JP5234798B2

JP5234798B2 - サンプリング周波数変換装置

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Publication number: JP5234798B2
Application number: JP2009053801A
Authority: JP
Inventors: 健司高遠; 大鈴木; 威石井
Original assignee: Fujitsu Telecom Networks Ltd
Current assignee: Fujitsu Telecom Networks Ltd
Priority date: 2009-03-06
Filing date: 2009-03-06
Publication date: 2013-07-10
Anticipated expiration: 2029-03-06
Also published as: JP2010212779A

Description

本発明は、サンプリング周波数変換装置に関する。本発明は、例えばＣＤ（Compact Disc）等のデジタルオーディオ出力信号と伝送路で配信するオーディオ信号等との信号間のように、非同期の又はサンプリング周波数が異なるデジタル信号間で、サンプリング周波数を変換する装置（ＳＲＣ：Sampling Rate Converter）に関する。

一例として民生用のＣＤ（Compact Disc）のサンプリング周波数は４４．１ｋＨｚであるが、業務用のオーディオ機器や伝送路上でのサンプリング周波数は３２ｋＨｚや４８ｋＨｚなどである。サンプリング周波数の相違によりデータ量も異なるものとなり、データ量を含めたサンプリング速度の変換が必要になる。このような要求を満たす回路や素子としてサンプリング周波数変換装置（ＳＲＣ）が用いられる。

一般にサンプリング周波数が異なるデジタル信号同士を結合させる場合、サンプリング周波数の相違によりデータ量（情報量）自体が異なり、これはＰＬＬ（Phase-locked loop）回路のような位相同期回路を用いて一方の速度を他方の速度に合わせることで実現できるものではない。

図７はサンプリング周波数変換装置（ＳＲＣ）一般的な説明図である。デジタルオーディオ機器７−１からは、デジタルオーディオ信号とサンプリング周波数の信号が送出される。一般的な例として、サンプリング周波数Ｆｓｏは４４．１ｋＨｚであり、デジタルオーディオ出力信号は、このサンプリング周波数に同期して出力される。

デジタル伝送装置７−３は、伝送路にデジタルオーディオ信号を、伝送網のクロックに同期させて送出するもので、例えばＩＴＵ−ＴのＪ．４１勧告に従う場合、サンプリング周波数Ｆｓｔは３２ｋＨｚである。サンプリング周波数変換装置（ＳＲＣ）７−２は、デジタル伝送装置７−３から３２ｋＨｚの同期信号を入力し、デジタルオーディオ信号を速度変換する。なお、この図ではサンプリング周波数変換装置（ＳＲＣ）７−２を独立したブロックとして示しているが、実際はデジタル伝送装置７−３に内蔵される場合が多い。

サンプリング周波数変換の最も簡単な手法としては、第１のサンプリング周波数の入力データを、デジタルアナログ変換により一度アナログ信号に変換し、該アナログ信号を、第２のサンプリング周波数でアナログデジタル変換して出力するという手法がある。

その手法によるサンプリング周波数変換装置（ＳＲＣ）７−２の構成について詳述すると、図７の信号波形図（ａ），（ｂ），（ｃ）と共に示すように、ＤＡコンバータ７−４とＡＤコンバータ７−５とを含む構成を備えている。

そして、図７の（ａ）に示すＦｓｏ＝４４．１ｋＨｚでサンプリングされたデジタルオーディオ信号を、ＤＡコンバータ７−４により同図（ｂ）に示すようにアナログ信号に変換する。このアナログ信号を、ＡＤコンバータ７−５により同図（ｃ）に示すように３２ｋＨｚのサンプリング周波数でデジタル信号に変換する。同図（ｂ）のアナログ信号波形に対し、同図（ａ）及び同図（ｃ）は縦の直線が離散的なデジタル信号を現す。

サンプリング信号の周波数の違いや揺らぎは、全てアナログ信号に変換することで吸収されてしまうと言ってよい。即ち、この手法は変換するサンプリング周波数が如何なる比であっても、また、サンプリング周波数の揺らぎに対しても対応することができる優れた手法といえる。しかし、問題はデジタルアナログ変換及びアナログデジタル変換を行うことによるＳＮ比の劣化や、アナログ信号処理におけるノイズの増加である。

サンプリング周波数の変換の他の手法として、アナログ信号に変換することなくデジタル信号のまま処理する手法がある。この手法は、最小公倍数の高周波サンプリングデータに変換し、デジタルフィルタで処理することで情報量の変換を行うものである。

サンプリング周波数の比が整数比の場合の処理として、例えば、下記の特許文献１に開示されている。この特許文献１に開示されているものは、入力信号と出力信号との二つのサンプリング周波数の最小公倍数のサンプリング周波数に変換するために、入力信号のサンプリングデータの間にゼロを挿入してインタポレーションを行う。

そして、デジタルフィルタを通して不要なスペクトルを全て削除した最小公倍数のサンプリング周波数のデータ列に変換する。そのデータ列から出力信号のサンプリング周波数でデータを間引く（デシメートする）ことで、入力情報の欠落無く、サンプリング周波数を変換する。

図８に上述のデジタル処理の手法によるサンプリング周波数の変換の例を示す。同図の（ａ）はサンプリング周波数Ｆｓｏが４４．１ｋＨｚの入力信号を示す。この入力信号の各サンプル点の間に、Ｓ／Ｐ変換ゼロ挿入部８−１により、同図（ｂ）に示すように４４．１ｋＨｚと３２ｋＨｚの最小公倍数である１４．０１２ＭＨｚのゼロレベル信号を挿入する。

この例では３２０倍のサンプル点にインターポレーション（ゼロ挿入）が行われるので、元の入力信号の間に３１９個のゼロレベル信号が挿入されることになる。その信号を４４．１ｋＨｚの１／２以下の周波数、例えば２０ｋＨｚ以下を通過させる急峻なローパスフィルタ（ＬＰＦ）８−２を通すことで、図の（ｃ）に示すように、ゼロレベル信号が無くなり、アナログ信号のレベルに追従した１４．０１２ＭＨｚのサンプル値が得られる。

ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８−２を通す信号は、３２ｋＨｚとの最小公倍数である１４．０１２ＭＨｚの信号であるため、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８−２から出力される信号は、１／３２ｋＨｚの周期で発生するので、その信号をデシメーション部８−３により３２ｋＨｚの周波数でデシメートすることにより取り出し、同図（ｄ）に示すように３２ｋＨｚのサンプリング周波数のサンプル値が出力される。

ここで注意すべき点は、図８の（ｃ）の波形のレベルは、同図（ｂ）の波形のレベルと同じ大きさで表しているが、実際には（ｂ）に示す一本の信号レベルのエネルギーが３１９本のゼロと平滑されるため、（ｃ）の波形のレベルは、単純計算で１／３２０に信号レベルが低下することになる。

１／３２０はｄＢで表すと−５０．１ｄＢである。信号レベルは１／２（即ち１ｂｉｔ減少）が−６．０２ｄＢであるので、５０．３／６．０２＝８．３ｂｉｔに相当する。従って、入力信号レベルのデジタルデータが２４ｂｉｔであるとすると、１５ｂｉｔ相当まで信号レベルが減少することになる。その分は計算結果を増幅する必要がある。２進数のデジタルデータであれば、９ｂｉｔ分シフトすることに相当する。デジタルフィルタが倍精度の３２ｂｉｔであれば影響はあまりないが、１６ｂｉｔの場合には演算誤差が非常に大きくなり、実際には使用不可能である。

サンプリング周波数が異なるもの同士をデジタル処理で結合する一般的な理論は、下記の非特許文献１に記述されている。また、上述のサンプリング周波数の比が整数比の場合の処理としては、下記の特許文献２に開示されている。この文献に開示された技術内容は、理論的には正しいが、次のような欠点がある。

第一の欠点は、変換するサンプリング周波数が３２ｋＨと４８ｋＨｚといったように、簡単な整数比（２：３）であれば、最小公倍数のサンプリング周波数は９６ｋＨｚと低い周波数で済む。しかし、変換するサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚと３２ｋＨｚといったような場合、比は４４１：３２０となり、最小公倍数は１４．０１２ＭＨｚと非常に大きな値となる。

更なる問題は４４．１ｋＨｚなどのサンプリングタイミング自体の揺らぎが大きい場合に、サンプリング周波数が変動し、最小公倍数は常に変動することになる。この問題に対処するために、下記の特許文献２に記載のものは、厳密な最小公倍数を用いることなく、整数比は簡単なもので近似し、データをリニアに補間するという手法を用いている。

下記の特許文献３は、最小公倍数が非常に大きくなることを避け、周波数領域に変換（デジタルフーリエ変換と逆フーリエ変換）する手法を提案しているが、これは処理が複雑になる。下記の特許文献４ではＢ−スプライスラインと呼ばれる数学的曲線による補間により、時間変動への対策を行っている。

下記の特許文献５は、ΣΔ変換のＡＤコンバータ内におけるサンプリング周波数の違いを処理するもので、周波数の比は異なるものの、基本的に周波数の揺らぎは無い。特許文献６（デジタル／アナログ変換システム及び方法）は、ΣΔ型のＡＤ・ＤＡコンバータにおいて、ＰＬＬにより異なる周波数に制御されるブロックを結合する発明である。

以上をまとめると、サンプリング周波数の差異を吸収するサンプリング周波数変換装置（ＳＲＣ）としては、異なるサンプリング周波数の最小公倍数の周波数に変換すると非常に高い周波数となり、その信号を通すローパスフィルタ（ＬＰＦ）を構成することは現実的でない。その代替手段として補間すべき信号を特殊な計算により求める手法や、周波数領域に変換する回路などが提案されている。

次に微小なサンプリング周波数のずれによる影響について、図９を参照して説明する。図９の（ａ）は４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数にずれがなく理想的な場合を示し、（ｂ）は４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数が１００ｐｐｍ増加した場合を示し、（ｃ）は４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数が１００ｐｐｍ減少した場合を示している。ここで１ｐｐｍは１，０００，０００個に１個の割合でパルスが増加又は減少したことを意味する。

図９の（ａ）に示すように、４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数にずれがない（０ｐｐｍ）信号は、２２．６７５７μｓｅｃの周期の離散的な信号として出力される。なお、該離散的な信号の１０，０００個の周期は、約２２６ｍｓｅｃとなる。

４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数が１００ｐｐｍ（１０，０００個に１個）の割合で高い周波数にずれた場合、図９（ｂ）に示すように、離散信号の周期は２２．６７３５μｓｅｃとなり、（ａ）の理想状態の場合に対して１００ｐｐｍ、つまり１／１００００だけ時間が短くなる。その短い周期で連続して１０，０００個の離散信号を送出すると、理想状態に対して、（ｂ）に示すように２２６ｍｓｅｃ後に離散信号のデータが一つ不足する。

不足したデータは、一つ前のデータをそのまま補間して入力するか、或いは一つ後のデータとの平均値を取って線形補間する処理が必要になる。４４．１ｋＨｚが１００ｐｐｍの割合で低い周波数にずれた場合は、逆に２２６ｍｓｅｃ後に離散信号のデータが一つ伝搬されない（欠落する）ことになる。そのため、（ｃ）に示すように、次のデータを入力する等の処理が必要になる。

２２６ｍｓｅｃとは、周波数では４．４１Ｈｚであり、非常に低周波数で可聴域外のスペクトルである。周波数の精度が１００ｐｐｍというのは、相当良好な値であり、高精度の水晶発振器による制御がなければ実現できない。もし単純なＣＤプレーヤ等のモータのサーボ制御等でデジタルデータが出力される場合は、０．１％以上の変動が予見される。変動が大きければ、離散信号のデータの不足又は欠落の起こる時間は更に短くなる。同様の計算で、１０００ｐｐｍ（０．１％）では４４．１Ｈｚ、１００００ｐｐｍ（１％）では４４１Ｈｚとなるので、高調波を含めると十分に可聴域に入ってくる周期的なノイズとなってしまう。

特開平５−９１２８７号公報特開平１１−２７０９６号公報特開平８−２３２６２号公報特開２００６−３４５５０８号公報特表平９−５０２８４７特開平１０−５１３０９

Digital Methods for Conversion Between Arbitrary Sampling Frequencies :IEEE Transactions pm Acoustic ,Speech and Signal Processing Vol.ASSP-32,No.3 JUNE 1984 TOR A.RAMSTAD

サンプリング周波数を変換する際に、デジタルオーディオ装置等からのデジタル信号のサンプリング周波数と伝送路で配信するデジタル信号のサンプリング周波数等のように、変換するサンプリング周波数の比が簡単な整数比でない場合、処理が複雑になり回路規模が増大するという問題がある。

また、変換するサンプリング周波数の比が簡単な整数比（１：１を含む）であっても、サンプリング周波数のクロック精度の差等により、サンプリングデータの抜けや不足が起こるという問題がある。また、オーディオ機器のモータ駆動やそのサーボ回路などの揺らぎによる伝送信号のサンプリング周波数が変動し、サンプリングデータの抜けや不足が起こる場合がある。これらはすべてサンプリング周波数の変動・揺らぎによるものであるが、その状態は一律でない。本発明はこれらの問題を解決する手段を提供する。

本発明のサンプリング周波数変換装置は、第１のサンプリング周波数の離散信号データを、第２のサンプリング周波数の離散信号データに変換するサンプリング周波数変換装置において、前記第１のサンプリング周波数の離散信号データを、該第１のサンプリング周波数のクロックで取り込んでラッチする第１のラッチ回路と、該第１のラッチ回路から出力される離散信号データを、前記第２のサンプリング周波数のＮ倍の周波数のクロックで取り込んで出力するオーバサンプリング同期回路と、該オーバサンプリング同期回路から出力される離散信号データを、前記第２のサンプリング周波数のＭ倍の周波数の信号に従って出力するデジタルフィルタと、該デジタルフィルタから出力される信号を、前記第２のサンプリング周波数のクロック毎に間引いて出力するデシメーション部とを備え、前記第２のサンプリング周波数の前記Ｎ倍と前記Ｍ倍とのＮとＭとを、Ｎ＞Ｍの関係に選定した構成を備えている。

本発明のサンプリング周波数変換装置は、入力信号のサンプリング周波数に関係なく、出力信号のサンプリング周波数の整数倍でオーバサンプリングして、サンプリング周波数を変換することにより、入力信号のサンプリング周波数と、出力信号のサンプリング周波数との比が単純な整数倍の比でない場合、及びサンプリング周波数が時々刻々微妙に変化する場合でも、出力側のサンプリング周波数に同期したタイミングで、周波数変換後の離散信号として出力することが可能となる。

発明の実施形態を示す図である。本発明の具体回路例を示す図である。本発明の動作をスペクトルの形で表した図である。Ｓ／Ｐ変換ラッチ回路の後段にラッチ回路を設けた構成例を示す図である。ＬＲＣＫと同期してデータを取り込む構成例を示す図である。本発明による微小なサンプリング周波数のずれによる影響の説明図である。サンプリング周波数変換装置（ＳＲＣ）一般的な説明図である。従来のデジタル処理の手法によるサンプリング周波数の変換の例を示す図である。従来の微小なサンプリング周波数のずれによる影響の説明図である。

図１は本発明の実施形態を示す。同図（ａ）に示すサンプリング周波数Ｆｓｏが４４．１ｋＨｚの離散的なデジタル信号は、初段のＳ／Ｐ変換ラッチ回路１−１により、まず、サンプリング周波数Ｆｓｏのクロックでラッチ（一時的に記憶）される。その記憶されたデジタル信号は、オーバサンプリング同期回路１−２により、サンプリング周波数Ｆｓｏよりも十分に高いＦｓｔ×Ｎの周波数でサンプリングされる。ここで、Ｆｓｔは、変換後のサンプリング周波数であり、Ｎは整数である。

その結果、離散的な波形は、図１の（ｂ）に示す波形のように、Ｆｓｔ×Ｎの周波数のサンプリング点で同一レベルの信号が連続して現れる波形になる。これは、初段のＳ／Ｐ変換ラッチ回路１−１でラッチされた信号は、入力信号のサンプリング周波数Ｆｓｏでしか変化しないので、図１（ｂ）に示すように、入力信号のサンプリング周波数Ｆｓｏで階段状に変化する波形になる。

図８に示した従来例と比較すると、従来例では、入力信号のサンプリング点の離散信号以外は、ゼロレベルの信号を補間（インタ−ポレーション）したが、本発明では、入力された離散信号と同一レベルの離散信号を連続的に挿入して補間したことに等しい。

この階段状の高周波離散信号を、次段のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１−３に通すことで、同図（ｃ）に示すように、包絡線の波形が滑らかな離散信号になる。この手法の特徴は、ゼロレベルの信号を補間しないため、信号レベルの低下が殆ど無いことである。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１−３の出力の離散信号を、デシメーション部１−４で、変換後のサンプリング周波数Ｆｓｔで間引くこと（デシメーション）により、同図（ｄ）に示す信号が出力され、サンプリングの速度変換が完了する。

前述のように、本発明は、離散信号を、入力信号のサンプリング周波数Ｆｓｏに関係なく、出力信号のサンプリング周波数Ｆｓｔの整数倍でオーバサンプリングすることにより、サンプリング周波数を変換するもので、サンプリング周波数の変換が、単純な整数の比ではなく、更には、サンプリング周波数が時々刻々微妙に変化する場合でも、出力側のサンプリング周波数Ｆｓｔのみに同期したタイミングで、周波数変換後の離散信号が出力されることである。

なお、非同期状態でデータを取り込むことによるエイリアス（不要折返し）の発生が懸念されるが、元々、デジタルオーディオ信号のサンプリング周波数は、短期的・長期的に刻々と変動しているものであり、時間軸上での特性劣化は、振幅成分での特性向上により相殺される。

図２は本発明の具体的な回路例を示し、Ｓ／Ｐ変換ラッチ回路２−１と、オーバサンプリング同期回路２−２と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２−３と、デシメーション部２−４と、並列直列変換を行うＰ／Ｓ変換部２−５とを含む構成を備え、Ｓ／Ｐ変換ラッチ回路２−１には、例えば、オーディオ信号のシリアルデータＤＡＴＡと、ビットクロックＢＬＫと、ステレオ信号の右チャネルＬ−ｃｈａｎｎｅｌと左チャネルＲ−ｃｈａｎｎｅｌとを区分けする信号ＬＲＣＫとが入力される。その場合のデータＤＡＴＡと、ビットクロックＢＬＫと、信号ＬＲＣＫとの一例を図２の下方に示している。

信号ＬＲＣＫを基に、何れのタイミングで、何れのシリアルデータが出現するかについては、標準化された各種仕様に規定されている。前述の図２の下方に示すＤＡＴＡ，ＢＬＫ及びＬＲＣＫは、それぞれ各種仕様に基づいた一例のタイミングに従った場合を示し、ＤＡＴＡは、１サンプル値を２４ｂｉｔ構成とした場合を示す。

シリアルデータＤＡＴＡは、Ｓ／Ｐ変換ラッチ回路２−１に入力され、直列データは、例えば、２４ｂｉｔの並列データに変換され、一時的に保持（ラッチ）される。次に、オーバサンプリング同期回路２−２により、並列データは、出力サンプリング周波数ＦｓｔのＮ倍の周波数で高速サンプリングされる。

このデータが次段のローパスフィルタ（ＬＰＦ）２−３に入力される。このローパスフィルタ（ＬＰＦ）２−３はデジタルフィルタであり、その構成は、ＦＩＲ（ＦｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタでもＩＩＲ（ＩｎｆｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタでもよく、出力サンプリング周波数Ｆｓｔの１／２以下に厳密に帯域制限する。このフィルタの条件としては、出力サンプリング周波数ＦｓｔのＭ倍の周波数で動作するものとして、ＭとＮとは、Ｎ＞Ｍの関係に選定する。

ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２−３の出力は、デシメーション部２−４において、出力サンプリング周波数Ｆｓｔでデシメーション（間引き）される。デシメーション（間引き）されたデータは、シリアルデータとして出力する場合は、パラレルデータをシリアルデータに変換するＰ／Ｓ変換部２−５により処理される。

ＬＳＩの進歩により、従来は不可能であった高次のデジタルフィルタも比較的簡単に実現することができる。また、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）として、ＦＩＲフィルタでなく、ＩＩＲフィルタを使用することにより、ハードウェア量を削減することができる。

図３は本発明の動作をスペクトルの形で表したものである。デジタルオーディオ信号は、４４．１ｋＨｚ毎の離散信号であり、オーディオ成分は、通常２０ｋＨｚ以下であるので、同図の（ａ）のように、０〜２０ｋＨｚのスペクトルと、そのスペクトルが４４．１ｋＨｚの両側で折り返す形となる。

更に、４４．１ｋＨｚの整数倍の８８．２ｋＨｚや１３２．３ｋＨｚ等に同様のスペクトルが現れる。この信号をオーバサンプリングするために、例えば、出力サンプリング周波数３２ｋＨｚの３２倍の１０２４ｋＨｚでサンプリングする。すると、そのスペクトルは、同図（ｂ）のように、１０２４ｋＨｚ毎に、同図（ａ）のスペクトルが全域に繰り返して現れるスペクトルとなる。

この場合、２２．６７５７μｓｅｃ（＝１／４４．１ｋＨｚ）毎のデータが、０．９７６５μｓｅｃ（＝１／１０２４ｋＨｚ）毎に細かくサンプリングされたことに等しい。前述のように１００ｐｐｍの揺らぎでも２２６ｍｓｅｃ毎に１サンプル分２２．６７５７μｓｅｃずれるのに比べ、この例では僅か０．９７６５μｓｅｃしかずれない。約１μｓｅｃの時間幅でのオーディオ信号の振幅差は僅かであるので、時間的な変動による歪よりも振幅の歪が大幅に改善されることになる。

オーバサンプリングの速度は高い程望ましいが、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）の実現手段との兼ね合いで最適値が定まる。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）により、図３（ｃ）に示すように帯域制限され、この例では０〜１５ｋＨｚのスペクトル（３２ｋＨｚの１／２以下）に帯域制限される。このスペクトルの信号を３２ｋＨｚでデジメーションして出力することにより、図３の（ｄ）に示すスペクトルの信号が出力される。

図４はＳ／Ｐ変換ラッチ回路２−１の後段にラッチ回路４−１を設けた構成例を示す。一般に、同期していない信号を取り込む同期／非同期回路の場合、ラッチしたデータがまさに変化しようとするタイミングでデータの取り込みが行われると、正常にデータを取り込めない場合がある（レーシング）。

これを防ぐために図４に示すように、Ｓ／Ｐ変換ラッチ回路２−１の後段に、ＬＲＣＫを僅かに遅らせたクロックＬＲＣＫ^＊でＳ／Ｐ変換ラッチ回路２−１の出力データを打ち抜くラッチ回路４−１を設ける。ＬＲＣＫ^＊は、例えば出力サンプリング周波数ＦｓｔのＮ倍のクロックの数クロック分、ＬＲＣＫを遅らせたクロックとすることができる。

図４の右側に上述の回路動作のタイムチャート示す。（ａ）はＳ／Ｐ変換ラッチ回路２−１から出力されるオーディオ信号のパラレルデータＤａｔａ、（ｂ）はＬＲＣＫ、（ｃ）は出力サンプリング周波数ＦｓｔのＮ倍のクロック、（ｄ）はＬＲＣＫ^＊、（ｅ）はラッチ回路４−１から出力されるデータを示している。

図４のタイムチャートから分かるように、Ｓ／Ｐ変換ラッチ回路２−１から出力されるオーディオ信号のパラレルデータＤａｔａが変化するタイミング（ＬＲＣＫに同期したタイミング）から僅かにずらした、パラレルデータＤａｔａが変化しないタイミング（ＬＲＣＫ^＊に同期したタイミング）で、Ｓ／Ｐ変換ラッチ回路２−１の出力データを取り込むことにより、正常にデータを取り込むことができる。このデータを、出力サンプリング周波数ＦｓｔのＮ倍のクロックで、オーバサンプリング同期回路２−２に連続的に出力する。

図４の（ｆ）は、ＬＲＣＫを、出力サンプリング周波数ＦｓｔのＮ倍のクロックの数クロック分遅らせたクロックＬＲＣＫ^＊を生成する回路例を示している。この回路例は、出力サンプリング周波数ＦｓｔのＮ倍のクロックを２クロック分遅らせた回路例を示している。

図５は、Ｓ／Ｐ変換ラッチ回路２−１とオーバサンプリング同期回路２−２との間に、ラッチ回路５−１を設けた構成と、動作説明用の信号例（ａ）〜（ｆ）と、クロック生成回路例（ｇ）とを示し、信号例の（ｆ）に示すように、データ＃２，＃３，・・・間にゼロを挿入したラッチ出力信号とする。このゼロを挿入する点のみについては、従来の処理手段の一例の図８のＳ／Ｐ変換ゼロ挿入部８−１と、同図の（ｂ）のゼロレベル信号挿入とにより説明した内容とは、ゼロ挿入の点のみが類似しているだけであって、具体的な処理手段は相違するものであり、これらについて、以下更に説明する。

ＬＲＣＫ^＊と同期してパラレルデータＤａｔａを取り込むための手段としては、Ｓ／Ｐ変換ラッチ回路２−１とオーバサンプリング同期回路２−２との間にラッチ回路５−１を設ける。ラッチ回路５−１は、ＬＲＣＫを僅かに遅らせたクロックＬＲＣＫ^＊を微分したクロックＬＲＣＫＢでパラレルデータＤａｔａを取り込む。

図５の右側に上述の回路動作のタイムチャート示す。（ａ）はＳ／Ｐ変換ラッチ回路２−１から出力されるオーディオ信号のパラレルデータＤａｔａ、（ｂ）はＬＲＣＫ、（ｃ）は出力サンプリング周波数ＦｓｔのＮ倍のクロック、（ｄ）はＬＲＣＫ^＊、（ｅ）はＬＲＣＫ^＊を微分したクロックＬＲＣＫＢ、（ｆ）はラッチ回路５−１から出力されるデータを示している。

図５のタイムチャートから分かるように、ＬＲＣＫ^＊が変化するタイミングでパラレルデータＤａｔａを取り込むことができる。図５の（ｇ）は、ＬＲＣＫを僅かに遅らせたクロックＬＲＣＫ^＊を微分したクロックＬＲＣＫＢを生成する回路例を示している。

図６は本発明による微小なサンプリング周波数のずれによる影響の説明図である。（ａ）は４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数にずれがなく理想的な場合を示し、（ｂ）は４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数が１００ｐｐｍ増加した場合を示し、（ｃ）は４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数が１００ｐｐｍ減少した場合を示している。

図６の（ａ）に示すように、４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数にずれがない（０ｐｐｍ）信号は、２２．６７５７μｓｅｃの周期の離散的な信号として出力される。なお、該離散的な信号の１０，０００個の周期は、約２２６ｍｓｅｃとなる。

又４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数が１００ｐｐｍ（１０，０００個に１個）の割合で高い周波数方向にずれた場合、図６（ｂ）に示すようにデータの不足が発生するが、そのときは、出力サンプリング周波数Ｆｓｔ×Ｎが１０２４ｋＨｚであれば、約１μｓｅｃ後の次のデータが入力される。

即ち、２２６ｍｓｅｃに１回発生する２２．６μｓｅｃのデータの欠落と代替データの挿入は、僅か１μｓｅｃの時間ずれた代替データとして挿入される。挿入の頻度は増えるものの、２２．６μｓｅｃ離れた信号の代替に比べ、1μｓｅｃ離れた信号を代替するのであるから、信号レベルの差はより細かくなる。時間的な変動は、振幅の変動の減少（１／Ｎ）により向上し、無視できるようになる。

４４．１ｋＨｚが１００ｐｐｍの割合で低い周波数にずれた場合も、（ｃ）に示すように２２６ｍｓｅｃ後に離散信号のデータが一つ伝搬されない（欠落する）ことになるが、同様に、１μｓｅｃ前の代替データが挿入され、時間的な変動は、振幅の変動の減少（１／Ｎ）により向上し、無視できるようになる。

１−１Ｓ／Ｐ変換ラッチ回路
１−２オーバサンプリング同期回路
１−３ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１−４デシメーション部

Claims

第１のサンプリング周波数の離散信号データを、第２のサンプリング周波数の離散信号データに変換するサンプリング周波数変換装置において、
前記第１のサンプリング周波数の離散信号データを、該第１のサンプリング周波数のクロックで取り込んでラッチする第１のラッチ回路と、
該第１のラッチ回路から出力される離散信号データを、前記第２のサンプリング周波数のＮ倍の周波数のクロックで取り込んで出力するオーバサンプリング同期回路と、
該オーバサンプリング同期回路から出力される離散信号データを取り込んで、前記第２のサンプリング周波数のＭ倍の周波数の信号に従って出力するデジタルフィルタと、
該デジタルフィルタから出力される信号を、前記第２のサンプリング周波数のクロック毎に間引いて出力するデシメーション部とを備え、
前記第２のサンプリング周波数の前記Ｎ倍と前記Ｍ倍とのＮとＭとを、Ｎ＞Ｍの関係に選定した構成を備えたことを特徴とするサンプリング周波数変換装置。
前記第１のラッチ回路と前記オーバサンプリング同期回路との間に、前記第１のラッチ回路から出力される前記離散信号データの変化タイミングからずれたタイミング位置において、前記第１のラッチ回路から出力される前記離散信号データを取り込んでラッチし、該ラッチした前記離散信号データを、前記第２のサンプリング周波数のＮ倍の周波数の信号に従って出力して、前記オーバサンプリング同期回路に入力する第２のラッチ回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載のサンプリング周波数変換装置。