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JP5597065B2 - Waveguide / planar line converter and high frequency circuit - Google Patents

Waveguide / planar line converter and high frequency circuit Download PDF

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JP5597065B2
JP5597065B2 JP2010190685A JP2010190685A JP5597065B2 JP 5597065 B2 JP5597065 B2 JP 5597065B2 JP 2010190685 A JP2010190685 A JP 2010190685A JP 2010190685 A JP2010190685 A JP 2010190685A JP 5597065 B2 JP5597065 B2 JP 5597065B2
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Description

本発明は、導波管・平面線路変換器及び高周波回路に係り、更に詳しくは、導波管及び平面線路の伝送電力を相互に変換する導波管・平面線路変換器の改良、並びに、この様な導波管・平面線路変換器を用いた高周波回路の改良に関する。   The present invention relates to a waveguide / planar line converter and a high-frequency circuit. More specifically, the present invention relates to an improvement of a waveguide / planar line converter that mutually converts transmission power of a waveguide and a planar line, and to this The present invention relates to improvement of a high-frequency circuit using such a waveguide / planar line converter.

近年、自動車の周辺環境を監視するための車載レーダとして、ミリ波レーダが実用化されつつある。ミリ波レーダは、レーダ信号として波長1〜10mmのミリ波を用いることにより、比較的分解能の高いレーダ装置を実現することができる。また、誘電体基板上にアンテナパターンを形成した平面アンテナとして実現することができ、装置の小型軽量化が容易であり、量産化によるコスト低減効果も期待できる。   In recent years, millimeter wave radars are being put into practical use as in-vehicle radars for monitoring the surrounding environment of automobiles. The millimeter wave radar can realize a radar device having a relatively high resolution by using a millimeter wave having a wavelength of 1 to 10 mm as a radar signal. Further, it can be realized as a planar antenna in which an antenna pattern is formed on a dielectric substrate, the device can be easily reduced in size and weight, and a cost reduction effect by mass production can be expected.

導波管及びマイクロストリップ線路(MSL)を接続する場合、導波管及びMSLの伝送電力を相互に変換することができる導波管・平面線路変換器が用いられる(例えば、特許文献1の図5、図6及び図13)。この様な導波管・平面線路変換器を備えた誘電体基板上にアンテナパターンを形成すれば、小型軽量の導波管励振アンテナを実現することができる。   When connecting a waveguide and a microstrip line (MSL), a waveguide / planar line converter capable of mutually converting the transmission power of the waveguide and the MSL is used (for example, see FIG. 1). 5, FIG. 6 and FIG. 13). If an antenna pattern is formed on a dielectric substrate having such a waveguide / planar line converter, a small and lightweight waveguide-excited antenna can be realized.

図18は、従来の導波管・平面線路変換器の一例を示した斜視図であり、バックショート構造を有する導波管・平面線路変換器180が示されている。この導波管・平面線路変換器180は、一方の面に平面線路5、他方の面に接地板6がそれぞれ形成された誘電体基板1が、導波管ブロック2及び短絡ブロック40により挟み込まれるように固定されている。接地板6は、導波管ブロック2の端面に接続され、平面線路5は、短絡ブロック40の短絡面までの距離が導波管ブロック2の管内波長の約1/4となるように配置されている。このような短絡ブロック40を用いる構造は、バックショート型と呼ばれている。   FIG. 18 is a perspective view showing an example of a conventional waveguide / planar line converter, in which a waveguide / planar line converter 180 having a back short structure is shown. In this waveguide / planar line converter 180, the dielectric substrate 1 having the planar line 5 formed on one surface and the ground plate 6 formed on the other surface is sandwiched between the waveguide block 2 and the short circuit block 40. So that it is fixed. The ground plate 6 is connected to the end face of the waveguide block 2, and the planar line 5 is arranged such that the distance to the short-circuit surface of the short-circuit block 40 is about ¼ of the in-tube wavelength of the waveguide block 2. ing. Such a structure using the short-circuit block 40 is called a back-short type.

図19及び図20は、従来の導波管・平面線路変換器の他の例を示した斜視図であり、共振素子7を有する導波管・平面線路変換器190が示されている。図19は、導波管・平面線路変換器190の斜視図、図20の(a)及び(b)は、図19に示された誘電体基板1の平面図である。この導波管・平面線路変換器190は、導波管ブロック2の開口部に誘電体基板1の下面が密着固定されるとともに、誘電体基板1の上面には短絡板3が形成され、短絡板3の切り込み11内に平面線路5が形成されている。また、誘電体基板1の下面には共振領域を形成する共振素子7が形成され、平面線路5は、誘電体基板1を挟んで共振素子7と対向して配置されることにより互いに電磁的に結合されている。この明細書では、バックショート型に対し、このような共振素子7を用いる構造を共振型と呼ぶことにする。   19 and 20 are perspective views showing other examples of a conventional waveguide / planar line converter, in which a waveguide / planar line converter 190 having a resonant element 7 is shown. 19 is a perspective view of the waveguide / planar line converter 190, and FIGS. 20A and 20B are plan views of the dielectric substrate 1 shown in FIG. In this waveguide / planar line converter 190, the lower surface of the dielectric substrate 1 is closely fixed to the opening of the waveguide block 2, and the short-circuit plate 3 is formed on the upper surface of the dielectric substrate 1. A planar line 5 is formed in the notch 11 of the plate 3. In addition, a resonance element 7 that forms a resonance region is formed on the lower surface of the dielectric substrate 1, and the planar line 5 is arranged to face the resonance element 7 across the dielectric substrate 1, thereby electromagnetically mutually. Are combined. In this specification, a structure using such a resonance element 7 is called a resonance type as opposed to a back short type.

バックショート型の導波管・平面線路変換器180では、短絡ブロック40を用いることから、部品数が多くなるとともに、小型軽量化が難しいという問題があった。また、平面線路5から短絡面までの距離に高い精度が求められることから、組立作業に高い精度が要求されるという問題もあった。これに対し、共振型の導波管・平面線路変換器190は、このような問題がなく、安価に製造できるとともに、小型軽量化が容易である点で優れている。   The back-shorted waveguide / planar line converter 180 uses the short-circuit block 40, and thus has a problem that the number of components increases and it is difficult to reduce the size and weight. Moreover, since the high precision is calculated | required in the distance from the plane track 5 to a short circuit surface, there also existed a problem that a high precision was requested | required of an assembly operation. On the other hand, the resonance type waveguide / planar line converter 190 is excellent in that it does not have such a problem and can be manufactured at low cost and can be easily reduced in size and weight.

ところが、共振型の導波管・平面線路変換器190は、共振素子7を用いていることから、良好な変換特性が得られる周波数帯域が狭いという問題があった。例えば、反射量が−20dB以下となる周波数帯域は、帯域比で3%未満しか確保することができない。このため、製造誤差などの影響によって中心周波数にずれが生じた場合のマージンが少なく、製造歩留まりを低下させ、製造コストを増大させるという問題があった。   However, since the resonant waveguide / planar line converter 190 uses the resonant element 7, there is a problem that the frequency band in which good conversion characteristics can be obtained is narrow. For example, a frequency band in which the reflection amount is −20 dB or less can be ensured by less than 3% as a band ratio. For this reason, there is a problem that the margin when the center frequency is shifted due to the influence of the manufacturing error is small, the manufacturing yield is lowered, and the manufacturing cost is increased.

特開2000−244212号公報JP 2000-244212 A

本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、導波管・平面線路変換器を安価に提供することを目的とする。特に、小型軽量の導波管・平面線路変換器を安価に提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a waveguide / planar line converter at a low cost. In particular, an object is to provide a small and light waveguide / planar line converter at low cost.

また、小型軽量かつ広帯域の導波管・平面線路変換器を提供することを目的とする。特に、共振型の導波管・平面線路変換器の帯域幅を広げることを目的とする。また、共振型の導波管・平面線路変換器の所望の周波数における特性ばらつきを抑制し、製造歩留まりを向上させることを目的とする。   It is another object of the present invention to provide a small, light and broadband waveguide / planar line converter. In particular, the object is to widen the bandwidth of a resonant waveguide / planar line converter. It is another object of the present invention to suppress a variation in characteristics at a desired frequency of a resonance type waveguide / planar line converter and improve a manufacturing yield.

さらに、導波管・平面線路変換器を備えた高周波回路を安価に提供することを目的とする。特に、小型軽量の高周波回路を安価に提供することを目的とする。   It is another object of the present invention to provide a high-frequency circuit including a waveguide / planar line converter at low cost. In particular, an object is to provide a small and light high-frequency circuit at low cost.

第1の本発明による導波管・平面線路変換器は、空洞共振器及び導波管が形成された導波管ブロックと、上記導波管とは反対側に形成された上記空洞共振器の開口部を閉鎖する第1面に共振領域が形成され、第2面に上記共振領域と対向する平面線路が形成された誘電体基板とを備え、上記導波管及び空洞共振器は、上記導波管ブロック内において管軸方向に連通する中空部からなり、互いを区分する連結面上の内壁に段差が形成されている。 A waveguide / planar line converter according to a first aspect of the present invention includes: a waveguide block in which a cavity resonator and a waveguide are formed; and a cavity resonator formed on the opposite side of the waveguide. A dielectric substrate having a resonance region formed on a first surface that closes the opening and a planar line formed opposite to the resonance region on a second surface; and the waveguide and the cavity resonator include the waveguide. The wave tube block is formed of a hollow portion that communicates in the tube axis direction, and a step is formed on the inner wall on the connecting surface that separates each other .

この様な構成により、空洞共振器及び共振領域の各共振周波数で共振させることができ、これらの共振周波数の間において所望の変換特性が得られる範囲内において、上記共振周波数を異ならせることによって、上記共振周波数を決定することにより、導波管・平面線路変換器の帯域を広げることができる。なお、共振領域は、導電性薄膜からなる共振素子であってもよいし、導電性薄膜に形成した共振窓であってもよい。 With such a configuration, it is possible to resonate at each resonance frequency of the cavity resonator and the resonance region, and by varying the resonance frequency within a range in which a desired conversion characteristic is obtained between these resonance frequencies, By determining the resonance frequency, the bandwidth of the waveguide / planar line converter can be expanded. The resonance region may be a resonance element made of a conductive thin film or a resonance window formed in the conductive thin film .

上記導波管ブロックの内壁に段差を形成し、互いに連通する空洞共振器及び導波管を形成することによって、空洞共振器及び導波管を個別に製作する場合に比べて、部品数を減少させることができるとともに、小型軽量化することができる。   By forming a step on the inner wall of the waveguide block and forming a cavity resonator and a waveguide that communicate with each other, the number of components is reduced compared to the case where the cavity resonator and the waveguide are individually manufactured. And can be reduced in size and weight.

第2の本発明による導波管・平面線路変換器は、上記構成に加えて、上記空洞共振器が、上記導波管の管軸に直交する断面形状が上記導波管とは異なるように構成される。この様な構成により、互いに連通する導波管及び空洞共振器を有する導波管ブロックを容易に実現することができる。従って、広帯域の導波管・平面線路変換器を安価に製造することができる。 In the waveguide / planar line converter according to the second aspect of the present invention, in addition to the above configuration, the cavity resonator has a cross-sectional shape perpendicular to the tube axis of the waveguide different from that of the waveguide. Composed. With such a configuration, a waveguide block having a waveguide and a cavity resonator communicating with each other can be easily realized. Therefore, a broadband waveguide / planar line converter can be manufactured at low cost.

第3の本発明による導波管・平面線路変換器は、上記構成に加えて、上記空洞共振器及び上記導波管が、4つの管壁に囲まれた矩形の断面形状を有する中空部からなり、上記段差が、少なくとも対向する一対の管壁にそれぞれ形成されている。この様な構成により、上記導波管ブロックを更に容易に製作することができる。 A waveguide / planar line converter according to a third aspect of the present invention includes, in addition to the above configuration, the hollow resonator and the waveguide from a hollow portion having a rectangular sectional shape surrounded by four tube walls. Thus, the steps are formed on at least a pair of opposing pipe walls. With such a configuration, the waveguide block can be more easily manufactured.

第4の本発明による導波管・平面線路変換器は、上記構成に加えて、上記空洞共振器及び上記共振領域の共振周波数が、上記導波管の伝送波の周波数を挟んで異なるように構成される。 In the waveguide / planar line converter according to the fourth aspect of the present invention, in addition to the above configuration, the resonance frequency of the cavity resonator and the resonance region is different across the transmission wave frequency of the waveguide. Composed.

第5の本発明による高周波回路は、互いに対向する一対の回路形成面を有する導波管ブロックと、上記回路形成面にそれぞれ配置された一対の誘電体基板とを備え、上記導波管ブロックが、上記回路形成面にそれぞれ開口部を有する一対の空洞共振器と、これらの上記空洞共振器を互いに連通させる導波管とを有し、上記誘電体基板が、上記開口部を閉鎖する第1面に共振領域が形成され、第2面に上記共振領域と対向する平面線路が形成されている。このような構成により、空洞共振器及び共振領域の各共振周波数において共振を生じさせることにより、高周波回路を構成する2つの導波管・平面線路変換器の帯域幅をそれぞれ広げることができる。このため、帯域幅の広い高周波回路を形成することができる。 A high-frequency circuit according to a fifth aspect of the present invention includes a waveguide block having a pair of circuit forming surfaces facing each other and a pair of dielectric substrates respectively disposed on the circuit forming surface, wherein the waveguide block includes And a pair of cavity resonators each having an opening on the circuit forming surface, and a waveguide for communicating the cavity resonators with each other, and the dielectric substrate closes the opening. A resonance region is formed on the surface, and a planar line facing the resonance region is formed on the second surface. With such a configuration, by causing resonance at each resonance frequency of the cavity resonator and the resonance region, it is possible to widen the bandwidths of the two waveguide / planar line converters constituting the high-frequency circuit. Therefore, a high frequency circuit with a wide bandwidth can be formed.

第6の本発明による高周波回路は、上記構成に加えて、上記導波管及び空洞共振器が、上記導波管ブロック内において管軸方向に連通する中空部からなり、互いを区分する連結面上の内壁に段差が形成されている。この様な構成により、2つの空洞共振器と、これらの共振器を互いに連通させる導波管とを有する導波管ブロックを容易に実現することができる。従って、広帯域の2つの導波管・平面線路変換器を有する高周波回路を安価に製造することができる。 In the high-frequency circuit according to the sixth aspect of the present invention, in addition to the above-described configuration, the waveguide and the cavity resonator are formed of a hollow portion that communicates in the tube axis direction in the waveguide block and separates each other. A step is formed on the upper inner wall. With such a configuration, a waveguide block having two cavity resonators and a waveguide that allows these resonators to communicate with each other can be easily realized. Therefore, a high-frequency circuit having two broadband waveguide / planar line converters can be manufactured at low cost.

第7の本発明による高周波回路は、上記構成に加えて、上記空洞共振器が、上記導波管の管軸に直交する断面が上記導波管とは異なる形状からなり、一対の上記空洞共振器の少なくとも一方の断面積が、導波管の断面積よりも大きくなるように形成される。この様な構成により、導波管ブロックをダイキャスト法により成型することができるので、高精度かつ安価に製造することができる。

In the high-frequency circuit according to a seventh aspect of the present invention, in addition to the above-described configuration, the cavity resonator has a cross-section perpendicular to the tube axis of the waveguide different from that of the waveguide. The cross-sectional area of at least one of the vessels is formed to be larger than the cross-sectional area of the waveguide. With such a configuration, the waveguide block can be molded by a die-cast method, so that it can be manufactured with high accuracy and at low cost.

本発明によれば、共振領域が形成された誘電体基板と導波管との間に空洞共振器を介在させることにより、空洞共振器及び共振領域の各共振周波数において共振する導波管・平面線路変換器を実現することができる。従って、共振型の導波管・平面線路変換器の帯域幅を広げることができ、小型軽量かつ広帯域の導波管・平面線路変換器を提供することができる。   According to the present invention, a waveguide / plane that resonates at each resonance frequency of the cavity resonator and the resonance region by interposing the cavity resonator between the dielectric substrate on which the resonance region is formed and the waveguide. A line converter can be realized. Accordingly, the bandwidth of the resonance type waveguide / planar line converter can be widened, and a small, light and wide band waveguide / planar line converter can be provided.

また、この様な広帯域化により、共振型の導波管・平面線路変換器の所望の周波数における特性ばらつきを抑制し、製造歩留まりを向上させることができる。従って、小型軽量の導波管・平面線路変換器を安価に提供することができる。   In addition, with such a wide band, it is possible to suppress variations in characteristics at a desired frequency of the resonance type waveguide / planar line converter, and to improve the manufacturing yield. Therefore, a small and light waveguide / planar line converter can be provided at low cost.

また、本発明によれば、導波管及び空洞共振器が、いずれも導波管ブロックの中空部であって、当該導波管ブロックの内壁に形成された段差によって互いに区分される領域として形成される。このため、導波管・平面線路変換器を更に小型化することができるとともに、更に安価に提供することができる。   Also, according to the present invention, the waveguide and the cavity resonator are both hollow portions of the waveguide block and are formed as regions separated from each other by a step formed on the inner wall of the waveguide block. Is done. Therefore, the waveguide / planar line converter can be further reduced in size and can be provided at a lower cost.

また、本発明によれば、高周波回路を構成する2つの広帯域の導波管・平面線路変換器を広帯域化することにより、高周波回路を安価に提供することができる。また、小型軽量の高周波回路を実現することができる。   In addition, according to the present invention, it is possible to provide a high-frequency circuit at low cost by widening two broadband waveguide / planar line converters constituting the high-frequency circuit. In addition, a small and light high-frequency circuit can be realized.

本発明の実施の形態1による導波管・平面線路変換器100を示した斜視図である。1 is a perspective view showing a waveguide / planar line converter 100 according to a first embodiment of the present invention. FIG. 図1の導波管・平面線路変換器100の展開斜視図である。FIG. 2 is a developed perspective view of the waveguide / planar line converter 100 of FIG. 1. 図1の導波管・平面線路変換器100の平面図である。FIG. 2 is a plan view of the waveguide / planar line converter 100 of FIG. 1. 図3のA1−A1切断線による断面図である。It is sectional drawing by the A1-A1 cutting line of FIG. 図3のB1−B1切断線による断面図である。It is sectional drawing by the B1-B1 cutting line of FIG. 図1の導波管・平面線路変換器100における透過量及び反射量を計測した計測結果が示されている。A measurement result obtained by measuring the transmission amount and the reflection amount in the waveguide / planar line converter 100 of FIG. 1 is shown. キャビティ長C3と反射特性との関係の一例を示した図である。It is the figure which showed an example of the relationship between cavity length C3 and reflection characteristics. 図7において反射量が−14dBとなる帯域幅をキャビティ長C3ごとに求めた図表である。FIG. 8 is a chart in which a bandwidth in which the reflection amount is −14 dB in FIG. 7 is obtained for each cavity length C3. 本発明の実施の形態2による導波管ブロック2aを示した図である。It is the figure which showed the waveguide block 2a by Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態2による導波管ブロック2bを示した図である。It is the figure which showed the waveguide block 2b by Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態2による導波管ブロック2cを示した図である。It is the figure which showed the waveguide block 2c by Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態3による導波管・平面線路変換器101を示した展開斜視図である。It is the expansion | deployment perspective view which showed the waveguide / planar line converter 101 by Embodiment 3 of this invention. 図12の導波管・平面線路変換器101の平面図である。FIG. 13 is a plan view of the waveguide / planar line converter 101 of FIG. 12. 本発明の実施の形態4による高周波回路200の側面図である。It is a side view of the high frequency circuit 200 by Embodiment 4 of this invention. 図14の高周波回路200の上面図である。It is a top view of the high frequency circuit 200 of FIG. 図14の高周波回路200の底面図である。It is a bottom view of the high frequency circuit 200 of FIG. 本発明の実施の形態5による高周波回路201の側面図である。It is a side view of the high frequency circuit 201 by Embodiment 5 of this invention. バックショート構造を有する従来の導波管・平面線路変換器180を示した斜視図である。FIG. 6 is a perspective view showing a conventional waveguide / planar line converter 180 having a back short structure. 共振素子7を有する従来の導波管・平面線路変換器190を示した斜視図である。FIG. 5 is a perspective view showing a conventional waveguide / planar line converter 190 having a resonant element 7. 図19の従来の導波管・平面線路変換器190の平面図である。FIG. 20 is a plan view of the conventional waveguide / planar line converter 190 of FIG. 19.

実施の形態1.
図1〜図5は、本発明の実施の形態1による導波管・平面線路変換器100の一構成例を示した図である。図1には外観図、図2には展開斜視図、図3には平面図、図4には図3のA1−A1切断線による断面図、図5には図3のB1−B1切断線による断面図が示されている。
Embodiment 1 FIG.
1 to 5 are diagrams showing a configuration example of the waveguide / planar line converter 100 according to the first embodiment of the present invention. 1 is an external view, FIG. 2 is an exploded perspective view, FIG. 3 is a plan view, FIG. 4 is a cross-sectional view taken along the line A1-A1 in FIG. 3, and FIG. A cross-sectional view is shown.

この導波管・平面線路変換器100は、導波管21及びキャビティ22が形成された導波管ブロック2と、共振素子7及び平面線路5が形成された誘電体基板1とを備え、キャビティ22の開口部23に共振素子7を対向させるように、開口部23が誘電体基板1によって閉鎖されている。このため、共振素子7及びキャビティ22の各共振周波数により二重共振させることができ、広い帯域幅を確保することができる。   The waveguide / planar line converter 100 includes a waveguide block 2 in which a waveguide 21 and a cavity 22 are formed, and a dielectric substrate 1 in which a resonant element 7 and a planar line 5 are formed. The opening 23 is closed by the dielectric substrate 1 so that the resonant element 7 faces the opening 23 of 22. For this reason, double resonance can be achieved by the resonance frequencies of the resonance element 7 and the cavity 22, and a wide bandwidth can be secured.

<誘電体基板1>
誘電体基板1は、その下面が導波管ブロック2の開口部23を閉鎖するように配置されている。この誘電体基板1は開口部23よりも広く、開口部23に対応する閉鎖領域10の周辺に導波管ブロック2の端面が密着固定されている。また、誘電体基板1上には、短絡板3、平面線路5、接地板6及び共振素子7が、導電性金属の薄膜パターンとして形成されている。これらの薄膜パターンは、熱圧着法、スパッタリング法、蒸着法などにより、銅などの薄膜を誘電体基板1の全面に形成した後、フォトエッチング法により上記薄膜をパターニングすることによって形成される。
<Dielectric substrate 1>
The dielectric substrate 1 is disposed such that the lower surface thereof closes the opening 23 of the waveguide block 2. The dielectric substrate 1 is wider than the opening 23, and the end face of the waveguide block 2 is tightly fixed around the closed region 10 corresponding to the opening 23. On the dielectric substrate 1, a short-circuit plate 3, a planar line 5, a ground plate 6 and a resonance element 7 are formed as a conductive metal thin film pattern. These thin film patterns are formed by forming a thin film such as copper on the entire surface of the dielectric substrate 1 by a thermocompression bonding method, a sputtering method, a vapor deposition method or the like and then patterning the thin film by a photoetching method.

短絡板3は、閉鎖領域10を覆うように誘電体基板1の上面に形成され、導波管ブロック2を終端させる短絡面を構成している。図中の短絡板3は長方形からなり、その長辺から内側に向けてストリップ状の切り込み11が形成されている。この切り込み11は、閉鎖領域10の短辺と平行に延び、閉鎖領域10に達している。   The short-circuit plate 3 is formed on the upper surface of the dielectric substrate 1 so as to cover the closed region 10 and constitutes a short-circuit surface that terminates the waveguide block 2. The short-circuit plate 3 in the figure has a rectangular shape, and a strip-shaped cut 11 is formed from the long side to the inside. This cut 11 extends parallel to the short side of the closed region 10 and reaches the closed region 10.

平面線路5は、誘電体基板1の上面に形成された平面線路であり、その一端が短絡板3の切り込み11内に形成され、閉鎖領域10の長辺及び短絡板3の長辺を横切り、他端が短絡板3の外側へ引き出されている。この平面線路5は、切り込み11内では、短絡板3から一定の距離を隔てて配置され、短絡板3とともにコプレーナ線路を形成している。また、閉鎖領域10よりも外側では、誘電体基板1を介して接地板6と対向するように配置され、接地板6とともにマイクロストリップ線路(MSL)を形成している。   The planar line 5 is a planar line formed on the upper surface of the dielectric substrate 1, one end of which is formed in the notch 11 of the short-circuit plate 3, traversing the long side of the closed region 10 and the long side of the short-circuit plate 3, The other end is drawn to the outside of the short-circuit plate 3. The planar line 5 is arranged at a certain distance from the short-circuit plate 3 in the notch 11 and forms a coplanar line together with the short-circuit plate 3. Further, outside the closed region 10, it is disposed so as to face the ground plate 6 with the dielectric substrate 1 interposed therebetween, and forms a microstrip line (MSL) together with the ground plate 6.

接地板6は、閉鎖領域10を取り囲むように形成され、この接地板6に導波管ブロック2の端面を密着させることによって、接地板6及び導波管ブロック2を導通させている。図中では、誘電体基板1の外縁を及び導波管ブロック2の端面の外縁と一致させ、接地板6が、閉鎖領域10と一致する内縁を有し、閉鎖領域10を除く誘電体基板1の下面全体に形成されている。   The ground plate 6 is formed so as to surround the closed region 10, and the end surface of the waveguide block 2 is brought into close contact with the ground plate 6, thereby electrically connecting the ground plate 6 and the waveguide block 2. In the drawing, the outer edge of the dielectric substrate 1 is made to coincide with the outer edge of the end face of the waveguide block 2, and the ground plate 6 has an inner edge that coincides with the closed region 10, and the dielectric substrate 1 excluding the closed region 10. It is formed on the entire lower surface.

共振素子7は、接地板6と導通しないように閉鎖領域10内に形成された素子であり、誘電体基板1上に共振領域を形成している。また、共振素子7は、誘電体基板1を挟んで平面線路5の先端と重複するように配置され、平面線路5と電磁的に結合されている。一般に、方形導波管内では、短手方向の電界しか存在せず、この電界分布は長手中央において最大となることが知られている。このため、共振素子7は、開口部23の長辺方向の略中央を通り、開口部23の短手方向の長さP2が誘電体基板1内における波長の約1/2となるように形成される。なお、平面線路5の閉鎖領域10への挿入量と、開口部23の短手中央からの距離とを調整することにより、インピーダンス整合を図ることができる。   The resonant element 7 is an element formed in the closed region 10 so as not to conduct with the ground plate 6, and forms a resonant region on the dielectric substrate 1. The resonant element 7 is disposed so as to overlap the tip of the planar line 5 with the dielectric substrate 1 interposed therebetween, and is electromagnetically coupled to the planar line 5. Generally, in a rectangular waveguide, there is only an electric field in the short direction, and it is known that this electric field distribution is maximized at the longitudinal center. Therefore, the resonance element 7 is formed so as to pass through the approximate center of the opening 23 in the long side direction and the length P2 of the opening 23 in the short side direction is about ½ of the wavelength in the dielectric substrate 1. Is done. Note that impedance matching can be achieved by adjusting the amount of insertion of the planar line 5 into the closed region 10 and the distance from the short center of the opening 23.

スルーホール8は、誘電体基板1の貫通孔に導電性材料を充填させることにより形成されている。このスルーホール8を介して、短絡板3及び接地板6を導通させることにより、短絡板3を導波管ブロック2と同電位に保持している。このため、閉鎖領域10の周辺に多数のスルーホール8を配置し、閉鎖領域10を取り囲むことによって、誘電体基板1における電力損失を抑制することができる。   The through hole 8 is formed by filling the through hole of the dielectric substrate 1 with a conductive material. By connecting the short-circuit plate 3 and the ground plate 6 through the through-hole 8, the short-circuit plate 3 is held at the same potential as the waveguide block 2. For this reason, the power loss in the dielectric substrate 1 can be suppressed by arranging a large number of through holes 8 around the closed region 10 and surrounding the closed region 10.

<導波管ブロック2>
導波管ブロック2は、導電性材料からなる直方体のブロック体であり、互いに連通する中空部として、導波管21及びキャビティ22が形成されるとともに、キャビティ22を外部に連通させる開口部23が形成されている。このような導波管ブロック2は、例えば、ドリル等を用いて金属ブロックを切削加工することにより製作することができる。また、アルミダイキャスト法により製作することもできる。さらに、金属板をプレス加工することにより製作することもできる。なお、導波管ブロック2は、一体をなすブロック体として製作されることが望ましいが、例えば、導波管21を有するブロック体と、キャビティ22を有するブロック体とをそれぞれ製作し、これらを連結したものであってもよい。
<Waveguide block 2>
The waveguide block 2 is a rectangular parallelepiped block body made of a conductive material. As a hollow portion communicating with each other, a waveguide 21 and a cavity 22 are formed, and an opening 23 for communicating the cavity 22 to the outside is provided. Is formed. Such a waveguide block 2 can be manufactured, for example, by cutting a metal block using a drill or the like. It can also be manufactured by an aluminum die casting method. Furthermore, it can also be manufactured by pressing a metal plate. The waveguide block 2 is preferably manufactured as an integral block body. For example, a block body having a waveguide 21 and a block body having a cavity 22 are manufactured and connected. It may be what you did.

導波管21は、管壁に囲まれた導波管ブロック2内の中空部であり、管軸方向に電波を伝搬することができる。ここでは、導波管21が、2つの狭壁及び2つの広壁により囲まれた方形導波管であり、伝搬方向に直交する断面形状が、広壁に相当する長辺と、狭壁に相当する短辺とからなる長方形であるものとする。   The waveguide 21 is a hollow portion in the waveguide block 2 surrounded by the tube wall, and can propagate radio waves in the tube axis direction. Here, the waveguide 21 is a rectangular waveguide surrounded by two narrow walls and two wide walls, and the cross-sectional shape orthogonal to the propagation direction is a long side corresponding to the wide wall and a narrow wall. It is assumed that the rectangle has a corresponding short side.

キャビティ22は、導波管21と同様、管壁に囲まれた導波管ブロック2内の中空部であるが、所定の共振周波数を有する空洞共振器として機能する。ここでは、キャビティ22の断面形状が長方形であり、その長辺が導波管21の長辺よりも短く、その短辺が導波管21の短辺よりも長くなっている。また、キャビティ22の管軸方向の長さは、キャビティ22内における波長の約1/2になっている。   Like the waveguide 21, the cavity 22 is a hollow portion in the waveguide block 2 surrounded by the tube wall, but functions as a cavity resonator having a predetermined resonance frequency. Here, the cross-sectional shape of the cavity 22 is rectangular, its long side is shorter than the long side of the waveguide 21, and its short side is longer than the short side of the waveguide 21. The length of the cavity 22 in the tube axis direction is about ½ of the wavelength in the cavity 22.

このキャビティ22は、導波管21の管軸方向に連通するように導波管21の一端に配置され、導波管21とは異なる断面形状を有している。また、導波管21とは反対側に開口部23が形成され、この開口部23は誘電体基板1により閉鎖されている。つまり、導波管ブロック2内の中空部は、導波管21及びキャビティ22を区分する連結面24において断面形状が変化することによる段差25が形成され、当該連結面24において電波の反射が生じる。また、開口部23においても電波の反射が生じることから、キャビティ22は、互いに対向する反射面に挟まれた空間であり、共振器として機能する。   The cavity 22 is disposed at one end of the waveguide 21 so as to communicate with the waveguide 21 in the tube axis direction, and has a cross-sectional shape different from that of the waveguide 21. An opening 23 is formed on the side opposite to the waveguide 21, and the opening 23 is closed by the dielectric substrate 1. That is, in the hollow portion in the waveguide block 2, a step 25 is formed by changing the cross-sectional shape on the connecting surface 24 that separates the waveguide 21 and the cavity 22, and radio waves are reflected on the connecting surface 24. . In addition, since the radio waves are also reflected in the opening 23, the cavity 22 is a space sandwiched between reflective surfaces facing each other, and functions as a resonator.

一般に、一対の反射面に挟まれた空間は、これらの反射面間の距離の約2倍に相当する波長を閉じこめることができ、共振器として機能することが知られている。このため、開口部23を有する中空部の内周面に段差25を形成し、開口部23に対向する連結面24を設けることにより、開口部23及び連結面24間の空間をキャビティ22とすることができる。このとき、キャビティ22の共振周波数は、キャビティ22内における波長が開口部23及び連結面24間の距離の約1/2に相当する周波数となる。この共振周波数を共振素子7の共振周波数と異ならせることによって、導波管・平面線路変換器100を二重共振させることができる。   In general, it is known that a space between a pair of reflection surfaces can confine a wavelength corresponding to about twice the distance between these reflection surfaces and functions as a resonator. For this reason, the step 25 is formed on the inner peripheral surface of the hollow portion having the opening 23 and the connection surface 24 facing the opening 23 is provided, whereby the space between the opening 23 and the connection surface 24 is defined as the cavity 22. be able to. At this time, the resonance frequency of the cavity 22 is a frequency in which the wavelength in the cavity 22 corresponds to about ½ of the distance between the opening 23 and the coupling surface 24. By making this resonance frequency different from the resonance frequency of the resonance element 7, the waveguide / planar line converter 100 can be double-resonated.

図6は、図1の導波管・平面線路変換器100の透過量及び反射量の周波数特性を示した図である。透過量及び反射量は、散乱パラメータS21,S11として求められる値であり、横軸には、中心周波数f0により正規化された正規化周波数(f/f0)を用いている。図中の実線T1及びR1は、図1〜図5の導波管・平面線導波管・平面線路変換器100の透過量及び反射量をそれぞれ示す特性曲線である。一方、破線T2及びR2は、図19及び図20に示した従来の導波管・平面線路変換器190の透過量及び反射量をそれぞれ示す特性曲線である。なお、中心周波数f0は、従来の導波管・平面線路変換器190における共振周波数、つまり、伝送波の周波数である。   FIG. 6 is a diagram showing the frequency characteristics of the transmission amount and reflection amount of the waveguide / planar line converter 100 of FIG. The transmission amount and the reflection amount are values obtained as the scattering parameters S21 and S11, and a normalized frequency (f / f0) normalized by the center frequency f0 is used on the horizontal axis. Solid lines T <b> 1 and R <b> 1 in the figure are characteristic curves respectively showing the transmission amount and the reflection amount of the waveguide / planar line waveguide / planar line converter 100 of FIGS. 1 to 5. On the other hand, broken lines T2 and R2 are characteristic curves respectively showing the transmission amount and the reflection amount of the conventional waveguide / planar line converter 190 shown in FIGS. The center frequency f0 is the resonance frequency in the conventional waveguide / planar line converter 190, that is, the frequency of the transmission wave.

中心周波数f0における透過量を比較すれば、透過特性T1では−0.25dB、透過特性T2では−0.21dBとなっており、本実施の形態による透過特性T1は、従来の透過特性T2とほぼ同等であるということができる。一方、反射量が−20dB以下となる帯域幅を比較すれば、反射特性R1では6.9%、反射特性R2では2.8%となっており、本実施の形態による反射特性R1は、従来の反射特性R2と比べて、帯域幅が2倍以上になっていることがわかる。つまり、透過特性T1をほとんど劣化させることなく、反射特性R1の帯域幅が大幅に改善されている。   Comparing the transmission amount at the center frequency f0, the transmission characteristic T1 is -0.25 dB and the transmission characteristic T2 is -0.21 dB. The transmission characteristic T1 according to the present embodiment is almost the same as the conventional transmission characteristic T2. It can be said that they are equivalent. On the other hand, when comparing the bandwidth where the reflection amount is -20 dB or less, the reflection characteristic R1 is 6.9% and the reflection characteristic R2 is 2.8%. The reflection characteristic R1 according to the present embodiment is the conventional characteristic. It can be seen that the bandwidth is more than twice that of the reflection characteristic R2. That is, the bandwidth of the reflection characteristic R1 is greatly improved without substantially deteriorating the transmission characteristic T1.

従来の導波管・平面線路変換器190の周波数特性は、共振素子7の共振周波数に相当する中心周波数f0において、透過量が最大となり、反射量が最小となる。また、透過特性T2は、周波数に応じて緩やかに変化するのに対し、反射特性R2は、中心周波数f0付近において急峻に変化する。このため、透過量及び反射量がともに良好な周波数帯域は、反射特性R2によって決まり、比較的狭い帯域幅しか確保することができなかった。   As for the frequency characteristics of the conventional waveguide / planar line converter 190, the transmission amount is maximum and the reflection amount is minimum at the center frequency f0 corresponding to the resonance frequency of the resonance element 7. Further, the transmission characteristic T2 changes gently according to the frequency, whereas the reflection characteristic R2 changes steeply in the vicinity of the center frequency f0. For this reason, the frequency band in which both the transmission amount and the reflection amount are good is determined by the reflection characteristic R2, and only a relatively narrow bandwidth can be secured.

これに対し、本実施の形態による導波管・平面線路変換器100は、僅かに異なる2つの共振周波数f1,f2を有することにより、透過特性T1を顕著に劣化させることなく、反射特性R1の帯域幅を広げている。つまり、共振素子7及びキャビティ22の各共振周波数f1,f2で共振させることにより、従来装置における急峻な反射特性R2を周波数軸方向にずらして2つ重ね合わせたような反射特性R1が得られる。   On the other hand, the waveguide / planar line converter 100 according to the present embodiment has two resonance frequencies f1 and f2 that are slightly different from each other, so that the reflection characteristic R1 does not deteriorate significantly. Bandwidth is expanding. That is, by resonating at the resonance frequencies f1 and f2 of the resonance element 7 and the cavity 22, a reflection characteristic R1 in which two steep reflection characteristics R2 in the conventional device are shifted in the frequency axis direction and overlapped is obtained.

ここで、キャビティ22の共振周波数f2は、共振素子7の共振周波数f1とは独立して調整することができる。共振素子7は、誘電体基板1内における波長が共振素子7の幅P2の約2倍に相当する周波数f1で共振する。つまり、共振周波数f1は、開口部23の短手方向に関する共振素子7の幅P2によって調整することができる。一方、キャビティ22は、キャビティ22内における波長がキャビティ長C3の約2倍に相当する周波数f2に共振する。つまり、共振周波数f2は、管軸方向に関するキャビティ長C3によって、共振素子7の共振周波数f1とは独立して調整することができる。このため、これらの共振周波数f1,f2を僅かに異ならせることにより、二重共振を利用して帯域幅を広げることができる。   Here, the resonance frequency f2 of the cavity 22 can be adjusted independently of the resonance frequency f1 of the resonance element 7. The resonant element 7 resonates at a frequency f <b> 1 whose wavelength in the dielectric substrate 1 corresponds to about twice the width P <b> 2 of the resonant element 7. That is, the resonance frequency f1 can be adjusted by the width P2 of the resonance element 7 in the short direction of the opening 23. On the other hand, the cavity 22 resonates at a frequency f2 in which the wavelength in the cavity 22 corresponds to about twice the cavity length C3. That is, the resonance frequency f2 can be adjusted independently of the resonance frequency f1 of the resonance element 7 by the cavity length C3 in the tube axis direction. For this reason, by making these resonance frequencies f1 and f2 slightly different, the bandwidth can be expanded using double resonance.

また、導波管・平面線路変換器100の帯域幅を広げるためには、共振周波数f1,f2が、中心周波数f0を挟む周波数であり、かつ、共振周波数f1,f2間において、所望の変換特性が得られていることが必要となる。図6では、2つの共振周波数f1,f2の差が帯域比で約5%となるように、共振素子7の共振周波数f1が中心周波数f0よりも低く、キャビティ22の共振周波数f2が中心周波数f0よりも高くなるように調整した導波管・平面線路変換器100が用いられている。   In order to widen the bandwidth of the waveguide / planar line converter 100, the resonance frequencies f1 and f2 are frequencies that sandwich the center frequency f0, and desired conversion characteristics between the resonance frequencies f1 and f2. Must be obtained. In FIG. 6, the resonance frequency f1 of the resonance element 7 is lower than the center frequency f0 and the resonance frequency f2 of the cavity 22 is the center frequency f0 so that the difference between the two resonance frequencies f1 and f2 is about 5% in the band ratio. The waveguide / planar line converter 100 adjusted so as to be higher than that is used.

図7及び図8は、キャビティ長C3と反射特性との関係の一例を示した図であり、キャビティ長C3の異なる複数の導波管・平面線路変換器100を製作し、それぞれの反射特性R01〜R07を測定した測定結果が示されている。図8は、図7において反射量が−14dB以下となる帯域幅をキャビティ長C3ごとに求めた図表である。   7 and 8 are diagrams showing an example of the relationship between the cavity length C3 and the reflection characteristics. A plurality of waveguide / planar line converters 100 having different cavity lengths C3 are manufactured, and the respective reflection characteristics R01 are shown. The measurement result of measuring ~ R07 is shown. FIG. 8 is a chart in which the bandwidth in which the reflection amount is −14 dB or less in FIG. 7 is obtained for each cavity length C3.

この測定に使用した導波管・平面線路変換器100の各寸法は、次の通りである。誘電体基板1として、厚さ0.127mm、比誘電率2.17のフッ素樹脂基板の両面に厚さ9μmの銅箔を貼り合わせたものを用いた。下面の銅箔は、共振素子7を除く閉鎖領域10内をエッチング加工により除去した。共振素子7は、閉鎖領域10の長辺方向の長さP1を1.13mm、短辺方向の長さP2を1.16mmとし、共振周波数f1が、中心周波数76GHzよりもやや低くなるように形成した。また、上面の銅箔も短絡板3及び平面線路5を除いてエッチング加工により除去した。平面線路5は、線路幅Wが0.3mm、閉鎖領域10への挿入長Lが0.55mmとなるように形成した。   The dimensions of the waveguide / planar line converter 100 used for this measurement are as follows. As the dielectric substrate 1, a fluororesin substrate having a thickness of 0.127 mm and a relative dielectric constant of 2.17 and a copper foil having a thickness of 9 μm bonded to both surfaces was used. The copper foil on the lower surface was removed by etching in the closed region 10 excluding the resonant element 7. The resonant element 7 is formed such that the length P1 in the long side direction of the closed region 10 is 1.13 mm, the length P2 in the short side direction is 1.16 mm, and the resonant frequency f1 is slightly lower than the center frequency 76 GHz. did. The copper foil on the upper surface was also removed by etching except for the short-circuit plate 3 and the planar line 5. The planar line 5 was formed so that the line width W was 0.3 mm and the insertion length L to the closed region 10 was 0.55 mm.

導波管ブロック2は、厚さ6mmのアルミニウム板を使用し、切削加工により、導波管21及びキャビティ22を形成した。導波管21は、長辺G1が3.10mm、短辺C2が1.55mmとなるように形成した。また、キャビティ22は、長辺C1が2.4mm、短辺C2が2.0mm、長さC3が3.06mm〜3.66mmとなるように形成した。図7の反射特性R01〜R07は、キャビティ長C3を3.06mmから3.66mmまで0.10mmごとに変化させた場合の測定結果である。   As the waveguide block 2, an aluminum plate having a thickness of 6 mm was used, and the waveguide 21 and the cavity 22 were formed by cutting. The waveguide 21 was formed so that the long side G1 was 3.10 mm and the short side C2 was 1.55 mm. The cavity 22 was formed so that the long side C1 was 2.4 mm, the short side C2 was 2.0 mm, and the length C3 was 3.06 mm to 3.66 mm. The reflection characteristics R01 to R07 in FIG. 7 are measurement results when the cavity length C3 is changed from 3.06 mm to 3.66 mm every 0.10 mm.

その結果、図8に示した通り、キャビティ長C3が3.26mm〜3.56mmの場合に、帯域幅が帯域比で9%以上になり、従来構造の帯域幅5.62%に比べて、顕著に広帯域化されていることがわかる。   As a result, as shown in FIG. 8, when the cavity length C3 is 3.26 mm to 3.56 mm, the bandwidth is 9% or more in terms of the bandwidth ratio, compared to the bandwidth of 5.62% of the conventional structure, It can be seen that the bandwidth is significantly increased.

なお、図8では、反射量が−14dBとなる帯域幅を求めたが、反射量が−20dBとなる帯域幅を求めれば、キャビティ長C3が3.36mmの場合に、3.26mm及び3.46mmの場合に比べて、より広い帯域幅が得られることがわかる。つまり、共振周波数f1,f2における反射量をバランスさせることにより、より広い帯域幅を確保することができる。このバランスは、キャビティ22の断面形状を変化させることにより調整することができる。   In FIG. 8, the bandwidth at which the reflection amount is −14 dB is obtained. However, when the bandwidth at which the reflection amount is −20 dB is obtained, when the cavity length C3 is 3.36 mm, 3.26 mm and 3. It can be seen that a wider bandwidth can be obtained compared to the case of 46 mm. That is, a wider bandwidth can be ensured by balancing the reflection amounts at the resonance frequencies f1 and f2. This balance can be adjusted by changing the cross-sectional shape of the cavity 22.

本実施の形態による導波管・平面線路変換器100は、キャビティ22に連通する導波管21と、キャビティ22の開口部23を閉鎖する誘電体基板1とを備え、誘電体基板1の第1面には、開口部23と対向する共振素子7が形成され、第2面には、誘電体基板1を挟んで共振素子7と対向する平面線路5が形成されている。このような構成により、共振素子7及びキャビティ22の各共振周波数f1,f2で共振させることができ、共振素子7を利用した導波管・平面線路変換器100の帯域幅を広げることができる。このため、変換器を大型化することなく、また、製造コストを顕著に増大させることなく、導波管・平面線路変換器の帯域幅を広げることができる。   A waveguide / planar line converter 100 according to the present embodiment includes a waveguide 21 communicating with a cavity 22 and a dielectric substrate 1 that closes an opening 23 of the cavity 22. The resonant element 7 facing the opening 23 is formed on one surface, and the planar line 5 facing the resonant element 7 with the dielectric substrate 1 interposed therebetween is formed on the second surface. With such a configuration, it is possible to resonate at the resonance frequencies f1 and f2 of the resonance element 7 and the cavity 22, and the bandwidth of the waveguide / planar line converter 100 using the resonance element 7 can be widened. For this reason, the bandwidth of the waveguide / planar line converter can be increased without increasing the size of the converter and without significantly increasing the manufacturing cost.

また、この様な広帯域化によって、製造時の加工精度の影響を受けて、導波管・平面線路変換器100の変換特性が顕著に劣化するのを抑制することができる。例えば、共振周波数f1には、共振素子7を形成するためのパターニング精度に応じた誤差が生じる。同様にして、共振周波数f2にはキャビティ22の加工精度に応じた誤差が生じる。しかしながら、異なる2つの共振周波数f1,f2で二重共振させることによって、これらの共振周波数f1,f2の一方又は両方に多少の誤差が生じたとしても、伝送波の周波数における変換特性が顕著に劣化することはない。従って、伝送波の周波数に関し、製品毎の特性のばらつきを抑制することができる。その結果、製造歩留まりを向上させることができ、製造コストを低減することができる。   In addition, with such a wide band, it is possible to suppress the deterioration of the conversion characteristics of the waveguide / planar line converter 100 due to the influence of the processing accuracy during manufacturing. For example, an error corresponding to the patterning accuracy for forming the resonant element 7 occurs in the resonant frequency f1. Similarly, an error corresponding to the machining accuracy of the cavity 22 occurs in the resonance frequency f2. However, due to double resonance at two different resonance frequencies f1 and f2, even if some errors occur in one or both of these resonance frequencies f1 and f2, the conversion characteristics at the frequency of the transmission wave are significantly degraded. Never do. Accordingly, it is possible to suppress variation in characteristics of each product regarding the frequency of the transmission wave. As a result, the manufacturing yield can be improved and the manufacturing cost can be reduced.

さらに、導波管ブロック内にキャビティ22を形成することにより、広帯域化を実現していることから、部品数を増大させることなく、また、小型軽量化を犠牲にすることもない。従って、小型軽量で広帯域の導波管・平面線路変換器を実現することができる。しかも、このような導波管・平面線路変換器を安価に製造することができる。   Furthermore, since the wide band is realized by forming the cavity 22 in the waveguide block, the number of components is not increased, and the reduction in size and weight is not sacrificed. Therefore, it is possible to realize a small, light and broadband waveguide / planar line converter. Moreover, such a waveguide / planar line converter can be manufactured at low cost.

実施の形態2.
実施の形態1では、導波管・平面線路変換器100を広帯域化するための導波管ブロック2の一構成例について説明した。本実施の形態では、導波管ブロック2の他の構成例について更に説明する。
Embodiment 2. FIG.
In the first embodiment, the configuration example of the waveguide block 2 for widening the waveguide / planar line converter 100 has been described. In the present embodiment, another configuration example of the waveguide block 2 will be further described.

キャビティ22は、連結面24よりも開口部23側の空間であり、連結面24は、導波管ブロック2の内周面に段差25を設けることによって形成された反射面である。従って、連結面24を形成する内周面上の段差25は、開口部23からの距離がキャビティ22内における波長の約1/2となる位置に形成されていればよい。また、段差25の形状は、キャビティ22内において反射を生じさせるものであればよい。つまり、キャビティ22の断面形状は、導波管21の断面形状と異なるものであればよく、その形状は任意である。このため、本実施の形態では、導波管・平面線路変換器100に適用することができる種々の導波管ブロック2a〜2dを例示する。   The cavity 22 is a space closer to the opening 23 than the connection surface 24, and the connection surface 24 is a reflection surface formed by providing a step 25 on the inner peripheral surface of the waveguide block 2. Accordingly, the step 25 on the inner peripheral surface forming the connecting surface 24 only needs to be formed at a position where the distance from the opening 23 is about ½ of the wavelength in the cavity 22. Further, the shape of the step 25 may be any as long as it causes reflection in the cavity 22. That is, the cross-sectional shape of the cavity 22 may be different from the cross-sectional shape of the waveguide 21, and the shape is arbitrary. For this reason, in this Embodiment, the various waveguide blocks 2a-2d which can be applied to the waveguide and plane line converter 100 are illustrated.

図9は、本発明の実施の形態2による導波管・平面線路変換器100の要部の一構成例を示した図であり、導波管ブロック2aが示されている。図中の(a)には平面図、(b)にはA2−A2切断線による断面図、(c)にはB2−B2切断線による断面図が示されている。なお、誘電体基板1は、図1の導波管・平面線路変換器100の場合と同じものが用いられる。   FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of a main part of the waveguide / planar line converter 100 according to the second embodiment of the present invention, and shows a waveguide block 2a. In the figure, (a) is a plan view, (b) is a sectional view taken along the line A2-A2, and (c) is a sectional view taken along the line B2-B2. The same dielectric substrate 1 as that of the waveguide / planar line converter 100 of FIG. 1 is used.

この導波管ブロック2aでは、導波管21及びキャビティ22の断面形状は、ともに矩形であり、長辺の長さが一致しているが、短辺の長さは、導波管21よりもキャビティ22の方が短くなっている。つまり、導波管21及びキャビティ22は、互いの狭壁が一致する一方、互いの広壁は一致せず、広壁の段差25のみによって連結面24が形成されている。   In this waveguide block 2a, the cross-sectional shapes of the waveguide 21 and the cavity 22 are both rectangular and the lengths of the long sides are the same, but the length of the short sides is longer than that of the waveguide 21. The cavity 22 is shorter. That is, the narrow wall of the waveguide 21 and the cavity 22 coincide with each other, but the wide walls do not coincide with each other, and the connection surface 24 is formed only by the step 25 of the wide wall.

図10は、導波管・平面線路変換器100の要部の他の構成例を示した図であり、導波管ブロック2bが示されている。図中の(a)には平面図、(b)にはA3−A3切断線による断面図、(c)にはB3−B3切断線による断面図が示されている。   FIG. 10 is a diagram illustrating another configuration example of a main part of the waveguide / planar line converter 100, in which a waveguide block 2b is illustrated. In the drawing, (a) is a plan view, (b) is a sectional view taken along the line A3-A3, and (c) is a sectional view taken along the line B3-B3.

この導波管ブロック2bも、図9の導波管ブロック2aと同様、導波管21及びキャビティ22の断面形状はともに矩形であるが、短辺の長さが一致し、長辺の長さが、導波管21よりもキャビティ22の方が長くなっている。つまり、導波管21及びキャビティ22は、互いの広壁が一致する一方、互いの狭壁は一致せず、狭壁の段差25のみによって連結面24が形成されている。   Similarly to the waveguide block 2a of FIG. 9, the waveguide block 2b has a rectangular cross-sectional shape of the waveguide 21 and the cavity 22, but the short side length is the same and the long side length is the same. However, the cavity 22 is longer than the waveguide 21. In other words, the waveguide 21 and the cavity 22 have the same wide wall, but the narrow walls of the waveguide 21 and the cavity 22 do not match, and the connecting surface 24 is formed only by the step 25 of the narrow wall.

つまり、導波管21及びキャビティ22の断面形状がともに矩形からなる場合、狭壁及び広壁のいずれか一方のみに段差25を設けるだけでも、連結面24を形成することができる。また、この段差25は、キャビティ22の断面積を導波管21の断面積よりも大きくするものであってもよいし、小さくするものであってもよい。   That is, when the cross-sectional shapes of the waveguide 21 and the cavity 22 are both rectangular, the connecting surface 24 can be formed only by providing the step 25 only on one of the narrow wall and the wide wall. Further, the step 25 may be one that makes the cross-sectional area of the cavity 22 larger or smaller than the cross-sectional area of the waveguide 21.

図11は、導波管・平面線路変換器100の要部の他の構成例を示した図であり、導波管ブロック2cが示されている。図中の(a)には平面図、(b)にはA4−A4切断線による断面図、(c)にはB4−B4切断線による断面図が示されている。   FIG. 11 is a diagram illustrating another configuration example of a main part of the waveguide / planar line converter 100, in which a waveguide block 2c is illustrated. In the figure, (a) is a plan view, (b) is a sectional view taken along the line A4-A4, and (c) is a sectional view taken along the line B4-B4.

この導波管ブロック2cでは、キャビティ22の断面形状が長円になっている。つまり、キャビティ22は、長円の底面を有する柱状体の空間からなる。長円の直線部分は、導波管21の広壁と一致する一方、円弧部分は、導波管21の狭壁とは一致せず、狭壁及び円弧部分によって形成される段差25によって連結面24が形成されている。つまり、キャビティ22の断面形状は矩形でなくてもよく、例えば、円形であってもよい。ドリルを用いた切削加工によりキャビティ22を形成する場合、この様な長円の断面形状に加工する方が、矩形の断面形状に加工するよりも効率的である。   In this waveguide block 2c, the cross-sectional shape of the cavity 22 is an ellipse. That is, the cavity 22 is composed of a columnar body having an oval bottom surface. The oval straight line portion coincides with the wide wall of the waveguide 21, while the arc portion does not coincide with the narrow wall of the waveguide 21, and the connecting surface is formed by a step 25 formed by the narrow wall and the arc portion. 24 is formed. That is, the cross-sectional shape of the cavity 22 may not be rectangular, and may be circular, for example. When the cavity 22 is formed by cutting using a drill, it is more efficient to process into such an oval cross-sectional shape than to process into a rectangular cross-sectional shape.

本実施の形態において示した通り、キャビティ22の断面形状は、導波管21とは異なっていればよく、その断面形状は任意である。また、本実施の形態では、キャビティ22の断面形状が管軸上の位置にかかわらず一定となる形状、つまり、柱状体である場合について説明したが、本発明による導波管・平面線路変換器100のキャビティ22は、柱状体には限定されない。例えば、管軸方向に沿って断面形状が滑らかに変化するものであってもよい。キャビティ22の内部において顕著な反射を生じさせることは望ましくないため、キャビティ22の内周面には反射面を形成するような段差が形成されていなければよく、キャビティ22の断面積が一定であることは必須ではない。   As shown in the present embodiment, the cross-sectional shape of the cavity 22 only needs to be different from that of the waveguide 21, and the cross-sectional shape thereof is arbitrary. Further, in the present embodiment, the case where the cross-sectional shape of the cavity 22 is a constant shape regardless of the position on the tube axis, that is, a columnar body has been described, but the waveguide / planar line converter according to the present invention has been described. The 100 cavities 22 are not limited to columnar bodies. For example, the cross-sectional shape may change smoothly along the tube axis direction. Since it is not desirable to cause significant reflection inside the cavity 22, it is sufficient that no step is formed on the inner peripheral surface of the cavity 22 to form a reflecting surface, and the cross-sectional area of the cavity 22 is constant. That is not essential.

実施の形態3.
上記実施の形態では、誘電体基板1に共振素子7が形成された導波管・平面線路変換器100について説明した。これに対し、本実施の形態では、誘電体基板1に共振窓7aが形成された導波管・平面線路変換器101について説明する。
Embodiment 3 FIG.
In the above embodiment, the waveguide / planar line converter 100 in which the resonant element 7 is formed on the dielectric substrate 1 has been described. On the other hand, in this embodiment, a waveguide / planar line converter 101 in which a resonant window 7a is formed on the dielectric substrate 1 will be described.

図12及び図13は、本発明の実施の形態3による導波管・平面線路変換器101の一構成例を示した図である。図12には展開斜視図、図13には平面図が示されている。この導波管・平面線路変換器101は、共振素子7に代えて、共振窓7aを有する点で、図1〜図5の導波管・平面線路変換器100とは異なる。なお、図1〜図5に示された構成要素に相当するものには、同一の符号を付し、重複する説明を省略する。   12 and 13 are diagrams showing a configuration example of the waveguide / planar line converter 101 according to the third embodiment of the present invention. FIG. 12 is a developed perspective view, and FIG. 13 is a plan view. This waveguide / planar line converter 101 is different from the waveguide / planar line converter 100 of FIGS. 1 to 5 in that it has a resonance window 7 a instead of the resonance element 7. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the thing corresponded to the component shown by FIGS. 1-5, and the overlapping description is abbreviate | omitted.

接地板6aは、閉鎖領域10の周辺に加えて、共振窓7aを除く閉鎖領域10内にも形成されている。この接地板6aに導波管ブロック2の端面を密着させることによって、接地板6及び導波管ブロック2を導通させている。図中では、接地板6が、共振窓7aと一致する内縁を有し、共振窓7aを除く誘電体基板1の下面全体に形成されている。   In addition to the periphery of the closed region 10, the ground plate 6a is also formed in the closed region 10 excluding the resonance window 7a. The ground plate 6 and the waveguide block 2 are made conductive by bringing the end face of the waveguide block 2 into close contact with the ground plate 6a. In the figure, the ground plate 6 has an inner edge that coincides with the resonance window 7a, and is formed on the entire lower surface of the dielectric substrate 1 excluding the resonance window 7a.

共振窓7aは、接地板6aに形成された窓、つまり、接地板6aの開口部であり、誘電体基板1上の共振領域となる。また、共振窓7aは、誘電体基板1を挟んで平面線路5の先端と重複するように配置され、平面線路5と電磁的に結合されている。共振窓7aは、開口部23の長辺方向の略中央を通り、開口部23の長手方向の長さP3が誘電体基板1内における波長の約1/2となるように形成される。   The resonance window 7 a is a window formed in the ground plate 6 a, that is, an opening of the ground plate 6 a and serves as a resonance region on the dielectric substrate 1. The resonance window 7 a is disposed so as to overlap the tip of the planar line 5 with the dielectric substrate 1 interposed therebetween, and is electromagnetically coupled to the planar line 5. The resonance window 7 a is formed so as to pass through the approximate center of the opening 23 in the long side direction, and the length P3 of the opening 23 in the longitudinal direction is about ½ of the wavelength in the dielectric substrate 1.

このような共振窓7aを有する誘電体基板1を用いた導波管・平面線路変換器101においても、導波管21及びキャビティ22が形成された導波管ブロック2を用いることにより、実施の形態1及び2と同様の作用効果が得られる。   Also in the waveguide / planar line converter 101 using the dielectric substrate 1 having the resonance window 7a, the waveguide block 2 in which the waveguide 21 and the cavity 22 are formed is used. The same effects as those of Embodiments 1 and 2 can be obtained.

実施の形態4.
図14〜図16は、本発明の実施の形態4による高周波回路200の一構成例を示した図であり、図14には側面図、図15には上面図、図16には底面図が示されている。この高周波回路200は、2枚の誘電体基板1n,1mが導波管ブロック2dの両面に密着固定されて構成される。誘電体基板1n,1m上には、回路31,32がそれぞれ形成されており、これらの回路31,32は、導波管ブロック2内の導波管21を介して接続されている。
Embodiment 4 FIG.
14 to 16 are diagrams showing a configuration example of the high-frequency circuit 200 according to the fourth embodiment of the present invention. FIG. 14 is a side view, FIG. 15 is a top view, and FIG. 16 is a bottom view. It is shown. The high-frequency circuit 200 is configured by two dielectric substrates 1n and 1m being closely fixed to both surfaces of the waveguide block 2d. Circuits 31 and 32 are formed on the dielectric substrates 1n and 1m, respectively, and these circuits 31 and 32 are connected via the waveguide 21 in the waveguide block 2.

導波管ブロック2dは、互いに対向する回路形成面2n,2mを有し、これらの回路形成面2n,2mには、開口部23n,23mがそれぞれ形成されている。また、導波管ブロック2dの内部には、導波管21が形成されるとともに、導波管21の両端にキャビティ22n,22mが形成されている。キャビティ22n,22mは、導波管21に対し管軸方向にそれぞれ連通し、導波管21とは反対側に開口部23n,23mがそれぞれ形成されている。つまり、開口部23n,23mは、キャビティ22n,22m及び導波管21を介して連通している。   The waveguide block 2d has circuit forming surfaces 2n and 2m facing each other, and openings 23n and 23m are formed in these circuit forming surfaces 2n and 2m, respectively. A waveguide 21 is formed inside the waveguide block 2d, and cavities 22n and 22m are formed at both ends of the waveguide 21. The cavities 22n and 22m communicate with the waveguide 21 in the tube axis direction, and openings 23n and 23m are formed on the opposite side of the waveguide 21, respectively. That is, the openings 23n and 23m communicate with each other via the cavities 22n and 22m and the waveguide 21.

回路形成面2n上には、誘電体基板1nが密着固定されている。誘電体基板1nは、図1〜図5に示した誘電体基板1上にアンテナ31が形成された基板であり、短絡板3n及び平面線路5nと、図示しない接地板及び共振素子を有し、さらに、平面線路5nに接続されたアンテナパターン31を有している。   A dielectric substrate 1n is tightly fixed on the circuit forming surface 2n. The dielectric substrate 1n is a substrate in which an antenna 31 is formed on the dielectric substrate 1 shown in FIGS. 1 to 5, and includes a shorting plate 3n and a planar line 5n, a ground plate and a resonance element (not shown), Furthermore, it has an antenna pattern 31 connected to the planar line 5n.

同様にして、回路形成面2m上には、誘電体基板1mが密着固定されている。誘電体基板1mは、図1〜図5に示した誘電体基板1上に送受信回路32が配置された基板であり、短絡板3m及び平面線路5mと、図示しない接地板及び共振素子を有し、さらに、平面線路5mに接続された送受信回路32を有している。   Similarly, a dielectric substrate 1m is tightly fixed on the circuit forming surface 2m. The dielectric substrate 1m is a substrate in which the transmission / reception circuit 32 is disposed on the dielectric substrate 1 shown in FIGS. 1 to 5, and includes a short-circuit plate 3m and a planar line 5m, a ground plate and a resonance element (not shown). Furthermore, it has the transmission / reception circuit 32 connected to the planar line 5m.

つまり、この高周波回路200は、上面側に導波管・平面線路変換器100n、下面側に導波管・平面線路変換器100mが形成され、これらの導波管・平面線路変換器100n,100mが導波管21を介して接続されている。従って、誘電体基板1n上のアンテナ31と、誘電体基板1m上の送受信回路32が、導波管・平面線路変換器100n,100m及び導波管21を介して接続されている。   That is, in the high-frequency circuit 200, a waveguide / planar line converter 100n is formed on the upper surface side, and a waveguide / planar line converter 100m is formed on the lower surface side, and these waveguide / planar line converters 100n, 100m are formed. Are connected via the waveguide 21. Therefore, the antenna 31 on the dielectric substrate 1n and the transmission / reception circuit 32 on the dielectric substrate 1m are connected via the waveguide / planar line converters 100n and 100m and the waveguide 21.

これらの導波管・平面線路変換器100n,100mは、導波管21の両端に形成されたキャビティ22n,22mによって、広帯域化されているため、アンテナ31及び送受信回路32の接続経路を全体として広帯域化することができる。   Since these waveguide / planar line converters 100n and 100m are widened by cavities 22n and 22m formed at both ends of the waveguide 21, the connection path of the antenna 31 and the transmission / reception circuit 32 is made as a whole. The bandwidth can be increased.

この様な広帯域化によって、製造時の加工精度の影響を受けて、導波管・平面線路変換器100の変換特性が顕著に劣化するのを抑制することができる。つまり、アンテナ31及び送受信回路32間の伝送波の周波数に関し、製品毎の特性のばらつきを抑制することができる。その結果、製造歩留まりを向上させることができ、製造コストを低減することができる。   With such a wide band, it is possible to suppress the deterioration of the conversion characteristics of the waveguide / planar line converter 100 due to the influence of the processing accuracy during manufacturing. That is, it is possible to suppress variation in characteristics of each product regarding the frequency of the transmission wave between the antenna 31 and the transmission / reception circuit 32. As a result, the manufacturing yield can be improved and the manufacturing cost can be reduced.

実施の形態5.
図17は、本発明の実施の形態5による高周波回路201の一構成例を示した側面図である。この高周波回路201は、図14の高周波回路200と比較すれば、導波管ブロック2e内に形成されたキャビティ22n,22m及び導波管21の断面積の大小関係のみが異なっている。
Embodiment 5 FIG.
FIG. 17 is a side view showing a configuration example of the high-frequency circuit 201 according to the fifth embodiment of the present invention. Compared with the high-frequency circuit 200 of FIG. 14, the high-frequency circuit 201 is different only in the size relationship between the cross-sectional areas of the cavities 22 n and 22 m formed in the waveguide block 2 e and the waveguide 21.

管軸に垂直な断面積は、図14の高周波回路200では、導波管21よりもキャビティ22n,22mの方が大きい。これに対し、図15の高周波回路201では、キャビティ22m、導波管21、22nの順で大きくなっていく。   The cross-sectional area perpendicular to the tube axis is larger in the cavities 22n and 22m than in the waveguide 21 in the high-frequency circuit 200 of FIG. On the other hand, in the high frequency circuit 201 of FIG. 15, the cavity 22m and the waveguides 21 and 22n increase in this order.

つまり、これらの高周波回路200,201は、2つのキャビティ22n,22mのうち、少なくとも一方の断面積が、導波管の断面積よりも大きくなっている。このため、導波管ブロック2d,2eは、中子を用いたダイキャスト法により製造することができ、高精度かつ安価に製造することができる。   That is, in these high-frequency circuits 200 and 201, the cross-sectional area of at least one of the two cavities 22n and 22m is larger than the cross-sectional area of the waveguide. For this reason, the waveguide blocks 2d and 2e can be manufactured by a die-cast method using a core, and can be manufactured with high accuracy and at low cost.

1,1n,1m 誘電体基板
2,2a〜2e 導波管ブロック
2,2m,2n 回路形成面
3,3m,3n 短絡板
5,5m,5n 平面線路
6,6a 接地板
7 共振素子
7a 共振窓
8 スルーホール
10 閉鎖領域
21 導波管
22,22m,22n キャビティ
23,23m,23n 開口部
24 連結面
25 段差
31 アンテナ
32 送受信回路
100,100m,100n,101 導波管・平面線路変換器
200,201 高周波回路
f0 中心周波数
f1,f2 共振周波数
1, 1n, 1m Dielectric substrate 2, 2a to 2e Waveguide block 2, 2m, 2n Circuit forming surface 3, 3m, 3n Short plate 5, 5m, 5n Planar line 6, 6a Ground plate 7 Resonant element 7a Resonant window 8 Through-hole 10 Closed region 21 Waveguide 22, 22m, 22n Cavity 23, 23m, 23n Opening 24 Connecting surface 25 Step 31 Antenna 32 Transceiver circuit 100, 100m, 100n, 101 Waveguide / planar line converter 200, 201 high frequency circuit f0 center frequency f1, f2 resonance frequency

Claims (7)

空洞共振器及び導波管が形成された導波管ブロックと、
上記導波管とは反対側に形成された上記空洞共振器の開口部を閉鎖する第1面に共振領域が形成され、第2面に上記共振領域と対向する平面線路が形成された誘電体基板とを備え、
上記導波管及び空洞共振器は、上記導波管ブロック内において管軸方向に連通する中空部からなり、互いを区分する連結面上の内壁に段差が形成されていることを特徴とする導波管・平面線路変換器。
A waveguide block in which a cavity resonator and a waveguide are formed;
A dielectric in which a resonance region is formed on a first surface that closes an opening of the cavity resonator formed on the side opposite to the waveguide, and a planar line that faces the resonance region is formed on a second surface A substrate,
The waveguide and the cavity resonator are hollow portions communicating in the tube axis direction in the waveguide block, and a step is formed on the inner wall on the connecting surface that separates the waveguide and the cavity resonator. Wave tube / plane line converter.
上記空洞共振器は、上記導波管の管軸に直交する断面形状が上記導波管とは異なることを特徴とする請求項1に記載の導波管・平面線路変換器。 The waveguide / planar line converter according to claim 1 , wherein the cavity resonator has a cross-sectional shape orthogonal to the waveguide axis of the waveguide different from that of the waveguide. 上記空洞共振器及び上記導波管は、4つの管壁に囲まれた矩形の断面形状を有する中空部からなり、
上記段差は、少なくとも対向する一対の管壁にそれぞれ形成されていることを特徴とする請求項2に記載の導波管・平面線路変換器。
The cavity resonator and the waveguide include a hollow portion having a rectangular cross-sectional shape surrounded by four tube walls,
3. The waveguide / planar line converter according to claim 2 , wherein the step is formed on at least a pair of opposing tube walls.
上記空洞共振器及び上記共振領域の共振周波数は、上記導波管の伝送波の周波数を挟んで異なることを特徴とする請求項1〜3のいずれかに記載の導波管・平面線路変換器。 The waveguide / planar line converter according to any one of claims 1 to 3 , wherein resonance frequencies of the cavity resonator and the resonance region are different across a transmission wave frequency of the waveguide. . 互いに対向する一対の回路形成面を有する導波管ブロックと、
上記回路形成面にそれぞれ配置された一対の誘電体基板とを備え、
上記導波管ブロックは、上記回路形成面にそれぞれ開口部を有する一対の空洞共振器と、これらの上記空洞共振器を互いに連通させる導波管とを有し、
上記誘電体基板は、上記開口部を閉鎖する第1面に共振領域が形成され、第2面に上記共振領域と対向する平面線路が形成されていることを特徴とする高周波回路。
A waveguide block having a pair of circuit forming surfaces facing each other;
A pair of dielectric substrates respectively disposed on the circuit forming surface,
The waveguide block includes a pair of cavity resonators each having an opening on the circuit formation surface, and a waveguide that allows the cavity resonators to communicate with each other.
The dielectric substrate has a resonance region formed on a first surface that closes the opening, and a planar line that faces the resonance region is formed on a second surface.
上記導波管及び空洞共振器は、上記導波管ブロック内において管軸方向に連通する中空部からなり、互いを区分する連結面上の内壁に段差が形成されていることを特徴とする請求項5に記載の高周波回路。 Said waveguide and cavity resonator, a hollow portion which communicates with the tube axis direction in the waveguide block, wherein the step on the inner wall of the connecting surface to partition each other are formed claimed Item 6. The high frequency circuit according to Item 5 . 上記空洞共振器は、上記導波管の管軸に直交する断面が上記導波管とは異なる形状からなり、
一対の上記空洞共振器の少なくとも一方の断面積が、導波管の断面積よりも大きいことを特徴とする請求項6に記載の高周波回路。
The cavity resonator has a cross-section perpendicular to the tube axis of the waveguide different from that of the waveguide,
The high-frequency circuit according to claim 6 , wherein a cross-sectional area of at least one of the pair of cavity resonators is larger than a cross-sectional area of the waveguide.
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