JP5545106B2 - 増幅回路とそれを有する無線受信装置 - Google Patents

Description

本発明は，増幅回路とそれを有する無線受信装置に関する。

増幅回路は，例えば無線受信装置のＲＦ回路ユニット内に設けられ，ＲＦ受信信号を所望の振幅に増幅する。そのために，ＲＦゲイン制御回路が増幅回路の出力レベルを検出し，所望の振幅になるように増幅回路のゲインを自動的に制御する。

つまり，ＲＦゲイン制御回路は，受信信号の入力レベルが小さいときは増幅回路のゲインを大きくし，入力レベルが大きいときは増幅回路のゲインを小さく制御する。

このような可変ゲイン増幅回路については，特許文献１−３，非特許文献１に記載されている。

特開２００３−２４３９５４号公報 特開２００７−２５９４０９号公報 特開平８−３０７１５９号公報

Takae Sakai, et al. "A Digital TV Receiver RF and BB Chipset with Adaptive Bias- Current Control for Mobile Applications," ISSCC Dig. Tech. Papers, pp. 212-213, Feb., 2007.

しかしながら，ＲＦ受信信号には，希望波に加えて希望波の帯域近傍に妨害波が含まれることがある。希望波に比較して妨害波の入力レベルが大きい場合は，むしろ妨害波の入力レベルに応じて増幅回路のゲインを制御する必要がある。それと共に，妨害波の入力レベルが大きい場合は，増幅回路が線形性を失わずに入力信号を増幅できる最大入力振幅（ダイナミックレンジ）を大きくすることが望ましく，妨害波の入力レベルが小さい場合は，逆に最大入力振幅を小さくすることが望ましい。

ただし，増幅回路の最大入力振幅を制御したときに同時にゲインが変化してしまうと，ゲインが戻るまでに一時的に受信不能状態になる。

そこで，本発明の目的は，ゲインと最大入力振幅とを独立して制御可能な増幅回路と，それを使用した無線受信装置を提供することにある。

増幅回路の第１の側面は，入力信号がゲートに入力され可変ゲート幅を有するソース接地トランジスタと，前記ソース接地トランジスタのドレインと電源との間に設けられた可変電流源と，前記ドレインと可変電流源との接続ノードに接続された出力端子と，前記出力端子と基準直流電源との間に設けられた可変抵抗負荷とを有する増幅器と，
ゲイン制御信号と最大入力振幅制御信号に基づいて，前記ソース接地トランジスタのゲート幅と，前記可変電流源の電流値と，前記可変抵抗負荷の抵抗値とを制御する増幅器制御回路とを有し，
前記増幅器制御回路は，前記ゲイン制御信号と最大入力振幅制御信号とにそれぞれ比例して前記電流値を制御し，前記ゲイン制御信号に比例して且つ前記最大入力振幅制御信号に反比例して前記ゲート幅を制御し，前記ゲイン制御信号と最大入力振幅制御信号にかかわらず前記抵抗値を一定にする第１の制御を行う。

第１の側面によれば，ゲインと最大入力振幅とを独立して制御することができる。

第１の本実施の形態における増幅回路を有する無線受信装置の構成図である。 入力信号の電波状況を示す図である。 電波状況に応じた好ましい増幅器の特性例を示す図である。 本実施の形態における増幅回路の構成図である。 ソース接地トランジスタのゲート電圧に対するドレイン電流の関係図である。 増幅器におけるゲインと消費電流の関係を示す図である。 第１の実施の形態における増幅器制御回路の各制御回路14A,14B,14Cの制御式を示す図である。 第１の実施の形態におけるゲインと最大入力振幅V1dBとの特性を示す図である。 ある電波状態の変化と，それに対応して行われるKV1dBの制御による変化を示す図である。 第２の実施の形態における受信装置の構成図である。 第２の実施の形態における増幅器の制御回路１５の各制御回路15A,15B,15Cの制御式を示す図である。 第２の実施の形態におけるゲインG1と最大入力振幅増減KV1dBとの特性を示す図である。

図１は，第１の本実施の形態における増幅回路を有する無線受信装置の構成図である。アンテナで受信された高周波入力信号RFinは，RF増幅回路１０の増幅器１２に入力され増幅される。増幅器１２の出力S12は，ミキサ１６でローカルクロックLOと乗算されダウンコンバートされる。ミキサ出力S16は，例えば低周波数を通過させるLPFからなるチャネル選択フィルタ１８により所望の周波数帯のみ抽出される。フィルタの出力S18は，IF増幅回路２０により増幅され，AD変換回路２２によりデジタル信号S20dに変換される。このデジタル信号S20dは，後段の復調回路２４により復調，復号化される。

ＲＦ増幅回路１０は，後述するソース接地トランジスタからなる増幅器１２と，増幅器１２に抵抗制御信号R_CN，電流制御信号IB_CN，ゲート幅制御信号β_CNを供給する増幅器制御回路１４とを有する。増幅器制御回路１４は，ゲイン制御信号G1と最大入力振幅制御信号V1dBとに基づいて，後述するアルゴリズムで抵抗制御信号R_CN，電流制御信号IB_CN，ゲート幅制御信号β_CNを生成する。これにより，増幅器１２のゲインと最大入力振幅とを独立して制御することができる。

RFレベル検出回路２６は，ミキサ１６の出力信号S16の振幅を検出し，検出したRFレベルをRFゲイン制御回路２８に供給する。RFゲイン制御回路２８は，ミキサの出力信号S16の信号レベルが所望のRFターゲットレベルRFTになるようにゲイン制御信号G1,G2を生成し，増幅器制御回路１４とミキサ１６にそれぞれ出力する。増幅器１２は，増幅器制御回路１４からのゲイン制御信号G1に対応するゲインに制御され，同様に，ミキサ１６もゲイン制御信号G2に対応するゲインに制御される。

IF増幅回路２２の出力信号S20は，デジタル化され，そのデジタル化された信号S20dからIFレベル検出回路３０は出力信号S20の信号レベルを検出する。そして，IFゲイン制御回路３２は，この検出された信号レベルに応じて，信号レベルが所望のターゲットレベルになるように，第２のゲイン制御信号G3,G4を生成し，フィルタ１８とIF増幅回路２０に出力する。

最大入力振幅増減制御回路３４は，RFレベル検出回路２６が検出する出力信号S16の信号レベルと，IFレベル検出回路３０が検出する出力信号S20の信号レベルと，IFゲイン制御回路３２が生成する第２のゲイン制御信号G3,G4に基づいて，妨害波の希望波に対する比UDRを求め，その比UDRに応じて最大入力振幅増減制御信号KV1dBを生成する。後述するとおり，妨害波が大きく比UDRが大きい場合は最大入力振幅増減制御信号KV1dBを大きくし，妨害波が小さく比UDRが小さい場合はKV1dBを小さく制御する。

また，最大入力振幅増減制御回路３４は，最大入力振幅増減制御信号KV1dBの制御に合わせて，RFターゲットレベルRFTを制御する。つまり，KV1dBを小さくする場合はRFターゲットレベルRFTも小さくし，KV1dBを大きくする場合はRFTも大きくする。

そして，最大入力振幅算出回路３６は，ゲイン制御信号G1と最大入力振幅増減制御信号KV1dBとに基づいて，最大入力振幅制御信号V1dBを算出し，増幅器制御回路１４に出力する。

図２は，入力信号の電波状況を示す図である。図２には４つの電波状況が示されている。また，図３は，電波状況に応じた好ましい増幅器の特性例を示す図である。図３中には，図２の電波状況（１）〜（４）が示されている。図３の横軸はゲインG1，縦軸は最大入力振幅V1dBである。

ここで，最大入力振幅V1dBとは，以下の通りである。増幅器１４に入力する入力レベルを大きくした場合，出力レベルはゲインに応じて増幅されたレベルになる。入力レベルと出力レベルの関係はゲインを傾きとするリニアな関係である。しかし，入力レベルがある値を超えると出力レベルは飽和し始める。そこで，出力レベルの飽和特性に起因してリニアな出力レベルから1dBだけ出力レベルが低下する入力レベルが，入力P1dBと称され，この入力P1dBが最大入力振幅V1dBである。つまり，最大入力振幅V1dBとは，リニア特性が得られる入力信号のダイナミックレンジに対応する。

図２（１）は，希望波のレベルが小さく，妨害波がない電波状況である。この場合は，増幅器１２のゲインを高くすることが必要であるが，増幅器１２の最大入力振幅V1dBは小さくても良い。入力レベルが低いので最大入力振幅V1dBを下げても増幅器は歪まないからである。

図２（２）は，希望波のレベルが大きく，妨害波がない電波状況である。この場合は，増幅器１２のゲインを低くすることができるが，最大入力振幅V1dBは大きくする必要がある。

一方，図２（３）（４）は，大きな妨害波が存在する場合である。この場合は，両方とも，入力レベルが高いため最大入力振幅V1dBを大きくする必要がある。ただし，ゲインはいずれも小さくても良い。この場合，図２（３）の希望波のレベルは，（１）の希望波のレベルより高いことが前提である。

そこで，図３に示した特性Ａのように，図２の４つの電波状況（１）〜（４）に応じて，増幅器のゲインＧ１と最大入力振幅V1dBを制御することが好ましい。さらに，電波状況（３）（４）の状態から妨害波がなくなり電波状況（１）（２）になった場合は，可能なかぎり最大入力振幅V1dBを下げて，図３中に特性Ｂで（１Ａ）（２Ａ）のように制御することが望ましい。逆に，電波状況（１）（２）から電波状況（３）（４）に変化した場合は，妨害波の高いレベルに対応して最大入力振幅V1dBを上げることが望ましい。

このように様々な電波状況に応じて増幅器のゲインG1と最大入力振幅V1dBとを変更するためには，増幅器のゲインG1と最大入力振幅V1dBとが独立して制御可能であることが望ましい。

図４は，本実施の形態における増幅回路の構成図である。増幅回路１４は，ソース接地トランジスタからなる増幅器１２と，増幅器１２に抵抗制御信号R_CN，電流制御信号IB_CN，ゲート幅制御信号β_CNを供給する増幅器制御回路１４とを有する。増幅器１２は，ゲートに高周波の入力信号RFinが入力されるソース接地トランジスタNMOSと，スイッチSWと，トランジスタNMOSのドレイン側のノードNdと電源VDDとの間に設けられた可変電流源IBと，ドレイン側のノードNdに接続された出力端子OUTと所定の直流電圧V1との間に設けられた可変抵抗Rとを有する。トランジスタNMOSは，複数の並列のNチャネルMOSトランジスタ群からなり，それぞれのドレインに設けられたスイッチ群SWを制御することで，トランジスタNMOSのトータルのゲート幅を可変制御することができる。

なお，トランジスタNMOSのゲートには，図示しないインピーダンス整合回路と，ゲートバイアス回路が設けられる。

増幅器制御回路１４は，最大入力振幅制御信号V1dBとゲイン制御信号G1に基づいて電流制御信号IB_CNを生成する電流制御回路14Aと，ゲイン制御信号G1に基づいて抵抗制御信号R_CNを生成する抵抗制御回路14Bと，最大入力振幅制御信号V1dBとゲイン制御信号G1に基づいてゲート幅制御信号β_CNを生成するゲート幅制御回路14Cとを有する。これら制御回路の制御方法について以下説明する。

図５は，ソース接地トランジスタのゲート電圧に対するドレイン電流の関係図である。横軸がゲート・ソース間電圧Vgsであり，縦軸がドレイン・ソース間電流Idsである。ソース接地であるので，ゲート・ソース間電圧Vgsはゲート電圧Vgになる。また，ソース接地であるのでドレイン／ソース間電流Idsはドレイン電流Idsになる。

ゲート・ソース間電圧Vgsを０Vから上昇させ，閾値電圧Vthを超えるとドレイン電流Idsが流れ始める。さらに，ゲート・ソース間電圧Vgsを上昇させるとドレイン電流Idsが急激に上昇する。

図４のソース接地トランジスタによる増幅器１２では，ゲート・ソース間電圧Vgsとドレイン電流Idsとの間には，以下の関係があることが知られている。

ここで，Wはゲート幅，Lはゲート長，μは移動度，Coxは単位面積当たりのゲート酸化膜容量である。数１は，二乗則として知られ，図５のVgs−Ids特性において，ドレイン電流Idsはゲートのオーバードライブ電圧（Vgs−Vth）の二乗に比例し，比例定数βはトランジスタのゲート幅に依存する。図５（１）はトランジスタのゲート幅が狭くβが小さい場合であり，図５（２）はトランジスタのゲート幅が広くβが大きい場合である。したがって，図５（２）のほうが，ドレイン電流Idsは大きく，その二次曲線の傾きは大きい。

高周波の入力信号RFinはゲート・ソース間電圧の変化として入力され，それに対して出力端子OUTの出力信号RFoutは，Vgs−Ids特性の動作点での傾きであるゲインG1に応じて増幅される。

そして，ソース接地増幅器のゲインGは，二次曲線であるVgs−Ids特性の傾きであるから，
G＝R×(dIds／dVgs)
となり，数１に従えば，ゲインGは，

となる。ここで，Rは負荷抵抗であり，電流IBは，高周波入力信号が無信号状態でのドレイン・ソース間電流Idsである。つまり，電流IBは，ゲートバイアス電圧Vgbにおけるドレイン・ソース間電流Idsであり，IBとVgbの交点が動作点になり，動作点の傾きがゲインGになる。

数３のゲインGの式によれば，電流IBを大きくすれば図５中の動作点がより高くなりゲインGが増加することが理解できる。また，ゲート幅に比例するβを大きくすれば，図５（２）のようにVgs−Ids特性が変化し，同様にゲインGが増加することが理解できる。さらに，可変抵抗値Rを大きくすれば，入力信号の変化に起因するドレイン電流の変化と可変抵抗値Rとの積が大きくなり，出力信号RFoutの振幅が大きくなり，結果的にゲインが増大する。

次に，最大入力振幅V1dBは，図５中のゲートバイアス電圧Vgbからリニアな増幅が可能なゲート・ソース間電圧Vgsの範囲であり，一般的には（Vgb-Vth）の１／２程度である。そして，この最大入力振幅V1dBは以下の式の通りである。

ここで定数αは一般的には１／２である。

この数４と図５から明らかなとおり，電流IBを大きくすれば動作点のゲートバイアス電圧Vgbが大きくなり，最大入力振幅V1dBは大きくなる。逆に，ゲート幅に比例するβを大きくすれば，図５（２）のようなVgs−Ids特性になるので，ゲートバイアス電圧Vgsは小さくなり，最大入力振幅V1dBは小さくなる。

図４に戻り，可変電流IBを所定の値に設定した場合，入力無信号状態では電流IBがトランジスタNMOSに流れる。そして，入力信号RFinが入力されるとそれに応じてトランジスタNMOSのドレイン電流Idsが増減するが，その増減するドレイン電流Idsは負荷抵抗Rに流れ，出力信号RFoutが生成される。したがって，電流IBを小さく設定することが増幅器１２の消費電流の低減につながることが理解できる。

以上の説明に基づき，増幅器制御回路１４内の各制御回路14A,14B,14Cの制御方法について説明する。

第１に，最大入力振幅V1dBを変更せずにゲインG1のみｋ倍にするためには，数３，数４より，ゲート長に比例するβと電流IBをｋ倍にすればよい。つまり，ゲート長をｋ倍（トランジスタNMOSの数をｋ倍）にしてβをｋ倍にし，それに対応して電流IBもｋ倍にする。その結果，図５の動作点は変更されないが，入力信号RFinの変化に対応して生じるドレイン電流Idsの変化が増大し，負荷抵抗Rで生成される出力信号RFoutの変化も増大し，最大入力振幅V1dBは変化せずにゲインG1だけが増大する。

最大入力振幅V1dBを変更せずにゲインG1のみｋ倍にすることは，図３の特性図において横軸方向に制御することを意味する。

別の方法として，最大入力振幅V1dBを変更せずにゲインG1のみｋ倍にするためには，数３，数４より，抵抗Rだけをｋ倍にすればよい。つまり，ｋ＞１の場合，図４の増幅器１２において負荷抵抗Rを増大すれば出力RFoutの振幅が増大して結果的にゲインG1が増大する。

第２に，ゲインG1を変更せずに最大入力振幅V1dBのみｋ倍にするためには，数３，数４より，電流IBをｋ倍にし，ゲート長を1/k倍（トランジスタNMOSの数を1/k倍）にしてβを1/k倍にすればよい。つまり，電流IBをｋ倍にすればｋ＞１の場合図５の動作点が高くなってゲインが増大するものの，βを1/k倍にするため図５（２）から（１）に変更されゲインの増大は相殺される。ただし，動作点が高くなったことで最大入力振幅V1dBは大きくなることが理解できる。

ゲインG1を変更せずに最大入力振幅V1dBのみｋ倍にすることは，図３の特性図において縦軸方向に制御することを意味する。たとえば，（２）と（２Ａ）間の制御である。

第３に，ゲインG1をｋ倍にし最大入力振幅V1dBを1/k倍にするためには，つまり，G1*V1dB(=KV1dB)を変更せずにゲインG1のみｋ倍にするためには，数３，数４より，電流IBを変更せずにβをk²倍にすればよい。つまり，ｋ＞１とすれば，図５（１）から（２）のように電流IBを変更せずにβを増加することであり，ゲインG1が増大し最大入力振幅V1dBが減少することがわかる。

ゲインG1をｋ倍にし最大入力振幅V1dBを1/k倍にすること，つまり，G1*V1dB(=KV1dB)を変更せずにゲインG1のみｋ倍にすることは，図３の特性図において特性AまたはB上でゲインを制御することを意味する。

図６は，増幅器におけるゲインと消費電流の関係を示す図である。横軸にゲイン，縦軸に消費電流を示す。ゲインを増減する方法は，上記の通り，IBとβの両方を増減する方法と，抵抗Rを増減する方法とがある。したがって，高いゲインから低いゲインに減少する場合を考えると，まずIBとβの両方を減少させてゲインを減少させ，IBとβが限界に達した後に抵抗Rを減少させる第１の方法と，まず抵抗Rを減少させ，抵抗Rが限界に達した後にIBとβの両方を減少させてゲインを減少させる第２の方法とがある。低いゲインから高いゲインに増大する場合は上記と逆になる。

本実施の形態では，上記の第１の方法または第２の方法により，ゲインG1と最大入力振幅V1dBを独立して制御する。

ただし，図６に示した第１の方法と第２の方法とを比較すると，増幅器１２の消費電流を節約するためには，第２の方法が有利であることは明らかである。つまり，まず電流IBを減少させることが省電力化につながるからである。

そこで，より好ましい実施の形態では，基準ゲインG0を境界にして，G1<G0でゲインG1を制御する場合は抵抗Rを可変し，G1≧G0でゲインG1を制御する場合はIBとβの両方を可変する。このように制御することで，特にゲイン低下制御時の省電力化をはかることができる。

図７は，第１の実施の形態における増幅器制御回路の各制御回路14A,14B,14Cの制御式を示す図である。各制御回路14A,14B,14Cには，ゲインGが基準値G0より大きい場合と小さい場合それぞれの制御式が示されている。R0,β0，V0はそれぞれの基準値である。また，増幅器制御回路１４にはゲイン制御信号G1が供給されるが，制御回路内の制御式ではゲインGで記載されている。

数３，４の連立方程式を解くと，以下のとおりである。
IB＝G*V1dB／２Ｒα
β＝αＲＧ／V1dB
したがって，図６のようにG≧G0においてR=一定に制御すると，電流IBは，ゲインGに比例し最大入力振幅V1dBに比例して制御し，βに対応するゲート幅は，ゲインGに比例し最大入力振幅V1dBに反比例して制御すればよいことがわかる。その場合，抵抗Rは一定値R0に制御される。

図６のようにG＜G0においてIB*βを一定に保ってRを制御するためには，抵抗RはゲインGに比例して制御し，電流IBはV1dBに比例し，βはV1dBに反比例して制御すればよい。

前述したとおり，図７に示したG≧G0での制御だけで，ゲインG1と最大入力振幅V1dBとを独立して制御するようにしてもよい。または図７に示したG＜G0での制御だけで，ゲインG1と最大入力振幅V1dBとを独立して制御するようにしてもよい。むろん，図７のようにG0の上限で両制御方法を切り替えるとより好ましい。

図８は，第１の実施の形態におけるゲインと最大入力振幅V1dBとの特性を示す図である。図３と同様に横軸がゲインG1，縦軸が最大入力振幅V1dBである。図７に示したとおり，増幅回路１２は，ゲインG1と最大入力振幅V1dBとを独立して制御することができる。したがって，図８に示した特性A,Bにおいて任意のゲインと最大入力振幅とに制御可能である。

図１の受信装置内の最大入力振幅算出回路３６は，最大入力振幅増減制御信号KV1dBとゲイン制御信号G1とから，最大入力振幅制御信号V1dBを算出する。その算出式は，
V1dB＝V1dB0＊（G0/G1）＊（KV1dB/KV1dB0） （数５）
V1dB＝V1dB0＋（G0/G1）＋（KV1dB/KV1dB0） （但しdB表記の場合）
である。ここで，V1dB0,G0,KV1dB0はそれぞれの基準値である。

次に，図１の受信装置内の最大入力振幅増減制御回路３４は，信号S16のRFレベル（V_RF）と，信号S20(S20d)のIFレベル（V_IF）と，ゲインG3,G4のトータルゲインG_IFとから，希望波Dに対する妨害波Uの割合UDR（Undesired Desired Ratio）を求める。チャネル選択フィルタ１８は信号S16から妨害波を除去し，さらに信号S20のIFレベル（V_IF）はIF増幅器２０とフィルタ１８によりG_IF倍に増幅されているので，信号S16での希望波のみの信号レベルはV_IF/G_IFになる。よって，希望波に対する妨害波の割合UDRは，以下のとおりとなる。
UDR=V_RF/(V_IF/G_IF)=V_RF*G_IF/V_IF
UDR=V_RF＋G_IF−V_IF （但しdB表記の場合）
そして，最大入力振幅増減制御回路３４は，上記の割合UDRの増加，減少に対応して最大入力振幅増減制御信号KV1dBを増加，減少させると共に，KV1dBの増加，減少に合わせてRFターゲット信号RFTもそれぞれ増加，減少する。例えば，KV1dBの最大値をKV1dBmaxとすると，割合UDRの許容できる最大値をUDRmaxとすると，KV1dBを３段階で制御する場合は，以下のとおりUDRに基づいてKV1dBが制御される。
KV1dB＝KV1dBmax （UDRmax>UDR>UDRmax/2の場合）
KV1dB＝KV1dBmax/2 （UDRmax/2>UDR>UDRmax/4の場合）
KV1dB＝KV1dBmax/4 （UDRmax/4>UDRの場合）
上記をdB表記すれば，以下のとおりである。
KV1dB＝KV1dBmax （UDRmax>UDR>UDRmax-6dBの場合）
KV1dB＝KV1dBmax-6dB （UDRmax-6dB >UDR>UDRmax-12dBの場合）
KV1dB＝KV1dBmax-12dB （UDRmax-12dB>UDRの場合）
また，RFターゲットレベルRFTの最大値をRFTmaxとすると，最大入力振幅増減制御回路３４は，RFターゲットレベルRFTを，KV1dBの増減に合わせて以下のように増減する。
RFT=RFTmax＊(KV1dB/KV1dBmax)
RFT=RFTmax＋(KV1dB−KV1dBmax) （dB表記の場合）
つまり，最大入力振幅増減制御回路３４は，KV1dBの増減に対応してRFターゲットレベルRFTも同様に増減させる。

上記の数５から，最大入力振幅V1dBと最大入力振幅増減KV1dBとの間には，以下の関係がある。
（KV1dB/KV1dB0）＝（V1dB/V1dB0）＊（G1/G0） （数６）
よって，最大入力振幅増減制御回路３４は，希望波に対する妨害波の比UDR（妨害波の有無）に基づいて，最大入力振幅増減KV1dBを制御し特性A,B上での制御を行う。その時，最大入力振幅増減制御回路３４は，KV1dBの増減に合わせてRFターゲットレベルRFTも増減する。このRFターゲットレベルRFTに基づいて，RFゲイン制御回路２８はゲインG1を制御して増幅器制御回路１４に出力する。そして，最大入力振幅算出回路３６は，ゲインG1とKV1dBとに基づいて数５により最大入力振幅V1dBを算出し，増幅器制御回路１４に出力する。

図９は，ある電波状態の変化と，それに対応して行われるKV1dBの制御による変化を示す図である。図９は，初期状態（ａ）において強い妨害波が存在する状態から，妨害波だけが１／２になり6dB低下した状態（ｂ）になり，それに伴って最大入力振幅増減制御回路３４がKV1dBを１／２にして6dB低下させる制御を示している。

図８には３つの状態（ａ）（ｂ）（ｃ）でのゲインG1と最大入力振幅V1dBの遷移が示されている。これも参照しながら３つの状態について以下説明する。

初期状態（ａ）では，強い妨害波の存在でミキサ出力S16の妨害波レベルはRFターゲットレベルに制御されている。一方，IF出力S20の希望波レベルはIFターゲットレベルに制御されている。そこで，（ｂ）のように妨害波だけが6dB低下すると，RFゲイン制御回路２８がRFゲインG1,G2を増加させてRFターゲットレベルを維持する。それを補うために，IFゲイン制御回路３２がIFゲインG3,G4を減少させる。最大入力振幅算出回路３６は，状態（ａ）から（ｂ）に変更した時のゲインG1の上昇に応じて最大入力振幅V1dBを低下させる。図８に示されるとおり，（ａ）から（ｂ）に変化したことで，ゲインG1が増加し最大入力振幅V1dBが低下している。

状態（ｂ）になると，最大入力振幅増減制御回路３４は，比UDRの低下に応答して，KV1dBを-6dBと低下させる。それと共にRFターゲットレベルRFTも-6dB低下させる。これで状態（ｃ）になる。その結果，RFゲイン制御回路２８はRFTの低下に応答してRFゲインG1,G2を低下させ，ミキサ出力S16のレベルが-6dB低下する。さらに，最大入力振幅算出回路３６は，上記のKV1dBの-6dBの低下と，ゲインG1の低下に応答して，数５により最大入力振幅V1dBを制御する。すなわち，最大入力振幅算出回路３６は，状態（ａ）から（ｂ）に変更した時のゲインG1の上昇に応じて最大入力振幅V1dBを低下させたが，状態（ｃ）でのKV1dBの低下とゲインG1の低下に応じて，その低下させた最大入力振幅V1dBを維持する。図８に示されるとおり，（ｂ）から（ｃ）への変化によりゲインG1のみが増加している。

図８に示されるとおり，結局，妨害波が減少したことで，状態（ａ）から（ｃ）に変化し，ゲインG1は一定に保たれながら，最大入力振幅V1dBのみが減少し，増幅器１４の消費電力を小さくすることができた。

［第２の実施の形態］
図１０は，第２の実施の形態における受信装置の構成図である。図１の第１の実施の形態と異なる構成は，最大入力振幅増減制御回路３４が最大入力振幅増減制御信号KV1dBを直接増幅器制御回路１５に出力することと，増幅器制御回路１５がゲインG1とKV1dBとに基づいて，抵抗制御信号R_CN，電流制御信号I_CN，ゲート幅制御信号β_CNを生成することである。それ以外の構成は図１と同じである。

図１１は，第２の実施の形態における増幅器の制御回路１５の各制御回路15A,15B,15Cの制御式を示す図である。図７と同様に，各制御回路15A,15B,15Cには，ゲインGが基準値G0より大きい場合と小さい場合それぞれの制御式が示されている。

図７と異なり，第２の実施の形態では，最大入力振幅増減制御信号KV1dBが直接増幅器制御回路１４に供給され，各制御回路15A,15B,15Cは，KV1dBとゲインGとに基づいてそれぞれの電流IB，抵抗R，ゲート幅βを生成し，増幅器１４に与える。

図１１の制御式は，数６の（KV1dB/KV1dB0）＝（V1dB/V1dB0）＊（G1/G0）に基づいて，図７の各制御回路14A,14B,14Cの制御式をKV1dBとGとによる制御式に変換している。つまり，図１の第１の実施の形態における最大入力振幅算出回路３６と増幅器制御回路１４とを一体化したものが，図７の増幅器制御回路１５である。

図１１に示されるとおり，図６のようにG≧G0においてR=一定に制御すると，電流IBは，最大入力振幅増減KV1dBに比例して制御し，βに対応するゲート幅は，ゲインGの２乗に比例し最大入力振幅増幅KV1dBに反比例して制御すればよいことがわかる。その場合，抵抗Rは一定値R0に制御される。

また，図６のようにG1＜G0においてIB*βを一定に保ってRを制御するためには，抵抗RはゲインGに比例して制御し，電流IBはKV1dBに比例しゲインGに反比例して制御し，βはKV1dBに反比例しゲインGに比例して制御すればよい。

第１の実施の形態と同様に，図１１に示したG≧G0での制御だけで，ゲインG1と最大入力振幅V1dBとを独立して制御するようにしてもよい。または図１１に示したG＜G0での制御だけで，ゲインG1と最大入力振幅V1dBとを独立して制御するようにしてもよい。むろん，図１１のようにG0の上限で両制御方法を切り替えるとより好ましい。

図１２は，第２の実施の形態におけるゲインG1と最大入力振幅増減KV1dBとの特性を示す図である。図３，図８と同様に横軸がゲインG1，縦軸が最大入力振幅V1dBである。さらに，図１２には，最大入力振幅増減KV1dBの斜めの軸も示されている。第２の実施の形態においても，図１２に示されるように，増幅回路１２は，ゲインG1と最大入力振幅増減KV1dBとを独立して制御することができ，その結果，最大入力振幅V1dBを独立して制御することができる。したがって，図１２に示した特性A,Bにおいて任意のゲインと最大入力振幅とに制御可能である。

図１２には，図９の初期状態（ａ），妨害波だけ-6dB低下した状態（ｂ），KV1dBを-6dB低下させ同時にRFターゲットレベルRFTも-6dB低下させる制御した状態（ｃ）とが示されている。

図１０の受信装置において，初期状態（ａ）から妨害波だけ-6dBした状態（ｂ）に推移すると，RFゲイン制御回路２８は，ミキサ１６の出力信号S16のレベルをRFターゲットレベルRFTに維持しようとしてゲインG1を上昇させる。それに応答して，IFゲイン制御回路３２は，IFゲインG3,G4を低下させる。状態（ｂ）では，KV1dBはまだ変更されていないので，ゲインG1の上昇に伴い最大入力振幅V1dBを低下させるように増幅器制御回路１５が電流IB，ゲート幅βを制御する。

そして，最大入力振幅増減制御回路３４は，状態（ｂ）に応答して，妨害波の希望波に対する比UDRの低下に伴い，KV1dBを-6dB低下させると共にRFターゲットレベルRFTも-6dB低下させる。これが状態（ｃ）である。状態（ｃ）では，RFTの-6dBの低下により，RFゲイン制御回路２８がゲインG1,G2を低下させる。ただし，増幅器制御回路１５は，ゲインG1の低下とKV1dBの-6dBの低下により，最大入力振幅V1dBは変化しないように電流IB,ゲート幅βを制御する。

その結果，図１２に示されるとおり，状態（ａ）から状態（ｃ）へは，最大入力振幅V1dBのみ低下させ，ゲインG1は維持されることになる。つまり，V1dBとG1とが独立して制御されたことになる。

以上の通り，従来ゲインしか制御できずゲイン制御時に同時に最大入力振幅も変動していたが，本実施の形態の増幅回路によれば，ゲインと最大入力振幅とを独立して制御することができる。よって，かかる増幅回路を受信装置に利用することで，電波状況に最適なゲインと最大入力振幅に制御することができる。

以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。

（付記１）
入力信号がゲートに入力され可変ゲート幅を有するソース接地トランジスタと，前記ソース接地トランジスタのドレインと電源との間に設けられた可変電流源と，前記ドレインと可変電流源との接続ノードに接続された出力端子と，前記出力端子と基準直流電源との間に設けられた可変抵抗負荷とを有する増幅器と，
ゲイン制御信号と最大入力振幅制御信号に基づいて，前記ソース接地トランジスタのゲート幅と，前記可変電流源の電流値と，前記可変抵抗負荷の抵抗値とを制御する増幅器制御回路とを有し，
前記増幅器制御回路は，
前記ゲイン制御信号と最大入力振幅制御信号とにそれぞれ比例して前記電流値を制御し，前記ゲイン制御信号に比例して且つ前記最大入力振幅制御信号に反比例して前記ゲート幅を制御し，前記ゲイン制御信号と最大入力振幅制御信号にかかわらず前記抵抗値を一定にする第１の制御を行う増幅回路。

（付記２）
付記１において，
前記増幅制御回路は，前記ゲイン制御信号が基準ゲイン以上の場合は，前記第１の制御を行い，
前記ゲイン制御信号が前記基準ゲイン未満の場合は，前記最大入力振幅制御信号に比例して前記電流値を制御し，前記最大入力振幅制御信号に反比例して前記ゲート幅を制御し，前記ゲイン制御信号に比例して前記抵抗値を制御する第２の制御を行う増幅回路。

（付記３）
入力信号がゲートに入力され可変ゲート幅を有するソース接地トランジスタと，前記ソース接地トランジスタのドレインと電源との間に設けられた可変電流源と，前記ドレインと可変電流源との接続ノードに接続された出力端子と，前記出力端子と基準直流電源との間に設けられた可変抵抗負荷とを有する増幅器と，
ゲイン制御信号と最大入力振幅制御信号に基づいて，前記ソース接地トランジスタのゲート幅と，前記可変電流源の電流値と，前記可変抵抗負荷の抵抗値とを制御する増幅器制御回路とを有し，
前記増幅器制御回路は，
前記最大入力振幅制御信号に比例して前記電流値を制御し，前記最大入力振幅制御信号に反比例して前記ゲート幅を制御し，前記ゲイン制御信号に比例して前記抵抗値を制御する増幅回路。

（付記４）
付記１，２または３において，更に，
前記出力端子に生成される第１の出力信号の信号レベルを所望のターゲットレベルに保つように前記ゲイン制御信号を生成し，当該ゲイン制御信号を前記増幅器制御回路に出力する第１のゲイン制御回路を有する増幅回路。

（付記５）
入力信号がゲートに入力され可変ゲート幅を有するソース接地トランジスタと，前記ソース接地トランジスタのドレインと電源との間に設けられた可変電流源と，前記ドレインと可変電流源との接続ノードに接続された出力端子と，前記出力端子と基準直流電源との間に設けられた可変抵抗負荷とを有する増幅器と，
ゲイン制御信号と，当該ゲイン制御信号と最大入力振幅制御信号の積に比例する最大入力振幅増減制御信号とに基づいて，前記ソース接地トランジスタのゲート幅と，前記可変電流源の電流値と，前記可変抵抗負荷の抵抗値とを制御する増幅器制御回路とを有し，
前記増幅器制御回路は，
前記最大入力振幅増減制御信号に比例して前記電流値を制御し，前記ゲイン制御信号の２乗に比例して且つ前記最大入力振幅増減制御信号に反比例して前記ゲート幅を制御し，前記ゲイン制御信号と最大入力振幅増減制御信号にかかわらず前記抵抗値を一定にする第１の制御を行う増幅回路。

（付記６）
付記５において，
前記増幅制御回路は，前記ゲイン制御信号が基準ゲイン以上の場合は，前記第１の制御を行い，
前記ゲイン制御信号が前記基準ゲイン未満の場合は，前記最大入力振幅増減制御信号に比例し前記ゲイン制御信号に反比例して前記電流値を制御し，前記最大入力振幅増減制御信号に反比例し前記ゲイン制御信号に比例して前記ゲート幅を制御し，前記ゲイン制御信号に比例して前記抵抗値を制御する第２の制御とを行う増幅回路。

（付記７）
入力信号がゲートに入力され可変ゲート幅を有するソース接地トランジスタと，前記ソース接地トランジスタのドレインと電源との間に設けられた可変電流源と，前記ドレインと可変電流源との接続ノードに接続された出力端子と，前記出力端子と基準直流電源との間に設けられた可変抵抗負荷とを有する増幅器と，
ゲイン制御信号と，当該ゲイン制御信号と最大入力振幅制御信号の積に比例する最大入力振幅増減制御信号とに基づいて，前記ソース接地トランジスタのゲート幅と，前記可変電流源の電流値と，前記可変抵抗負荷の抵抗値とを制御する増幅器制御回路とを有し，
前記増幅器制御回路は，
前記最大入力振幅増減制御信号に比例し前記ゲイン制御信号に反比例して前記電流値を制御し，前記最大入力振幅増減制御信号に反比例し前記ゲイン制御信号に比例して前記ゲート幅を制御し，前記ゲイン制御信号に比例して前記抵抗値を制御する増幅回路。

（付記８）
付記５，６または７において，更に，
前記出力端子に生成される第１の出力信号の信号レベルを所望のターゲットレベルに保つように前記ゲイン制御信号を生成し，当該ゲイン制御信号を前記増幅器制御回路に出力する第１のゲイン制御回路を有する増幅回路。

（付記９）
付記１〜４のいずれかに記載の増幅回路と，
前記増幅回路の第１の出力信号にローカルクロックを乗算するミキサと，
前記ミキサの第２の出力信号の低周波成分を通過させるチャネル選択フィルタと，
前記ミキサの第２の出力信号の信号レベルと前記チャネル選択フィルタを通過した第３の出力信号の信号レベルとに基づいて求められる妨害波の希望波に対する比が低くなるに従い最大入力振幅増減制御信号を低くすると共に前記ターゲットレベルを低くし，前記比が高くなるに従い前記最大入力振幅増減制御信号を高くすると共に前記ターゲットレベルを高くする最大入力振幅増減制御回路と，
前記最大入力振幅増減制御信号に比例し前記ゲイン制御信号に反比例する前記最大入力振幅制御信号を生成する最大入力振幅生成回路とを有する受信装置。

（付記１０）
付記９において，
更に，前記チャネル選択フィルタの第３の出力信号を増幅する第２の増幅器と，
前記第２の増幅器の第４の出力信号を所望のレベルにするよう第２のゲイン制御信号を生成し前記第２の増幅器に供給する第２のゲイン制御回路と，
前記最大入力振幅増減制御回路は，前記第２の出力信号の信号レベルと前記第３の出力信号の信号レベルに加えて前記第２のゲイン制御信号とに基づいて，前記妨害波の希望波に対する比を求める受信装置。

（付記１１）
付記５〜８のいずれかに記載の増幅回路と，
前記増幅回路の第１の出力信号にローカルクロックを乗算するミキサと，
前記ミキサの第２の出力信号の低周波成分を通過させるチャネル選択フィルタと，
前記ミキサの第２の出力信号の信号レベルと前記チャネル選択フィルタを通過した第３の出力信号の信号レベルとに基づいて求められる妨害波の希望波に対する比が低くなるに従い最大入力振幅増減制御信号を低くすると共に前記ターゲットレベルを低くし，前記比が高くなるに従い前記最大入力振幅増減制御信号を高くすると共に前記ターゲットレベルを高くする最大入力振幅増減制御回路とを有する受信装置。

（付記１２）
付記１１において，
更に，前記チャネル選択フィルタの第３の出力信号を増幅する第２の増幅器と，
前記第２の増幅器の第４の出力信号を所望のレベルにするよう第２のゲイン制御信号を生成し前記第２の増幅器に供給する第２のゲイン制御回路と，
前記最大入力振幅増減制御回路は，前記第２の出力信号の信号レベルと前記第３の出力信号の信号レベルに加えて前記第２のゲイン制御信号とに基づいて，前記妨害波の希望波に対する比を求める受信装置。

１０：RF増幅回路 １２：増幅器
１４：増幅器制御回路 ２８：RFゲイン制御回路
３４：最大入力振幅増減制御回路 ３６：最大入力振幅算出回路
G1:ゲイン V1dB：最大入力振幅
KV1dB：最大入力振幅増減 RFT:ターゲットレベル

Claims (6)

1. 入力信号がゲートに入力され可変ゲート幅を有するソース接地トランジスタと，前記ソース接地トランジスタのドレインと電源との間に設けられた可変電流源と，前記ドレインと可変電流源との接続ノードに接続された出力端子と，前記出力端子と基準直流電源との間に設けられた可変抵抗負荷とを有する増幅器と，
   ゲイン制御信号と最大入力振幅制御信号に基づいて，前記ソース接地トランジスタのゲート幅と，前記可変電流源の電流値と，前記可変抵抗負荷の抵抗値とを制御する増幅器制御回路とを有し，
   前記増幅器制御回路は，
   前記ゲイン制御信号と最大入力振幅制御信号とにそれぞれ比例して前記電流値を制御し，前記ゲイン制御信号に比例して且つ前記最大入力振幅制御信号に反比例して前記ゲート幅を制御し，前記ゲイン制御信号と最大入力振幅制御信号にかかわらず前記抵抗値を一定にする第１の制御を行う増幅回路。
2. 入力信号がゲートに入力され可変ゲート幅を有するソース接地トランジスタと，前記ソース接地トランジスタのドレインと電源との間に設けられた可変電流源と，前記ドレインと可変電流源との接続ノードに接続された出力端子と，前記出力端子と基準直流電源との間に設けられた可変抵抗負荷とを有する増幅器と，
   ゲイン制御信号と最大入力振幅制御信号に基づいて，前記ソース接地トランジスタのゲート幅と，前記可変電流源の電流値と，前記可変抵抗負荷の抵抗値とを制御する増幅器制御回路とを有し，
   前記増幅器制御回路は，
   前記最大入力振幅制御信号に比例して前記電流値を制御し，前記最大入力振幅制御信号に反比例して前記ゲート幅を制御し，前記ゲイン制御信号に比例して前記抵抗値を制御する増幅回路。
3. 入力信号がゲートに入力され可変ゲート幅を有するソース接地トランジスタと，前記ソース接地トランジスタのドレインと電源との間に設けられた可変電流源と，前記ドレインと可変電流源との接続ノードに接続された出力端子と，前記出力端子と基準直流電源との間に設けられた可変抵抗負荷とを有する増幅器と，
   ゲイン制御信号と，当該ゲイン制御信号と最大入力振幅制御信号の積に比例する最大入力振幅増減制御信号とに基づいて，前記ソース接地トランジスタのゲート幅と，前記可変電流源の電流値と，前記可変抵抗負荷の抵抗値とを制御する増幅器制御回路とを有し，
   前記増幅器制御回路は，
   前記最大入力振幅増減制御信号に比例して前記電流値を制御し，前記ゲイン制御信号の２乗に比例して且つ前記最大入力振幅増減制御信号に反比例して前記ゲート幅を制御し，前記ゲイン制御信号と最大入力振幅増減制御信号にかかわらず前記抵抗値を一定にする第１の制御を行う増幅回路。
4. 入力信号がゲートに入力され可変ゲート幅を有するソース接地トランジスタと，前記ソース接地トランジスタのドレインと電源との間に設けられた可変電流源と，前記ドレインと可変電流源との接続ノードに接続された出力端子と，前記出力端子と基準直流電源との間に設けられた可変抵抗負荷とを有する増幅器と，
   ゲイン制御信号と，当該ゲイン制御信号と最大入力振幅制御信号の積に比例する最大入力振幅増減制御信号とに基づいて，前記ソース接地トランジスタのゲート幅と，前記可変電流源の電流値と，前記可変抵抗負荷の抵抗値とを制御する増幅器制御回路とを有し，
   前記増幅器制御回路は，
   前記最大入力振幅増減制御信号に比例し前記ゲイン制御信号に反比例して前記電流値を制御し，前記最大入力振幅増減制御信号に反比例し前記ゲイン制御信号に比例して前記ゲート幅を制御し，前記ゲイン制御信号に比例して前記抵抗値を制御する増幅回路。
5. 請求項１または２において，更に，
   前記出力端子に生成される第１の出力信号の信号レベルを所望のターゲットレベルに保つように前記ゲイン制御信号を生成し，当該ゲイン制御信号を前記増幅器制御回路に出力する第１のゲイン制御回路を有する増幅回路。
6. 請求項５に記載の増幅回路と，
   前記増幅回路の第１の出力信号にローカルクロックを乗算するミキサと，
   前記ミキサの第２の出力信号の低周波成分を通過させるチャネル選択フィルタと，
   前記ミキサの第２の出力信号の信号レベルと前記チャネル選択フィルタを通過した第３の出力信号の信号レベルとに基づいて求められる妨害波の希望波に対する比が低くなるに従い最大入力振幅増減制御信号を低くすると共に前記ターゲットレベルを低くし，前記比が高くなるに従い前記最大入力振幅増減制御信号を高くすると共に前記ターゲットレベルを高くする最大入力振幅増減制御回路と，
   前記最大入力振幅増減制御信号に比例し前記ゲイン制御信号に反比例する前記最大入力振幅制御信号を生成する最大入力振幅生成回路とを有する受信装置。

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