JP4945307B2 - ツイン・ドライブ制御装置及び捻り振動抑制方法 - Google Patents

Description

本発明は、ロータリシャー、フライングシャーなどの捻り振動系を有する負荷を両側からモータで駆動する（以下、ツイン・ドライブという。）システムに関し、特に、負荷を同期型モータで駆動するツイン・ドライブシステムにおけるツイン・ドライブ制御装置及び捻り振動抑制方法に関するものである。

従来、捻り振動系を有する負荷を両側から駆動するツイン・ドライブ制御装置が知られている。以下、従来のツイン・ドライブ制御装置として４つの形態を示し、それぞれについて説明する。

まず、従来の第１のツイン・ドライブ制御装置について説明する。従来のツイン・ドライブ制御装置として、図１２に示すものが知られている。このツイン・ドライブ制御装置は、例えば図１１に示すように、ロータリカッタ２を減速器４Ａ，４Ｂを介してモータ６Ａ，６Ｂをベクトル制御する。このようなツイン・ドライブ制御装置を適用した負荷装置は、ロータリカッタ２のツイン・ドライブ方式が代表例である。ここで、モータ６Ａ，６Ｂは、低慣性モーメント、省電力化及び小型化に適する同期型モータである。

一般に、負荷装置は、連続して送られてくる紙、段ボール、鋼板などのシートを一定寸法に切断するロータリカッタや高速クランクシャーなどのように、片側より駆動される。しかし、近年、紙，段ボール，鋼板などのシート幅が広くなるにつれ、ロータリカッタやクランクシャーなどの寸法が大きくなり、急加減速が可能な大容量のモータが必要とされた。ここで、大容量のモータは大型でコストが高く、また、機械全体が大型になってしまうため、不都合である。そこで、図１１に示したように、従来のモータを２台使用して駆動するツイン・ドライブ方式が採用されている。

図１１を参照して、ロータリカッタ２のツイン・ドライブ方式は、ロータリカッタ２をその両側からギヤで構成された減速器４Ａ，４Ｂを介し、第１のモータ（第１の同期モータに相当する。）６Ａ及び第２のモータ（第２の同期モータに相当する。）６Ｂにより駆動する。一方、ロータリカッタ２は、ロータリカッタ２の自重を軽くするため、ロータリカッタ２の内部が部分的に空洞になっている。また、ロータリカッタ２の円周面は、ロータリカッタ２の中心軸に平行又は斜めにカッタ（刃）の加工が施されているため、捻れ振動を発生し易い構造となっている。このため、ロータリカッタ２の両側を駆動するツイン・ドライブ方式では、両モータ６Ａ，６Ｂを同一のトルク指令で駆動するように、モータ制御する。また、同様に、高速クランクシャー（図示せず）の場合も、シャー（刃）の両端をクランクで駆動するため、捻れ振動を発生し易い構造となっている。このため、ロータリカッタ２の場合と同様な制御が行われている。

図１２を参照して、ツイン・ドライブ制御装置において、ポジション指令（以下、単に速度指令という。）ＶＣは、速度指令作成回路１０により、シート切断長Ｌ０と、パルスジェネレータ１２からのシート走行速度と、パルスジェネレータ１４から第１のモータ６Ａの速度フィードバックのパルス信号を入力して得られる速度とを用いて作成される。一方、パルスジェネレータ１４からの速度フィードバックのパルス信号は、ＦＶＣ（周波数／電圧変換回路）１６により、速度フィードバック信号ＶＡに変換される。

また、速度ループ内の減算器１８により、速度偏差（ＶＣ−ＶＡ）が計算され、この速度偏差（ＶＣ−ＶＡ）に基づいて、速度アンプ２０及びクランプ回路２２によりトルク指令τ＊Ａが作成される。このトルク指令τ＊Ａは、第１のモータ６Ａのベクトル制御回路２４Ａ及び第２のモータ６Ｂのベクトル制御回路２４Ｂにそれぞれ供給される。各ベクトル制御回路２４Ａ，２４Ｂはトランジスタにより構成されるパワーユニット２６Ａ，２６Ｂに電流指令を供給する。この際、各ベクトル制御回路２４Ａ，２４Ｂには、各パワーユニット２６Ａ，２６Ｂの出力電流が電流ループを経てフィードバックされ、そのフィードバック値と電流指令の値との間の偏差がゼロになるように電流指令が作成される。

このように、従来の第１のツイン・ドライブ制御装置は、第１のモータ６Ａの速度偏差を用いて単一のトルク指令を作成し、その単一のトルク指令をベクトル制御回路２４Ａ，２４Ｂにそれぞれ供給することにより、第１のモータ６Ａ及び第２のモータ６Ｂをそれぞれ駆動する。

次に、従来の第２のツイン・ドライブ制御装置について説明する。従来のツイン・ドライブ制御装置として、特許文献１に記載のものが知られている。このツイン・ドライブ制御装置は、図１３に示すように、第１のモータ６Ａ及び第２のモータ６Ｂをベクトル制御するものである。このベクトル制御により、捻れ振動系を有する負荷を両側から第１及び第２のモータ６Ａ，６Ｂで駆動するシステムに対して、負荷の捻り振動を抑制する。

具体的には、ツイン・ドライブ制御装置は、速度指令作成回路１０、ＦＶＣ１６Ａ、減算器１８、速度アンプ２０及びクランプ回路２２により、第１のモータ６Ａへの基本トルク指令τ＊Ａを作成し、逆位相補償回路３０の減算器３２により、第１のモータ６Ａの速度フィードバックと第２のモータ６Ｂの速度フィードバックとの差を算出し、速度アンプ３４及び微分回路３６により、この速度差を補償トルク指令に変換し、加算器４０により、基本トルク指令τ＊Ａに補償トルク指令を加えて、第２のモータ６Ｂへのトルク指令τ＊Ｂ１を作成することを特徴とする。

つまり、このツイン・ドライブ制御装置は、第１のモータ６Ａへの基本トルク指令τ＊Ａを作成する手段と、第１のモータ６Ａの速度フィードバックと第２のモータ６Ｂの速度フィードバックとの差をとり、この速度差を補償トルク指令に変換する手段と、基本トルク指令τ＊Ａに前記補償トルク指令を加えて、第２のモータ６Ｂへのトルク指令τ＊Ｂ1を作成する手段と、を備えるものである。

このように、従来の第２のツイン・ドライブ制御装置は、第１のモータ６Ａの速度偏差を用いて基本トルク指令を作成し、第１のモータ６Ａと第２のモータ６Ｂの速度フィードバックの差を用いて補償トルク指令を作成する。そして、基本トルク指令を第１のモータ６Ａへのトルク指令とし、基本トルク指令と補償トルク指令とを加算した指令を第２のモータ６Ｂへのトルク指令とし、ベクトル制御回路２４Ａ，２４Ｂにそれぞれ供給することにより、第１のモータ６Ａ及び第２のモータ６Ｂをそれぞれ駆動する。この場合、第２のモータ６Ｂへのトルク指令は、両モータ６Ａ，６Ｂの速度フィードバックの差に基づくものであり、この速度差がゼロになるように制御されるから、捻り振動を抑制する方向に働き、負荷の捻り振動を抑制することができる。

次に、従来の第３のツイン・ドライブ制御装置について説明する。従来のツイン・ドライブ制御装置として、特許文献２に記載のものが知られている。このツイン・ドライブ制御装置は、第１のモータ６Ａ及び第２のモータ６Ｂのベクトル制御により、特に剛性が極めて低い負荷を駆動し、負荷の捻り振動を抑制するものである。

具体的には、ツイン・ドライブ制御装置は、図１４に示すように、減算器１０５及び速度調整器（ＡＳＲ）１０４により、第１のモータ６Ａへの基本速度指令と第１のモータ６Ａの速度フィードバック信号ＶＦ１（実速度ωに相当する。）との差からトルク指令τ＊Ａを作成してこれを第１のモータ６Ａへのトルク指令とし、減算器１０７により、第１のモータ６Ａの絶対位置検出器（ＡＥ）１０１Ａからの回転角度と第２のモータ６Ｂの絶対位置検出器１０１Ｂからの回転角度との差を算出し、位相調整器（ＡＰＲ）１０６の微分器１０８、位相誤差増幅器１０９、加算器１１０及び速度誤差増幅器１１１により、この回転角度差を補償トルク指令に変換し、加算器１１２により、トルク指令τ＊Ａに補償トルク指令を加えて、第２のモータ６Ｂへのトルク指令τ＊Ｂ２を作成することを特徴とする。

このように、従来の第３のツイン・ドライブ制御装置は、第１のモータ６Ａの速度偏差を用いて基本トルク指令を作成し、第１のモータ６Ａと第２のモータ６Ｂの回転角度の差を用いて補償トルク指令を作成する。そして、基本トルク指令を第１のモータ６Ａへのトルク指令とし、基本トルク指令と補償トルク指令とを加算した指令を第２のモータ６Ｂへのトルク指令とし、ベクトル制御インバータ１０３Ａ，１０３Ｂにそれぞれ供給することにより、第１のモータ６Ａ及び第２のモータ６Ｂをそれぞれ駆動する。この場合、第２のモータ６Ｂへのトルク指令は、両モータ６Ａ，６Ｂの回転角度の差に基づくものであり、この回転角度の位相差がゼロになるように制御されるから、捻り振動を抑制する方向に働き、負荷の捻り振動を抑制することができる。

次に、従来の第４のツイン・ドライブ制御装置について説明する。従来のツイン・ドライブ制御装置として、図１５に記載のものが知られている。このツイン・ドライブ制御装置５２は、第１のモータ６Ａと第２のモータ６Ｂの初期磁極位相を考慮して、ベクトル制御により、負荷の捻り振動を抑制するものである。前述した従来の第１〜第３のツイン・ドライブ制御装置と比較すると、第１のモータ６Ａ及び第２のモータ６Ｂを電力制御するために、ベクトル制御を用いている点で共通するが、第４のツイン・ドライブ制御装置５２では、第１のモータ６Ａと第２のモータ６Ｂの夫々の初期磁極位相を考慮して電力制御している点で相違する。

以下、図１５に示すツイン・ドライブ制御装置５２において、第１のモータ６Ａを駆動する場合と、第２のモータ６Ｂを駆動する場合とに分けて説明する。まず、第１のモータ６Ａを駆動する場合、一般的に知られたベクトル制御を実現するために、座標変換器５５は、トルク分電圧指令Ｖ＊ｑと、励磁分電圧指令Ｖ＊ｄと、第１のモータ６Ａの回転位相γから第１のモータ６Ａの初期磁極位相である第１の初期磁極位相（以下、第１の磁極位相という。）θ１を減算器５９により減算して得られる新たな回転位相Φ１とを入力し、入力したトルク分電圧指令Ｖ＊ｑ及び励磁分電圧指令Ｖ＊ｄを新たな回転位相Φ１に応じて座標変換し、得られる３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ１，Ｖ＊ｖ１，Ｖ＊ｗ１をＰＷＭ制御器５６に出力する。

ここで、第１のモータ６Ａの回転位相γは、第１のモータ６Ａの回転軸に機械的に連結したパルスジェネレータ１４によるパルス信号を微分器（図示せず）によって微分演算し、得られる速度帰還信号（実速度）ωを積分器５８によって積分演算して得られる値である。また第１の磁極位相θ１は、第１のモータ６Ａの磁極位相であり、図４に示すように、第１のモータ６Ａに直流励磁して、第１のモータ６Ａのロータ（図示せず）をロック状態に保持した場合の磁極位相である。

また、図１５及び後述する図１７（Ｂ）に示すように、ＰＷＭ制御器５６は、３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ１，Ｖ＊ｖ１，Ｖ＊ｗ１（図１７（Ｂ）では正弦波電圧指令）と搬送波信号（図１５には図示せず、図１７（Ｂ）では三角波発生器からの搬送波（三角波）信号）とを入力し、３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ１，Ｖ＊ｖ１，Ｖ＊ｗ１を搬送波信号によってパルス幅制御し、３相のＰＷＭ信号（パルス信号）Ｖｕ１ｐ，Ｖｖ１ｐ，Ｖｗ１ｐをゲートドライブ回路（図示せず）にてドライブ信号とし、電力変換器５７に出力する。ここで、ゲートドライブ回路（図示せず）は、ＰＷＭ制御器５６から３相のＰＷＭ信号Ｖｕ１ｐ，Ｖｖ１ｐ，Ｖｗ１ｐを入力し、これらの信号に基づいてドライブ信号を生成し、電力変換器５７に出力する。尚、図１５では説明の便宜上、ＰＷＭ制御器５６の出力を３相のＰＷＭ信号Ｖｕ１ｐ，Ｖｖ１ｐ，Ｖｗ１ｐとしている。

電力変換器５７は、後述する図１７（Ａ）に示すように、主回路として直流電圧Ｅｄを入力し、ドライブ信号がＩＧＢＴ（６個）のゲートをオンオフ動作させることによって、３相のパルス状正弦波電圧信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を出力する。つまり、ドライブ信号（図１５では３相のＰＷＭ信号Ｖｕ１ｐ，Ｖｖ１ｐ，Ｖｗ１ｐ）が電力変換器５７に入力すると、電力変換器５７によって、ドライブ信号が電力変換器５７に内在するスイッチング素子例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のゲートをオンオフ動作させ、第１のモータ６Ａを駆動するための３相のパルス状正弦波電圧信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１が第１のモータ６Ａの巻線へ供給される。

次に、第２のモータ６Ｂを駆動する場合、第１のモータ６Ａを駆動する場合と同様に、ベクトル制御を実現するために、座標変換器６１は、トルク分電圧指令Ｖ＊ｑと、励磁分電圧指令Ｖ＊ｄと、第１のモータ６Ａの回転位相γから第２のモータ６Ｂの初期磁極位相である第２の初期磁極位相（以下、第２の磁極位相という。）θ２を減算器６０により減算して得られる新たな回転位相Φ２とを入力し、入力したトルク分電圧指令Ｖ＊ｑ及び励磁分電圧指令Ｖ＊ｄを新たな回転位相Φ２に応じて座標変換し、得られる３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ２，Ｖ＊ｖ２，Ｖ＊ｗ２をＰＷＭ制御器６２に出力する。

ＰＷＭ制御器６２は、３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ２，Ｖ＊２，Ｖ＊ｗ２と搬送波信号（図１５には図示せず）とを入力し、３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ２，Ｖ＊ｖ２，Ｖ＊ｗ２を搬送波信号によってパルス幅制御し、３相のＰＷＭ信号Ｖｕ２ｐ，Ｖｖ２ｐ，Ｖｗ２ｐをゲートドライブ回路（図示せず）にてドライブ信号とし、電力変換器６３に出力する。ここで、ゲートドライブ回路（図示せず）は、ＰＷＭ制御器６２から３相のＰＷＭ信号Ｖｕ２ｐ，Ｖｖ２ｐ，Ｖｗ２ｐを入力し、これらの信号に基づいてドライブ信号を生成し、電力変換器６３に出力する。尚、図１５では説明の便宜上、ＰＷＭ制御器６２の出力を３相のＰＷＭ信号Ｖｕ２ｐ，Ｖｖ２ｐ，Ｖｗ２ｐとしている。

電力変換器６３は、図１７（Ａ）における電力変換器５７の場合と同様に、主回路として直流電圧Ｅｄを入力し、ドライブ信号がＩＧＢＴ（６個）のゲートをオンオフ動作させることによって、３相のパルス状正弦波電圧信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を出力する。つまり、ドライブ信号（図１５では３相のＰＷＭ信号Ｖｕ２ｐ，Ｖｖ２ｐ，Ｖｗ２ｐ）が電力変換器６３に入力すると、電力変換器６３によって、ドライブ信号が電力変換器６３に内在するスイッチング素子例えば、ＩＧＢＴのゲートをオンオフ動作させ、第２のモータ６Ｂを駆動するための３相のパルス状正弦波電圧信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２が第２のモータ６Ｂの巻線へ供給される。

以上、図１５のツイン・ドライブ制御装置５２について、第１のモータ６Ａを駆動する場合と第２のモータ６Ｂを駆動する場合とに分けて説明したが、いずれの場合も、座標変換器５５，６１の入力信号であるトルク分電圧指令Ｖ＊ｑ及び励磁分電圧指令Ｖ＊ｄは、速度及び電流制御部５４により生成される。図１６は、図１５に示した速度及び電流制御部５４の制御ブロック図である。図１６に示すように、トルク分電圧指令Ｖ＊ｑは、速度制御器８１により速度制御されたトルク指令τ＊（トルク電流指令ｉ＊１と同等）と、座標変換器８５により座標変換されたトルク分電流帰還信号ｉｑとの間の差であるトルク分電流偏差Δｉｑを電流制御器８７により電流制御された指令である。また、励磁分電圧指令Ｖ＊ｄは、座標変換器８５により座標変換された励磁分電流帰還信号ｉｄと、電流制御器９０においてｄ軸でゼロ電流制御するために必要なゼロ電流指令０＊との間の差である励磁分電流偏差Δｉｄを電流制御器９０により電流制御（ｄ軸でゼロ電流制御）された指令である。ここで、トルク指令τ＊は、第１のモータ６Ａの速度偏差Δω（速度指令ω＊と速度帰還信号ωとの間の差）を速度制御器８１により速度制御された指令である。また、トルク分電流帰還信号ｉｑ及び励磁分電流帰還信号ｉｄは、座標変換器８５において、第１のモータ６ＡのＵ相電流帰還信号ｉｕ及びＷ相電流帰還信号ｉｗを第１のモータ６Ａの回転位相γにより座標変換された信号である。

このように、従来の第４のツイン・ドライブ制御装置は、第１のモータ６Ａの初期磁極位相である第１の磁極位相θ１を用いて新たな回転位相Φ１を求め、この新たな回転位相Φ１を用いてトルク分電圧指令Ｖ＊ｑ及び励磁分電圧指令Ｖ＊ｄを３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ１，Ｖ＊ｖ１，Ｖ＊ｗ１に座標変換し、ＰＷＭ信号Ｖｕ１ｐ，Ｖｖ１ｐ，Ｖｗ１ｐを生成し、電力変換器５７を介して第１のモータ６Ａを駆動する。同様に、第２のモータ６Ｂの初期磁極位相である第２の磁極位相θ２を用いて新たな回転位相Φ２を求め、この新たな回転位相Φ２を用いてトルク分電圧指令Ｖ＊ｑ及び励磁分電圧指令Ｖ＊ｄを３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ２，Ｖ＊ｖ２，Ｖ＊ｗ２に座標変換し、ＰＷＭ信号Ｖｕ２ｐ，Ｖｖ２ｐ，Ｖｗ２ｐを生成し、電力変換器６３を介して第２のモータ６Ｂを駆動する。この場合、第１の初期位相θ１を及び第２の初期位相θ２をそれぞれ考慮して第１のモータ６Ａ及び第２のモータ６Ｂを駆動するようにしたから、捻り振動を抑制する方向に働き、負荷の捻り振動を抑制することができる。

特開平８−１７４４８１号公報 特開２００３−１１６２９２号公報

前述したように、従来の第１のツイン・ドライブ制御装置は、第１のモータ６Ａの速度偏差を用いて単一のトルク指令を作成し、その単一のトルク指令をベクトル制御回路２４Ａ，２４Ｂにそれぞれ供給することにより、第１のモータ６Ａ及び第２のモータ６Ｂをそれぞれ駆動する。

また、従来の第２のツイン・ドライブ制御装置は、第１のモータ６Ａの速度偏差を用いて基本トルク指令を作成し、第１のモータ６Ａと第２のモータ６Ｂの速度フィードバックの差を用いて補償トルク指令を作成する。そして、基本トルク指令を第１のモータ６Ａへのトルク指令とし、基本トルク指令と補償トルク指令とを加算した指令を第２のモータ６Ｂへのトルク指令とし（この第２のモータ６Ｂへのトルク指令は、両モータ６Ａ，６Ｂの速度フィードバックの差に基づくものであり、この速度差がゼロになるように制御される。）、ベクトル制御回路２４Ａ，２４Ｂにそれぞれ供給することにより、第１のモータ６Ａ及び第２のモータ６Ｂをそれぞれ駆動する。

また、従来の第３のツイン・ドライブ制御装置は、第１のモータ６Ａの速度偏差を用いて基本トルク指令を作成し、第１のモータ６Ａと第２のモータ６Ｂの回転角度の差を用いて補償トルク指令を作成する。そして、基本トルク指令を第１のモータ６Ａへのトルク指令とし、基本トルク指令と補償トルク指令とを加算した指令を第２のモータ６Ｂへのトルク指令とし（第２のモータ６Ｂへのトルク指令は、両モータ６Ａ，６Ｂの回転角度の差に基づくものであり、この回転角度の位相差がゼロになるように制御される。）、ベクトル制御インバータ１０３Ａ，１０３Ｂにそれぞれ供給することにより、第１のモータ６Ａ及び第２のモータ６Ｂをそれぞれ駆動する。

また、従来の第４のツイン・ドライブ制御装置は、第１のモータ６Ａと第２のモータ６Ｂを制御するために、座標変換器５５，６１、ＰＷＭ制御器５６，６２及び電力変換器５７，６３をそれぞれ備え、第１のモータ６Ａの初期磁極位相である第１の初期位相θ１及び第２のモータ６Ｂの初期磁極位相である第２の初期位相θ２をそれぞれ考慮して、第１のモータ６Ａ及び第２のモータ６Ｂをそれぞれ駆動する。ここで、第１の初期位相θ１及び第２の初期位相θ２を考慮した場合であっても初期位相θ１，θ２が異なるときは、第１のモータ６Ａの磁極位相及び第２のモータ６Ｂの磁極位相に差が生じてしまう。このツイン・ドライブ制御装置は、モータ間に磁極位相が存在しても、前述のように、第１のモータ６Ａと第２のモータ６Ｂとをベクトル制御し、かつＰＷＭ信号Ｖｕ１ｐ，Ｖｖ１ｐ，Ｖｗ１ｐ及びＶｕ２ｐ，Ｖｖ２ｐ，Ｖｗ２ｐに基づいて電力制御する。

しかしながら、従来の第１〜第４のツイン・ドライブ制御装置は、初期位相θ１，θ２が異なり、第１のモータ６Ａの磁極位相と第２のモータ６Ｂの磁極位相との間に差が生じた場合であっても、ベクトル制御により第１のモータ６Ａ及び第２のモータ６Ｂをそれぞれ駆動するから、両モータ６Ａ，６Ｂの発生トルクの差に基づく負荷の捻り振動が生じてしまう。この捻り振動を抑制するためには、両モータ６Ａ，６Ｂの初期磁極位相θ１，θ２を一致させなければならない。つまり、両モータ６Ａ，６Ｂの初期磁極位相θ１，θ２を一致させるための機械的な調整作業を行わなければならず、その調整作業が困難であるという問題があった。

以下、第１の磁極位相θ１と第２の磁極位相θ２との間に磁極位相差角δ（（θ２−θ１）／２に相当する。）があるときに捻り振動が発生する理由について、図１７及び図１８を参照して説明する。

図１７は、ＰＷＭ制御器及び電力変換器における入出力信号の例を示す図である。図１７（Ａ）は電力変換器５７における入出力信号の例を示し、電力変換器５７の主回路の入力部にはバス電圧（直流電圧）Ｅｄが接続され、出力部として３相のパルス状正弦波電圧信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１が示されている。図１７（Ｂ）はＰＷＭ制御器５６における入出力信号の例を示している。図１７（Ｂ）において、ＰＷＭ制御器５６は、正弦波電圧指令と三角波発生器による搬送波信号とを入力し、正弦波電圧指令のレベルと搬送波信号のレベルとを比較演算し、ＰＷＭ信号を出力する。このＰＷＭ信号に基づいてゲートドライブ回路（図示せず）を介し、ドライブ信号を電力変換器５７に内在するＩＧＢＴ（６個）のゲートに出力する。

図１８は、従来の第４のツイン・ドライブ制御装置における同一位相でない正弦波電圧指令による高周波加振電圧を示す図である。図１８（Ａ）は、例えばＵ相について、ＰＷＭ制御器５６，６２に入力するそれぞれの正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ１（Ｍ１），Ｖ＊ｕ２（Ｍ２）を示す図であり、横軸ωｔが位相角、縦軸が正弦波電圧指令の信号レベルをそれぞれ示す。ここで、正弦波電圧指令Ｍ１，Ｍ２は、第１の磁極位相θ１及び第２の磁極位相θ２を有する第１のモータ６Ａ及び第２のモータ６Ｂへの正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ１，Ｖ＊ｕ２をそれぞれ示し、位相角θｎは、任意の時刻ｔｎにおける位相角を示す。

図１８（Ｂ）は、位相角θｎにおける正弦波電圧指令Ｍ１、正弦波電圧指令Ｍ２及び搬送波信号の各信号レベルを拡大して比較した図を示し、横軸ｔが経過時間、縦軸が信号レベルをそれぞれ示す。

図１８（Ｃ）は、ＰＷＭ制御器６２が正弦波電圧指令Ｍ２に基づいて生成したＰＷＭ信号Ｖｕ２ｐを示し、横軸ｔが経過時間、縦軸がＰＷＭ信号Ｖｕ２Ｐの信号レベルをそれぞれ示す。図１８（Ｃ）によれば、ＰＷＭ制御器６２は、正弦波電圧指令Ｍ２の信号レベルと搬送波信号の信号レベルとを比較し、正弦波電圧指令Ｍ２の信号レベルが搬送波信号の信号レベルに等しい又はより大きいときに、ＰＷＭ信号Ｖｕ２ｐの信号レベルを直流電圧値＋Ｅｄ／２に設定し、正弦波電圧指令Ｍ２の信号レベルが搬送波信号のレベルより小さいときに、ＰＷＭ信号Ｖｕ２ｐの信号レベルを直流電圧値−Ｅｄ／２に設定していることがわかる。

図１８（Ｄ）は、ＰＷＭ制御器５６が正弦波電圧指令Ｍ１に基づいて生成したＰＷＭ信号Ｖｕ１ｐを示し、横軸ｔが経過時間、縦軸がＰＷＭ信号Ｖｕ１Ｐの信号レベルをそれぞれ示す。図１８（Ｄ）によれば、ＰＷＭ制御器５６は、前述したＰＷＭ制御器６２と同様に、正弦波電圧指令Ｍ１の信号レベルと搬送波信号の信号レベルとを比較し、正弦波電圧指令Ｍ１の信号レベルが搬送波信号の信号レベルに等しい又はより大きいときに、ＰＷＭ信号Ｖｕ１ｐの信号レベルを直流電圧値＋Ｅｄ／２に設定し、正弦波電圧指令Ｍ１の信号レベルが搬送波信号の信号レベルより小さいときに、ＰＷＭ信号Ｖｕ１ｐのレベルを直流電圧値−Ｅｄ／２に設定していることがわかる。

図１８（Ｅ）は、正弦波電圧指令Ｍ２によるＰＷＭ信号Ｖｕ２ｐの信号レベルから正弦波電圧指令Ｍ１によるＰＷＭ信号Ｖｕ１ｐの信号レベルを減算し、演算の結果により、得られる差信号（高周波加振電圧信号に相当する。）を示し、横軸ｔが経過時間、縦軸が差信号の信号レベルをそれぞれ示す。

図１８（Ａ）〜（Ｅ）によれば、正弦波電圧指令Ｍ１と正弦波電圧指令Ｍ２との間に位相差（θ１−θ２）が存在すると、ＰＷＭ制御器６２によるＰＷＭ信号Ｖｕ２ｐとＰＷＭ制御器５６によるＰＷＭ信号Ｖｕ１ｐとのレベル差である差信号がゼロにならない。つまり、第４のツイン・ドライブ制御装置５２は、ＩＧＢＴのゲートをオンオフ動作させ第１のモータ６Ａ及び第２のモータ６Ｂを駆動するための電力を出力するために、第２のモータ６Ｂの初期磁極位相θ２と第１のモータ６Ａの初期磁極位相θ１との間に磁極位相差角δ＝（θ２−θ１）／２があると、パルス幅変調された矩形波である各ＰＷＭ信号の幅が一致しないので、第１のモータ６Ａ及び第２のモータ６Ｂを駆動するための発生電力に差（第１のモータ６Ａに対するパルス正弦波電圧信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１と第２のモータ６Ｂに対するパルス正弦波電圧信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２との間の電力差）を生じてしまう。したがって、前記ツイン・ドライブ制御装置５２は、第１のモータ６Ａ及び第２のモータ６Ｂを駆動するための発生トルクに差を生じ、負荷の捻り振動を抑制することができないという問題が生じる。

本発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、負荷を両側から２台の同期モータで駆動する場合に、２台の同期モータの初期磁極位相が異なるときであっても、負荷の捻り振動を抑制可能なツイン・ドライブ制御装置及び捻り振動を抑制する方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明によるツイン・ドライブ制御装置は、回転可能な負荷を、その回転軸の両側からそれぞれ第１の同期モータと第２の同期モータで駆動するシステムにおける前記負荷の捻り振動を抑制するツイン・ドライブ制御装置であって、第１及び第２の同期モータのそれぞれの初期磁極位相に基づいて第１の同期モータの回転位相を補正する回転位相補正手段と、第１の同期モータに対する速度指令と第１の同期モータの実速度との間の速度偏差を速度制御し、該速度制御により得られるトルク電流指令と第１の同期モータの巻線に流れる実電流との間の電流偏差を電流制御し、該電流制御により得られる２相の直流電圧指令を、前記回転位相補正手段により補正された回転位相に応じて座標変換し、該座標変換により得られる３相の交流電圧指令を所定の搬送波信号にてパルス幅制御し、該パルス幅制御により得られる第１及び第２の同期モータに共通する単一の３相ＰＷＭ信号に基づいて、第１及び第２の同期モータに供給する電力を制御する制御手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明によるツイン・ドライブ制御装置は、前記制御手段が、第１の同期モータに対する速度指令と第１の同期モータの実速度との間の速度偏差を速度制御し、該速度制御により得られるトルク電流指令と第１の同期モータの巻線に流れる実電流との間の電流偏差を電流制御し、２相の直流電圧指令としてトルク分電圧指令及び励磁分電圧指令を生成する速度及び電流制御手段と、前記速度及び電流制御手段により生成された２相の直流電圧指令としてのトルク分電圧指令及び励磁分電圧指令を、前記回転位相補正手段により補正された回転位相に応じて座標変換し、３相の交流電圧指令を生成する座標変換手段と、前記座標変換手段により生成された３相の交流電圧指令を所定の搬送波信号にてパルス幅制御し、第１及び第２の同期モータに共通する単一の３相ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御手段と、前記ＰＷＭ制御手段により生成された単一の３相ＰＷＭ信号に基づいて電力変換し、第１及び第２の同期モータに供給するためのパルス状交流電圧信号を生成する電力変換手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明によるツイン・ドライブ制御装置は、前記制御手段に備えた回転位相補正手段が、第１の同期モータの初期磁極位相と第２の同期モータの初期磁極位相とを加算し、該加算結果に２分の１を乗算し、該乗算結果の回転位相を第１の同期モータの回転位相から減算して、第１の同期モータの回転位相を補正することを特徴とする。

また、本発明によるツイン・ドライブ制御装置は、前記制御手段の速度及び電流制御手段が、第１の同期モータに対する速度指令と第１の同期モータの実速度との間の速度偏差を速度制御し、該速度制御により得られるトルク指令を第１の同期モータの実速度に応じて界磁制御し、該界磁制御により得られるトルク電流指令と第１の同期モータの巻線に流れる実電流との間の電流偏差と、第１の同期モータによる磁束をそのインダクタンスで除算し、該除算結果を第１の同期モータの実速度に応じて界磁制御して得られる界磁制御用電流指令とを加算して電流制御し、２相の直流電圧指令としてトルク分電圧指令及び励磁分電圧指令を生成することを特徴とする。

また、本発明による捻り振動抑制方法は、回転可能な負荷を、その回転軸の両側からそれぞれ第１の同期モータと第２の同期モータで駆動するシステムにおける前記負荷の捻り振動抑制方法であって、前記第１及び第２の同期モータのそれぞれの初期磁極位相に基づいて第１の同期モータの回転位相を補正する回転位相補正ステップと、第１の同期モータの実速度を検出する速度検出ステップと、第１の同期モータに対する速度指令と前記実速度との間の速度偏差を速度制御する速度制御ステップと、前記速度制御により得られるトルク電流指令と第１の同期モータに流れる実電流との間の電流偏差を電流制御する電流制御ステップと、前記電流制御により得られる２相の直流電圧指令を前記補正した回転位相に応じて座標変換する座標変換ステップと、前記座標変換により得られる３相の交流電圧指令を、所定の搬送波信号にてパルス幅制御するＰＷＭ制御ステップと、前記パルス幅制御により得られる第１及び第２の同期モータに共通する単一の３相ＰＷＭ信号によって、第１及び第２の同期モータに供給するための電力を制御する電力制御ステップと、を有することを特徴とする。

以上説明したように、本発明のツイン・ドライブ制御装置及び捻り振動抑制方法によれば、第１の同期モータの初期磁極位相と第２の同期モータの初期磁極位相とを用いて補正した単一の回転位相に基づいて単一の交流電圧指令を生成し、単一のＰＷＭ信号を生成し、この単一のＰＷＭ信号に基づいて第１の同期モータ及び第２の同期モータへ供給する電力をそれぞれ制御するようにした。つまり、第１の同期モータと第２の同期モータとの間で初期磁極位相が異なる場合であっても、単一の回転位相から単一のＰＷＭ信号を生成し、共通する単一のＰＷＭ信号に基づいて第１の同期モータ及び第２の同期モータを電力制御するようにしたから、両同期モータによる発生トルクが同一となり、負荷の捻り振動を抑制することができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
〔構成〕
まず、本発明によるツイン・ドライブ制御装置の構成について説明する。図１は、本発明によるツイン・ドライブ制御装置をロータリカッタ装置に適用した場合の制御ブロック図である。図２は、図１に示すツイン・ドライブ制御装置における速度及び電流制御部の制御ブロック図である。図３は、図２の制御ブロック図の続きである。

ロータリカッタ装置７１Ａは、図１に示すように、第１の同期モータ６Ａ、第２の同期モータ６Ｂ、パルスジェネレータ１４、ロータリカッタ２及びツイン・ドライブ制御装置７２Ａを備える。第１の同期モータ６Ａ、第２の同期モータ６Ｂ及びロータリカッタ２は、前述したので説明を省略する。ロータリカッタ装置７１Ａは、概略的に説明すると、ツイン・ドライブ制御装置７２Ａによって単一のＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐを生成し、この共通した単一のＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐによって電力変換器５７，７６のスイッチング素子のゲートをオンオフ動作させ、所望のパルス状正弦波電圧信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１及びＵ２，Ｖ２，Ｗ２を第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂへそれぞれ供給し、ロータリカッタ２を回転駆動する。

パルスジェネレータ１４は、第１の同期モータ６Ａの回転角を検出する回転センサであり、アブソリュート型又はインクリメント型が用いられる。但し、インクリメント型の場合、第１の同期モータ６Ａが１回転したとき、１パルスの信号を発生する。

ツイン・ドライブ制御装置７２Ａは、図１に示すように、電流検出器６４，６５、減算器５３、速度及び電流制御部７３、積分器５８、回転位相補正手段７４、座標変換器７５、ＰＷＭ制御器５６及び電力変換器５７，７６を備える。積分器５８及び電力変換器５７は、前述したので説明を省略する。ツイン・ドライブ制御装置７２Ａは、概略的に説明すると、第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂに対する速度指令ω＊と、パルスジェネレータ１４による実速度である速度帰還信号ωと、後述する電流検出器６４によるＵ相電流帰還信号ｉｕと、電流検出器６５によるＷ相電流帰還信号ｉｗとを入力し、予め設定された磁極位相補正角μ（詳細については後述する。）を用いて新たな回転位相Φを求め、速度制御、電流制御及びパルス幅制御し、ＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐによって電力変換器５７，７６例えば、ＩＧＢＴのゲートをオンオフ動作させ、３相のパルス状正弦波電圧信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１及びＵ２，Ｖ２，Ｗ２を第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂへそれぞれ供給する。

電流検出器６４は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用し、被測定電流を非接触で検出するセンサであり、電力変換器５７と第１の同期モータ６Ａとの間のＵ相巻線に直列接続し、電力変換器５７に内在するＩＧＢＴのゲートを制御するため、かつ第１の同期モータ６Ａの負荷に見合ったパルス状正弦波電圧信号Ｕ１を形成するための出力電流であるＵ相電流帰還信号ｉｕを検出する検出器である。電流検出器６５は、電流検出器６４と同様に、電力変換器５７と第１の同期モータ６Ａとの間のＷ相巻線に直列接続し、Ｗ相電流帰還信号ｉｗを検出する検出器である。減算器５３は、第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂに対する速度指令ω＊と、パルスジェネレータ１４によるパルス信号を微分器（図示せず）により微分し、演算の結果により、得られる速度帰還信号ωとを入力し、速度指令ω＊から速度帰還信号ωを減算し、演算の結果により、得られる速度偏差Δωを速度及び電流制御部７３に出力する。

速度及び電流制御部７３は、減算器５３による速度偏差Δωと、後述する回転位相補正手段７４による第１の同期モータ６Ａの新たな回転位相Φと、電流検出器６４によるＵ相電流帰還信号ｉｕと、電流検出器６５によるＷ相電流帰還信号ｉｗとを入力し、２相の電圧指令であるトルク分電圧指令Ｖ＊ｑ及び励磁分電圧指令Ｖ＊ｄを生成し、座標変換器７５に出力する。速度及び電流制御部７３の詳細については後述する。

回転位相補正手段７４は減算器７８を備える。減算器７８は、前述した積分器５８による第１の同期モータ６Ａの回転位相γと磁極位相補正角μとを入力し、第１の同期モータ６Ａの回転位相γから磁極位相補正角μを減算し、演算の結果により、得られる第１の同期モータ６Ａの新たな回転位相Φを座標変換器７５に出力する。ここで、磁極位相補正角μは、次式（１）により演算する。
μ＝（θ１＋θ２）／２ ・・・（１）
また、第１の同期モータ６Ａの新たな回転位相Φは、次式（２）により演算する。
Φ＝γ−μ＝γ−（θ１＋θ２）／２ ・・・（２）
つまり、磁極位相補正角μは、第１の磁極位相θ１と第２の磁極位相θ２とがなす角度の中間的な角度を示し、オペレータにより第１の磁極位相θ１及び第２の磁極位相θ２を測定することにより、ツイン・ドライブ制御装置７２Ａに予め設定される。このように、回転位相補正手段７４は、第１の同期モータ６Ａの回転位相γを補正した新たな回転位相Φを座標変換器７５に出力する。

図４は、第１及び第２の同期モータ６Ａ、６Ｂにおける永久磁石の第１の磁極位相θ１及び第２の磁極位相θ２と第１の同期モータ６Ａのトルク電流（１次電流に相当する。）を回転磁界座標系のトルク成分と励磁成分とに分離した関係を示す図であり、横軸がｄ軸（励磁軸）、縦軸がｑ軸（トルク軸）をそれぞれ示している。ここで、Φｍ１及びΦｍ２は、第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂの永久磁石の磁束をそれぞれ示す。さらに、ｉ１は、第１の同期モータ６Ａの１次電流を示し、ｉｑ及びｉｄは、第１の同期モータ６Ａの１次電流ｉ１のｑ成分及びｄ成分をそれぞれ示す。図４に示すように、式（１）の磁極位相補正角μは、第１の磁極位相θ１と第２の磁極位相θ２とがなす角度の中間的な角度を示している。

座標変換器７５は、前述した図１５の座標変換器５５と同様の機能を有し、図１５に示した新たな回転角Φ１の代わりに新たな回転位相Φを入力し、さらにトルク分電圧指令Ｖ＊ｑ及び励磁分電圧指令Ｖ＊ｄをそれぞれ入力し、トルク分電圧指令Ｖ＊ｑと励磁分電圧指令Ｖ＊ｄとを新たな回転角Φに応じて、回転軸座標系から固定軸座標系に座標変換演算し、演算の結果により、得られる３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗをＰＷＭ制御器５６に出力する。

ＰＷＭ制御器５６は、前述したように、３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗと搬送波信号（図１には図示せず）とを入力し、３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗを搬送波信号例えば、三角波信号にてパルス幅制御し、３相のパルス信号であるＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐを生成して電力変換器５７，７６に出力する。

電力変換器７６は、前述した電力変換器５７と同様に、３相のＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐを入力し、３相のＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐがゲートドライブ回路（図示せず）を介し、生成されたドライブ信号によって電力変換器７６に内在するスイッチング素子、例えばＩＧＢＴ（６個）のゲートをオンオフ動作させ、第２の同期モータ６Ｂを駆動するための３相のパルス状正弦波電圧信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を第２の同期モータ６ＢのＵＶＷ各相の巻線へ供給する。

この場合、第２の同期モータ６Ｂに電力を供給する電力変換器７６とＰＷＭ制御器５６との結線方法は、図１に示すように、第１の同期モータ６Ａの場合は相順がＵＶＷ相であるのに対し、第２の同期モータ６Ｂの場合はＷＶＵ相のように逆相順とする。これにより、ツイン・ドライブ制御装置７２Ａは、第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂを制御するとき、同一回転座標において互いに反対方向に回転させることができる。したがって、ツイン・ドライブ制御装置７２Ａは、第１の同期モータ６Ａと第２の同期モータ６Ｂを対向に連結させ、ロータリカッタ２を同一方向に回転駆動させることができる。

以上の説明により、ツイン・ドライブ制御装置７２Ａは、第１の同期モータ６Ａと第２の同期モータ６Ｂとの間の初期磁極位相が異なる場合であっても、第１の同期モータ６Ａと第２の同期モータ６Ｂとに電力を供給する電力変換器５７，７６において内在する各ＩＧＢＴのゲートをオンオフ動作させる信号として、単一の３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗに基づいて単一のＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐを使用する。図１８（Ａ）において、第１の同期モータ６Ａに対する正弦波電圧指令Ｍ１と第２の同期モータ６Ｂに対する正弦波電圧指令Ｍ２との間の位相差は、そもそも存在することがないからゼロに等しくなり、図１８（Ｅ）における差信号（高周波加振信号）がゼロになる。したがって、単一のＰＷＭ信号に基づいて第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂの電力制御を行うようにしたから、両同期モータ６Ａ，６Ｂによる発生トルクを同一にすることができ、負荷の捻り振動を抑制することができる。

次に、図１に示した速度及び電流制御部７３について詳細に説明する。速度及び電流制御部７３は、図２及び図３に示すように、速度制御器８１、界磁制御器８２、コサイン演算器８３、サイン演算器８８、座標変換器８５、加減算器８４，８９、電流制御器８７，９０、界磁制御器９１、サイン演算器９３及びコサイン演算器９２を備える。

速度制御器８１は、減算器５３により第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂに対する速度指令ω＊から第１の同期モータ６Ａの速度帰還信号ωを減算して得られる速度偏差Δωを入力し、速度偏差Δωを速度制御し（速度偏差Δωに速度アンプゲイン定数を乗算し）、操作量としてトルク指令τ＊を界磁制御器８２に出力する。

界磁制御器８２は、トルク指令τ＊を入力し、トルク指令τ＊に第１の同期モータ６Ａの基底速度ω０を乗算し、演算の結果により、得られる値に第１の同期モータ６Ａの速度帰還信号ωの逆数を乗算し、演算の結果により、得られるトルク電流指令ｉ＊１をコサイン演算器８３及びサイン演算器８８に出力する。

図５は、第１の及び第２の同期モータの磁極位相差角とトルク電流指令との関係を示し、横軸がｄ軸（励磁軸）、縦軸がｑ軸（トルク軸）を示す。ここで、ｉ＊ｄ及びｉ＊ｑは、トルク電流指令ｉ＊１のｄ軸成分及びｑ軸成分を示す。図５によれば、磁束Φｍ１が、前述した磁極位相差角δだけｄ軸座標から進んだ位置に存在する。何故ならば、第１の同期モータ６Ａによる磁束Φｍ１がｄ軸座標から磁極位相差角δだけずれているが故に、トルク電流指令ｉ＊１を磁束Φｍ１に対して直交させるために、トルクに応じてｄ軸トルク電流指令（以下、励磁分電流指令という。）ｉ＊ｄ及びｑ軸トルク電流指令（以下、トルク分電流指令という。）ｉ＊ｑを与える必要があるからである。

図２に戻って、コサイン演算器８３は、トルク電流指令ｉ＊１を入力し、トルク電流指令ｉ＊１に対し、図５に示す磁極位相差角δに応じて定まるコサイン値ＣＯＳδを乗算し、演算の結果により、得られる値であるトルク分電流指令ｉ＊ｑを加減算器８４に出力する。サイン演算器８８は、トルク電流指令ｉ＊１を入力し、トルク電流指令ｉ＊１に対し、図５に示す磁極位相差角δに応じて定まるサイン値ＳＩＮδを乗算し、演算の結果により、得られる値に“−１”を乗算し、演算の結果により、得られる値である励磁分電流指令ｉ＊ｄを加減算器８９に出力する。

一方、座標変換器８５は、第１の同期モータ６ＡのＵ相巻線に流れる電流帰還信号であるＵ相電流帰還信号ｉｕと、Ｗ相巻線に流れる電流帰還信号であるＷ相電流帰還信号ｉｗと、同期モータ６Ａの新たな回転位相Φとを入力し、Ｕ相電流期間信号ｉｕ及びＷ相電流帰還信号ｉｖからＶ相電流帰還信号ｉｖを演算し、演算の結果により、得られるＵＶＷ３相の電流帰還信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを第１の同期モータ６Ａの新たな回転位相Φに応じて、座標変換演算し、演算の結果により、得られるトルク分電流帰還信号ｉｑ及び励磁分電流帰還信号ｉｄを加減算器８４及び加減算器８９にそれぞれ出力する。

加減算器８４は、トルク分電流指令ｉ＊ｑとトルク分電流帰還信号ｉｑと界磁制御するための後述する界磁制御用トルク分電流指令ｉ＊δｑとを入力し、トルク分電流指令ｉ＊ｑからトルク分電流帰還信号ｉｑを減算し、演算の結果により、得られる電流偏差に界磁制御用トルク分電流指令ｉ＊δｑを加算し、演算の結果により、得られる補正後のトルク分電流偏差Δｉｑを電流制御器８７に出力する。加減算器８９は、加減算器８４の場合と同様に、励磁分電流指令ｉ＊ｄと励磁分電流帰還信号ｉｄと界磁制御するための後述する界磁制御用励磁分電流指令ｉ＊δｄとを入力し、励磁分電流指令ｉ＊ｄから励磁分電流帰還信号ｉｄを減算し、演算の結果により、得られる電流偏差に界磁制御用励磁分電流指令ｉ＊δｄを加算し、演算の結果により、得られる補正後の励磁分電流偏差Δｉｄを電流制御器９０に出力する。

電流制御器８７は、トルク分電流偏差Δｉｑを入力し、トルク分電流偏差Δｉｑを電流制御し（トルク分電流偏差Δｉｑに電流アンプゲイン定数を乗算し）、得られるトルク分電圧指令Ｖ＊ｑを操作量として座標変換器７５に出力する。電流制御器９０は、電流制御器８７の場合と同様に、励磁分電流偏差Δｉｄを入力し、励磁分電流偏差Δｉｄを電流制御し（界磁分電流偏差Δｉｄに電流アンプゲイン定数を乗算し）、得られる励磁分電圧指令Ｖ＊ｄを操作量として座標変換器７５に出力する。

次に、界磁制御用トルク分電流指令ｉ＊δｑ及び界磁制御用励磁分電流指令ｉ＊δｄを生成する手段について、図３を参照して説明する。まず、界磁制御器９１により出力される界磁制御用電流指令ｉ＊δは、第１の同期モータ６Ａの巻線に流れる電流Ｉ１に界磁制御分として（１−ω０／ω）を乗算して得られる値である。この電流Ｉ１の代わりにΦｍ１／Ｌ１を用いる（次式（３）を参照）。ここで、Φｍ１は、第１の同期モータ６Ａの永久磁石により発生する磁束を示し、Ｌ１は、第１の同期モータ６Ａにおける巻線のインダクタンスを示す。また、Ｉ１は、第１の同期モータ６Ａの永久磁石による磁束Φｍ１と同等の磁束を発生させるためのモータ巻線に流れる電流である。
Ｉ１＝Φｍ１／Ｌ１ ・・・（３）

すなわち、界磁制御器９１は、予め設定されたΦｍ１／Ｌ１を入力し、これに界磁制御分として（１−ω０／ω）を乗算し、演算の結果により、得られる界磁制御用電流指令ｉ＊δをサイン演算器９３及びコサイン演算器９２に出力する。サイン演算器９３は、界磁制御用電流指令ｉ＊δを入力し、界磁制御用電流指令ｉ＊δに磁極位相差角δに応じて変化するサイン値ＳＩＮδを乗算し、演算の結果により、得られる値に“−１”を乗算し、演算の結果により、得られる界磁制御用トルク分電流指令ｉ＊δｑを加減算器８４に出力する。コサイン演算器９２は、界磁制御用電流指令ｉ＊δを入力し、界磁制御用電流指令ｉ＊δに磁極位相差角δに応じて変化するコサイン値ＣＯＳδを乗算し、演算の結果により、得られる値に“−１”を乗算し、演算の結果により、得られる界磁制御用励磁分電流指令ｉ＊δｄを加減算器８９に出力する。これにより、ツイン・ドライブ制御装置７２Ａは、第１の同期モータ６Ａの速度帰還信号ωが“０”から最高速度までの範囲において、速度指令ω＊に一致するように、第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂを制御することができる。

以上の説明により、ツイン・ドライブ制御装置７２Ａは、第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂにおけるそれぞれの初期磁極位相が異なる場合であっても、負荷の捻り振動を抑制することができ、かつ、第１の同期モータ６Ａの速度帰還信号ωが“０”から最高速度までの範囲において、速度指令ω＊に一致するように第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂを制御することができる。

〔動作〕
次に、ツイン・ドライブ制御装置７２Ａの動作について説明する。ツイン・ドライブ制御装置７２Ａは、概略的に説明すると、第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂに対する速度指令ω＊と、第１の同期モータ６Ａの速度帰還信号ωと、第１の同期モータ６ＡのＵＷ相の各巻線に流れるそれぞれの電流帰還信号ｉｕ，ｉｗとを入力し、予め設定された磁極位相補正角μを用いて、単一の３相ＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐを電力変換器５７，７６に出力する。さらに、３相ＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐによりゲートドライブ回路（図示せず）を介し生成されるドライブ信号が電力変換器５７，７６のＩＧＢＴのゲートに入力すると、パルス状正弦波電圧信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１及びＵ２，Ｖ２，Ｗ２を第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂへそれぞれ供給する。

図１に示したように、速度指令ω＊と速度帰還信号ωとの間の速度偏差Δωと、第１の同期モータ６Ａの新たな回転位相Φと、電流検出器６４によるＵ相電流帰還信号ｉｕと、電流検出器６５によるＷ相電流帰還信号ｉｗとが速度及び電流制御部７３に入力すると、速度及び電流制御部７３によって、２相の電圧指令であるトルク分電圧指令Ｖ＊ｑ及び励磁分電圧指令Ｖ＊ｄを座標変換器７５にそれぞれ出力する。速度及び電流制御部７３は、第１の同期モータ６Ａの速度帰還信号ωの大きさによって制御方式が一部異なるため、その動作の詳細については後述する。

磁極位相補正角μ及び第１の同期モータ６Ａの回転位相γが回転位相補正手段７４に入力すると、回転位相補正手段７４によって、第１の同期モータ６Ａの回転位相γから磁極位相補正角μを減算し、得られる新たな回転位相Φを座標変換器７５に出力する。トルク分電圧指令Ｖ＊ｑと励磁分電圧指令Ｖ＊ｄと新たな回転角Φとが座標変換器７５に入力すると、座標変換器７５によって、トルク分電圧指令Ｖ＊ｑと励磁分電圧指令Ｖ＊ｄとを新たな回転位相Φに応じて座標変換し、ＵＶＷの３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗをＰＷＭ制御器５６に出力する。

３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗと図１７（Ｂ）に示した三角波発生器による搬送波信号（図１には図示せず）とがＰＷＭ制御器５６に入力すると、ＰＷＭ制御器５６によって、３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗを搬送波信号によってパルス幅制御し、ＵＶＷの３相のＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐをゲート用ドライブ回路（図示せず）に出力する。３相のＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐがゲートドライブ回路（図示せず）に入力すると、ゲートドライブ回路（図示せず）によって、電力変換器５７に内在するＩＧＢＴのゲートをオンオフ動作させるためのドライブ信号を電力変換器５７に出力する。

ドライブ信号が電力変換器５７に入力すると、電力変換器５７によって、ドライブ信号が電力変換器５７のＩＧＢＴのゲートをオンオフ動作させて、３相のパルス状正弦波電圧信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を第１の同期モータ６ＡのＵＶＷ相の巻線へそれぞれ供給する。第２の同期モータ６Ｂの場合は、第１の同期モータ６Ａの場合のＰＷＭ制御器５６による３相のＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐを共用し、かつ、３相のＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐの相順を逆相順に変え、電力変換器７６に入力すると、つまり、ＰＷＭ制御器５６による３相のＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐが電力変換器７６のＷＶＵ相にそれぞれ入力すると、電力変換器７６によって、第１の同期モータ６の場合と同様に、３相のパルス状正弦波電圧信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を第２の同期モータ６ＢのＵＶＷ相の巻線へそれぞれ供給する。

次に、速度及び電流制御部７３の動作の詳細について説明する。図６は、本発明に係るツイン・ドライブ制御装置による同期モータの速度とトルク特性との関係を示し、横軸ωが第１の同期モータ６Ａの速度帰還信号ω、縦軸がω０／ωをそれぞれ示す。図６によれば、ツイン・ドライブ制御装置７２Ａは、第１の同期モータ６Ａの速度帰還信号ωが“０”から基底速度ω０までの範囲において、ω０／ωを“１”とし、つまり、定トルク制御を行い、また、速度帰還信号ωが基底速度ω０を越え最高速度までの範囲において、定出力制御、つまり、弱め界磁制御を行うことがわかる。

まず、第１の同期モータ６Ａの速度帰還信号ωが“０”から基底速度ω０までの範囲にある場合について説明する。この範囲では、第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂを定トルク制御する。つまり、図２及び図３に示した界磁制御器８２，９１において、入力信号にそれぞれ“１”，“０”を乗算した信号を出力する。

速度及び電流制御部７３は、図２に示すように、減算器５３により第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂの速度指令ω＊から速度帰還信号ωを減算して得られる速度偏差Δωが速度制御器８１に入力すると、速度制御器８１によって、トルク指令τ＊（トルク電流指令τ＊１に等しい。）を操作量として界磁制御器８２に出力し、界磁制御器８２を介してそのままコサイン演算器８３及びサイン演算器８８に出力する。トルク電流指令ｉ＊１がコサイン演算器８３に入力すると、コサイン演算器８３によって、トルク電流指令ｉ＊１にコサイン値ＣＯＳδを乗算し、トルク分電流指令ｉ＊ｑを操作量として加減算器８４に出力する。同様に、トルク電流指令ｉ＊１がサイン演算器８８に入力すると、サイン演算器８８によってトルク電流指令ｉ＊１にサイン値ＳＩＮδを乗算し、演算の結果により、得られる値に“−１”を乗算し、得られる励磁分電流指令ｉ＊ｄを操作量として加減算器８９に出力する。

また、第１の同期モータ６ＡのＵ相及びＷ相の巻線に流れるそれぞれの電流帰還信号ｉｕ，ｉｗと、第１の同期モータ６Ａの新たな回転角Φとが座標変換器８５に入力すると、Ｕ相及びＷ相の電流帰還信号ｉｕ，ｉｗからＶ相の電流帰還信号ｉｖを演算する。そして、座標変換器８５によって、ＵＶＷ各相の電流帰還信号ｉｕ，ｉｗ，ｉｖを新たな回転角Φに応じて座標変換し、２相の直流電流帰還信号であるトルク分電流帰還信号ｉｑ及び励磁分直流帰還信号ｉｄを加減算器８４，８９にそれぞれ出力する。

さらに、トルク分電流指令ｉ＊ｑ及びトルク分電流帰還信号ｉｑが加減算器８４に入力すると、加減算器８４によって、トルク分電流指令ｉ＊ｑからトルク分電流帰還信号ｉｑを減算し、演算の結果により、得られるトルク分電流偏差Δｉｑを電流制御器８７に出力する。また、励磁分電流指令ｉ＊ｄと励磁分電流帰還信号ｉｄとが加減算器８９に入力すると、加減算器８９によって、励磁分電流指令ｉ＊ｄから励磁分電流帰還信号ｉｄを減算し、演算の結果により、得られる励磁分電流偏差Δｉｄを電流制御器９０に出力する。ここで、界磁制御用トルク分電流指令ｉ＊δｑ及び界磁制御用励磁分電流指令ｉ＊δｄは、図３に示した界磁制御器９１が入力信号に“０”を乗算して出力するから、それぞれゼロとなり、加減算器８４及び加減算器８９の演算には用いられない。

また、トルク分電流偏差Δｉｑが電流制御器８７に入力すると、電流制御器８７によって、トルク分電流偏差Δｉｑを電流制御し、トルク分電圧指令Ｖ＊ｑを操作量として、図１に示した座標変換器７５に出力する。また、励磁分電流偏差Δｉｄが電流制御器９０に入力すると、電流制御器９０によって、励磁分電流偏差Δｉｄを電流制御し、励磁分電圧指令Ｖ＊ｄを操作量として、図１に示した座標変換器７５に出力する。

次に、第１の同期モータ６Ａの速度帰還信号ωが基底速度ω０を超えて最大速度までの範囲にある場合について説明する。この範囲では、第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂを界磁制御する。つまり、図２及び図３に示した界磁制御器８２，９１において、入力信号にそれぞれ“ω０／ω”、“１−ω０／ω”を乗算した信号を出力する。

速度及び電流制御部７３は、図２に示すように、減算器５３により第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂの速度指令ω＊から速度帰還信号ωを減算して得られる速度偏差Δωが速度制御器８１に入力すると、速度制御器８１によって、トルク指令τ＊を操作量として界磁制御器８２に出力する。トルク指令τ＊が界磁制御器８２に入力すると、界磁制御器８２によって、トルク電流指令ｉ＊１を操作量としてコサイン演算器８３及びサイン演算器８８に出力する。ここで、トルク電流指令ｉ＊１は、界磁制御器８２が入力信号に“ω０／ω”を乗算して出力するから、トルク指令τ＊に“ω０／ω”を乗算した値となる。

また、トルク電流指令ｉ＊１がコサイン演算器８３に入力すると、コサイン演算器８３によって、トルク電流指令ｉ＊１にコサイン値ＣＯＳδを乗算し、演算の結果により、得られるトルク分電流指令ｉ＊ｑを操作量として加減算器８４に出力する。同様に、トルク電流指令ｉ＊１がサイン演算器８８に入力すると、サイン演算器８８によって、トルク電流指令ｉ＊１にサイン値ＳＩＮδを乗算し、演算の結果により、得られる値に“−１”を乗算し、得られる励磁分電流指令ｉ＊ｄを操作量として加減算器８９に出力する。

また、第１の同期モータ６ＡのＵ相及びＷ相の巻線に流れるそれぞれの電流帰還信号ｉｕ，ｉｗと、第１の同期モータ６Ａの新たな回転角Φとが座標変換器８５に入力すると、Ｕ相及びＷ相の電流帰還信号ｉｕ，ｉｗからＶ相の電流帰還信号ｉｖを演算する。そして、座標変換器８５によって、ＵＶＷ各相の電流帰還信号ｉｕ，ｉｗ，ｉｖを新たな回転角Φに応じて座標変換し、２相の直流電流帰還信号であるトルク分電流帰還信号ｉｑ及び励磁分直流帰還信号ｉｄを加減算器８４，８９にそれぞれ出力する。

一方、第１の同期モータ６Ａの永久磁石による磁束Φｍ１と同等の磁束を与えるための第１の同期モータ６Ａの巻線に流れる電流Ｉ１は、前述したように、Φｍ１／Ｌ１とする。第１の同期モータ６Ａの巻線に流れる電流Ｉ１（Φｍ１／Ｌ１）が界磁制御器９１に入力すると、界磁制御器９１によって、モータ巻線に流れる電流Ｉ１に関数“（１−ω０／ω）”を乗算し、演算の結果により、得られる界磁制御用電流指令ｉ＊δをサイン演算器９３及びコサイン演算器９２に出力する。

界磁制御用電流指令ｉ＊δがサイン演算器９３に入力すると、サイン演算器９３によって、界磁制御用電流指令ｉ＊δに磁極位相差角δに応じて定まるサイン値ＳＩＮδを乗算し、演算の結果により、得られる値に“−１”を乗算し、得られる界磁制御用トルク分電流指令ｉ＊δｑを図２に示した加減算器８４に出力する。また、界磁制御用電流指令ｉ＊δがコサイン演算器９２に入力すると、コサイン演算器９２によって、界磁制御用電流指令ｉ＊δに磁極位相差角δに応じて定まるコサイン値ＣＯＳδを乗算し、演算の結果により、得られる値に“−１”を乗算し、得られる界磁制御用励磁分電流指令ｉ＊δｄを図２に示した加減算器８９に出力する。

図２に戻って、トルク分電流指令ｉ＊ｑとトルク分電流帰還信号ｉｑと界磁制御用トルク分電流指令ｉ＊δｑとが加減算器８４に入力すると、加減算器８４によって、トルク分電流指令ｉ＊ｑからトルク分電流帰還信号ｉｑを減算し、演算の結果により、得られる値にさらに界磁制御用トルク分電流指令ｉ＊δｑを加算し、得られるトルク分電流偏差Δｉｑを電流制御器８７に出力する。また、励磁分電流指令ｉ＊ｄと励磁分電流帰還信号ｉｄと界磁制御用励磁分電流指令ｉ＊δｄとが加減算器８９に入力すると、加減算器８９によって、励磁分電流指令ｉ＊ｄから励磁分電流帰還信号ｉｄを減算し、演算の結果により、得られる値にさらに界磁制御用励磁分電流指令ｉ＊δｄを加算し、得られる励磁分電流偏差Δｉｄを電流制御器９０に出力する。

トルク分電流偏差Δｉｑが電流制御器８７に入力すると、電流制御器８７によって、トルク分電流偏差Δｉｑを電流制御し、トルク分電圧指令Ｖ＊ｑを操作量として、図１に示した座標変換器７５に出力する。励磁分電流偏差Δｉｄが電流制御器９０に入力すると、電流制御器９０によって、励磁分電流偏差Δｉｄを電流制御し、励磁分電圧指令Ｖ＊ｄを操作量として、図１に示した座標変換器７５に出力する。

図１０は、図１に示したツイン・ドライブ制御装置７２Ａをロータリカッタ装置７１Ａに適用した場合の周波数と信号レベルとの関係の実験例を示す図である。図１０（Ａ）は、ロータリカッタ２が片側駆動方式の場合の周波数と信号レベルを示し、横軸が周波数、縦軸が信号レベルをそれぞれ示す。図１０（Ｂ）は、ロータリカッタ２が両側駆動方式の場合の周波数と信号レベルを示し、横軸が周波数、縦軸が信号レベルをそれぞれ示す。ここで、横軸の周波数は、パルスジェネレータ１４からのパルス信号を微分演算して速度を求め、その速度に基づいて周波数分析して得られた周波数を示す。また、ロータリカッタ２の周速度は１０ｍｐｍ（メートル／分）である。図１０（Ａ）によれば、片側駆動方式の場合は、ロータリカッタ２が１１５Ｈｚ近傍で共振現象を起こることがわかる。また、図１０（Ｂ）によれば、両側駆動方式の場合は、ロータリカッタ２が共振現象を起こさないことがわかる。ここで、両図において周波数が１Ｈｚ近傍の領域では信号レベルが高くなっている。これは、ロータリカッタ２の回転ムラによるものである。また、周波数が５Ｈｚ近傍の領域でも信号レベルが高くなっている。これは、ロータリカッタ２自体の回転数によるものである。

〔変形例〕
次に、本発明によるツイン・ドライブ制御装置の変形例について説明する。図１９は、本発明による他のツイン・ドライブ制御装置をロータリカッタ装置に適用した場合の制御ブロック図である。このツイン・ドライブ制御装置７２Ｂは、図１に示したツイン・ドライブ制御装置７２Ａにおける電力変換器５７，７６の代わりに、電力変換器７７を備える。電力変換器７７は、電力変換器５７又は７６における電流容量の２倍以上の電流容量を有するものとする。また、電力変換器７７のＵＶＷ３相の出力線は、第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂに対し、正相順及び逆相順となるようにそれぞれ接続する。ツイン・ドライブ制御装置７２Ｂは、基本的にツイン・ドライブ制御装置７２Ａと同様であるので、詳細な説明について省略する。

以上の説明により、ツイン・ドライブ制御装置７２Ｂは、ツイン・ドライブ制御装置７２Ａと同様に、第１の同期モータ６Ａと第２の同期モータ６Ｂとの間の初期磁極位相が異なる場合であっても、第１の同期モータ６Ａと第２の同期モータ６Ｂとに電力を供給する電力変換器７７において内在する各ＩＧＢＴのゲートをオンオフ動作させる信号として、単一の３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗに基づく単一のＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐを使用する。図１８（Ａ）において、第１の同期モータ６Ａに対する正弦波電圧指令Ｍ１と第２の同期モータ６Ｂに対する正弦波電圧指令Ｍ２との間の位相差は、そもそも存在することがないからゼロに等しくなり、図１８（Ｅ）における差信号（高周波加振信号）がゼロになる。したがって、単一のＰＷＭ信号に基づいて第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂの電力制御を行うようにしたから、両同期モータ６Ａ，６Ｂによる発生トルクを同一にすることができ、負荷の捻り振動を抑制することができる。また、第１の同期モータ６Ａの速度帰還信号ωが“０”から最高速度までの範囲において、速度指令ω＊に一致するように第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂを制御することができる。

〔捻り振動抑制方法〕
次に、本発明による捻り振動抑制方法について説明する。図７は、本発明による捻り振動抑制方法の手順を示すフローチャートである。図８は、図７のフローチャートの続きである。図９は、図８のフローチャートの続きである。

まず、捻り振動抑制方法は、概略的に説明すると、図１を参照して、第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂを制御する上で、３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗをパルス幅変調して得られるＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐが単一の信号になるように、３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗに基づいてＰＷＭ制御器５６によってＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐを生成し、この単一のＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐに基づいて電力変換器５７，７６に内在するＩＧＢＴのゲートをオンオフ動作することにより、第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂに同等の電力を供給するものである。ここで、ＰＷＭ制御器５６と電力変換器５７，７６との間の結線は、電力変換器５７，７６に対し、正相順及び逆相順にそれぞれ接続する。

図７を参照して、まず、オペレータの作業により、予め第１の同期モータ６Ａの磁極位相θ１及び第２の同期モータ６Ｂの磁極位相θ２をそれぞれ検出する（ステップＳ−１）。そして、ツイン・ドライブ制御装置７２Ａは、第１の磁極位相θ１及び第２の磁極位相θ２を設定し、ツイン・ドライブ制御を開始すると、速度指令ω＊を入力し（ステップＳ−２）、第１の同期モータ６Ａの実速度である速度帰還信号ωを入力し（ステップＳ−３）、速度帰還信号ωを積分して第１の同期モータ６Ａの回転位相γを出力し（ステップＳ−４）、第１同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂの新たな回転位相Φを前述した式（１）により求める（ステップＳ−５）。

一方、速度指令ω＊から速度帰還信号ωを減算し、演算の結果により、得られる速度偏差Δωを出力し（ステップＳ−６）し、図８に示すように、速度偏差Δωを速度制御し、トルク指令τ＊を出力する（ステップＳ−７）。そして、第１の同期モータ６Ａの速度帰還信号ωが“０”から基底速度ω０までの範囲にある場合、トルク電流指令ｉ＊１としてトルク指令τ＊を出力し、速度帰還信号ωが基底速度ω０を越えて最高速度まで範囲にある場合、トルク指令τ＊を界磁制御し、トルク電流指令ｉ＊１として、トルク指令τ＊に基底速度ω０を乗算し、演算の結果により、得られる値に速度帰還信号ωの逆数を乗算し、得られる値ω０／ω×τ＊を出力する（ステップＳ−８）。また、トルク電流指令ｉ＊１を磁極位相差角δによりトルク分電流指令ｉ＊ｑ及び励磁分電流信号ｉ＊ｄに分解する（ステップＳ−９）。

また、Ｕ相及びＷ相の電流帰還信号ｉｕ，ｉｗからＶ相の電流帰還信号ｉｖを演算し（ステップＳ−１０）、このステップＳ−１０によって得られる３相の電流帰還信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを第１の同期モータ６Ａの新たな回転位相Φに応じて座標変換し、トルク分電流帰還信号ｉｑ及び励磁分電流帰還信号ｉｄを出力する（ステップＳ−１１）。

一方、図９を参照して、速度帰還信号ωが“０”から基底速度ω０までの範囲にある場合、界磁制御用電流指令ｉ＊δを“０”とし、速度帰還信号ωが基底速度ω０を越えて最高速度までの範囲にある場合、磁束Φｍ１にモータ巻線のインダクタンスＬ１の逆数を乗算し、得られる電流値Ｉ１を界磁制御し、界磁制御用電流指令ｉ＊δを出力する（ステップＳ−１２）。また、速度帰還信号ωが基底速度ω０を越えて最高速度までの範囲にある場合、界磁制御用電流指令ｉ＊δを磁極位相差角δに基づいてトルク分と励磁分に分解し、界磁制御用トルク分電流指令ｉ＊δｑ及び界磁制御用励磁分電流指令ｉ＊δｄを出力する（ステップＳ−１３）。

そして、図８に戻って、トルク分電流指令ｉ＊ｑとトルク分電流帰還信号ｉｑと界磁制御用トルク分電流指令ｉ＊δｑ（界磁制御する場合のみ適用する。）を入力し、それらを加減算し、トルク分電流偏差Δｉｑを出力する（ステップＳ−１４Ａ）。そして、トルク分電流偏差Δｉｑを電流制御し、トルク分電圧指令Ｖ＊ｑを出力する（ステップＳ−１５Ａ）。また、ステップＳ−１４Ａの場合と同様に、励磁分電流指令ｉ＊ｄと励磁分電流帰還信号ｉｄと界磁制御用励磁分電流指令ｉ＊δｄ（界磁制御する場合のみ適用する。）を入力し、それらを加減算し、励磁分電流偏差Δｉｄを出力する（ステップＳ−１４Ｂ）。そして、ステップＳ−１５Ａの場合と同様に、励磁分電流偏差Δｉｄを電流制御し、励磁分電圧指令Ｖ＊ｄを出力する（ステップＳ−１５Ｂ）。

そして、図７に戻って、トルク分電圧指令Ｖ＊ｑ及び励磁分電圧指令Ｖ＊ｄを新たな回転角Φに応じて座標変換し、３相の正弦波電圧指令Ｖ*ｕ，Ｖ*ｖ，Ｖ*ｗを出力する（ステップＳ−１６）。そして、単一のＰＷＭ制御器５６により、３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗ及び搬送波信号から３相のＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐを出力し（ステップＳ−１７）、電力変換器５７，７６により、３相のＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐを正相順及び逆相順にそれぞれ入力し、３相のパルス状正弦波電圧信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１及びＵ２，Ｖ２，Ｗ２を第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂの各巻線へそれぞれ供給する（ステップＳ−１８）。そして、第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂを駆動する（ステップＳ−１９）。

以上の説明により、捻り振動抑制方法は、第１の同期モータ６Ａと第２の同期モータ６Ｂとの間の初期磁極位相が異なる場合であっても、第１の同期モータ６Ａと第２の同期モータ６Ｂとに電力を供給する電力変換器５７、７６において内在する各ＩＧＢＴのゲートをオンオフ動作させる信号として、単一の３相の正弦波電圧指令Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗに基づく単一のＰＷＭ信号Ｖｕｐ，Ｖｖｐ，Ｖｗｐを使用する。つまり、単一のＰＷＭ信号に基づいて第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂの電力制御を行うようにしたから、両同期モータ６Ａ，６Ｂによる発生トルクを同一にすることができ、負荷の捻り振動を抑制することができる。また、第１の同期モータ６Ａの速度帰還信号ωが“０”から最高速度までの範囲において、速度指令ω＊に一致するように第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂを制御することができる。

尚、前述の捻り振動抑制方法は、図１に示したロータリカッタ装置７１Ａを用いて説明したが、図１９に示したロータリカッタ装置７１Ｂについても同様に適用することができる。

以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、負荷としてロータリカッタ２を例にして説明したが、これに限定されることはなく、本発明は、第１の同期モータ６Ａ及び第２の同期モータ６Ｂによって回転軸の両側から駆動する負荷であれば適用することができる。

また、図１及び図１９に示したロータリカッタ装置７１Ａ，７１Ｂにおいて、速度偏差Δω及び回転位相γは、第１の同期モータ６Ａの速度帰還信号ωから演算するようにしたが、第２の同期モータ６Ｂの速度帰還信号から演算するようにしてもよい。

本発明によるツイン・ドライブ制御装置をロータリカッタ装置に適用した場合の制御ブロック図である。 本発明によるツイン・ドライブ制御装置における速度及び電流制御手段の制御ブロック図である。 図２の制御ブロック図の続きである。 第１及び第２の同期モータの夫々の初期磁極位相と同期モータにおける磁束及び１次電流との関係を示す図である。 第１及び第２の同期モータの磁極位相差角とトルク電流指令との関係を示す図である。 本発明によるツイン・ドライブ制御装置における同期モータの速度とトルク特性との関係を示す図である。 本発明による捻り振動抑制方法の手順を示すフローチャートである。 図７のフローチャートの続きである。 図８のフローチャートの続きである。 本発明によるツイン・ドライブ制御装置をロータリカッタ装置に適用した場合の周波数と信号レベルとの関係の実験例を示す図である。 ツイン・ドライブ方式のロータリカッタの例を示す図である。 従来の第１のツイン・ドライブ制御装置における制御ブロック図である。 従来の第２のツイン・ドライブ制御装置における制御ブロック図である。 従来の第３のツイン・ドライブ制御装置における制御ブロック図である。 従来の第４のツイン・ドライブ制御装置における制御ブロック図である。 従来の第４のツイン・ドライブ制御装置における速度及び電流制御部の制御ブロック図である。 電力変換器及びＰＷＭ制御器における入出力信号の例を示す図である。 従来の第４のツイン・ドライブ制御装置における両同期モータの磁極位相が異なる場合の正弦波電圧指令による高周波加振電圧を示す図である。 本発明による他のツイン・ドライブ制御装置をロータリカッタ装置に適用した場合の制御ブロック図である。

符号の説明

２ ロータリカッタ
４Ａ，４Ｂ 減速器
６Ａ，６Ｂ モータ
１０ 速度指令作成回路
１２，１４，１４Ａ、１４Ｂ パルスジェネレータ
１６，１６Ａ，１６Ｂ ＦＶＣ（周波数／電圧変換回路）
１８ 減算器
２０ 速度アンプ
２２ クランプ回路
２４Ａ，２４Ｂ ベクトル制御回路
２６Ａ，２６Ｂ パワーユニット
３０ 逆位相補償回路
３２ 減算器
３４ 速度アンプ
３６ 微分回路
３８ ゲイン回路
４０ 加算器
５１，７１Ａ，７１Ｂ ロータリカッタ装置
５２，７２Ａ，７２Ｂ ツイン・ドライブ制御装置
５３ 減算器
５４，７３ 速度及び電流制御部
５５，６１，７５ 座標変換器
５６，６２ ＰＷＭ制御器
５７，６３，７６，７７ 電力変換器
５８ 積分器
５９，６０，７８ 減算器
６４，６５ 電流検出器
７４ 回転位相補正手段
８１ 速度制御器
８２ 界磁制御器
８３ コサイン演算器
８４，８９ 加減算器
８５ 座標変換器
８７，９０ 電流制御器
８８ サイン演算器
９１ 界磁制御器
９２ コサイン演算器
９３ サイン演算器
１０１Ａ，１０１Ｂ 絶対位置検出器（ＡＥ）
１０２Ａ，１０２Ｂ パルス／速度変換器
１０３Ａ，１０３Ｂ ベクトル制御インバータ
１０４ 速度調整器（ＡＳＲ）
１０５，１０７ 減算器
１０６ 位相調整器（ＡＰＲ）
１０８ 微分器
１０９ 位相誤差増幅器
１１０，１１２ 加算器
１１１ 速度誤差増幅器
ω＊ 速度指令
ω 速度帰還信号（実速度）
ω０ 基底速度
τ＊ トルク指令
ｉ＊１ トルク電流指令
０＊ ゼロ電流指令
δ 磁極位相差角
μ 磁極位相補正角
γ 第１のモータの回転位相
Φ 第１のモータの新たな回転位相
ｉ＊ｑ トルク分電流指令
ｉ＊ｄ 励磁分電流指令
ｉｕ Ｕ相電流帰還信号
ｉｖ Ｖ相電流帰還信号
ｉｗ Ｗ相電流帰還信号
ｉ＊δ 界磁制御用電流指令
ｉ＊δｑ 界磁制御用トルク分電流指令
ｉ＊δｄ 界磁制御用励磁分電流指令
ｉｑ トルク分電流帰還信号
ｉｄ 励磁分電流帰還信号
Ｌ１ 第１のモータ用巻線のインダクタンス
Φｍ１ 第１のモータによる磁束
Φｍ２ 第２のモータによる磁束
θ１ 第１の磁極位相
θ２ 第２の磁極位相
Ｖ＊ｑ トルク分電圧指令
Ｖ＊ｄ 励磁分電圧指令
Ｖ＊ｕ Ｕ相の正弦波電圧指令
Ｖ＊ｖ Ｖ相の正弦波電圧指令
Ｖ＊ｗ Ｗ相の正弦波電圧指令
Ｖｕｐ Ｕ相のＰＷＭ信号
Ｖｖｐ Ｖ相のＰＷＭ信号
Ｖｗｐ Ｗ相のＰＷＭ信号
Ｕ１ Ｕ相のパルス状正弦波電圧信号（第１のモータ用）
Ｖ１ Ｖ相のパルス状正弦波電圧信号（第１のモータ用）
Ｗ１ Ｗ相のパルス状正弦波電圧信号（第１のモータ用）
Ｕ２ Ｕ相のパルス状正弦波電圧信号（第２のモータ用）
Ｖ２ Ｖ相のパルス状正弦波電圧信号（第２のモータ用）
Ｗ２ Ｗ相のパルス状正弦波電圧信号（第２のモータ用）

Claims (5)

1. 回転可能な負荷を、その回転軸の両側からそれぞれ第１の同期モータと第２の同期モータで駆動するシステムにおける前記負荷の捻り振動を抑制するツイン・ドライブ制御装置であって、
   第１及び第２の同期モータのそれぞれの初期磁極位相に基づいて第１の同期モータの回転位相を補正する回転位相補正手段と、
   第１の同期モータに対する速度指令と第１の同期モータの実速度との間の速度偏差を速度制御し、該速度制御により得られるトルク電流指令と第１の同期モータの巻線に流れる実電流との間の電流偏差を電流制御し、該電流制御により得られる２相の直流電圧指令を、前記回転位相補正手段により補正された回転位相に応じて座標変換し、該座標変換により得られる３相の交流電圧指令を所定の搬送波信号にてパルス幅制御し、該パルス幅制御により得られる第１及び第２の同期モータに共通する単一の３相ＰＷＭ信号に基づいて、第１及び第２の同期モータに供給する電力を制御する制御手段と、
   を備えることを特徴とするツイン・ドライブ制御装置。
2. 前記制御手段は、
   第１の同期モータに対する速度指令と第１の同期モータの実速度との間の速度偏差を速度制御し、該速度制御により得られるトルク電流指令と第１の同期モータの巻線に流れる実電流との間の電流偏差を電流制御し、２相の直流電圧指令としてトルク分電圧指令及び励磁分電圧指令を生成する速度及び電流制御手段と、
   前記速度及び電流制御手段により生成された２相の直流電圧指令としてのトルク分電圧指令及び励磁分電圧指令を、前記回転位相補正手段により補正された回転位相に応じて座標変換し、３相の交流電圧指令を生成する座標変換手段と、
   前記座標変換手段により生成された３相の交流電圧指令を所定の搬送波信号にてパルス幅制御し、第１及び第２の同期モータに共通する単一の３相ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御手段と、
   前記ＰＷＭ制御手段により生成された単一の３相ＰＷＭ信号に基づいて電力変換し、第１及び第２の同期モータに供給するためのパルス状交流電圧信号を生成する電力変換手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のツイン・ドライブ制御装置。
3. 前記制御手段に備えた回転位相補正手段は、
   第１の同期モータの初期磁極位相と第２の同期モータの初期磁極位相とを加算し、該加算結果に２分の１を乗算し、該乗算結果の回転位相を第１の同期モータの回転位相から減算して、第１の同期モータの回転位相を補正することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のツイン・ドライブ制御装置。
4. 前記制御手段の速度及び電流制御手段は、
   第１の同期モータに対する速度指令と第１の同期モータの実速度との間の速度偏差を速度制御し、
   該速度制御により得られるトルク指令を第１の同期モータの実速度に応じて界磁制御し、
   該界磁制御により得られるトルク電流指令と第１の同期モータの巻線に流れる実電流との間の電流偏差と、第１の同期モータによる磁束をそのインダクタンスで除算し、該除算結果を第１の同期モータの実速度に応じて界磁制御して得られる界磁制御用電流指令とを加算して電流制御し、
   ２相の直流電圧指令としてトルク分電圧指令及び励磁分電圧指令を生成することを特徴とする請求項１から３までの何れかの請求項に記載のツイン・ドライブ制御装置。
5. 回転可能な負荷を、その回転軸の両側からそれぞれ第１の同期モータと第２の同期モータで駆動するシステムにおける前記負荷の捻り振動抑制方法であって、
   前記第１及び第２の同期モータのそれぞれの初期磁極位相に基づいて第１の同期モータの回転位相を補正する回転位相補正ステップと、
   第１の同期モータの実速度を検出する速度検出ステップと、
   第１の同期モータに対する速度指令と前記実速度との間の速度偏差を速度制御する速度制御ステップと、
   前記速度制御により得られるトルク電流指令と第１の同期モータに流れる実電流との間の電流偏差を電流制御する電流制御ステップと、
   前記電流制御により得られる２相の直流電圧指令を前記補正した回転位相に応じて座標変換する座標変換ステップと、
   前記座標変換により得られる３相の交流電圧指令を、所定の搬送波信号にてパルス幅制御するＰＷＭ制御ステップと、
   前記パルス幅制御により得られる第１及び第２の同期モータに共通する単一の３相ＰＷＭ信号によって、第１及び第２の同期モータに供給するための電力を制御する電力制御ステップと、
   を有することを特徴とする捻り振動抑制方法。

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