JP5228384B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源部として一つ以上のコンバータと一つ以上のインバータとを有し、インバータは出力側に接続されている負荷を駆動する構成で、これらコンバータおよびインバータが電源側のコンデンサを共通にして接続されている電力変換装置に係る。

ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、コンバータと略記する）により所定の直流電圧を生成し、この直流電圧出力部と接地電位との間にコンデンサを接続し、このコンデンサの両端からインバータに電力を供給する構成の電力変換装置において、このインバータで電動機等負荷のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行う電力変換装置においては、ＰＷＭに用いられるキャリア、あるいは負荷駆動に用いられる信号等によるリプル電流成分が上記のコンデンサに流れ、リプル成分が損失としてコンデンサ内で消費される。この損失分によりコンデンサは発熱する。したがって、回路構成時においてはこの発熱に対して十分余裕を持たせるように、リプル耐量の大きい高性能で大型のコンデンサの使用が必要となっていた。このため、以下のようなリプル電流を低減した電力変換装置の例が開示されている。

すなわち、下記「特許文献１」においては、電力変換装置は２つの負荷を駆動するための２組の電力変換装置で構成されており、それぞれの電力変換装置は接続された負荷である電動機を駆動する三相ブリッジ回路であるインバータをそれぞれ有している。これらインバータに接続された各負荷をＰＷＭ制御するための２組の三角波発生器がそれぞれのインバータに備えられている。これら三相のインバータの各相をそれぞれ動作させるキャリア発生装置としての２組の三角波発生手段に対して、互に所定の位相差となるようにこれら三角波の位相差を切り替ることでコンデンサ端子におけるリプル電流成分を打ち消しあう構成としている。この構成によれば、リプル電流のキャリア周波数成分の抑制には効果があるが、キャリア周波数成分以外の、例えば電動機駆動の相電圧成分の周波数等に対しては効果が無いという問題があった。

また、下記「特許文献２」においては、２つのダイオードの直列接続、又はダイオードとスイッチング素子との逆並列回路を２つ直列接続した回路に、ブリッジ接続のインバータ回路を並列接続して構成された交流スイッチを用いた周波数変換回路において、交流スイッチ付属のスナバ回路のエネルギーを、負荷側又は電源側に回生させるようにする構成としている。この構成においてはスナバ回路のエネルギーの回生、すなわち電力変換装置における各相電流のリプル成分を検出し、電力変換装置の目標出力電圧を指定する指令値にあわせるためのフィードバック制御を行う構成としている。この構成においては、フィードバック系の周波数特性の影響を受け、リプル電流成分の周波数が高いほど制御ゲインが小さくなり、この結果、コンデンサ電流の低減効果が十分には得られなくなるという問題があった。
特開２００２−３００８００号公報 特開平１０−８０１４７号公報

電力変換装置は、ＤＣ−ＤＣ変換を行うコンバータと負荷駆動用の電力波形生成を行うインバータとを有している。このコンバータおよびインバータにおいて用いられるキャリア周波数から発生するリプル電流成分が電源の直流電圧に重畳され、この重畳されたリプル電流成分はコンバータとインバータとの間に介在しているコンデンサにコンデンサ電流として流入し吸収される。このコンデンサ電流はコンデンサにおける損失となり、コンデンサの温度上昇を生じる原因となっていた。この問題解決のためには、この発熱に耐え得る大型で且つ高周波損失の少ない高価なコンデンサを必要としていた。また、この対策としては、電力変換装置で用いるＰＷＭ信号を生成するためのキャリア波を所定の周波数及び位相差とする方法、あるいは電力変換装置の相電圧または相電流のリプル成分を検出し、この検出した成分を電力変換装置の指令値の設定部にフィードバック制御する方法等によりリプル電流成分を低減する方法が開示されてきている。しかし、いずれの方法においても十分な低減効果が得られているとは言えなかった。
このため、本発明においては、小型で安価なコンデンサを使用し、且つ電力変換装置における制御系ループの周波数特性による制限が無く、十分に大きな低減効果が得られる電力変換装置の提供を目的とするものである。

前記目的を達成するために、本発明においては、負荷を駆動するインバータの制御器で使用されるコンデンサ電圧、相電圧指令値、相電流指令値、キャリア周波数の各パラメータを取得し、この取得されたパラメータを用いてリプル成分を打ち消す成分となる交流指令値を生成し、コンバータに送出するオブザーバをインバータの制御部に接続する。オブザーバから送出された交流指令値は、コンバータにおける制御器に送出され、この交流指令値をコンバータにおける昇圧指令値に重畳することによりリプル成分の打消しを行う構成としている。

本発明による電力変換装置においては、始めにインバータの制御変数を元にして交流成分、すなわちリプル成分を抑圧する交流指令値をコンバータの昇圧指令値に重畳する手法としている。さらに、この交流指令値の重畳はオブザーバによるフィードフォーワードを用いているため、従来のようにフィードバックループの周波数特性による利得低減の制限が無く、全周波数帯域に対して制御利得を無限大とすることができ、高調波成分および側帯波成分も含めてリプル電流成分を十分に低減する事が可能となった。

図１に本発明による電力変換装置の構成を示す。図１に示す電力変換装置は、第１の電力変換部としてのＤＣ−ＤＣコンバータであるコンバータ１０２と、第２の電力変換部としての三相ブリッジを含む電圧型三相ＰＷＭインバータ１０４（以下、インバータと略記する）と、直流電源部１０１と、リプル電流成分抑圧用として用いられる波形を生成するオブザーバ１１１と、コンバータ１０２とインバータ１０４との直流電源１０１に共通に接続されている平滑用のコンデンサ１０３とが接続されている。

図１において、直流電源１０１は例えばバッテリ（蓄電池）あるいは燃料電池等であり、この直流電圧はＤＣ−ＤＣコンバータであるコンバータ１０２で昇圧した後コンデンサ１０３を経て、インバータ１０４により電動機１０５を駆動する。

コンバータ１０２は、リアクトル１０６と、２個のＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌｅｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）で構成された半導体装置１０７と、コンバータ側の制御器１０８とで構成されており、制御器１０８は電源１０１のＯＮ−ＯＦＦあるいは電源電圧等の電圧状態と、コンデンサ１０３の電圧状態と、後述のオブザーバ１１１からの交流指令値とを元に半導体装置１０７の導通制御を行う。

インバータ１０４はＩＧＢＴを６個（各相２個）用いた半導体装置１０９と、インバータ１０４の制御器１１０とで構成されている。インバータの制御器１１０はコンデンサ１０３の電圧状態と電動機１０５の回転数、回転角、トルクを元に半導体装置１０９の導通制御を行い、かつ、オブザーバ１１１に半導体装置１０９の導通制御に関わる制御変数を送る。オブザーバ１１１においては、インバータ１０４の制御器１１０から取得した制御変数を元に予め設定されている参照表としてのＭＡＰを参照するか、もしくは後述の予め設定されている数式による演算処理を行い、コンバータ１０２側の制御器１０８にこれにより得られた半導体装置１０７の導通制御の指令を送る。すなわち、インバータに起因するリプル電流成分抑圧のためのインバータ制御変数を取得し、さらにこの制御変数を元にリプル電流成分抑圧用の交流指令値の生成がオブザーバ１１１において行なわれる。この交流指令値はオブザーバ１１１からコンバータ１０２の制御器１０８に送出され、コンバータ１０２で用いられる昇圧指令値に重畳し、リプル電流成分を抑圧した波形となるようにコンバータ１０２の昇圧指令値（最終的な昇圧指令値）を生成している。この昇圧指令値をキャリアと電圧比較器で比較することによりリプル電流成分を抑圧した負荷駆動電力を得ている。

以下、図１に示す構成の電力変換装置の動作について、まず、コンバータ１０２のみによるリプル電流について説明し、次いで、インバータによるリプル電流について説明し、次いで、これらを統合したものとして全リプル電流成分の場合について説明する。

図２により、まず、一般的なコンバータの制御について説明する。ここで、図１におけるコンバータ１０２側の制御器１０８は、図２に示すように昇圧指令値生成部２０１、キャリア生成部２０２、電圧比較器２０８、バッファ回路２０９、および反転回路２１０有しており、バッファ回路２０９および反転回路２１０の出力はコンバータ１０２の半導体装置２０３を構成している半導体素子（上アーム２０４、下アーム２０５）の制御電極にそれぞれ接続されている。

コンバータ１０２は、電源電圧Ｖ_ｉｎ２０６とコンデンサ電圧Ｖ_ｃ２０７を元にして昇圧指令値生成部２０１において昇圧指令値Ｄを決定し、この昇圧指令値Ｄとキャリア生成部２０２において発生された三角波のキャリアとの比較を電圧比較器２０８で行い、この比較結果によりコンバータの半導体装置２０３の導通制御を行う。なお、この導通制御において半導体装置２０３における上アーム２０４が導通状態のときは下アーム２０５は非導通状態となり、上アーム２０４が非導通状態のときは下アーム２０５は導通状態となり、両アームが同時に導通状態となることはないように制御される。

図３は図１に示した昇圧コンバータ１０２において昇圧指令値Ｄ３０１とキャリア３０２とを図２における電圧比較器２０８で比較する状態を示すものである。図３において、横軸は時間軸であり、縦軸は振幅を示す電圧軸である。キャリア３０２は所定の周波数で、振幅は任意スケールで０から１までの値をとる三角波である。また、昇圧指令値Ｄ３０１は昇圧比に応じて任意スケールで０から１の間の値をとり、昇圧指令値Ｄ３０１とキャリア３０２の値を図２の電圧比較器２０８で比較し、昇圧指令値Ｄ３０１がキャリア３０２より大きい場合は電圧比較器２０８の出力は論理“０”であり、これにより上アーム２０４が非導通であり、下アームが導通となる。したがって、昇圧指令値Ｄ３０１が０の場合は、電圧比較器２０８の出力は常に論理“１”であるから、電源電圧Ｖ_ｉｎ２０６とコンデンサ電圧Ｖ_ｃ２０７とは同じ電圧となり、昇圧指令値Ｄ３０１が１に近いほどデューティ比α（α＝Ｔ_ＯＮ／Ｔ）は１に近くなり、したがってコンデンサ電圧Ｖ_ｃ２０７は高くなる。ここで、Ｔはキャリア３０２の周期、Ｔ_ＯＮは上アーム２０４が導通状態となっている時間を示している。

次に、図４により一般的なインバータの動作を三相のうちの任意の一相について説明する。インバータ１０４は、コンデンサ電圧Ｖ_ｃ４０６と着目している相の相電流Ｉ_ｕ４０７とを元にして相電圧指令値生成部４０１で相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊を決定し、この相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊とキャリア生成部４０２で発生された三角波形のキャリア４０２とを電圧比較器４０８により比較し、この比較結果により半導体装置４０３の各スイッチング素子の導通制御を行う。なお、半導体装置４０３においても図２のコンバータの場合と同様に、上アーム４０４が導通の時は、下アーム４０５は非導通となり、上アーム４０４が非導通時において下アームは導通となり、両アームは同時に導通状態になることはないように制御される。

図５は、図４に示すインバータ（図１における１０４）において電圧比較器４０８の入力側における相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊５０１と三角波形のキャリア５０２との関係を例示したもので、横軸は時間を、縦軸は電圧を示している。キャリア５０２は０からコンデンサ電圧Ｖ_ｃまでの値をとる三角波であり、相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊５０１は電動機１０５に接続されている出力側の交流電圧に応じて変化しその振幅は最大でコンデンサ電圧Ｖ_ｃとなる波形である。そして、相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊５０１とキャリア５０２との値を比較して、例えば、相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊５０１が大きい場合には上アーム４０４が導通状態となり、下アームが非導通となる。

図６は横軸に周波数、縦軸にコンデンサ電流すなわちリプル電流の周波数成分を実効値で示したもので、コンバータ１０２が２０ｋＨｚのキャリア周波数で動作している場合の、昇圧コンバータ１０２に起因するコンデンサ１０３に流れるリプル電流の周波数分析結果を示したものである。コンデンサ１０３を流れるリプル電流は、コンバータ１０２のキャリア周波数を逓倍した成分６０１により構成されている。

図７は図６と同じく、横軸に周波数、縦軸にコンデンサ電流であるリプル電流の周波数成分の実効値をとり、インバータ１０４が１０ｋＨｚのキャリア周波数で動作している場合のインバータに起因するリプル電流の周波数分析結果を示したものである。コンデンサ１０３を流れるリプル電流は、インバータ１０４のキャリア周波数×２の逓倍成分７０１と、キャリア周波数の逓倍周波数を中心とした相電圧周波数×３の逓倍周波数の上下側波帯７０２および７０３とにより構成されている。

前記特許文献１と同じ手法を用いることにより、コンバータ１０２のキャリア周波数の成分６０１と、インバータ１０４のキャリア周波数×２の成分７０１とを打ち消しあうようにしてリプル電流を低減することができるが、キャリア周波数以外の周波数成分を打ち消す効果は無いため、リプル電流低減の効果としては不十分であった。

そこで、本発明においては、コンバータ１０２の昇圧指令値にリプル電流に対応する交流成分を重畳することで、インバータ１０４のキャリア周波数とその逓倍の周波数を中心とした相電圧周波数×３の側帯波の成分（例えば図７における７０２，７０３等）を打ち消す手法を開示するものである。

ここで、上記の交流成分の周波数、振幅、位相をコンバータ以外の電力変換器の制御変数を用いて決定する。このために、オブザーバ１１１が下記パラメータをインバータから制御変数として取得する。
・ コンデンサ電圧 Ｖ_ｃ
・ 相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊ Ｖｃｏｓ（２πｆ_ｏｔ＋θ_ｖ）
・ 相電流指令値Ｉ_ｕ ^＊ Ｉｃｏｓ（２πｆ_ｏｔ＋θ_ｉ）
・ キャリア周波数 ｆ_ｃ
ただし、相電流指令値Ｉ_ｕ ^＊は相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊が上記式で表されるとした場合を示している。上式における各変数は以下の通りである。

ｆ_ｏ：相電圧、相電流周波数（Ｈｚ）
ｆ_ｃ：キャリア周波数（Ｈｚ）
Ｖ ：相電圧振幅（Ｖ）
Ｉ ：相電流振幅（Ａ）
θ_ｖ：相電圧位相角（ｒａｄ）
θ_ｉ：相電流位相角（ｒａｄ）
ｔ ：時間（ｓｅｃ）
続いて、下側帯波７０２を打ち消す場合には、図１におけるオブザーバ１１１において上記インバータ制御変数を元に下記（数３）式で示す演算を行い、下側帯波７０２の周波数Ｆｒｅｑと振幅Ａｍｐと位相Ｐｈａｓｅを推定する。ここで、振幅推定式中の定数０．９９２は実験的に求めた値であり、実質的にこの値に近いものであれば良い。

その後、下記（数４）式の演算を行うことによりコンバータの昇圧指令値に重畳する下側帯波成分を打ち消すための交流指令値Ｄ₋を算出する。

ここで、Ｉ_ｄｃは昇圧コンバータと三相インバータの間を流れる直流電流であり、Ｉ_ｄｃは上記インバータ制御変数を元に下記（数５）式の演算により算出される。次に

上記（数５）式を用いて（数４）式を書き直して下記（数６）式を得る。つまり、下側帯波７０２を打ち消したい場合には、オブザーバ１１１にて上記インバータ制御変数を元に下記の演算を行い、昇圧コンバータの昇圧指令値に（数６）式で示す交流指令値Ｄ₋を重畳することになる。

これにより、昇圧コンバータ起因のコンデンサ電流の周波数成分が図９に示すようになり、この側帯波成分９０１により相電圧周波数×３の側帯波成分の図７における７０２で示される周波数成分を打ち消すことができる。図８は横軸に時間をとり，昇圧指令値Ｄに交流指令値Ｄ₋を重畳した昇圧コンバータの指令値（Ｄ＋Ｄ₋）とキャリアの比較を示したもので、図９は横軸に周波数、縦軸に電流値（実効値）をとり、昇圧コンバータに起因するコンデンサ電流の周波数分析結果を示したものである。コンデンサの電流は本来の昇圧コンバータのキャリアの周波数の逓倍の他に、０倍を含むキャリア周波数の逓倍を中心としたＤ₋の周波数の逓倍の側帯波の成分により構成される。なお、上記（数６）式は請求項２における（数１）式と同じである。

さらに、もう一方の上側帯波成分７０３も打ち消す場合には、上記と同様にして昇圧コンバータの昇圧指令値に下記交流指令値に下記（数７）式で示す交流指令値Ｄ_＋を重畳する。

このようにして、コンバータ起因のコンデンサ電流、すなわちリプル電流の周波数成分は図１１のようになり、周波数（１１０１）と（１１０２）とにより図７における側帯波周波数成分（７０２）と（７０３）とを打ち消すことができる。当然であるが、上側帯波（７０３）のみを打ち消したい場合には交流指令値Ｄ_＋のみを昇圧指令値に重畳すればよい。上記（数７）式は請求項２における（数２）式と同じである。

図１０は横軸を時間軸とし、昇圧指令値Ｄと上下側帯波に対応する交流指令値Ｄ₋およびＤ_＋とを加算した全指令値（Ｄ＋Ｄ₋＋Ｄ_＋）とキャリア波形との関係を示している。図１１はこのコンバータ１０２におけるコンデンサ電流の周波数分析結果を示すものである。この分析結果から、コンデンサに流れるリプル電流成分に対応する交流指令値は、本来のコンバータ１０２のキャリア周波数の逓倍の他に、０倍（直流成分）を含むキャリア周波数の逓倍を中心とした下側帯波に対応した交流指令値Ｄ₋の周波数の逓倍の側帯波成分と、０倍（直流成分）を含むキャリア周波数の逓倍を中心とした上側帯波に対応した交流指令値Ｄ_＋の周波数の逓倍の側帯波成分と、を含む構成であることが読み取れる。

以上、図１に示したように、ＩＧＢＴおよびオブザーバを用いた電力変換装置を構成した場合を例に本発明を説明したが、この構成に限定するものではない。例えば、ＩＧＢＴの代わりにパワーＭＯＳＦＥＴを用いる構成、あるいは本実施の形態においてはオブザーバ１１１により演算処理で求める手法について開示したが、予め取得したインバータ制御変数と直流成分を含む交流指令値との関係を与える表、すなわちＭＡＰを用いてオブザーバ１１１がそのＭＡＰを参照して交流指令値Ｄ₋、Ｄ_＋を求めてリプル電流成分を打ち消す手法を用いることも可能である。

本発明による電力変換装置の構成を示す回路構成図。 コンバータ制御の一般的な動作を説明するためのコンバータの回路図。 コンバータにおける電圧比較器入力端子における電圧レベル比較図。 インバータ部の一般的な動作説明のためのインバータ部一相に関する回路図。 インバータ部キャリアと一相あたりの相電圧波形とを比較するためのこれらの波形図。 コンバータに起因するコンデンサ電流の周波数分析図。 インバータ部に起因するコンデンサ電流の周波数分析図。 下側帯波成分を考慮したコンバータの指令値と、キャリアとの電圧関係を示す電圧レベル比較図。 図８で示した電圧レベル比較波形の周波数分析図。 上下側帯波成分を考慮したコンバータの指令値と、キャリアとの電圧関係を示す電圧レベル比較図。 図１０で示した電圧レベル比較波形の周波数分析図。

符号の説明

１０１：電源 １０２：コンバータ
１０３：コンデンサ １０４：インバータ
１０５：電動機 １０６：リアクトル
１０７：コンバータ側半導体装置 １０８：コンバータの制御器
１０９：インバータ側半導体装置 １１０：インバータの制御器
１１１：オブザーバ ２０１：昇圧指令値生成部
２０２：キャリア生成部 ２０３：半導体装置
２０４：上アーム ２０５：下アーム
２０６：電源 ２０７：コンデンサ電圧
２０８：電圧比較器 ４０１：相電圧指令値生成部
４０２：キャリア生成部 ４０３：半導体装置
４０４：上アーム ４０５：下アーム
４０６：コンデンサ電圧 ４０７：相電流
４０８：電圧比較器

Claims (3)

1. 少なくとも一つ以上のＤＣ−ＤＣコンバータと、負荷を駆動するインバータとの複数の電力変換器で構成され、該複数の電力変換器は電源の平滑用コンデンサを共通にして接続されており、負荷の駆動をＰＷＭで制御している電力変換装置において、
   前記ＰＷＭ制御を行う際に生じる前記平滑用コンデンサに流入する交流成分を抑圧させる波形を交流指令値としてオブザーバで生成し、該交流指令値を前記コンバータの昇圧指令値に重畳することを特徴とする電力変換装置。
2. 少なくとも一つ以上のＤＣ−ＤＣコンバータと、負荷を駆動するインバータとの複数の電力変換器で構成され、該複数の電力変換器は電源の平滑用コンデンサを共通にして接続されており、負荷の駆動をＰＷＭで制御している電力変換装置において、
   前記ＰＷＭ制御を行う際に生じる前記平滑用コンデンサに流入する交流成分を抑圧させる波形を交流指令値としてオブザーバで生成し、該交流指令値を前記コンバータの昇圧指令値に重畳し、
   前記交流成分の周波数、振幅、位相は前記コンバータ以外の電力変換器の制御変数を用いて以下の手順により決定されるものとし、
   該制御変数を
   コンデンサ電圧Ｖｃ
   相電圧指令値Ｖｕ＊＝Ｖｃｏｓ（２πｆｏｔ＋θｖ）
   相電流指令値Ｉｕ＊＝Ｉｃｏｓ（２πｆｏｔ＋θｉ）
   キャリア周波数ｆｃ
   とし、また、Ｄ−およびＤ＋をそれぞれ下側帯波成分および上側帯波成分を打ち消すための交流指令値、θｖ、θｉは相電圧指令値および相電流指令値の位相成分、ｆｏを相電圧、相電流の周波数として、下側帯波成分を打ち消す場合の交流指令値Ｄ−は（数１）式により
   

   

   また、上側帯波を打ち消す場合の交流指令値Ｄ＋は（数２）式により、
   

   

   それぞれオブザーバにおいて演算処理を行うことにより、前記昇圧指令値に重畳する前記交流指令値を設定することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記重畳する交流指令値と前記インバータの制御変数との関係を予め参照表としてオブザーバに設定されているＭＡＰを参照して決定することを特徴とする電力変換装置。

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