駆動装置等に用いられる駆動回路には、三相電圧形インバータ等が用いられる。三相電圧形インバータは、サイリスタ、トランジスタ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等の電力用半導体スイッチング素子を用いた三相のブリッジ回路等で構成される。本回路において、各相のスイッチング素子は、正極端子及び負極端子を直流電圧源の正極端子及び負極端子にそれぞれ直接接続することで実現できる。近年、装置の高効率化が進むにつれ、このようなスタンダードな回路を改良し、さらなる高効率化が推進されてきている。
従来の技術では、例えば「直流電圧源に直列接続され、負荷に電力を供給する一対の主回路スイッチング素子と、これら各主回路スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードと、これら各還流ダイオードが遮断するにあたって、前記直流電圧源より小さな逆電圧を各還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路とを備えたことを特徴とする電力変換装置。」が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
上記のような従来の装置は、スイッチング素子のｄｖ／ｄｔばらつき等により、逆電圧印加タイミングを制御するために、高機能・高価な制御装置が必要である、という問題点があった。また、付加回路による逆電圧印加を行うため、付加回路故障時にインバータ効率が著しく低下する、という問題点があった。
また、従来のインバータ装置は、スイッチングの際、寄生ダイオードを有するスイッチング素子によりリカバリー損失が生じる、という問題点があった。
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、リカバリー損失を低減させることができる電動機駆動装置、及び冷凍空調装置を得ることを目的とする。
また、比較的簡易な構成により、エネルギー効率を向上させることができる電動機駆動装置、及び冷凍空調装置を得ることを目的とする。
また、比較的簡易な構成により、エネルギー効率を向上させることができる電動機駆動装置、及び冷凍空調装置を得ることを目的とする。
この発明に係る電動機駆動装置は、電動機を駆動する電動機駆動装置であって、インバータ装置と、前記電動機の巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ装置を制御する制御手段とを備え、前記インバータ装置は、電流を導通及び遮断する６つのアームがブリッジ接続して３相インバータを構成し、前記６つのアームのうち、当該インバータ装置に供給される直流電圧の高圧側若しくは低圧側に接続された３つのアームは、寄生ダイオードを有し、互いに直列接続された複数のスイッチング素子と、前記複数のスイッチング素子と並列に接続された還流ダイオードとを備え、前記スイッチング素子は、当該スイッチング素子の寄生ダイオードの極性が、隣接する他のスイッチング素子の寄生ダイオードの極性と逆になるように接続され、前記複数のスイッチング素子のうち、前記寄生ダイオードの極性が前記還流ダイオードと逆極性のスイッチング素子は、他のスイッチング素子と比較して、前記寄生ダイオードの逆回復時間が短いものであり、前記寄生ダイオードの極性が前記還流ダイオードと同極性のスイッチング素子へ流れる導通経路をブロックして、等価的短絡回路を形成する時間を減らし、それ以外の３つのアームは、１つの第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子と並列に接続された第２の還流ダイオードとを備えるものであり、前記制御手段は、前記電流検出手段が検出した電流に基づき、前記インバータ装置を、電圧指令ベクトルを生成する基本電圧ベクトルの組み合わせが同じであるインバータ回転角の区間において、３相のうちスイッチング動作を行わない相の、前記高圧側に接続された前記アームのスイッチング素子をオン状態に維持する上張付２相変調、若しくは、３相のうちスイッチング動作を行わない相の、前記低圧側に接続された前記アームのスイッチング素子をオン状態に維持する下張付２相変調によりＰＷＭ制御して、前記電動機を駆動させるものである。
この発明に係る冷凍空調装置は、上記の電動機駆動装置と、前記電動機駆動装置により駆動される電動機とを備えたものである。
この発明は、寄生ダイオードを有する複数のスイッチング素子が、互いに直列接続されたアームを備えるので、アームのスイッチング時のリカバリー損失を低減させることができる。また、比較的簡易な構成により、エネルギー効率を向上させることができる。
実施の形態１．
＜アーム４の構成＞
図１は実施の形態１に係るインバータ回路のアームの構成を示す図である。
図１に示すように、アーム４は、上側スイッチング素子５、下側スイッチング素子６、及び還流ダイオード９を備えている。このアーム４は、電流を導通及び遮断するものである。
＜アーム４の構成＞
図１は実施の形態１に係るインバータ回路のアームの構成を示す図である。
図１に示すように、アーム４は、上側スイッチング素子５、下側スイッチング素子６、及び還流ダイオード９を備えている。このアーム４は、電流を導通及び遮断するものである。
上側スイッチング素子５は、例えば、スーパージャンクション（Super Junction）構造（以下「ＳＪ構造」という。）のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）により構成される。上側スイッチング素子５は、寄生ダイオード７を有する。なお、ＳＪ構造については後述する。
下側スイッチング素子６は、ＭＯＳＦＥＴにより構成される。下側スイッチング素子６は、寄生ダイオード８を有する。
下側スイッチング素子６の寄生ダイオード８は、上側スイッチング素子５の寄生ダイオード７と比較して、逆回復時間が短いものである。
なお、下側スイッチング素子６は、高耐圧のものが必須ではなく、低耐圧のものを用いても良い。例えば、下側スイッチング素子６は、上側スイッチング素子５と比較して、耐圧が低いものを用いても良い。
下側スイッチング素子６の寄生ダイオード８は、上側スイッチング素子５の寄生ダイオード７と比較して、逆回復時間が短いものである。
なお、下側スイッチング素子６は、高耐圧のものが必須ではなく、低耐圧のものを用いても良い。例えば、下側スイッチング素子６は、上側スイッチング素子５と比較して、耐圧が低いものを用いても良い。
なお、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６は、本発明における「スイッチング素子」に相当する。
上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６は、互いに直列接続されている。
例えば、ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴにより構成された上側スイッチング素子５と、ｐチャネルのＭＯＳＦＥＴにより構成された下側スイッチング素子６とを直列接続する。
また例えば、ｐチャネルのＭＯＳＦＥＴにより構成された上側スイッチング素子５と、ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴにより構成された下側スイッチング素子６とを直列接続する。
つまり、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６は、当該ＭＯＳＦＥＴのチャネルと異なるチャネルのＭＯＳＦＥＴと直列接続される。
例えば、ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴにより構成された上側スイッチング素子５と、ｐチャネルのＭＯＳＦＥＴにより構成された下側スイッチング素子６とを直列接続する。
また例えば、ｐチャネルのＭＯＳＦＥＴにより構成された上側スイッチング素子５と、ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴにより構成された下側スイッチング素子６とを直列接続する。
つまり、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６は、当該ＭＯＳＦＥＴのチャネルと異なるチャネルのＭＯＳＦＥＴと直列接続される。
また例えば、ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴにより構成された上側スイッチング素子５と、ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴにより構成された下側スイッチング素子６とを、ソースコモンとして逆直列接続する。
つまり、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６は、当該ＭＯＳＦＥＴのチャネルと同一チャネルのＭＯＳＦＥＴと逆直列接続される。
つまり、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６は、当該ＭＯＳＦＥＴのチャネルと同一チャネルのＭＯＳＦＥＴと逆直列接続される。
このように上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６を接続することにより、上側スイッチング素子５の寄生ダイオード７の極性と、下側スイッチング素子６の寄生ダイオード８の極性とが逆になるように直列接続される。
還流ダイオード９は、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６と並列に接続されている。また、還流ダイオード９は、上側スイッチング素子５の寄生ダイオード７と同極性になるように接続されている。
この還流ダイオード９は、寄生ダイオード７及び寄生ダイオード８と比較して、逆回復時間が短いものである。
還流ダイオード９は、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６がオフ状態のときに、還流電流を流す働きをするものである。
この還流ダイオード９は、寄生ダイオード７及び寄生ダイオード８と比較して、逆回復時間が短いものである。
還流ダイオード９は、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６がオフ状態のときに、還流電流を流す働きをするものである。
なお、本実施の形態では、「スイッチング素子」としてＭＯＳＦＥＴを用いた形態を説明するが、本発明はこれに限るものではなく、寄生ダイオードを有するものであれば、任意のスイッチング素子を用いることができる。
なお、本実施の形態では、アーム４に、スイッチング素子を２つ備える場合を説明するが、本発明はこれに限るものではなく、２以上のスイッチング素子を備えても良い。
＜インバータ回路２の構成＞
図２は実施の形態１に係るインバータ回路の構成を示す図である。
図２に示すように、インバータ回路２は、６つのアーム４ａ〜４ｆを各々ブリッジ接続して構成される。
このインバータ回路２は、各アーム４ａ〜４ｆにより電流を導通及び遮断して、直流電圧源１２からの直流電圧を、任意電圧、任意周波数の３相交流に変換して、負荷装置１６へ供給するものである。
図２は実施の形態１に係るインバータ回路の構成を示す図である。
図２に示すように、インバータ回路２は、６つのアーム４ａ〜４ｆを各々ブリッジ接続して構成される。
このインバータ回路２は、各アーム４ａ〜４ｆにより電流を導通及び遮断して、直流電圧源１２からの直流電圧を、任意電圧、任意周波数の３相交流に変換して、負荷装置１６へ供給するものである。
なお、インバータ回路２は、本発明における「インバータ装置」に相当する。
なお、インバータ装置は、電力変換装置とも称される。
なお、インバータ装置は、電力変換装置とも称される。
アーム４ａ、４ｂ、４ｃは、直流電圧源１２の高圧側（Ｐ側）に一端が接続される。
アーム４ｄ、４ｅ、７ｆは、直流電圧源１２の低圧側（Ｎ側）に一端が接続される。
そして、アーム４ａ及び４ｄの接続点、アーム４ｂ及び４ｅの接続点、アーム４ｃ及び４ｆの接続点が負荷装置１６と接続される。
アーム４ｄ、４ｅ、７ｆは、直流電圧源１２の低圧側（Ｎ側）に一端が接続される。
そして、アーム４ａ及び４ｄの接続点、アーム４ｂ及び４ｅの接続点、アーム４ｃ及び４ｆの接続点が負荷装置１６と接続される。
なお、以下の説明において、アーム４ａ、４ｂ、４ｃは、「上アーム」とも称する。
また、以下の説明において、アーム４ｄ、４ｅ、４ｆは、「下アーム」とも称する。
また、以下の説明において、アーム４ｄ、４ｅ、４ｆは、「下アーム」とも称する。
各アーム４ａ〜４ｆは、上側スイッチング素子５ａ〜５ｆ、下側スイッチング素子６ａ〜６ｆ、還流ダイオード９ａ〜９ｆを備えている。
上側スイッチング素子５ａ〜５ｆは、寄生ダイオード７ａ〜７ｆを備えている。下側スイッチング素子６ａ〜６ｆは、寄生ダイオード８ａ〜８ｆを備えている。
上側スイッチング素子５ａ〜５ｆは、寄生ダイオード７ａ〜７ｆを備えている。下側スイッチング素子６ａ〜６ｆは、寄生ダイオード８ａ〜８ｆを備えている。
以上、本実施の形態におけるアーム４及びこれを備えるインバータ回路２の構成を説明した。
次に、上側スイッチング素子５に用いるＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴの特徴と、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いた従来のインバータ回路の問題点について説明する。
次に、上側スイッチング素子５に用いるＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴの特徴と、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いた従来のインバータ回路の問題点について説明する。
＜ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴ＞
ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のパワーデバイスは、民生機器から産業機器まで様々な用途に使われてきた。現在、ＳｉＣ（炭化ケイ素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）等を用いたデバイス開発が様々な形で行われてきている。
一方、パワーＭＯＳＦＥＴにおいても、ＳＪ構造のものが出現してきており、従来の構造と比較してオン抵抗が低い（超低オン抵抗）のデバイスが実現されている。
ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のパワーデバイスは、民生機器から産業機器まで様々な用途に使われてきた。現在、ＳｉＣ（炭化ケイ素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）等を用いたデバイス開発が様々な形で行われてきている。
一方、パワーＭＯＳＦＥＴにおいても、ＳＪ構造のものが出現してきており、従来の構造と比較してオン抵抗が低い（超低オン抵抗）のデバイスが実現されている。
図３は実施の形態１に係るＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴの構造を示す概略図である。
図３に示すように、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴは、ゲート２１、ソース２２、ドレイン２３、基板（極性ｎ＋）２４、ｐ層２５、及びｎ層２６により構成される。
ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴは、ｐ層２５とｎ層２６とのチャージをバランスさせることで、オン抵抗を低減することができ、耐圧を向上させることができるといったメリットを有する。
図３に示すように、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴは、ゲート２１、ソース２２、ドレイン２３、基板（極性ｎ＋）２４、ｐ層２５、及びｎ層２６により構成される。
ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴは、ｐ層２５とｎ層２６とのチャージをバランスさせることで、オン抵抗を低減することができ、耐圧を向上させることができるといったメリットを有する。
図４はＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴに関するドレイン−ソース間電圧とオン抵抗との関係の一例を示す図である。
図４に示すように、従来のＭＯＳＦＥＴでは、ドレイン−ソース間電圧が上昇するにつれて、オン抵抗が増大する。ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴでは、オン抵抗を低く抑えることが可能である。
しかし、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴは、従来のＭＯＳＦＥＴと比較して、寄生ダイオードの逆回復時間が長いという特性を有する。
図４に示すように、従来のＭＯＳＦＥＴでは、ドレイン−ソース間電圧が上昇するにつれて、オン抵抗が増大する。ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴでは、オン抵抗を低く抑えることが可能である。
しかし、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴは、従来のＭＯＳＦＥＴと比較して、寄生ダイオードの逆回復時間が長いという特性を有する。
＜従来のインバータ回路の問題点＞
上記のような特性を有するＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを、インバータ回路に適用する際の問題点について説明する。
上記のような特性を有するＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを、インバータ回路に適用する際の問題点について説明する。
図１９は従来のインバータ回路の構成を示す図である。
図１９に示すように、従来のインバータ回路２は、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子１０１ａ〜１０１ｆをブリッジ接続する。インバータ回路２は、例えば制御部１１からのＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング素子１０１ａ〜１０１ｆをスイッチング制御する。
これにより、直流電圧源１２からの直流電圧を、任意電圧、任意周波数の３相交流に変換して、例えば電動機１に供給する。
図１９に示すように、従来のインバータ回路２は、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子１０１ａ〜１０１ｆをブリッジ接続する。インバータ回路２は、例えば制御部１１からのＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング素子１０１ａ〜１０１ｆをスイッチング制御する。
これにより、直流電圧源１２からの直流電圧を、任意電圧、任意周波数の３相交流に変換して、例えば電動機１に供給する。
このように、従来のインバータ回路２の構成は、上アーム及び下アームに、それぞれ１個ずつのスイッチング素子１０１ａ〜１０１ｆを有する回路がこれまで一般的であった。
このような回路構成で、ＰＷＭを用いた電動機駆動運転を行う場合、各スイッチング素子１０１ａ〜１０１ｆに付随する寄生ダイオード１０２ａ〜１０２ｆのリカバリー損失が無視できなくなる。
このような回路構成で、ＰＷＭを用いた電動機駆動運転を行う場合、各スイッチング素子１０１ａ〜１０１ｆに付随する寄生ダイオード１０２ａ〜１０２ｆのリカバリー損失が無視できなくなる。
図２０は従来のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードによる等価的短絡回路形成の一例を示す図である。
例えば、Ｕ相に着目する。今、Ｕ相上側のスイッチング素子１０１ａ及びＵ相下側のスイッチング素子１０１ｄが、共にオフ状態とする。そして、Ｕ相下側の寄生ダイオード１０２ｄに、負荷電流（還流電流）が流れているときに、Ｕ相上側のスイッチング素子１０１ａをターンオンする場合について考察する。
この場合、寄生ダイオード１０２ｄに逆バイアスが与えられても、蓄積されたキャリア（電荷）によって、逆回復時間（リカバリー時間）の間、通電が可能な状態となる。
すなわち、寄生ダイオード１０２ｄは、一種のコンデンサとみなせるから、蓄えた電荷量を放出し終えるまで、すなわち、寄生ダイオード１０２ｄがオフするまでの間、導通状態となる。
このため、図２０に示すように、Ｕ相上側のスイッチング素子１０１ａをオンにすると、寄生ダイオード１０２ｄの逆回復時間の間、直流電圧源１２を短絡する回路が形成される。つまり、この期間中において、Ｕ相上側のスイッチング素子１０１ａと、Ｕ相下側の寄生ダイオード１０２ｄとが、等価的に短絡回路とみなせる。
このような等価的短絡回路を形成する時間は、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード１０２の逆回復時間に依存することになり、逆回復時間が長くなる程、リカバリー損失が大きくなる。
この例のように、従来のインバータ回路２においては、逆回復時間が長いＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子１０１に用いると、スイッチングの切替え時に寄生ダイオード１０２の存在により等価的短絡回路が形成される時間が長くなるため、リカバリー損失が大きかった。
例えば、Ｕ相に着目する。今、Ｕ相上側のスイッチング素子１０１ａ及びＵ相下側のスイッチング素子１０１ｄが、共にオフ状態とする。そして、Ｕ相下側の寄生ダイオード１０２ｄに、負荷電流（還流電流）が流れているときに、Ｕ相上側のスイッチング素子１０１ａをターンオンする場合について考察する。
この場合、寄生ダイオード１０２ｄに逆バイアスが与えられても、蓄積されたキャリア（電荷）によって、逆回復時間（リカバリー時間）の間、通電が可能な状態となる。
すなわち、寄生ダイオード１０２ｄは、一種のコンデンサとみなせるから、蓄えた電荷量を放出し終えるまで、すなわち、寄生ダイオード１０２ｄがオフするまでの間、導通状態となる。
このため、図２０に示すように、Ｕ相上側のスイッチング素子１０１ａをオンにすると、寄生ダイオード１０２ｄの逆回復時間の間、直流電圧源１２を短絡する回路が形成される。つまり、この期間中において、Ｕ相上側のスイッチング素子１０１ａと、Ｕ相下側の寄生ダイオード１０２ｄとが、等価的に短絡回路とみなせる。
このような等価的短絡回路を形成する時間は、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード１０２の逆回復時間に依存することになり、逆回復時間が長くなる程、リカバリー損失が大きくなる。
この例のように、従来のインバータ回路２においては、逆回復時間が長いＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子１０１に用いると、スイッチングの切替え時に寄生ダイオード１０２の存在により等価的短絡回路が形成される時間が長くなるため、リカバリー損失が大きかった。
図２１は従来のインバータ回路に係る短絡電流の一例を示した図である。
図２１においては、ターンオン時の等価的短絡回路による主回路側（直流電圧源１２側）短絡電流を示している。
図２１に示すように、任意のスイッチング素子１０１がターンオフし、逆側のスイッチング素子１０１がターンオンする際、寄生ダイオード１０２の電荷が放出し終わるまでの間、主回路側とのループ経路にて等価的な短絡電流が流れるため、損失悪化を招くことになる。
図２１においては、ターンオン時の等価的短絡回路による主回路側（直流電圧源１２側）短絡電流を示している。
図２１に示すように、任意のスイッチング素子１０１がターンオフし、逆側のスイッチング素子１０１がターンオンする際、寄生ダイオード１０２の電荷が放出し終わるまでの間、主回路側とのループ経路にて等価的な短絡電流が流れるため、損失悪化を招くことになる。
＜インバータ回路２の動作＞
次に、上記のような短絡電流を防止して、リカバリー損失を低減するインバータ回路２の動作について説明する。
次に、上記のような短絡電流を防止して、リカバリー損失を低減するインバータ回路２の動作について説明する。
再び図２を用いて説明する。
本実施の形態におけるアーム４の上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６は、同一論理のゲート信号が供給される。つまり、同一のアーム４内における上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６は、同一のタイミングでオン状態及びオフ状態に制御される。
本実施の形態におけるアーム４の上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６は、同一論理のゲート信号が供給される。つまり、同一のアーム４内における上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６は、同一のタイミングでオン状態及びオフ状態に制御される。
例えば、Ｕ相に着目する。今、Ｕ相上側のアーム４ａ及びＵ相下側のアーム４ｄが、共にオフ状態とする。この場合、Ｕ相下側のアーム４ｄの還流ダイオード９ｄに、負荷電流（還流電流）が流れる。
このとき、下側スイッチング素子６ｄの寄生ダイオード８ｄは、還流ダイオード９ｄと逆極性となるように接続されているため、寄生ダイオード８ｄにより、負荷電流が上側スイッチング素子５へ流れる導通経路をブロックしている。このため、逆回復時間が長い寄生ダイオード７ｄには、負荷電流は流れない。
次に、Ｕ相上側のアーム４ａがターンオンされた場合、寄生ダイオード７ｄに逆バイアスが与えられても、寄生ダイオード７ｄには負荷電流が流れていないため、リカバリー電流が流れることがない。
このとき、下側スイッチング素子６ｄの寄生ダイオード８ｄは、還流ダイオード９ｄと逆極性となるように接続されているため、寄生ダイオード８ｄにより、負荷電流が上側スイッチング素子５へ流れる導通経路をブロックしている。このため、逆回復時間が長い寄生ダイオード７ｄには、負荷電流は流れない。
次に、Ｕ相上側のアーム４ａがターンオンされた場合、寄生ダイオード７ｄに逆バイアスが与えられても、寄生ダイオード７ｄには負荷電流が流れていないため、リカバリー電流が流れることがない。
この例のように、本実施の形態におけるインバータ回路２は、逆回復時間が長い寄生ダイオード７を有する上側スイッチング素子５を用いても、スイッチング切替え時に上側スイッチング素子５が導通状態になることがない。
なお、負荷電流は還流ダイオード９に流れるため、還流ダイオード９の逆回復時間（リカバリー時間）の間だけ、アーム４が導通可能な状態となる。
以上のように本実施の形態においては、インバータ回路２のアーム４は、上側スイッチング素子５の寄生ダイオード７と、下側スイッチング素子６の寄生ダイオード８とが、極性が逆になるように直列接続されている。
このため、負荷電流が上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６に流れることが無く、スイッチング切替え時に、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６にリカバリー電流が流れることを抑制することができる。
よって、逆回復時間が長い寄生ダイオード７を有する上側スイッチング素子５を用いる場合であっても、リカバリー損失を低減させることができる。
従って、インバータ回路２の効率を向上させることができる。
このため、負荷電流が上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６に流れることが無く、スイッチング切替え時に、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６にリカバリー電流が流れることを抑制することができる。
よって、逆回復時間が長い寄生ダイオード７を有する上側スイッチング素子５を用いる場合であっても、リカバリー損失を低減させることができる。
従って、インバータ回路２の効率を向上させることができる。
また、下側スイッチング素子６の寄生ダイオード８は、上側スイッチング素子５の寄生ダイオード７と比較して、逆回復時間が短い。このため、アーム４のスイッチング時に負荷電流が上側スイッチング素子５へ流れる導通経路をブロックして、等価的短絡回路を形成する時間を短くすることができ、リカバリー損失を低減することができる。
また、アーム４は、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６と並列に接続された還流ダイオード９を備える。このため、還流ダイオード９に負荷電流を流すことができる。
また、還流ダイオード９の逆回復時間は、上側スイッチング素子５の寄生ダイオード７より短い。このため、アーム４のスイッチング時に等価的短絡回路を形成する時間を短くすることができ、リカバリー損失を低減することができる。
また、還流ダイオード９の逆回復時間は、上側スイッチング素子５の寄生ダイオード７より短い。このため、アーム４のスイッチング時に等価的短絡回路を形成する時間を短くすることができ、リカバリー損失を低減することができる。
また、上側スイッチング素子５としてＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いる。このため、オン抵抗を低減することができ、耐圧を向上させることができるといったメリットを損なわずに、リカバリー損失を低減させることができる。
また、下側スイッチング素子６に、低耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴを用いると、チャネル抵抗が低い上に、ビルトインポテンシャル（空乏層領域内の電界により発生する電位差）が低いので、オン電圧の増加を低く抑えられ、スイッチング素子数増加による効率低下は最小限に抑えることができる。
なお、本実施の形態では、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いたインバータ回路２の場合を示したが、寄生ダイオード又は寄生インダクタンスが存在する任意のスイッチング素子を用いることができる。
なお、還流ダイオード９に、逆回復時間が短い高速タイプのものを用いることで、アーム４内の上側スイッチング素子５と、下側スイッチング素子６の逆回復時間の特性の違いによる短絡回路形成がさらに防止できる。
なお、インバータ回路２を構成するアーム４のうち少なくとも１つ、又は全てのアームを、モジュール化しても良い。このようなモジュールをインバータ回路２に実装することで、リードインダクタンス増加等のノイズ要因を除去することが可能となる。また、実装面積を削減することができる。
実施の形態２．
本実施の形態では、上記実施の形態１のインバータ回路２を備えた電動機駆動装置につついて説明する。
本実施の形態では、上記実施の形態１のインバータ回路２を備えた電動機駆動装置につついて説明する。
＜構成＞
図５は実施の形態２に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。
図５に示すように、電動機駆動装置は、インバータ回路２、電流検出手段３ａ、電流検出手段３ｂ、電圧検出手段１０、制御部１１、直流電圧源１２を備える。
この電動機駆動装置は、電動機１を駆動運転するものである。
図５は実施の形態２に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。
図５に示すように、電動機駆動装置は、インバータ回路２、電流検出手段３ａ、電流検出手段３ｂ、電圧検出手段１０、制御部１１、直流電圧源１２を備える。
この電動機駆動装置は、電動機１を駆動運転するものである。
なお、制御部１１は、本発明における「制御手段」に相当する。
電動機１は、例えば３相の同期電動機により構成される。電動機１はインバータ回路２に接続される。
インバータ回路２は、上述した実施の形態１と同様の構成である。なお、上記実施の形態１と同様の構成には同一の符号を付する。
電流検出手段３ａ及び３ｂは、電動機１の巻線に流れる電流（以下「電動機電流」ともいう。）を検出する。電流検出手段３ａ及び３ｂは、例えば電流検出素子により構成され、電動機電流に応じた電圧を検出する。そして、電流検出素子により得られた電圧を、制御部１１に入力する。
電圧検出手段１０は、インバータ回路２に供給される直流電圧（母線電圧）を検出する。電圧検出手段１０は、例えば、抵抗・コンデンサ等から成る分圧回路、Ａ／Ｄ変換器、増幅器等で構成される。電圧検出手段は、検出した電圧を制御部１１に入力する。
制御部１１は、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）により構成される。制御部１１は、インバータ回路２をＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御し、電動機１を駆動させる。動作の詳細は後述する。
また、制御部１１は、電流検出手段３ａ及び３ｂから入力された電圧を、内蔵されるＡ／Ｄ変換器等により、その電圧値に応じた数値のデータに変換し、電動機１に流れる電流のデータ（情報）に換算する。なお、電流の検出はこれに限定されるものではない。
また、制御部１１は、電圧検出手段１０から入力された電圧を、内蔵されるＡ／Ｄ変換器等により、電圧値に応じた数値データに変換し、直流母線電圧のデータ（情報）に換算する。なお、母線電圧の検出はこれに限定されるものではない。
また、制御部１１は、電圧検出手段１０から入力された電圧を、内蔵されるＡ／Ｄ変換器等により、電圧値に応じた数値データに変換し、直流母線電圧のデータ（情報）に換算する。なお、母線電圧の検出はこれに限定されるものではない。
以上、本実施の形態における電動機駆動装置の構成を説明した。
次に、本実施の形態における電動機駆動装置の動作を説明する。
次に、本実施の形態における電動機駆動装置の動作を説明する。
＜動作＞
ここでは、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）を用いた電動機駆動運転について説明する。
本実施の形態では、磁極位置センサを付加せず、巻線に流れる電流のデータ（情報）等に基づいて、電動機1を駆動運転させる場合について説明する。
ここでは、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）を用いた電動機駆動運転について説明する。
本実施の形態では、磁極位置センサを付加せず、巻線に流れる電流のデータ（情報）等に基づいて、電動機1を駆動運転させる場合について説明する。
本実施の形態における電動機駆動装置では、制御部１１は、電流検出手段３ａ及び３ｂにより、電動機電流のデータを得ることができる。また、制御部１１は、電圧検出手段１０を介して母線電圧のデータも得ることができる。制御部１１は、これらのデータに基づいて演算を行ってＰＷＭデューティ信号（以下、ＰＷＭ信号という）を生成し、アーム４内における上側スイッチング素子５ａ〜５ｆ及び下側スイッチング素子６ａ〜６ｆを動作させて、電動機１に電圧を印加させ、電動機１の駆動運転制御を行う。
ここでは、電動機電流Ｉｕ及びＩｗに基づいて、制御部１１が、インバータ回路２に出力するＰＷＭ信号を作成する過程について説明する。
図６は実施の形態２に係るＰＷＭ作成シーケンスを示すフローチャートである。
以下、図６の各ステップに基づいて、動作を説明する。
以下、図６の各ステップに基づいて、動作を説明する。
（Ｓ２０１）
制御部１１は、電流検出手段３ａ及び３ｂの検出に基づいて得られた２相電流（Ｉｕ，Ｉｗ）から、「３相電流の総和が０になる」といった３相平衡インバータの特徴等を利用し、ＵＶＷ各相に流れる電流を算出する。
制御部１１は、電流検出手段３ａ及び３ｂの検出に基づいて得られた２相電流（Ｉｕ，Ｉｗ）から、「３相電流の総和が０になる」といった３相平衡インバータの特徴等を利用し、ＵＶＷ各相に流れる電流を算出する。
（Ｓ２０２）
次に、制御部１１が有する、励磁電流とトルク電流を求める手段により、各相電流値を座標変換し、励磁電流成分(γ軸電流)Ｉγとトルク電流成分(δ軸電流)Ｉδを算出する。具体的には、次式（１）に示すような変換行列［Ｃ１］に電動機電流Ｉｕ〜Ｉｗを代入し、変換することにより励磁電流Ｉγ及びトルク電流Ｉδを算出することで行う。ただし、（１）式中のθはインバータ回転角で、回転方向が時計回りの場合を示す。
次に、制御部１１が有する、励磁電流とトルク電流を求める手段により、各相電流値を座標変換し、励磁電流成分(γ軸電流)Ｉγとトルク電流成分(δ軸電流)Ｉδを算出する。具体的には、次式（１）に示すような変換行列［Ｃ１］に電動機電流Ｉｕ〜Ｉｗを代入し、変換することにより励磁電流Ｉγ及びトルク電流Ｉδを算出することで行う。ただし、（１）式中のθはインバータ回転角で、回転方向が時計回りの場合を示す。
なお、パルスエンコーダ等の回転子位置を検出するセンサを用いる場合、回転子の電気角周波数とインバータ回路の回転周波数とはほぼ一致するので、回転子の電気角周波数と同一周波数でインバータ回路とが回転する座標系をｄｑ座標系と一般的に称する。
一方、パルスエンコーダ等の回転子位置を検出するセンサを用いない場合は、制御部１１でｄｑ軸座標を正確に捉えることができず、実際にはｄｑ座標系と位相差Δθだけずれてインバータ回路が回転している。このような場合を想定して、一般的にはインバータ回路の出力電圧と同一周波数で回転する座標系をγδ座標系と称し、回転座標系とは区別して扱うこととしている。本実施の形態は、センサを用いない場合の例を示しているので、この慣例を踏襲してγ及びδを添え字としている。
一方、パルスエンコーダ等の回転子位置を検出するセンサを用いない場合は、制御部１１でｄｑ軸座標を正確に捉えることができず、実際にはｄｑ座標系と位相差Δθだけずれてインバータ回路が回転している。このような場合を想定して、一般的にはインバータ回路の出力電圧と同一周波数で回転する座標系をγδ座標系と称し、回転座標系とは区別して扱うこととしている。本実施の形態は、センサを用いない場合の例を示しているので、この慣例を踏襲してγ及びδを添え字としている。
（Ｓ２０３）
次に、制御部１１が有するγ軸電圧・δ軸電圧指令演算手段により、励磁電流Ｉγ、トルク電流Ｉδ及び周波数指令ｆ＊から速度制御を含む各種ベクトル制御を行い、次回のγ軸電圧指令Ｖγ *及びδ軸電圧指令Ｖδ *を求める。
次に、制御部１１が有するγ軸電圧・δ軸電圧指令演算手段により、励磁電流Ｉγ、トルク電流Ｉδ及び周波数指令ｆ＊から速度制御を含む各種ベクトル制御を行い、次回のγ軸電圧指令Ｖγ *及びδ軸電圧指令Ｖδ *を求める。
（Ｓ２０４）
次に、制御部１１が有する各相電圧指令演算手段により、（１）式の逆行列［Ｃ１］-1である次式（２）を用いて各相電圧指令Ｖｕ＊〜Ｖｖ＊を求める。
次に、制御部１１が有する各相電圧指令演算手段により、（１）式の逆行列［Ｃ１］-1である次式（２）を用いて各相電圧指令Ｖｕ＊〜Ｖｖ＊を求める。
（Ｓ２０５）
次に、制御部１１が有するＰＷＭ信号デューティ作成手段により、インバータ回路２の各相電圧指令Ｖｕ＊〜Ｖｖ＊と、電圧検出手段１０から得られた母線電圧Ｖｄｃとの比率（Ｖｄｃに対する各相電圧指令の比率）に基づいて、各アーム４内のスイッチング素子のＯＮ時間（あるいはＯＦＦ時間）Ｔｕｐ〜Ｔｗｎを演算する。
上述した通り、本実施の形態においては、各アーム４内のスイッチング素子は、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６の各２個で構成されているが、アーム４内の２素子のゲート信号論理は同一とする。すなわち、アーム４内の２素子に対するゲート信号を同一として処理することで、従来機種との互換性が保て、簡易な制御方法で実現可能となる。
次に、制御部１１が有するＰＷＭ信号デューティ作成手段により、インバータ回路２の各相電圧指令Ｖｕ＊〜Ｖｖ＊と、電圧検出手段１０から得られた母線電圧Ｖｄｃとの比率（Ｖｄｃに対する各相電圧指令の比率）に基づいて、各アーム４内のスイッチング素子のＯＮ時間（あるいはＯＦＦ時間）Ｔｕｐ〜Ｔｗｎを演算する。
上述した通り、本実施の形態においては、各アーム４内のスイッチング素子は、上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６の各２個で構成されているが、アーム４内の２素子のゲート信号論理は同一とする。すなわち、アーム４内の２素子に対するゲート信号を同一として処理することで、従来機種との互換性が保て、簡易な制御方法で実現可能となる。
なお、各アーム４内のスイッチング素子のＯＮ時間（あるいはＯＦＦ時間）Ｔｕｐ〜Ｔｗｎの算出は、上述した方法に限定するものではなく、従来の空間ベクトル変調等の手法を用いて算出しても良い。
（Ｓ２０６）
次に、制御部１１が有するＰＷＭ信号発生手段により、１キャリア周期中のスイッチング時間を換算したＰＷＭ信号を、ＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎとしてインバータ回路２に発信する。
インバータ回路２は、制御部１１からのＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎに基づき、各アーム４内の上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６が、同一ゲート信号で動作し、動作に対応するパルス電圧を電動機１に印加し、電動機１を駆動運転する。一例として、図７にスイッチング素子のＰＷＭ信号の論理を示す。
次に、制御部１１が有するＰＷＭ信号発生手段により、１キャリア周期中のスイッチング時間を換算したＰＷＭ信号を、ＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎとしてインバータ回路２に発信する。
インバータ回路２は、制御部１１からのＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎに基づき、各アーム４内の上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６が、同一ゲート信号で動作し、動作に対応するパルス電圧を電動機１に印加し、電動機１を駆動運転する。一例として、図７にスイッチング素子のＰＷＭ信号の論理を示す。
以上のように本実施の形態においては、上記実施の形態１と同様のインバータ回路２を備え、電動機電流に基づき、インバータ回路２をＰＷＭ制御して、電動機１を駆動させる。
このため、電動機１からの負荷電流（還流電流）が上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６に流れることが無く、スイッチング切替え時に、上側スイッチング素子５にリカバリー電流が流れることを抑制することができる。
よって、逆回復時間が長い寄生ダイオード７を有する上側スイッチング素子５を用いる場合であっても、リカバリー損失を低減させることができる。
従って、インバータ回路２の効率を向上させることができ、電動機駆動装置のエネルギー効率を向上させることができる。
このため、電動機１からの負荷電流（還流電流）が上側スイッチング素子５及び下側スイッチング素子６に流れることが無く、スイッチング切替え時に、上側スイッチング素子５にリカバリー電流が流れることを抑制することができる。
よって、逆回復時間が長い寄生ダイオード７を有する上側スイッチング素子５を用いる場合であっても、リカバリー損失を低減させることができる。
従って、インバータ回路２の効率を向上させることができ、電動機駆動装置のエネルギー効率を向上させることができる。
実施の形態３．
図８は実施の形態３に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。
図８に示すように、本実施の形態における電動機駆動装置は、インバータ回路２の下アームの構成が、上記実施の形態２と異なる。なお、その他の構成は上記実施の形態２と同様であり同一部分には同一の符号を付する。
図８は実施の形態３に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。
図８に示すように、本実施の形態における電動機駆動装置は、インバータ回路２の下アームの構成が、上記実施の形態２と異なる。なお、その他の構成は上記実施の形態２と同様であり同一部分には同一の符号を付する。
本実施の形態におけるインバータ回路２の下アーム（アーム４ｄ〜４ｆ）は、それぞれ、１つのスイッチング素子１３ｄ〜１３ｆ、及びスイッチング素子１３ｄ〜１３ｆとそれぞれ並列に接続された還流ダイオード９ｄ〜９ｆにより構成される。
なお、インバータ回路２の上アーム（アーム４ａ〜４ｃ）の構成は、上記実施の形態２と同様である。
なお、インバータ回路２の上アーム（アーム４ａ〜４ｃ）の構成は、上記実施の形態２と同様である。
スイッチング素子１３ｄ〜１３ｆは、例えば、スイッチング速度が遅いＩＧＢＴ等の素子で構成する。
なお、本実施の形態におけるスイッチング素子１３ｄ〜１３ｆは、本発明における「第２のスイッチング素子」に相当する。
なお、本実施の形態における還流ダイオード９ｄ〜９ｆは、本発明における「第２の還流ダイオード」に相当する。
なお、本実施の形態における還流ダイオード９ｄ〜９ｆは、本発明における「第２の還流ダイオード」に相当する。
次に、本実施の形態における電動機駆動装置の動作を説明する。
図９はＰＷＭインバータの上アーム論理状態を表す図である。
図１０はＰＷＭインバータのインバータ回転角と電圧指令ベクトルとの関係を示す図である。
まず、インバータ回路２の上アーム論理、及びインバータ回転角と電圧指令ベクトルとの関係を説明する。
本実施の形態においても、アーム４ａ〜４ｃ内の２つのスイッチング素子のゲート信号論理を同一とする。これにより、各アーム４ａ〜４ｆに供給されるゲート信号の論理は、直流母線の正側に接続された上アームがオンするか、負側に接続された下アームがオンするかのどちらかである。これが３相分あるから、全部で８種類（２3＝８）の上アームの論理状態が存在する。すなわち、出力状態（以下「電圧ベクトル」という。）が、８種類存在する。ここで、各アーム４のスイッチングの状態表記として、上アームの論理がＯＮ状態を「１」、ＯＦＦ状態を「０」とし、ベクトル長を持つ各スイッチングモードの電圧ベクトル（以下、「基本電圧ベクトル」という。）を次のように定義する。
図１０はＰＷＭインバータのインバータ回転角と電圧指令ベクトルとの関係を示す図である。
まず、インバータ回路２の上アーム論理、及びインバータ回転角と電圧指令ベクトルとの関係を説明する。
本実施の形態においても、アーム４ａ〜４ｃ内の２つのスイッチング素子のゲート信号論理を同一とする。これにより、各アーム４ａ〜４ｆに供給されるゲート信号の論理は、直流母線の正側に接続された上アームがオンするか、負側に接続された下アームがオンするかのどちらかである。これが３相分あるから、全部で８種類（２3＝８）の上アームの論理状態が存在する。すなわち、出力状態（以下「電圧ベクトル」という。）が、８種類存在する。ここで、各アーム４のスイッチングの状態表記として、上アームの論理がＯＮ状態を「１」、ＯＦＦ状態を「０」とし、ベクトル長を持つ各スイッチングモードの電圧ベクトル（以下、「基本電圧ベクトル」という。）を次のように定義する。
すなわち、図９に示すように、直流母線の（Ｗ相上アーム論理状態、Ｖ相上アーム論理状態、Ｕ相上アーム論理状態）＝（０，０，１）の場合をベクトルＶ1、（０，１，０）の場合をベクトルＶ2、（０，１，１）の場合をベクトルＶ3、（１，０，０）の場合をベクトルＶ4、（１，０，１）の場合をベクトルＶ5、（１，１，０）の場合をベクトルＶ6と称することにする。
また、ベクトル長を持たない電圧ベクトル（以下「ゼロベクトル」という。）を次のように称する。すなわち、直流母線の（Ｗ相上アーム論理状態、Ｖ相上アーム論理状態、Ｕ相上アーム論理状態）＝（０，０，０）の場合をベクトルＶ0、（１，１，１）の場合をベクトルＶ7と称する。
また、ベクトル長を持たない電圧ベクトル（以下「ゼロベクトル」という。）を次のように称する。すなわち、直流母線の（Ｗ相上アーム論理状態、Ｖ相上アーム論理状態、Ｕ相上アーム論理状態）＝（０，０，０）の場合をベクトルＶ0、（１，１，１）の場合をベクトルＶ7と称する。
電動機１を円滑に回転させるためには、所望の電圧・周波数に対応した磁束を得る必要がある。これには、上記８種の電圧ベクトルを適当に組み合わせることで実現できる。
図１０は、ベクトルＶ１方向（Ｕ相方向）を基準としたインバータ回転角θと電圧指令ベクトルＶ*の関係を示している。
図１０は、ベクトルＶ１方向（Ｕ相方向）を基準としたインバータ回転角θと電圧指令ベクトルＶ*の関係を示している。
次に、本実施の形態における制御部１１のＰＷＭ制御について説明する。
図１１は実施の形態３に係るインバータ回路の下張付き２相変調におけるＰＷＭスイッチングパターンの一例を示す図である。
図１１においては、下張付き２相変調時の上アームのゲート信号パターンの一例を示している。
本実施の形態の制御部１１は、図１１に示すように、上述した電圧ベクトルを組み合わせて、下張付き２相変調を行う。
このような動作により、本実施の形態においては、上述したインバータ回路２の構成と併せて、ＰＷＭパターンの工夫で、素子数を増加させずに高効率化を図ることができる。
図１１においては、下張付き２相変調時の上アームのゲート信号パターンの一例を示している。
本実施の形態の制御部１１は、図１１に示すように、上述した電圧ベクトルを組み合わせて、下張付き２相変調を行う。
このような動作により、本実施の形態においては、上述したインバータ回路２の構成と併せて、ＰＷＭパターンの工夫で、素子数を増加させずに高効率化を図ることができる。
以上のように本実施の形態においては、上アーム内で導通損が小さいＭＯＳＦＥＴを複数個組み合わせ、しかもリカバリー損失を低減させ、さらに下アーム内において、スイッチング回数の少ない下張付き２相変調を用いる。
これにより、電動機駆動装置の効率の向上を図ることが可能である。
また、下アームは１つのスイッチング素子１３により構成しているので、素子数増加を極力抑えることにより、コスト低減や地球環境負荷軽減を図ることができる。
これにより、電動機駆動装置の効率の向上を図ることが可能である。
また、下アームは１つのスイッチング素子１３により構成しているので、素子数増加を極力抑えることにより、コスト低減や地球環境負荷軽減を図ることができる。
なお、上記説明では、下アームを１つのスイッチング素子１３により構成したが、上アームを１つのスイッチング素子１３により構成しても良い。この場合、制御部１１は、インバータ回路２を上張付き２相変調によりＰＷＭ制御する。以下、具体例を説明する。
図１２は実施の形態３に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。
図１２に示すように、電動機駆動装置は、インバータ回路２の上アームの構成が、上記実施の形態２と異なる。なお、その他の構成は上記実施の形態２と同様であり同一部分には同一の符号を付する。
図１２に示すように、電動機駆動装置は、インバータ回路２の上アームの構成が、上記実施の形態２と異なる。なお、その他の構成は上記実施の形態２と同様であり同一部分には同一の符号を付する。
インバータ回路２の上アーム（アーム４ａ〜４ｃ）は、それぞれ、１つのスイッチング素子１３ａ〜１３ｃ、及びスイッチング素子１３ａ〜１３ｃとそれぞれ並列に接続された還流ダイオード９ａ〜９ｃにより構成される。
なお、インバータ回路２の下アーム（アーム４ｄ〜４ｆ）の構成は、上記実施の形態２と同様である。
なお、インバータ回路２の下アーム（アーム４ｄ〜４ｆ）の構成は、上記実施の形態２と同様である。
スイッチング素子１３ａ〜１３ｃは、例えば、スイッチング速度が遅いＩＧＢＴ等の素子で構成する。
なお、本実施の形態におけるスイッチング素子１３ａ〜１３ｃは、本発明における「第２のスイッチング素子」に相当する。
なお、本実施の形態における還流ダイオード９ａ〜９ｃは、本発明における「第２の還流ダイオード」に相当する。
なお、本実施の形態における還流ダイオード９ａ〜９ｃは、本発明における「第２の還流ダイオード」に相当する。
次に、本実施の形態における制御部１１のＰＷＭ制御について説明する。
図１３は実施の形態３に係るインバータ回路の上張付き２相変調におけるＰＷＭスイッチングパターンの一例を示す図である。
図１３においては、上張付き２相変調時の上アームのゲート信号パターンの一例を示している。
制御部１１は、図１３に示すように、上述した電圧ベクトルを組み合わせて、上張付き２相変調を行う。
このような動作により、本実施の形態においては、上述したインバータ回路２の構成と併せて、ＰＷＭパターンの工夫で、素子数を増加させずに高効率化を図ることができる。
図１３においては、上張付き２相変調時の上アームのゲート信号パターンの一例を示している。
制御部１１は、図１３に示すように、上述した電圧ベクトルを組み合わせて、上張付き２相変調を行う。
このような動作により、本実施の形態においては、上述したインバータ回路２の構成と併せて、ＰＷＭパターンの工夫で、素子数を増加させずに高効率化を図ることができる。
以上のように、下アーム内で導通損が小さいＭＯＳＦＥＴを複数個組み合わせ、しかもリカバリー損失を低減させ、さらに上アーム内において、スイッチング回数の少ない上張付き２相変調を用いる。
これにより、電動機駆動装置の効率の向上を図ることが可能である。
また、上アームは１つのスイッチング素子１３により構成しているので、素子数増加を極力抑えることにより、コスト低減や地球環境負荷軽減を図ることができる。
これにより、電動機駆動装置の効率の向上を図ることが可能である。
また、上アームは１つのスイッチング素子１３により構成しているので、素子数増加を極力抑えることにより、コスト低減や地球環境負荷軽減を図ることができる。
なお、本実施の形態においては、インバータ回路２の下アームの全てを１つのスイッチング素子１３により構成した場合、又は上アームの全てを１つのスイッチング素子１３により構成した場合を説明した。本発明はこれに限らず、上アーム又は下アームの少なくとも１つのアームを、１つのスイッチング素子により構成するようにしても良い。このような構成でも、素子数増加を抑えることにより、コスト低減をすることができる。
なお、本実施の形態においても、インバータ回路２のアーム４の上側スイッチング素子５として、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いた場合の例を示した。本発明はこれに限らず、寄生ダイオード又は寄生インダクタンスが存在する任意のスイッチング素子を用いることができる。
なお、本実施の形態においても、インバータ回路２の任意の少なくとも１つのアーム４、又は全てのアーム４を１モジュール化して実装することで、リードインダクタンス増加等のノイズ要因を除去することが可能である。また、実装面積の面を削減できる。
実施の形態４．
図１４は実施の形態４に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。
図１４に示すように、本実施の形態における電動機駆動装置は、直流電圧源１２、インバータ回路２ａ（マスター側）及びインバータ回路２ｂ（スレーブ側）、電動機１、電動機１に流れる電動機電流を検出する電流検出手段３ａ及び３ｂ、電圧検出手段１０、インバータ回路２ａ及び２ｂをＰＷＭ制御し、電動機１を駆動するための、例えば制御部１１を備える。
図１４は実施の形態４に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。
図１４に示すように、本実施の形態における電動機駆動装置は、直流電圧源１２、インバータ回路２ａ（マスター側）及びインバータ回路２ｂ（スレーブ側）、電動機１、電動機１に流れる電動機電流を検出する電流検出手段３ａ及び３ｂ、電圧検出手段１０、インバータ回路２ａ及び２ｂをＰＷＭ制御し、電動機１を駆動するための、例えば制御部１１を備える。
マスター側のインバータ回路２ａは、上記実施の形態１と同様の構成である。
スレーブ側のインバータ回路２ｂは、アーム１５ａ〜１５ｆがブリッジ接続して構成される。
スレーブ側のインバータ回路２ｂは、アーム１５ａ〜１５ｆがブリッジ接続して構成される。
インバータ回路２ｂのアーム１５ａ〜１５ｆは、それぞれ、１つのスイッチング素子１４ａ〜１４ｆ、及びスイッチング素子１４ａ〜１４ｆとそれぞれ並列に接続された還流ダイオード９ａ〜９ｆにより構成される。
スイッチング素子１４ａ〜１４ｆは、例えば、スイッチング速度が遅いＩＧＢＴ等の素子で構成する。なお、諸条件（キャリア周波数、スイッチング速度、リカバリー損失の程度、入手性等）を考慮してＭＯＳＦＥＴを用いても良い。
なお、本実施の形態におけるインバータ回路２ｂは、本発明における「第２のインバータ装置」に相当する。
本実施の形態において、制御部１１によるマスター側のインバータ回路２ａのＰＷＭ制御は、上記実施の形態１で示した方法でＰＷＭ出力を行う。
スレーブ側のインバータ回路２ｂでは、マスター側のインバータ回路２ａの各相出力電圧指令の極性に応じて、出力をＰ側電位一定とする運転（以下「Ｐ側に貼り付ける」ともいう。）、又は出力をＮ側電位一定とする運転（以下「Ｎ側に貼り付ける」ともいう。）を行う。
スレーブ側のインバータ回路２ｂでは、マスター側のインバータ回路２ａの各相出力電圧指令の極性に応じて、出力をＰ側電位一定とする運転（以下「Ｐ側に貼り付ける」ともいう。）、又は出力をＮ側電位一定とする運転（以下「Ｎ側に貼り付ける」ともいう。）を行う。
図１５は実施の形態４に係る電動機駆動装置のＵ相電圧指令及びスレーブ側インバータＵ相電位の一例を表す図である。
例えば、Ｕ相については、マスター側のインバータ回路２ａの指令電圧が正の時、スレーブ側のインバータ回路２ｂの上アームを常時ＯＦＦする（Ｎ側に貼り付ける）。また、マスター側のインバータ回路２ａの指令電圧が負の時、スレーブ側のインバータ回路２ｂの上アームを常時ＯＮする（Ｐ側に貼り付ける）。
例えば、Ｕ相については、マスター側のインバータ回路２ａの指令電圧が正の時、スレーブ側のインバータ回路２ｂの上アームを常時ＯＦＦする（Ｎ側に貼り付ける）。また、マスター側のインバータ回路２ａの指令電圧が負の時、スレーブ側のインバータ回路２ｂの上アームを常時ＯＮする（Ｐ側に貼り付ける）。
マスター側のインバータ回路２ａの指令電圧が０の時、スレーブ側のインバータ回路２ｂの上アーム及び下アームを常時ＯＦＦする（出力しない）。又は、スレーブ側のインバータ回路２ｂの上アームをＰ側、Ｎ側の何れかに貼り付けても良い。
以上のように本実施の形態においては、マスター側のインバータ回路２ａの各相出力電圧指令の極性に応じて、スレーブ側のインバータ回路２ｂの出力をＰ側電位又はＮ側電位一定にする運転を行う。このため、スレーブ側のインバータ回路２ｂのスイッチング回数を低減することができ、スレーブ側のインバータ回路２ｂにおけるリカバリー損失を低減することができる。
また、スレーブ側のインバータ回路２ｂにおいては、各アーム１５は１つのスイッチング素子１４により構成される。このため、インバータ回路２ｂの部品点数を削減することができ、コストの低減を図ることができる。
また、スレーブ側のインバータ回路２ｂにおいては、各アーム１５は１つのスイッチング素子１４により構成される。このため、インバータ回路２ｂの部品点数を削減することができ、コストの低減を図ることができる。
また、インバータ回路を２台併用して１台の電動機１を駆動するシステムや、電力提供装置にも応用可能な回路構成であり、従来制御の拡張で、比較的簡易に、汎用性の高いシステムを実現することが可能である。
なお、本実施の形態においてもは、インバータ回路２ａのアーム４の上側スイッチング素子５に、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いた場合について示したが、寄生ダイオード又は寄生インダクタンスが存在する任意のスイッチング素子を用いた、複数台インバータ回路の共調運転において、本発明を適用することができる。
なお、本実施の形態においても、マスター側のインバータ回路２ａの任意の少なくとも１つのアーム４、若しくは全てのアーム４、又はスレーブ側のインバータ回路２ｂを含めて少なくとも１モジュールに集約化して実装するようにしても良い。これにより、リードインダクタンス増加等のノイズ要因を除去することが可能となる。また、実装面積を削減することができる。
実施の形態５．
図１６は実施の形態５に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。
図１６に示すように、本実施の形態におけ電動機駆動装置は、直流電圧源１２、インバータ回路２、負荷装置１６、負荷装置１６に流れる負荷電流を検出する電流検出手段３、電圧検出手段１０、インバータ回路２をＰＷＭ制御し負荷装置１６を制御する制御部１１を備える。
なお、上記実施の形態１〜４と同様の構成には同一の符号を付する。
図１６は実施の形態５に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。
図１６に示すように、本実施の形態におけ電動機駆動装置は、直流電圧源１２、インバータ回路２、負荷装置１６、負荷装置１６に流れる負荷電流を検出する電流検出手段３、電圧検出手段１０、インバータ回路２をＰＷＭ制御し負荷装置１６を制御する制御部１１を備える。
なお、上記実施の形態１〜４と同様の構成には同一の符号を付する。
本実施形態のインバータ回路２は、４つのアーム４ａ〜４ｄにより単相ブリッジを構成する回路である。各アーム４ａ〜４ｄの構成は、上記実施の形態１と同様の構成である。
以上のような構成により、３相機器に限らず、本実施の形態のような単相ブリッジ構成のインバータ回路２においても、上記実施の形態１〜４と同様に、ＭＯＳＦＥＴのリカバリー低減抑制の効果を得ることができる。
よって、本実施の形態における電動機駆動装置においても、エネルギー効率の向上を図ることができる。
よって、本実施の形態における電動機駆動装置においても、エネルギー効率の向上を図ることができる。
なお、本実施の形態においては、各アーム４ａ〜４ｅの全てを、２つのスイッチング素子により構成されたアーム４で構成した場合を説明した。本発明はこれに限らず、各アーム４のうち、少なくとも１つのアーム４を、１つのスイッチング素子、及び素子種類により必要に応じて１つの還流ダイオードにより構成しても良い。これらを組み合わせた回路構成とすることで、必要な効率を維持しつつ、コスト最適化を図ることができる。
なお、本実施の形態においても、インバータ回路２のアーム４の上側スイッチング素子５に、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いた場合について示したが、寄生ダイオード又は寄生インダクタンスが存在する任意のスイッチング素子を用いた場合においても、本発明を適用することができる。
なお、本実施の形態においても、インバータ回路２の任意の少なくとも１つのアーム４、又は全てのアーム４を１モジュールに集約化して実装するようにしても良い。これにより、リードインダクタンス増加等のノイズ要因を除去することが可能となる。また、実装面積を削減することができる。
実施の形態６．
本実施の形態においては、発電システムの一例として、太陽電池により発電した電力を商用電力系統へ連係して電力供給を行う系統連系型太陽光発電システムの一例について説明する。
本実施の形態においては、発電システムの一例として、太陽電池により発電した電力を商用電力系統へ連係して電力供給を行う系統連系型太陽光発電システムの一例について説明する。
図１７は実施の形態６に係る系統連系型太陽光発電システムの構成を示す図である。
図１７に示すように、系統連系型太陽光発電システムは、複数の太陽電池モジュールから構成される太陽電池アレイ５１と、太陽電池アレイ５１が発生する直流電力を交流電力へ変換し、単相商用電力系統５２へ連系して電力供給を行う系統連系インバータ装置５３とを備える。
図１７に示すように、系統連系型太陽光発電システムは、複数の太陽電池モジュールから構成される太陽電池アレイ５１と、太陽電池アレイ５１が発生する直流電力を交流電力へ変換し、単相商用電力系統５２へ連系して電力供給を行う系統連系インバータ装置５３とを備える。
なお、太陽電池アレイ５１は、本発明における「発電装置」に相当する。
系統連系インバータ装置５３は、昇圧回路６１、インバータ回路２、フィルタ回路６２、連系リレー６３、電流検出手段３ａ、電流検出手段３ｃ、及び演算処理装置６４を備える。
昇圧回路６１は、入力された直流電圧を昇圧する。インバータ回路２は、直流電圧を高周波交流電圧へ変換する。フィルタ回路６２は、インバータ回路２の出力電圧に含まれる高周波スイッチング成分を減衰させる。連系リレー６３は、フィルタ回路６２の出力電圧を単相商用電力系統５２へ接続、切り離しを行う。電流検出手段３ａは、インバータ回路２の出力電流を検出する。電流検出手段３ｃは、フィルタ回路６２の出力電流を検出する。演算処理装置６４は、電流検出手段３ａ、３ｂの情報を元にインバータ回路２を駆動するためのＰＷＭ信号を出力する。
昇圧回路６１は、入力された直流電圧を昇圧する。インバータ回路２は、直流電圧を高周波交流電圧へ変換する。フィルタ回路６２は、インバータ回路２の出力電圧に含まれる高周波スイッチング成分を減衰させる。連系リレー６３は、フィルタ回路６２の出力電圧を単相商用電力系統５２へ接続、切り離しを行う。電流検出手段３ａは、インバータ回路２の出力電流を検出する。電流検出手段３ｃは、フィルタ回路６２の出力電流を検出する。演算処理装置６４は、電流検出手段３ａ、３ｂの情報を元にインバータ回路２を駆動するためのＰＷＭ信号を出力する。
本実施の形態のインバータ回路２は、前記実施の形態４と同様、ブリッジ構成のインバータ回路であり、各アーム４ａ〜４ｄを有する。
アーム４内の上側スイッチング素子５ａ〜５ｄには、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いる。アーム４内の下側スイッチング素子６ａ〜６ｄには低耐圧のＭＯＳＦＥＴを用いる。還流ダイオード９ａ〜９ｆには、逆回復時間が短い高速タイプのものを用いる。
アーム４内の上側スイッチング素子５ａ〜５ｄには、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを用いる。アーム４内の下側スイッチング素子６ａ〜６ｄには低耐圧のＭＯＳＦＥＴを用いる。還流ダイオード９ａ〜９ｆには、逆回復時間が短い高速タイプのものを用いる。
なお、本実施の形態においてはインバータ回路２が上記実施の形態４と同様の構成の場合を説明するが、本発明はこれに限らず、上記実施の形態１〜５の何れかに記載のインバータ回路２を用いても良い。
以上のように本実施の形態においては、上記実施の形態１〜５の何れかに記載のインバータ回路２を備えるので、太陽光発電システムにおいて、上記実施の形態１〜５と同様に、インバータ回路２のスイッチング時のリカバリー電流を小さくでき、高効率駆動が可能である。
また、太陽光発電システムにおいては、インバータ回路２における電力変換効率の増加は、発電電力量の増加につながる。よって、電力変換効率の増加により、使用者はより多くの発電電力量を得ることができる。
また、本実施の形態では、電力変換時の損失を低減できることから、インバータ回路２における発熱が抑えられ、放熱装置の小型化、温度上昇の低減による構成部品の信頼性向上などの利点がある。
また、太陽光発電システムにおいては、インバータ回路２における電力変換効率の増加は、発電電力量の増加につながる。よって、電力変換効率の増加により、使用者はより多くの発電電力量を得ることができる。
また、本実施の形態では、電力変換時の損失を低減できることから、インバータ回路２における発熱が抑えられ、放熱装置の小型化、温度上昇の低減による構成部品の信頼性向上などの利点がある。
以上のように、この発明は、実施の形態１〜５のような電動機１や負荷装置１６などの独立負荷に接続されたインバータ装置だけでなく、本実施の形態６のような商用電力系統に連系される系統連系インバータ装置にも用いることができる。
なお、本実施の形態では、単相商用電力系統に連系する系統連系型太陽光発電システムを示したが、３相商用電力系統へ連系する系統連系型太陽光発電システムや、系統へ連系せず独立負荷へ電力を供給する独立型太陽光発電システムにおいても同様に実施することができ、同様の効果が得られる。
なお、本実施の形態では、発電要素として太陽電池モジュールを用いた太陽光発電システムを示したが、燃料電池や風力発電機など、直流電力を発生するいかなる発電要素を用いた発電システムにおいても同様に実施でき、同様の効果が得られることはいうまでもない。
実施の形態７．
図１８は実施の形態７に係る冷凍空調装置の構成を示す図である。
図１８において、本実施の形態における冷凍空調装置は、室外機２０１、室内機２０４を備え、室外機２０１には図示しない冷媒回路に接続され冷凍サイクルを構成する冷媒圧縮機２０２、図示しない熱交換器に送風する室外機用の送風機２０３を備えている。
そして、この冷媒圧縮機２０２、送風機２０３は、上述した実施の形態２〜５の何れかの電動機駆動制御装置により制御される電動機１により回転駆動される。
このような構成により電動機１を運転させても、上記実施の形態１〜５と同様の効果が得られることはいうまでもない。
図１８は実施の形態７に係る冷凍空調装置の構成を示す図である。
図１８において、本実施の形態における冷凍空調装置は、室外機２０１、室内機２０４を備え、室外機２０１には図示しない冷媒回路に接続され冷凍サイクルを構成する冷媒圧縮機２０２、図示しない熱交換器に送風する室外機用の送風機２０３を備えている。
そして、この冷媒圧縮機２０２、送風機２０３は、上述した実施の形態２〜５の何れかの電動機駆動制御装置により制御される電動機１により回転駆動される。
このような構成により電動機１を運転させても、上記実施の形態１〜５と同様の効果が得られることはいうまでもない。
１ 電動機、２ インバータ回路、２ａ インバータ回路、２ｂ インバータ回路、３ 電流検出手段、３ａ 電流検出手段、３ｂ 電流検出手段、３ｃ 電流検出手段、４ アーム、４ａ〜４ｆ アーム、５ 上側スイッチング素子、５ａ〜５ｆ 上側スイッチング素子、６ 下側スイッチング素子、６ａ〜６ｆ 下側スイッチング素子、７ 寄生ダイオード、７ａ〜７ｆ 寄生ダイオード、８ 寄生ダイオード、８ａ〜８ｆ 寄生ダイオード、９ 還流ダイオード、９ａ〜９ｆ 還流ダイオード、１０ 電圧検出手段、１１ 制御部、１２ 直流電圧源、１３ スイッチング素子、１３ａ〜１３ｆ スイッチング素子、１４ スイッチング素子、１４ａ〜１４ｆ スイッチング素子、１５ アーム、１５ａ〜１５ｆ アーム、１６ 負荷装置、２１ ゲート、２２ ソース、２３ ドレイン、２４ 基板（極性ｎ＋）、２５ ｐ層、２６ ｎ層、５１ 太陽電池アレイ、５２ 単相商用電力系統、５３ 系統連系インバータ装置、６１ 昇圧回路、６２ フィルタ回路、６３ 連系リレー、６４ 演算処理装置、１０１ スイッチング素子、１０１ａ〜１０１ｆ スイッチング素子、１０２ 寄生ダイオード、１０２ａ〜１０２ｆ 寄生ダイオード、２０１ 室外機、２０２ 冷媒圧縮機、２０３ 送風機、２０４ 室内機。
Claims (11)
- 電動機を駆動する電動機駆動装置であって、
インバータ装置と、
前記電動機の巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記インバータ装置を制御する制御手段と
を備え、
前記インバータ装置は、
電流を導通及び遮断する６つのアームがブリッジ接続して３相インバータを構成し、
前記６つのアームのうち、当該インバータ装置に供給される直流電圧の高圧側若しくは低圧側に接続された３つのアームは、
寄生ダイオードを有し、互いに直列接続された複数のスイッチング素子と、
前記複数のスイッチング素子と並列に接続された還流ダイオードとを備え、
前記スイッチング素子は、当該スイッチング素子の寄生ダイオードの極性が、隣接する他のスイッチング素子の寄生ダイオードの極性と逆になるように接続され、前記複数のスイッチング素子のうち、前記寄生ダイオードの極性が前記還流ダイオードと逆極性のスイッチング素子は、他のスイッチング素子と比較して、前記寄生ダイオードの逆回復時間が短いものであり、前記寄生ダイオードの極性が前記還流ダイオードと同極性のスイッチング素子へ流れる導通経路をブロックして、等価的短絡回路を形成する時間を減らし、
それ以外の３つのアームは、
１つの第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子と並列に接続された第２の還流ダイオードとを備えるものであり、
前記制御手段は、
前記電流検出手段が検出した電流に基づき、前記インバータ装置を、
電圧指令ベクトルを生成する基本電圧ベクトルの組み合わせが同じであるインバータ回転角の区間において、
３相のうちスイッチング動作を行わない相の、前記高圧側に接続された前記アームのスイッチング素子をオン状態に維持する上張付２相変調、若しくは、
３相のうちスイッチング動作を行わない相の、前記低圧側に接続された前記アームのスイッチング素子をオン状態に維持する下張付２相変調によりＰＷＭ制御して、前記電動機を駆動させる
ことを特徴とする電動機駆動装置。 - 前記スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴである
ことを特徴とする請求項１記載の電動機駆動装置。 - 前記ＭＯＳＦＥＴは、
当該ＭＯＳＦＥＴのチャネルと異なるチャネルのＭＯＳＦＥＴと直列接続された
ことを特徴とする請求項２記載の電動機駆動装置。 - 前記ＭＯＳＦＥＴは、
当該ＭＯＳＦＥＴのチャネルと同一チャネルのＭＯＳＦＥＴと逆直列接続された
ことを特徴とする請求項２記載の電動機駆動装置。 - 前記複数のＭＯＳＦＥＴのうち少なくとも１つは、スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴである
ことを特徴とする請求項２〜４の何れか一項に記載の電動機駆動装置。 - 前記複数のＭＯＳＦＥＴのうち、前記寄生ダイオードの極性が前記還流ダイオードと同極性のＭＯＳＦＥＴは、
スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴである
ことを特徴とする請求項２〜４の何れか一項に記載の電動機駆動装置。 - 前記複数のＭＯＳＦＥＴのうち、前記寄生ダイオードの極性が前記還流ダイオードと逆極性のＭＯＳＦＥＴは、
他のＭＯＳＦＥＴと比較して、耐圧が低いＭＯＳＦＥＴである
ことを特徴とする請求項２〜６の何れか一項に記載の電動機駆動装置。 - 前記還流ダイオードは、前記寄生ダイオードと比較して、逆回復時間が短い
ことを特徴とする請求項１〜７の何れか一項に記載の電動機駆動装置。 - 前記第２のスイッチング素子は、ＩＧＢＴである
ことを特徴とする請求項１〜８の何れか一項に記載の電動機駆動装置。 - 前記複数のアームのうち少なくとも１つをモジュール化した
ことを特徴とする請求項１〜９の何れか一項に記載の電動機駆動装置。 - 請求項１〜１０の何れかに記載の電動機駆動装置と、
前記電動機駆動装置により駆動される電動機と
を備えたことを特徴とする冷凍空調装置。
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