JP5294335B2

JP5294335B2 - 半導体装置

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Description

この発明は半導体スイッチ素子を含む半導体装置に関し、特に、半導体スイッチ素子を用いた直流−直流変換回路または直流−交流変換回路を含む半導体装置に関する。

直流−直流変換回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）および直流−交流変換回路（インバータ回路）では、半導体スイッチ素子のスイッチング損失に起因した過熱がしばしば問題となる。半導体スイッチ素子の過熱を抑制する方法として、たとえば、次の方法が知られている。

特開平３−１７８５６５号公報（特許文献１）に記載の方法は、インバータ主回路のスイッチング素子を任意のキャリア周波数を有するパルス幅変調信号によりスイッチングさせるインバータ装置を対象としたものである。この文献に記載されたインバータ装置は、スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段、およびこの温度検出手段による検出温度と基準温度とを比較する比較手段、ならびにこの比較手段からの出力信号を基にパルス幅変調信号のキャリア周波数を補正する補正手段を含む。

特開２００５−１９８４０６号公報（特許文献２）は、スイッチング損失を低減することが可能な昇圧装置（昇圧チョッパ）を開示する。この昇圧装置では、昇圧電圧に応じてＩＧＢＴのゲート抵抗値が最適化される。これによって、スイッチング損失を低減することができる。

半導体集積回路においても、集積度の向上に伴って消費電力が増大する結果、集積回路の過熱や熱暴走がしばしば問題となる。消費電力を低減するための技術として、たとえば、特開２００８−１２４１２５号公報（特許文献３）は次の構成の半導体集積回路装置を開示する。この半導体集積回路装置は、温度を検出するとともにその検出結果が基準値を越えたか否かを基準値ごとに判定して出力可能な温度センサと、温度センサの出力信号に基づいて演算ブロックの動作を制御可能な制御ブロックとを含む。制御ブロックは、温度センサの出力信号に基づく割り込み信号によって休止状態から動作状態に復帰し、演算ブロックの温度条件を満たすように演算ブロックの動作条件を決定する。

半導体スイッチ素子の他に、インバータ回路に接続されたモータの過熱が問題となる場合もある。特開平８−１８２３８７号公報（特許文献４）は、交流モータの運転を停止せずに交流モータの一時的な過熱を抑制するための方法を開示する。この方法によれば、交流モータの固定子巻線に装着された温度検出素子の検出温度が上側設定温度を越えたことをＣＰＵ（中央処理装置：Central Processing Unit）が検知した場合、ＣＰＵはインバータ出力周波数をΔｆだけ適当な時間勾配で減少させる。検出温度が下側設定温度以下になったならば、ＣＰＵはインバータ出力周波数をΔｆだけ適当な時間勾配で増大させる。

特開平３−１７８５６５号公報特開２００５−１９８４０６号公報特開２００８−１２４１２５号公報特開平８−１８２３８７号公報

パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング周波数を大きくしたほうが出力のリプルが減少し、さらにコイル（リアクトル）も小型化できるので好ましい。しかしながら、スイッチング周波数がＭＨｚオーダーまで高まるとコイルの高周波損失が増加するので、高周波損失による過熱が問題となる。ＰＷＭ方式のインバータ回路によってモータを駆動する場合も、キャリア周波数が増加すると高周波損失による固定子巻線の過熱が問題となる。

コイルや固定子巻線などの過熱を抑制する１つの方法として、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を低下させたり、インバータ回路の出力電圧（電流）または出力周波数を低下させたりすることが考えられる。このような方法は一時的な過熱の抑制方法としては効果はあるが、ＤＣ−ＤＣコンバータやインバータ回路に接続された装置を定常運転する場合には問題がある。たとえば、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力によってインバータ回路を駆動し、さらにインバータ回路の出力によってモータを駆動するシステムでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧を低下させることでＤＣ−ＤＣコンバータに設けられたコイルの過熱を抑制できる。しかしながら、モータの出力を維持するためにインバータ回路の出力電流を増加させる必要があるので、モータの固定子巻線で過熱が生じるおそれがある。

この発明の目的は、ＤＣ−ＤＣコンバータやインバータ回路など、半導体スイッチ素子を含む半導体回路において、半導体回路に接続された部品の過熱を防止することである。

この発明による半導体装置は、半導体スイッチ素子を含む半導体回路と、温度モニタ部と、制御部とを備える。温度モニタ部は、半導体回路の内部または外部に接続された部品の温度を検出または推定する。ここで、部品の温度は、部品を流れる電流の周波数に応じて変化し、部品を流れる電流の周波数は、半導体スイッチ素子のスイッチング周波数に応じて変化する。制御部は、部品の温度が第１の目標温度に等しくなるように半導体スイッチ素子のスイッチング周波数をフィードバック制御する。

この発明によれば、部品の温度が第１の目標温度に等しくなるように半導体スイッチ素子のスイッチング周波数をフィードバック制御することによって、部品の過熱を防止することができる。

この発明の実施の形態１による半導体装置１の構成を示すブロック図である。図１のコントローラ４０の動作を示すブロック図である。リアクトル１６のモールドに用いられる合成樹脂の温度寿命線図である。この発明の実施の形態２による半導体装置２の構成を示すブロック図である。図４の可変抵抗素子ＶＲの構成の一例を示す回路図である。図４のコントローラ４０Ａの動作を示すブロック図である。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。

＜実施の形態１＞
図１は、この発明の実施の形態１による半導体装置１の構成を示すブロック図である。

図１を参照して、半導体装置１は、昇圧チョッパ１０（ＤＣ−ＤＣコンバータ）と、インバータ回路２０と、電圧検出部４１と、電流検出部４４と、温度センサＲＴ，ＭＴと、コントローラ４０とを含む。インバータ回路２０の出力にはモータ９９が接続される。

昇圧チョッパ１０は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）ＱＡ１，ＱＡ２と、ダイオードＤＡ１，ＤＡ２と、抵抗素子１３，１４と、ゲート駆動回路１１，１２と、リアクトル１６と、コンデンサ１７とを含む。ＩＧＢＴＱＡ１，ＱＡ２は、正極側ノードＰ１と負極側ノードＮ１との間にこの順で直列に接続される。ダイオードＤＡ１，ＤＡ２は、ＩＧＢＴＱＡ１，ＱＡ２とそれぞれ並列に逆バイアス方向に接続される。ゲート駆動回路１１は、抵抗素子１３（ゲート抵抗）を介してＩＧＢＴＱＡ１のゲートに接続される。ＩＧＢＴＱＡ１はゲート制御信号ＳＡ１によって常時オフ状態になるように制御される。ゲート駆動回路１２は、抵抗素子１４を介してＩＧＢＴＱＡ２のゲートに接続され、ゲート制御信号ＳＡ２に従ってＩＧＢＴＱＡ２をスイッチングさせる。リアクトル１６は、一端がＩＧＢＴＱＡ１，ＱＡ２の接続ノード１８と接続され、他端に直流電源１５によって直流電圧が印加される。コンデンサ１７は、ノードＰ１，Ｎ１間に接続される平滑用のコンデンサである。

ノードＰ１，Ｎ１間から出力される昇圧チョッパ１０の出力電圧Ｖｏｕｔは、デューティ比α＝Ｔｏｎ／Ｔｓを用いて、
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ×（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）／Ｔｏｆｆ
＝Ｖｉｎ×Ｔｓ／Ｔｏｆｆ
＝Ｖｉｎ×１／（１−α） …(1)
と表わされる。ただし、上式において、直流電源１５からの入力電圧をＶｉｎとし、ＩＧＢＴＱＡ２のオン時間をＴｏｎとし、オフ時間をＴｏｆｆとし、スイッチング周期をＴｓ（スイッチング周波数ｆｓの逆数）としている。

インバータ回路２０は、ＰＷＭ方式によって昇圧チョッパ１０から入力された直流電力を三相交流電力に変換するＰＷＭ方式のインバータである。インバータ回路２０は、ＩＧＢＴＱＵ１，ＱＵ２，ＱＶ１，ＱＶ２，ＱＷ１，ＱＷ２と、ダイオードＤＵ１，ＤＵ２，ＤＶ１，ＤＶ２，ＤＷ１，ＤＷ２と、抵抗素子２７〜３２と、ゲート駆動回路２１〜２６とを含む。ＩＧＢＴＱＵ１，ＱＵ２（Ｕ相アーム）は、正極側ノードＰ２と負極側ノードＮ２との間にこの順で直列に接続される。ＩＧＢＴＱＶ１，ＱＶ２（Ｖ相アーム）は、正極側ノードＰ２と負極側ノードＮ２との間にこの順で直列に、Ｕ相アームとは並列に接続される。ＩＧＢＴＱＷ１，ＱＷ２（Ｗ相アーム）は、正極側ノードＰ２と負極側ノードＮ２との間にこの順で直列に、Ｕ相およびＶ相アームとは並列に接続される。ダイオードＤＵ１，ＤＵ２，ＤＶ１，ＤＶ２，ＤＷ１，ＤＷ２は、ＩＧＢＴＱＵ１，ＱＵ２，ＱＶ１，ＱＶ２，ＱＷ１，ＱＷ２とそれぞれ並列に逆バイアス方向に接続される。抵抗素子２７〜３２はＩＧＢＴＱＵ１，ＱＵ２，ＱＶ１，ＱＶ２，ＱＷ１，ＱＷ２にそれぞれ対応して設けられるゲート抵抗である。ゲート駆動回路２１〜２６は、ＩＧＢＴＱＵ１，ＱＵ２，ＱＶ１，ＱＶ２，ＱＷ１，ＱＷ２にそれぞれ対応して設けられ、ゲート制御信号ＳＵ１，ＳＵ２，ＳＶ１，ＳＶ２，ＳＷ１，ＳＷ２にそれぞれ従って対応のＩＧＢＴをスイッチングさせる。ＩＧＢＴＱＵ１，ＱＵ２の接続ノードＵ、ＩＧＢＴＱＶ１，ＱＶ２の接続ノードＶ、およびＩＧＢＴＱＷ１，ＱＷ２の接続ノードＷからＰＷＭ方式によって生成された擬似的な三相交流電力がモータ９９に出力される。

電圧検出部４１は、ノードＰ１，Ｎ１間に直列接続された抵抗素子４２，４３を含む。電圧検出部４１は、昇圧チョッパ１０の出力電圧を抵抗素子４２，４３によって分圧して検出する。

電流検出部４４は、負極側ノードＮ１，Ｎ２間に接続されたシャント抵抗であり、このシャント抵抗の電圧を検出することによってインバータ回路２０の出力電流をモニタする。インバータ回路２０の入力側に設けられたシャント抵抗に代えて、インバータ回路２０の出力側の各相に計器用変流器を設けてもよい。

温度センサＲＴは、リアクトル１６（コイル）をモールドする合成樹脂製の絶縁物に取り付けられ、合成樹脂製の絶縁物の温度をモニタする。ＩＧＢＴＱＡ２のスイッチング周波数がＭＨｚオーダーまで高まると、表皮効果、近接効果、および渦電流損などによる高周波損失によってリアクトル１６の温度が上昇する。後述するように、リアクトル１６の温度が目標温度に一致するようにＩＧＢＴＱＡ２のスイッチング周波数がフィードバック制御されることによって、モールド用の合成樹脂の劣化が抑制される。

温度センサＲＴに直接温度を測定する方法に代えて、リアクトル１６を流れる電流に基づいてリアクトル１６の温度を推定するようにしてもよい。この場合、リアクトル１６を流れる電流、ＩＧＢＴＱＡ２のスイッチング周波数、およびリアクトル１６の温度の関係を予め測定しておき、実測したリアクトル１６を流れる電流とスイッチング周波数とに基づいてリアクトル１６の温度を推定する。

温度センサＭＴは、モータ９９の固定子巻線をモールドする合成樹脂製の絶縁物に取付けられ、合成樹脂製の絶縁部の温度をモニタする。ＰＷＭ方式のインバータ回路２０で用いられるキャリアの周波数がＭＨｚオーダーまで高まると、表皮効果、近接効果、および渦電流損などによる高周波損失によって固定子巻線の温度が上昇する。後述するように、モータ９９の固定子巻線の温度が目標温度に一致するようにＩＧＢＴＱＵ１，ＱＵ２，ＱＶ１，ＱＶ２，ＱＷ１，ＱＷ２のスイッチング周波数がフィードバック制御されることによって、モールド用の合成樹脂の劣化が抑制される。

コントローラ４０は、電圧検出部４１および温度センサＲＴの出力信号に基づいてゲート制御信号ＳＡ２を生成する。コントローラ４０は、さらに、電流検出部４４および温度センサＭＴの出力信号に基づいてゲート制御信号ＳＵ１，ＳＵ２，ＳＶ１，ＳＶ２，ＳＷ１，ＳＷ２を生成する。以下、コントローラ４０の動作について詳しく説明する。

図２は、図１のコントローラ４０の動作を示すブロック図である。
図１、図２を参照して、コントローラ４０は、昇圧チョッパ１０（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を制御する制御部６８と、インバータ回路２０を制御する制御部７０とを含む。まず、コントローラ４０は、予め作成されたテーブルに基づいて、モータ９９が目標トルク６０を発生するように目標昇圧電圧６１および目標電流７１を決定する。目標昇圧電圧６１は昇圧チョッパ１０の制御に用いられ、目標電流７１はインバータ回路２０の制御に用いられる。

昇圧チョッパ１０を制御する制御部６８は、フィードバック制御器６２，６５と、ゲート制御信号生成部６７とを含む。フィードバック制御器６２は、図１の電圧検出部４１によって検出された実電圧と目標昇圧電圧６１とに基づいてＩＧＢＴＱＡ２のデューティ比を決定する。具体的には、フィードバック制御器６２は、実電圧と目標昇圧電圧６１との差分を定数倍する比例（Ｐ）制御を行なう。比例制御に代えてＰＩ（比例積分）制御またはＰＩＤ（比例積分微分）制御などを用いてもよい。

フィードバック制御器６５は、図１の温度センサＲＴによって検出されたリアクトル温度と予め設定された目標リアクトル温度６４とに基づいてＩＧＢＴＱＡ２のスイッチング周波数を決定する。具体的には、フィードバック制御器６５は、検出されたリアクトル温度と目標リアクトル温度６４との差分を定数倍する比例（Ｐ）制御を行なう。比例制御に代えてＰＩ制御またはＰＩＤ制御などを用いてもよい。

ゲート制御信号生成部６７は、フィードバック制御器６２，６５によってそれぞれ決定されたデューティ比およびスイッチング周波数に基づいてゲート制御信号ＳＡ２を生成してＩＧＢＴＱＡ２のゲート駆動回路１２に出力する。上記のフィードバック制御が繰返されることによって、実電圧が目標昇圧電圧６１に一致し、検出されたリアクトル温度が目標リアクトル温度６４に一致する。

インバータ回路２０を制御する制御部７０は、フィードバック制御器７２，７５と、ゲート制御信号生成部７７とを含む。フィードバック制御器７２は、電流検出部４４によって検出された実電流と目標電流７１とに基づいてＰＷＭ制御に用いる変調波の振幅を決定する。具体的には、フィードバック制御器７２は、実電流と目標電流７１との差分を定数倍する比例（Ｐ）制御を行なう。Ｐ制御に代えてＰＩ（比例積分）制御またはＰＩＤ（比例積分微分）制御などを用いてもよい。

フィードバック制御器７５は、温度センサＭＴによって検出された固定子巻線温度と予め設定された目標巻線温度７４とに基づいてＰＷＭ制御に用いるキャリアの周波数（ＩＧＢＴのスイッチング周波数）を決定する。具体的には、フィードバック制御器７５は、検出された巻線温度と目標巻線温度７４との差分を定数倍する比例（Ｐ）制御を行なう。Ｐ制御に代えてＰＩ制御またはＰＩＤ制御などを用いてもよい。

ゲート制御信号生成部７７は、フィードバック制御器７２，７５によってそれぞれ決定された変調波振幅およびキャリア周波数に基づいてゲート制御信号ＳＵ１，ＳＵ２，ＳＶ１，ＳＶ２，ＳＷ１，ＳＷ２を生成してＩＧＢＴＱＵ１，ＱＵ２，ＱＶ１，ＱＶ２，ＱＷ１，ＱＷ２のゲート駆動回路２１〜２６に出力する。上記のフィードバック制御が繰返されることによって、実電流が目標電流７１に一致するとともに、検出された固定子巻線温度が目標巻線温度７４に一致する。

以上のように、実施の形態１の半導体装置１によれば、モータ９９を所望のトルクで回転させるとともに、リアクトル１６の温度およびモータ９９の固定子巻線の温度をそれぞれ所定の目標温度に一致させるように制御することができる。この結果、これらの部品の過熱を防止することができる。

目標リアクトル温度６４および目標巻線温度７４は予め実験などによって適切な値に設定する。この場合、ＩＧＢＴのスイッチング損失はスイッチング周波数が増加するにつれて増加するので、リアクトル１６およびモータ９９の固定子巻線の目標温度は、ＩＧＢＴの温度が許容範囲内になるように設定する必要がある。これによって、リアクトル１６およびモータ９９の固定子巻線の温度を目標温度に一致するようにフィードバック制御すれば、ＩＧＢＴの温度も許容範囲内に収めることができる。

目標リアクトル温度６４および目標巻線温度７４の設定値は固定値としてもよいし、次に説明するようにリアクトル１６およびモータ９９の累積通電時間に応じて変更するようにしてもよい。

図３は、リアクトル１６のモールドに用いられる合成樹脂の温度寿命線図である。以下、図３を参照してリアクトル１６の目標温度の設定方法について説明するが、モータ９９の固定子巻線の目標温度の設定方法も同様である。

一般に、合成樹脂は、紫外線や水分などによって徐々に化学反応を起こして劣化する。化学反応がアレニウスの反応速度論に従うとすれば、合成樹脂の寿命は絶対温度の逆数に比例する。すなわち、図３に示すように、合成樹脂の使用時間の対数を縦軸で表わし、合成樹脂の使用温度（絶対温度）の逆数を横軸で表わせば、合成樹脂の寿命は直線ＬＴ１００で表わされる。図３には、寿命の７０％に対応する直線ＬＴ７０と、寿命の５０％に対応する直線ＬＴ５０とが併せて示される。

図１のコントローラ４０は、この温度寿命線を利用して目標温度の設定を行なう。具体的には、コントローラ４０は、温度Ｔ１をリアクトル１６の目標温度の初期設定値として昇圧チョッパ１０の制御を行なう。リアクトル１６の累積通電時間がモールド用の合成樹脂の寿命の５０％に達したら、コントローラ４０は、目標温度をＴ１よりも低いＴ２に変更する。そして、リアクトル１６の累積通電時間が合成樹脂の寿命の７０％に達したら、コントローラ４０は、目標温度をＴ２よりも低いＴ３に変更する。このように目標温度を累積通電時間に応じて変更することによって、リアクトル１６の寿命を延ばすことができる。

上記の説明では、ＤＣ−ＤＣコンバータとして非絶縁型の昇圧チョッパを例示したが、ＤＣ−ＤＣコンバータの種類はこれに限らないことは言うまでもない。降圧チョッパ、昇降圧チョッパ、および絶縁型のフライバックコンバータなど、どのような種類のＤＣ−ＤＣコンバータに対してもこの発明を適用することができる。上記の説明では半導体スイッチ素子としてＩＧＢＴを例示したが、半導体スイッチ素子の種類はこれに限られない。ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタなど、他の半導体スイッチ素子を用いることができる。

＜実施の形態２＞
実施の形態２の半導体装置２は、リアクトル１６の温度およびモータ９９の固定子巻線の温度がそれぞれ目標温度に一致するように制御するとともに、ＩＧＢＴが形成された半導体チップの温度が目標温度に一致するように制御する。

図４は、この発明の実施の形態２による半導体装置２の構成を示すブロック図である。図４の昇圧チョッパ１０Ａは、ＩＧＢＴＱＡ２のゲートに接続された抵抗素子１４に代えて、スイッチング時間調整部５２を含む点で、図１の昇圧チョッパ１０と異なる。図４のインバータ回路２０Ａは、ＩＧＢＴＱＵ１，ＱＵ２，ＱＶ１，ＱＶ２，ＱＷ１，ＱＷ２のゲートにそれぞれ接続された抵抗素子２７〜３２に代えてスイッチング時間調整部５３〜５８を含む点で図１のインバータ回路２０と異なる。スイッチング時間調整部５２〜５８の各々は、対応するＩＧＢＴのゲート抵抗として用いられる可変抵抗素子ＶＲと、可変抵抗素子ＶＲの抵抗値を制御する可変抵抗制御回路ＶＲＣとを含む。

図４の半導体装置２は、さらに、ＩＧＢＴＱＡ２，ＱＵ１，ＱＵ２，ＱＶ１，ＱＶ２，ＱＷ１，ＱＷ２が形成された半導体チップの温度をそれぞれ検出する温度センサＣＴ２〜ＣＴ８を含む。温度センサＣＴ２〜ＣＴ８によってチップ温度を直接測定する方法に代えて、ＩＧＢＴのコレクタ電流、コレクタ電圧、およびスイッチング周波数などに基づいてＩＧＢＴの温度を推定するようにしてもよい。

コントローラ４０Ａは、温度センサＣＴ２〜ＣＴ８の出力に基づいて抵抗制御信号ＳＴ２〜ＳＴ８を生成し、生成した抵抗制御信号ＳＴ２〜ＳＴ８をスイッチング時間調整部５２〜５８に設けられた可変抵抗制御回路ＶＲＣに出力する。図４のその他の点は図１の場合と同じであるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰返さない。

図５は、図４の可変抵抗素子ＶＲの構成の一例を示す回路図である。図５を参照して、可変抵抗素子ＶＲは、縦続接続された複数の抵抗素子ＲＥと、複数の抵抗素子ＲＥに対してそれぞれ並列に接続された複数のバイポーラトランジスタＢＴとを含む。可変抵抗制御回路ＶＲＣは、コントローラ４０Ａからの抵抗制御信号ＳＴに従って各バイポーラトランジスタＢＴをオン状態またはオフ状態に制御する。これによって、可変抵抗素子ＶＲの抵抗値すなわちＩＧＢＴのゲート抵抗値を変化させることができる。

ＩＧＢＴのスイッチング時間（オン状態からオフ状態に変化する時間またはオフ状態からオン状態に変化する時間）は、ゲート抵抗値と入力容量との積に比例する。ここで、入力容量は、ＩＧＢＴのゲート・コレクタ間容量とゲート・エミッタ間容量の和で表わされる。したがって、ＩＧＢＴのゲート抵抗値を変化させることによってスイッチング時間を変化させることができる。そして、ＩＧＢＴのスイッチング時間の変化によってスイッチング損失が変化するので、ＩＧＢＴチップの温度を変化させることができる。

具体的には、ＩＧＢＴのスイッチング時間が増加すると、スイッチング損失が増加するのでＩＧＢＴチップの温度は上昇する。ＩＧＢＴのスイッチング時間が減少すると、スイッチング損失が減少するので、ＩＧＢＴチップの温度は低下する。ただし、スイッチング時間の減少、すなわち、ゲート抵抗の減少に伴ってターンオン時のサージ電圧が増加するので、サージ電圧がＩＧＢＴの耐圧超えない範囲でゲート抵抗値を変化させる必要がある。以下、コントローラ４０Ａの具体的な動作について説明する。

図６は、図４のコントローラ４０Ａの動作を示すブロック図である。
図４、図６を参照して、コントローラ４０は、図２で説明した制御部６８，７０に加えて、抵抗制御信号生成部８０，９０をさらに含む。制御部６８，７０の動作については図２の場合と同じであるので説明を繰返さない。

抵抗制御信号生成部８０は、予め設定された目標チップ温度８１と、温度センサＣＴ２によって検出された昇圧チョッパ１０ＡのＩＧＢＴＱＡ２のチップ温度とに基づいて、抵抗制御信号ＳＴ２を生成する。具体的には、抵抗制御信号生成部８０は、検出されたチップ温度と目標チップ温度８１との差分を定数倍する比例（Ｐ）制御を行なう。比例制御に代えてＰＩ制御またはＰＩＤ制御などを用いてもよい。抵抗制御信号生成部８０は、生成した抵抗制御信号ＳＴ２をスイッチング時間調整部５２の可変抵抗制御回路ＶＲＣに出力する。可変抵抗制御回路ＶＲＣは、抵抗制御信号ＳＴ２に応じてＩＧＢＴＱＡ２のゲート抵抗値（可変抵抗素子ＶＲの抵抗値）を変化させる。上記のフィードバック制御が繰り返されることによって、検出されたチップ温度は目標チップ温度８１にほぼ一致する。

抵抗制御信号生成部９０は、予め設定された目標チップ温度９１と、温度センサＣＴ３〜ＣＴ８によって検出されたインバータ回路２０ＡのＩＧＢＴＱＵ１，ＱＵ２，ＱＶ１，ＱＶ２，ＱＷ１，ＱＷ２のチップ温度とに基づいて、抵抗制御信号ＳＴ３〜ＳＴ８を生成する。具体的には、抵抗制御信号生成部９０は、検出されたチップ温度と目標チップ温度９１との差分を定数倍する比例（Ｐ）制御を行なう。Ｐ制御に代えてＰＩ制御またはＰＩＤ制御などを用いてもよい。抵抗制御信号生成部９０は、生成した抵抗制御信号ＳＴ３〜ＳＴ８をスイッチング時間調整部５３〜５８の各可変抵抗制御回路ＶＲＣに出力する。各可変抵抗制御回路ＶＲＣは、抵抗制御信号ＳＴ３〜ＳＴ８のうち対応する抵抗制御信号に従って対応のＩＧＢＴのゲート抵抗値（可変抵抗素子ＶＲの抵抗値）を変化させる。上記のフィードバック制御が繰返されることによって、検出されたチップ温度が目標チップ温度９１にほぼ一致するようになる。

以上のとおり、実施の形態２の半導体装置２によれば、モータ９９を所望のトルクで回転させ、かつ、リアクトル１６の温度およびモータ９９の固定子巻線の温度がそれぞれ所定の目標温度に一致するように制御した状態で、各ＩＢＧＴのチップ温度が所定の目標温度に一致するように制御することができる。この結果、リアクトル１６、モータ９９の固定子巻線、および各ＩＧＢＴチップの過熱を防止することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１，２半導体装置、１０，１０Ａ昇圧チョッパ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）、１６リアクトル、２０，２０Ａインバータ回路、４０，４０Ａコントローラ、５２〜５８スイッチング時間調整部、６０目標トルク、９９モータ、ＣＴ２〜ＣＴ８，ＭＴ，ＲＴ温度センサ、ＶＲ可変抵抗素子、ＶＲＣ可変抵抗制御回路。

Claims

半導体スイッチ素子を含む半導体回路と、
前記半導体回路の内部または外部に接続された部品の温度を検出または推定する部品温度モニタ部とを備え、
前記部品の温度は、前記部品を流れる電流の周波数に応じて変化し、
前記部品を流れる電流の周波数は、前記半導体スイッチ素子のスイッチング周波数に応じて変化し、
さらに、前記部品の温度が第１の目標温度に等しくなるように前記半導体スイッチ素子のスイッチング周波数をフィードバック制御する制御部を備え、
前記部品は、合成樹脂製の絶縁物によってモールドされ、
前記制御部は、前記第１の目標温度を初期値に設定してからの前記部品の累積通電時間をモニタし、前記累積通電時間が前記合成樹脂製の絶縁物の種類に応じて決まる所定時間を越えたとき、前記第１の目標温度を前記初期値よりも低い温度に変更する、半導体装置。
第１の半導体スイッチ素子と前記第１の半導体スイッチ素子に接続されたリアクトルとを含み、入力された直流電力を前記第１の半導体スイッチ素子のスイッチング動作に応じた大きさの直流電力に変換して出力するパルス幅変調方式の直流−直流変換回路と、
第２の半導体スイッチ素子を含み、前記直流−直流変換回路から出力された直流電力を前記第２の半導体スイッチ素子のスイッチング動作に応じた大きさの交流電力に変換してモータ巻線に出力するパルス幅変調方式の直流−交流変換回路と、
前記リアクトルの温度を検出または推定する第１の部品温度モニタ部と、
前記モータ巻線の温度を検出または推定する第２の部品温度モニタ部と、
前記リアクトルの温度が第１の目標温度に等しくなるように、前記第１の半導体スイッチ素子のスイッチング周波数をフィードバック制御し、かつ、前記モータ巻線の温度が第２の目標温度に等しくなるように、前記第２の半導体スイッチ素子のスイッチング周波数をフィードバック制御する制御部とを備える、半導体装置。
前記半導体装置は、
前記第１の半導体スイッチ素子の温度を検出または推定する第１の素子温度モニタ部と、
前記第２の半導体スイッチ素子の温度を検出または推定する第２の素子温度モニタ部と、
前記第１の半導体スイッチ素子のスイッチング時間を調整する第１のスイッチング時間調整部と、
前記第２の半導体スイッチ素子のスイッチング時間を調整する第２のスイッチング時間調整部とをさらに備え、
前記制御部は、さらに、前記第１の半導体スイッチ素子の温度が第３の目標温度に等しくなるように、前記第１のスイッチング時間調整部によって前記第１の半導体スイッチ素子のスイッチング時間をフィードバック制御し、前記第２の半導体スイッチ素子の温度が第４の目標温度に等しくなるように、前記第２のスイッチング時間調整部によって前記第２の半導体スイッチ素子のスイッチング時間をフィードバック制御する、請求項２に記載の半導体装置。