JP4940087B2 - Ｏｆｄｍ無線通信方法及び無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信方法および無線通信装置に関し、特に直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を採用して、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）によりセルラ通信を実現する技術に関する。

無線通信においては、使用可能な周波数リソースに限りがあるため、限られた周波数帯域幅内で、いかに高い周波数使用効率と、高い通信速度を実現するかがシステムを実現する上での大きな鍵となる。このような背景のもと、周波数領域でもユーザのスケジューリングを可能とするＯＦＤＭを採用した無線通信技術の研究開発が進んでいる。ＯＦＤＭでは、伝送するデータを周波数領域で作り、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）により時間領域の信号に変換して無線信号として送信する。受信側では、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）により、時間領域から周波数領域の信号に変換して元の情報を取り出す。通信を行なう際には、データ伝送を行なうためのデータチャネル以外に、上り回線のリンクを確立するためのアクセスチャネル、下り回線および上り回線の制御情報を伝送する無線制御チャネル、チャネル割り当てやシステムの情報を通知するためのブロードキャストチャネルなどの制御チャネルが必要となる。

標準化団体であるＩＥＥＥ８０２．２０では、ＯＦＤＭをベースとした無線方式が提案されており、非特許文献１では、下り回線の制御情報を伝送する下り無線制御チャネルが定義されている。また、標準化団体である３ＧＰＰでは、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）として、ＯＦＤＭをベースとした無線方式が提案されており、非特許文献２では、上記の下り無線制御チャネルが定義されている。さらに、標準化団体である３ＧＰＰ２では、ＬＢＣ（Ｌｏｏｓｅｌｙ Ｂａｃｋｗａｒｄ Ｃｏｍｐａｔｉｂｌｅ）として、ＯＦＤＭをベースとした無線方式が提案されており、非特許文献３では、下り回線の制御情報を伝送する下り無線制御チャネルが定義されている。

符号分割多元接続方式（ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）およびそれ以前の無線通信方式における無線制御チャネルは、時間分割、周波数分割、コード分割のいずれかにより、恒常的にデータチャネルと制御チャネルが分離されていた。例えばＣＤＭＡ通信方式では、拡散符号によって複数のチャネルを同時に送信し、受信側では、特定符号による逆拡散演算により、必要な情報を取り出すことができるが、制御チャネルに割り当てる拡散符号は、予め定められている。

一方、現在発展中の第３世代型の移動通信においては、あらゆる情報をＩＰの上に載せて通信する方向に変わってきている。この流れにのり、ＯＦＤＭを利用する次世代通信では広帯域化が一般的となり、様々な形式の情報をやり取りする必要が出てくる。様々な形式の情報とは、例えばベストエフォート型のデータ通信であり、ＶｏＩＰのような音声通信であり、映像などのストリーミング情報である。

より広帯域化を実現するため、次世代通信では、無線制御チャネル専用の回線を設けるのではなく、無線制御チャネルも通常のデータチャネルと同様にＯＦＤＭで構成されるチャネルの一部を使う方法が提案されている。無線制御チャネルも通常のデータチャネルと同様にＯＦＤＭで構成されるチャネルの一部を使う。接続する無線移動局の数や、それぞれの移動局が必要とする無線チャネル数、伝搬路の状況などに応じて、適応的に無線制御チャネルに対するリソース割当てを制御することで、マージン設計のために発生していた無線制御チャネルによるオーバーヘッドを削減することができる。
非特許文献１には、下りの制御チャネルであるＦ−ＳＳＣＨなどの無線制御チャネルをＯＦＤＭで構成されるチャネルのいくつかを使って送る方法が記載されている。この無線制御チャネルは、スーパーフレームの先頭において、割当て量および配置が宣言されている。

スーパーフレームの先頭において、無線制御チャネルの割当て量および配置が宣言されているこのような方式を用いる基地局に接続する移動局は、以下の手順で無線制御チャネルを受信する。
ステップ１０１：スーパーフレーム先頭のプリアンブルに記載されている制御チャネルの割当てに関する情報を取得する。ここで、スーパーフレームとは、いくつかのＰＨＹフレームから構成される単位で、先頭にはプリアンブルが送信されている。
ステップ１０２：該当するＰＨＹフレームを受信信号から取り出し、決められた復調方法に基づき無線制御チャネルの復調処理を行なう。
非特許文献３には、非特許文献１に似た方式であるが、下りの無線制御チャネルに対して電力制御を実施し、時間×周波数だけでなく、送信する電力においてリソースを最適化することで、他セルへの干渉を低減する方法が記載されている。

上記の説明にあるＰＨＹフレームとは、複数のＯＦＤＭシンボルから構成される無線領域での時間方向の最小分割単位である。チャネル符号化などの処理は、このＰＨＹフレーム単位で行われる。

図１は、非特許文献３のフレーム構成を示す図である。
図１はＴＤＤの場合のスーパーフレーム構成で、スーパーフレームの先頭にはプリアンブルが配置されている。

図２に、プリアンブルの構成を示す。
プリアンブルの構成は図２に示す通りであり、端末がフレーム同期をとるためのパイロット部（ＴＤＭ１、ＴＤＭ２、ＴＤＭ３）とブロードキャスト情報（ｐＢＣＨ０、ｐＢＣＨ１）からなる。「ＰＨＹフレーム」は、標準化によって呼び名が異なり、サブフレームと呼ばれる場合もある。

ＩＥＥＥ Ｃ８０２．２０−０６／０４． ３ＧＰＰ ＴＲ ２５．８１４ Ｖ７．０．０ （２００６−０６）． ３ＧＰＰ２ Ｃ３０−２００６０６２６−０５４Ｒ２．

１．スマートアンテナサポート時の課題
限られた周波数帯域を効率よく利用するための技術として、空間信号処理に注目が集まっている。スマートアンテナは、受信時または送信時においてビームフォーミングやＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ Ｏｕｔｐｕｔ）といった空間変調を実現する技術の総称として定義される。アレイアンテナは複数のアンテナ素子を空間的に離して設置したアンテナ素子群からなるものであり、スマートアンテナの実現に利用される。以下ではまずビームフォーミングについての課題を整理する。
ビームフォーミングは、一般的に基地局側に搭載される機能で、複数のアンテナから複素重みを掛けた信号を送り、空間合成により特定の方向にだけ電波を飛ばすようにし、指向性を制御する技術である。基地局側に設置される理由は、基地局の消費電力の基準がゆるいことや、アンテナの間隔が取りやすいためである。以下では基地局でのビームフォームを例に課題を説明する。

課題１：
図３にビームフォーミングの形成を説明するための回路概念図を示す。
ビームフォーミングは、図３に示されるように、複数のアンテナ３０１で受信した信号に対して、それぞれのアンテナで測定した伝搬路推定結果を用いてアレイ重みを作成（３０２）し、そのアレイ重みを受信信号に掛けて重み付け加算（３０３）することで、特定の方位の信号のアレイ利得を稼ぐ技術である。あるいは送信信号を複数にコピー（３０４）し、上り回線の情報を用いて下り回線のアレイ重みを作成（３０５）し、コピーした信号に重みを掛けて（３０７）、各アンテナから送信することで、特定の方位にだけ信号のアレイ利得を稼ぐ技術である。

上り回線（移動局→基地局）では、基地局の各アンテナで受信した信号に基づいて、それぞれのアンテナが受信した信号の伝搬路推定が可能である。推定した伝搬路結果を用いて容易にアレイ重みの推定が可能である。またＴＤＤ方式（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）の場合、上り回線（移動局→基地局）と下り回線（基地局移動局）は、時間分割により、全く同じ伝搬路を利用するため、上り回線において推定した伝搬路を用いて下り回線のアレイ重みを推定することが可能である。特に連続的にチャネルが割り当てられる回線交換型の通信では、定期的に受信可能な上り回線から下り回線の伝搬路を推定することは可能である。

しかしながら、現在こうした回線交換型のサービスよりも、インターネットに代表されるパケット型の通信が主流になりつつある。パケット型の通信では、上り回線に、必ずしも下り回線とペアになる情報が存在するとは限らず、下り回線のアレイアンテナの制御を行なうことができなかった。
また、ＯＦＤＭＡは、周波数の広がりがあることでリソースを自由に割り当てられ、周波数利用効率の向上がはかれることを特徴とする技術である。従って、アレイアンテナ制御のため、上り回線と下り回線の周波数をペアとしてくくりつけてしまうと、周波数リソース割当の自由度に制約が入ってしまい、自由にチャネル割当を行なう場合と比較し、周波数利用効率が劣化する問題があった。

図４は非特許文献３の上り制御チャネルの構成を示している。
本例では、上りの制御チャネルは周波数軸上でホッピングしている。このようにホッピングする制御チャネルを使うことで、各周波数の伝搬路を知ることができる。しかし本方法でも、ホッピングの周期に依存して伝搬路推定の周期が長くなり、ＴＤＤにおける、上りと下りの伝搬路特性がほぼ同じであるという仮定が崩れてしまう。
伝搬路は周波数特性を持つ。特にアンテナ間隔が離れたアンテナ構成を持つシステムでは、周波数特性の変化は大きくなる傾向があり、ホッピング周期に依存する従来方法では伝搬路推定が難しい。
さらには、非特許文献３では上りはＣＤＭＡ送信によって広帯域で送信を行なうことで、周波数ダイバーシチ効果を得た制御チャネル送信について開示している。ＣＤＭＡで送信した信号は、フィルタにより他のＯＦＤＭの信号に干渉を与えないように工夫が必要である。

図５にフィルタ制限を行った結果の信号を示す。
図５に示すように、フィルタ制限を行なう結果、ＯＦＤＭの信号に比べて、フィルタカットされた帯域（５０１）について利得が下がるため、十分な伝搬路情報を得ることができない。ＯＦＤＭ信号（５０２）では、各チャネルの伝搬路情報を

とすると、３００ｋＨｚ帯域の平均伝搬路推定結果は

という式で推定することができる。他方、ＣＤＭＡ信号（５０３）では、利得が不足する部分（５０１）が存在し、平均伝搬路推定結果は

という式で表され、重み付けされた伝搬路推定結果となり、利得が不足する部分（５０１）の情報を十分に反映した推定を行なうことができない。また、ブロックホッピングを行なう場合には、３００ｋＨｚ毎の伝搬路推定結果を反映させたアレイ重みを求めることが望ましいが、ＣＤＭＡでは、１．２７５ＭＨｚからなるサブバンド全体の平均的な伝搬路推定結果が求まることとなり、サブチャネルを構成する３００ｋＨｚ毎のチャネルそれぞれについての伝搬路推定ができないことが課題であった。

２．移動局バッテリの課題
近年の無線区間におけるデータ通信高速化に伴い、使用する周波数帯域幅が増加する傾向にある。この事による移動局における課題で特に消費電力に着目した課題を整理する。

課題２−１：
従来の方式であるシングルキャリヤでは、例えばＰＨＳを例にした場合、その帯域幅は３００ｋＨｚと狭帯域であり、変調方式がπ／４ＱＰＳＫと瞬時電力と平均電力の差（ＰＡＰＲ）が小さい為にバックオフを抑えられ、小型のアンプを採用する事が可能である。この事から上りデータ送信における移動局（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ：ＭＳ）の消費電力は低く抑える事ができる。しかしＯＦＤＭＡの様に広い周波数帯域で、且つＰＡＰＲがガウス分布に近づく方式では大きなバックオフがアンプに要求される。このため従来に比べて送信時における消費電力が増大し、バッテリ稼動時間が短くなるという課題がある。

図６を使い、広帯域化の影響について述べる。
図６で、横軸は周波数、縦軸は帯域当りの電力密度を示す。端末が送信できる電力は消費電力の関係から限度がある。図６で、送信電力は周波数と電力密度の積、すなわち６０１及び６０２で囲まれた面積になる。狭帯域通信では、６０１に示すように送信する帯域が狭いため、周波数当りの電力密度を高くして送信することができる。しかしながら広帯域になると送信電力（＝６０２で囲まれる面積）を一定にするためには、周波数当りの電力密度を下げなければならない。熱雑音に対する耐性は電力密度が低くなるほど弱くなるため、広帯域通信を実現するためには面積である送信電力を高める必要がある。これが課題である。

課題２−２：
移動局の消費電力低減のために、待ち受け状態では、着信監視をするインターバルを長い時間に設定していた。例えばＰＨＳを例にするとインターバルは１．２秒である。しかし、インターバルが長いと、端末へのページングといった呼制御の情報を流すインターバルも長くなり、接続時の時間が長くなる課題がある。

３．セルサーチの課題
移動局は、電源投入時やハンドオーバ時などで、周囲にどのような基地局が存在し、最も電波の受信強度が高い基地局はどれであるかを調査（セルサーチ）する必要がある。以下ではセルサーチの課題をまとめる。

課題３−１：
移動局のセルサーチは一般に基地局が送信するパイロット信号や共通制御チャネルを受信し、受信レベルから最も受信状態のよい基地局を調査する動作である。セルサーチを行なう契機は、電源ＯＮ時、基地局の待ち受け保持レベル低下時、通信中ハンドオーバ時などが考えられる。通信中ハンドオーバ時は通信の途切れ時間を小さくするため基地局セルサーチ時間を短縮するという課題がある。

課題３−２：
ＴＤＭＡ−ＴＤＤ方式であるＰＨＳは少なくとも１００ｍｓｅｃのサーチ時間を必要としていた。
図７に、従来の制御チャネル送信タイミング分散を示す。
図７に示すように５ｍｓｅｃのＴＤＭＡフレームに２０のインターバル時間を設けたことにより、基地局は５×２０ｍｓｅｃの１００ｍｓｅｃに１回の送信タイミングで制御情報を送信していた。ＴＤＭＡフレームには、最大４スロットがあるため、
２０×４ ＝ ８０台
の基地局を分離することができたが、移動局はセルサーチの間は全スロットを観測する必要があり、頻繁なセルサーチを行なうと、移動局の消費電力が問題となる。

４．制御チャネルに関わる課題
ここでは、制御チャネルに関わる課題について記載する。

課題４−１：
ＯＦＤＭ通信では、受信機がＦＦＴ処理を行なうウィンドウの取り方が重要である。ＯＦＤＭでは、シンボル間の干渉を低減するため、ＦＦＴ処理を行なう際に、互いのシンボルが干渉しないようにガードインターバル （ＧＩ： Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）（あるいはサイクリックプリフィックス（ＣＰ： Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ））が挿入されている。

図８に受信信号（８０１）と受信機側のＦＦＴウィンドウ（８０２〜８０５）の関係を示す。
Ｎ番目および（Ｎ＋１）番目のＯＦＤＭシンボルには、ＧＩが付加されている。ＦＦＴのウィンドウが、ＧＩを含むＯＦＤＭシンボル内に収まっている場合には、ウィンドウ内でシンボルの情報が変化することはない。或るサブキャリヤの信号は、特定の周波数成分に位相と振幅情報が積算された信号であるため、ＦＦＴの直交性によって他のサブキャリヤに影響せず、干渉が発生することはない。したがって、図８で、ＣＡＳＥ１およびＣＡＳＥ２では他サブキャリヤへの信号干渉は発生しない。しかしながら、ＣＡＳＥ３やＣＡＳＥ４のように、ＦＦＴのウィンドウの途中で（Ｎ−１）番目や（Ｎ＋１）番目のＯＦＤＭシンボルに掛かるような場合には、特定サブキャリヤの信号の振幅あるいは位相が急激に変化することとなり、他のサブキャリヤの成分が発生し、隣接するサブキャリヤに干渉が発生してしまう。

図９に、隣接サブキャリヤへの干渉レベルの計算結果を示す。
図９は、ＦＦＴ点数を２５６とした場合に、ウィンドウに何サンプルの干渉が入ったかをパラメータとした隣接サブキャリヤへの干渉レベルの計算結果を示している。δ＝６４／２５６はウィンドウサイズの１／４だけ別のＯＦＤＭシンボルが被った場合の干渉量を示している。このようにＧＩを超えたウィンドウの設定によりＦＦＴの直交性が崩れると、隣接サブキャリヤには大きな干渉が発生する。こうした現象は、下記のようなケースに発生すると考えられる。
（１）移動局が十分な同期を確保することが難しいドーマント状態においてアクセスチャネルを送信する場合
（２）移動局がドーマント状態にあって、間欠的にしか基地局の情報を観測しない場合
ドーマント状態について簡単に説明しておく。移動局の状態は大きくアイドル状態、アクティブ状態、ドーマント状態の３つである。

図１０は、移動局の物理チャネルの遷移を示す図である。
アイドル状態１００３は待ち受け状態で無線リンクが解放されている状態である。アクティブ状態は通信中状態でデータ送受信している状態で、個別制御チャネルとデータチャネルが割り付けられている（１００１）。ドーマント状態１００２は、通信中であってもデータ送受信がない状態で、個別制御チャネルは割り当てられているがデータチャネルは他ユーザが使用しているか解放されている（１００２）。パケット通信では通信路のリソースを有効に使用するため、アクティブ状態でのみデータチャネルを割り当てし、ドーマント状態ではデータチャネルを解放し他ユーザに通信権を与える、という動作を繰り返し行なうことが一般的である。
こうした場合に基地局側や移動局側のＦＦＴウィンドウの取り方によっては、大きな干渉が発生してしまうことが課題である。（２）については、非特許文献３において、スーパーフレーム先頭のＧＩ長を長くし、先頭のＰＨＹフレームだけが長くなったフレームフォーマットが開示されている。複数の基地局はフレーム同期を取ることで、シンボル間の干渉を防止している。

課題４−２：
個別制御チャネルはオーバーヘッドとなるため、情報量は最小限にとどめ、効率化を図る必要がある。一方で回線の状態を示すＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）や、チャネル割当情報などの重要な情報も送っていることから、安定的に送信されることが望ましい。そのため、ダイバーシチ効果が得やすい方法で信号を送りたい。非特許文献３では下りは複数移動局向けの個別制御情報をパックし、複数のタイルを使って送信することで周波数ダイバーシチ効果を得ている。しかしながら、アレイアンテナを利用して個別制御チャネルを送る場合には、複数のユーザ向けの制御チャネルをパックすることができない。パックした情報は特定のビーム形成をして送ることはできないことが課題であった。

５．移動局のフレーム同期に関わる課題
ここでは、移動局のフレーム同期に関わる課題について記載する。

課題５
共通制御チャネルを複数基地局で多重送信する場合、周辺基地局間でフレーム同期していることが前提となる。一方、図１１に示すように移動局（１１１０）から見ると伝搬遅延により例えば基地局１（１１０１）と基地局３（１１０３）ではＴ３−Ｔ１（１１２２、１１２０）の伝搬遅延が発生している。このため、図１２に示すようにどちらか１方の基地局の信号は移動局の受信ウィンドウ（１２１０）に対して不連続点を通過することになり、これに伴うシンボル間の干渉が発生する。伝搬遅延が発生する可能性のある例えばマクロセル配置においても受信時の同期確立成功率を向上させることが課題である。

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、スマートアンテナの実現に必要となる伝搬路推定を、ブロックホッピングを実施していても容易に実施可能とし、セル間干渉の影響を緩和すること、また、高速なセルサーチを実現し、高速なハンドオーバの実現を支援すること、更にはアクセスチャネルによる干渉を低減し、ドーマント状態における無線観測頻度を下げて移動局の消費電力削減を実現する無線通信方法および無線通信システムを提供することを目的とする。

上記課題は、少なくとも２つ以上の通信機甲と乙が採用するＯＦＤＭＡをベースとするＴＤＤ無線通信方式において、甲は定められたシステム帯域を分割して構成されるサブバンド全域においてパイロット信号を送信し、複数のアンテナを具備する乙は受信したパイロット信号から、サブバンドを構成する連続した周波数ブロックであるサブチャネルの伝搬路を推定し、乙は推定結果を用いて甲への信号送信時に利用するアレイ重みを決定することを特徴とする無線通信方式により解決される。
また、上記課題は、上記の無線通信方式であって、上記通信機乙は、甲への信号送信時に、１つのパケットを複数回に分けて送信する際に、各回の送信時に、送信するサブチャネルを変更し、且つその変更パターンが基地局毎に異なることを特徴とする無線通信方式により解決される。

また、上記課題は、ＯＦＤＭＡをベースとするＴＤＤ無線通信方式を採用する複数のアンテナを具備する無線基地局装置であって、端末装置がサブバンド全域において送信するパイロット信号を複数のアンテナで受信し、受信したパイロット信号から、サブバンドを構成する連続した周波数ブロックであるサブチャネル毎の伝搬路を推定し、推定結果を用いて上記端末装置への信号送信時に利用するアレイ重みを決定することを特徴とする無線基地局装置によって解決される。
また、上記課題は、ＯＦＤＭＡをベースとするＴＤＤ無線通信方式を採用する無線端末装置であって、定められたシステム帯域を分割して構成されるサブバンド全域において、パイロット信号と個別制御情報を端末装置固有のスクランブルを掛けてＯＦＣＤＭＡ信号を作成し、上記ＯＦＣＤＭＡ信号を送信することを特徴とする無線端末装置により解決される。

また、上記課題は、上記の無線基地局装置であって、端末装置への信号送信時に、１つのパケットを複数回に分けて送信する際に、各回の送信時に、送信するサブチャネルを変更し、且つその変更パターンが基地局毎に異なることを特徴とする無線基地局装置によって解決される。

本発明によれば、スマートアンテナの実現に必要となる伝搬路推定を、ブロックホッピングを実施していても容易に実施が可能となり、セル間干渉の影響を緩和することができる。また、高速なセルサーチを実現し、高速なハンドオーバの実現を支援することができる。更にはアクセスチャネルによる干渉を低減し、ドーマント状態における無線観測頻度を下げて移動局の消費電力削減を実現することができる。

以下、本発明の実施形態をいくつかの実施例を挙げて説明する。
セルラ無線はＣＤＭＡからＯＦＤＭＡに移行しようとしている。ＯＦＤＭは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を利用することで、周波数バンドをサブバンドと呼ばれる単位に分割し、各サブバンドにおいて個別に情報を送る方式である。

図１３に、ＯＦＤＭＡの信号分割例を示す。
図１３は、周波数軸と時間軸の２次元で考えたＯＦＤＭＡの信号分割例であり、縦軸は周波数である。図１３の例では２０ＭＨｚのシステム帯域を持っている。なお、サブバンドはさらにいくつかのサブキャリヤと呼ばれる単位に分割される。また横軸は時間であり、サブフレームと呼ばれる最小単位に分割される。このように分割された図１３で番号が付けられている四角形はタイルと呼ばれる。

〔システムの説明〕
図１４にシステムの構成例を示す。
システムはＩＰネットワーク（１４００）に接続された基地局（Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ：ＢＳ）１４０１〜１４０３と移動局（１４０４〜１４０６）から構成される。
基地局と移動局間はＴＤＭＡ−ＴＤＤ通信方式で送受信される。変調方式はＯＤＦＭが用いられる。
送受信される信号は制御チャネル（ＣＣＨ）とデータチャネル（ＤＣＨ）に分類される。下り制御チャネルは基地局状態を示す報知情報や着信情報を移動局へ送信するチャネルである。上り制御チャネルは呼の起動を要求するために使用される。データチャネルはユーザデータを送受信するために使用される。
〔ベースフレーム構成〕
図１５に、本発明からなる実施例１のベースフレーム構成を示す。
ベースフレーム１５１０は予め定められた数のＴＤＭＡフレーム１５０１から構成される。ＴＤＭＡフレーム１５０１には２種類のパターンがある。第１のパターンは図の１５０２に示されるパターンで、ベースフレームの先頭となるＴＤＭＡフレーム（図１５でＦＲＡＭＥ１）で採用される。もう１つのパターンは１５０３で示されるパターンで、ベースフレームの先頭以外のＴＤＭＡフレームで採用される。スロット１〜４は下りチャネル送信タイミングで、スロット５〜８は上りチャネル送信タイミングである。ベースフレーム先頭のパターン１５０２では、第１スロットが下り共通制御チャネルに割り当てられる。また、第５スロットが上り制御チャネルに割り当てられる。このベースフレームの構成は、複数の基地局で共有されており、ベースフレームは同期が取られている。すなわち異なる基地局であっても、同一時刻にベースフレームが開始され、下りの共通制御チャネル（第１のパターン１５０２の第１スロット）のタイミングは複数の基地局で同時となる。

下り共通制御チャネルには、フレームの先頭を示すプリアンブルパターン部と共通制御チャネル部が入る。共通制御チャネル部では、基地局の情報を報知するブロードキャスト情報と、移動局の呼び出しを行なうページング情報、アクセスチャネルに応答するグラント情報が報知される。

上り制御チャネルでは、基地局に対して移動局がアクセスを要求するアクセスチャネル（ＡＣＨ：Ａｃｃｓｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ）が送信される。移動局はアクセスチャネルを送出する段階では、基地局に対してタイミング制御が十分にとれている状態とはいえない。したがって、アクセスチャネルが他のチャネルと同時送信可能な構成では、課題４−１に示す隣接サブキャリヤへの干渉が発生する。これを防止するために、本発明からなる実施例１では、アクセスチャネルを送信する専用のチャネル（タイミング）を構成した。これが、上り制御チャネルである。図１５では、第１のパターン（１５４０２）の第５スロットが上り制御チャネルである。これによって基地局側に十分同期がとれていない移動局がアクセスチャネルを送信したとしても、その影響は他のチャネルに波及しない。よって課題４−１は解決される。

アクセスチャネルの送信は、発呼時に限られるものではない。例えばハンドオーバ処理時において、新たな基地局に接続する場合についても同様である。新しい接続先となる基地局に対して移動局はアクセスチャネルを送信することでリンクを確立することができる。この場合も、移動局は接続元の基地局に対してはタイミング調整が取れているが、隣接する基地局に対しては伝搬距離が接続元の基地局とは異なるため、タイミング調整はとれていない。この状態で、通常のＧＩ長の情報を新接続先の基地局に送信しても、新接続先の基地局では、受信タイミングがわからず、調整が取れていない。したがってラウンドトリップ遅延の分散を吸収する十分な長さのＧＩ長を与える必要がある。ＧＩ長を長くとれば、基地局はＧＩ長の範囲の適当なタイミングにおいてＦＦＴのウィンドウを設定し、ＦＦＴ処理を行なうことで、シンボル間干渉を起こすことなく上りのアクセスチャネルの受信を行なうことができる。ＧＩ長の長いアクセスチャネルが、ＧＩ長の短い他のチャネルと同時に受信される場合には、シンボル間の干渉が発生するということは既に説明した通りであるが、本発明では、アクセスチャネルは他のＧＩ長の短いＯＦＤＭシンボルとは同時間に共存することがないため、基地局側や移動局側のＦＦＴウィンドウの取り方によっては、大きな干渉が発生してしまうという課題４−１が発生しない。よって課題４−１は解決される。基地局では、アクセスチャネルの検出とタイミング測定を同時に行なう。

図１６は、移動局と基地局の同期状態を示す図である。
図１６に示すように基地局で移動局が送信したアクセスチャネル（１６１０）が検出されたなら、擬似ランダム信号の位相から受信タイミングＴを割り出す。割り出された受信タイミングに基づき、ＦＦＴのウィンドウに受信信号を入れるためのタイミング調整量が計算される。例えば受信タイミングがＴでＦＦＴウィンドウの基準値がＸ（１６００）である場合、（Ｘ−Ｔ）だけ移動局の送信タイミングを遅らせることで、移動局からの受信信号（１６１１）はＦＦＴのウィンドウ（１６１０）に納めることができる。このタイミング調整量はアクセスチャネルの応答として基地局から送信されるグラントチャネル（ＧＣＨ）信号で送信され、さらには移動局のＩＤとセッション番号、チャネル割当情報と供に遅延時間調整の情報が送られる。グラント情報を受信した移動局は、指定されたチャネルを使い、個別制御チャネル（ＤＣＣＨ）を送信する。このとき、個別制御チャネルはグラント信号で指定されたタイミング補正値に従ったタイミングで送信される。以上は、図１７で示す呼接続シーケンスの１７０２〜１７０４の処理に適用される。

アクセスチャネルはＯＦＤＭのフォーマットに従う必要はない。他の実施例として、例えばＣＤＭＡ信号でも構わない。移動局は予め定められたルールに基づいて擬似ランダム信号を作成し、ＣＤＭＡ信号として送信する。基地局では、上り制御チャネルのタイミング（先頭ＴＤＭＡフレームの第５スロット）において上記の予め定められたルールに基づく擬似ランダム信号で相関器を構成し、アクセスチャネルの検出とタイミング測定を同時に行なう。アクセスチャネルが検出されたなら、擬似ランダム信号の位相から受信タイミングを割り出す。割り出された受信タイミングに基づき、ＦＦＴのウィンドウに受信信号を入れるためのタイミング調整量が計算される。例えば受信タイミングがＴでＦＦＴウィンドウの基準値がＸである場合、（Ｘ−Ｔ）だけ送信タイミングを遅らせることで、移動局からの受信信号はＦＦＴのウィンドウに納めることができる。アクセスチャネルの応答として基地局から送信されるグラント信号には、移動局のＩＤとセッション番号、チャネル割当情報と供に遅延時間調整の情報が送られる。グラント情報を受信した移動局は、指定されたチャネルを使い、個別制御チャネルを送信する。このとき、個別制御チャネルは指定されたタイミング補正値に従ったタイミングで送信される。よって、アクセスチャネル送信による他チャネルへの干渉は原理的に発生しない。よって基地局側や移動局側のＦＦＴウィンドウの取り方によっては、大きな干渉が発生してしまうという課題４−１は解決される。
〔ベースフレーム先頭スロットの構成〕
図１８を使い、共通制御チャネル構成について説明する。
まず、従来例について説明する。
図１は非特許文献３のスーパーフレームの構成を示している。共通制御チャネルをスーパーフレームの先頭にあるプリアンブルにおいて送信している。
図２はスーパーフレームの先頭にあるプリアンブルのフレームフォーマットである。プリアンブルは、フレーム同期をとり基地局を識別するためのパイロット（ＴＤＭ１、ＴＤＭ２、ＴＤＭ３）と、システムのＯＦＤＭ基本フォーマットの情報を流すＦ−ｐＢＣＨ０、ページングやブロードキャスト情報を流すＦ−ｐＢＣＨ１から構成されている。プリアンブルに続くチャネルは通常のデータチャネルを流すＰＨＹフレームである。図１ではＴＤＤ構成の場合を示しており、基地局（ＢＳ）と端末（ＭＳ）は同一周波数を時間分割で利用する。

本発明からなる実施例を図１８により説明する。図１８の例では、従来例と同じように共通制御チャネルは下り回線の先頭スロットで送信される。図１８の上図では、１つの基地局が送信する信号を示している。紙面縦軸が周波数、横軸が時間を表している。先頭スロットは基地局を認識し、フレーム同期を取るためのプリアンブルからなる同期チャネル（ＳＣＨ：Ｓｙｎｃｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｃｈａｎｎｅｌ）（１８１０）と共通制御チャネル（１８０２）に分割される。のこりの部分（１８１２）は信号が入らないガードインターバルを示す。送信帯域は１．２７５ＭＨｚからなるサブバンド単位であるが、ＳＣＨはサブバンドを複数束ねて構成されるシステム帯域の全域に送信される（１８０１）。一方、共通制御チャネルは予め定められた、あるいは自律的に定めたサブバンドにだけ送信を行なう（１８０２）。共通制御チャネルの送信されるサブバンドは、データチャネルが送信されるサブバンドと一致する。本発明の特徴は先頭スロットの構成要素のうち、プリアンブル部を全帯域で送信し、残りの制御チャネル部を特定の周波数だけで送信することにある。

図１９に本発明からなる先頭スロットの構成の詳細なシンボル配置例を示す。
本実施例では、基地局は同期チャネル部分においてＦＤＭ＆ＴＤＭ＆ＣＤＭ構成となっている。すなわち周波数と時間と符号によって分割多重されている。紙面左側が時間的に早い時間を示す。図１９は１つのサブバンド×１スロットの構成を示している。サブバンドの帯域幅は３７．５ｋＨｚ×３４サブキャリヤからなり１．２７５ＭＨｚとなる。１スロットは０．６２５ｍｓｅｃである。サブバンドにはＤＣキャリヤ（２４０８）とガードサブキャリヤ（２４０９）が含まれる。１ＯＦＤＭシンボル長はＧＩ長を１／８としているため、３０ｕｓｅｃとなる。

図１９に示す様に、同期チャネルは前段２ＯＦＤＭシンボルと、後段の８ＯＦＤＭシンボルに分けられる。前段２シンボル（１９０１）はフレーム同期を行なうための基準信号で、無変調信号が挿入されている。この信号を使い、端末はフレーム同期と周波数補正を行なう。このフレーム同期用の信号は、周囲の基地局が全て無変調信号を出していて、空間で合成されて受信される。端末はその受信信号を使ってタイミングを抽出する。続く８ＯＦＤＭシンボルはＦＤＭ＆ＴＤＭ構成となっている。したがって該当基地局からは何も送信されない空シンボル（Ｅｍｐｔｙ）１９０２が存在する。シンボルの或る／無しは、周波数と関係が持たされていて本発明の特徴でもある。基地局毎に異なるＰＮ符合系列あるいはＰＮ符号系列の位相が異なるようになっていて、ＣＤＭで多重されている。

図２０に基地局の配置及び送信周波数を示す。
理想的な周波数配置では、図２０に示すように隣接する基地局が異なる周波数配置（ｆ０、 ｆ１、 ｆ２、 ｆ３）になる。同一の周波数を使う基地局は、同一のハッチで分けて図示している。本例では、リユース率が４であり、最近の同一周波数の基地局は、基地局間距離の２倍となる。
図２１にＯＦＤＭシンボルの配置例を示す。
上記の符号系列は例えば１６段の２つのＰＮ符号系列から作り、第１の系列の結果をＩ軸、第２の系列の結果をＱ軸としてＱＰＳＫのシンボルを作成し、初期位相を例えば基地局ＩＤに関連する番号とし、周波数軸に合わせて、例えば図２１に数字で示すような順に配置することで、互いに相関が低い系列を作ることができる。ＰＮ符号系列で受信信号を相関既知信号との相関演算を行なうことで、複数の基地局から到来した信号を区別することができる。

上記実施例では、同期チャネルはＦＤＭ＆ＴＤＭ構成となっているが、そのシンボル有と空シンボルのパターンは、各基地局が送信しているデータチャネルの周波数にリンクしている。これが本発明のポイントである。

図２２に、本発明の実施例における共通制御チャネルのパイロット信号の配置パターンを示す。
シンボル有と空シンボルのパターンは、図２２に２２０１、２２０２、２２０３、２２０４で示されるようにいくつかのパターンがあり、それぞれは直交関係にある。すなわち２２０１と２２０２はシンボル有のパターンが全く一致しない。例えば基地局甲と乙がある場合に、甲は周波数ｆ０でデータチャネルを送信する。乙は周波数ｆ１でデータチャネルを送信する。周波数ｆ０はパターン２２０１と連携している。周波数ｆ１はパターン２２０２と連携している。この時、甲は全ての周波数（ｆ０、 ｆ１、 ｆ２、 ｆ３）においてパターン２２０１で同期チャネルを送信する。また、乙は全ての周波数（ｆ０、 ｆ１、 ｆ２、 ｆ３）においてパターン２２０２で同期チャネルを送信する。

図２３を用いて、基地局の共通制御チャネルの分離方法を説明する。
図２３では、上記で説明に使ったＰＮ符号は、例えば図に示す様にＮ＝１５ のＰＮ符号を想定した場合、符号長は３２７６７となる。ＰＮ符号の位相としては３２７６７存在するが、連続する３１の位相は割り付けないルールを設けると、各基地局における符号長割付は１０２４種類のパターンが選択可能となる。この結果、移動局は１０２４台の基地局を分離できることから、移動局が共通制御チャネルを取得出来るエリアにおいて基地局個々の共通制御チャネルはユニークであると想定出来る。

図２４、２５、２６は移動局が複数の周辺基地局から周波数を受信している様子を説明する図である。
図２４において、移動局２４００は、周波数ｆ０で基地局２４１０〜２４１８を観測可能である。
また、図２５において、移動局２５００は、周波数ｆ１で基地局２５１０〜２５１５を観測可能である。
また、図２６において、移動局２６００は、周波数ｆ２で基地局２６１０〜２６１５を観測可能である。
このように、リユース率が１よりも大きい場合においても、周波数毎（観測するのは１周波数であり、周波数に応じた送信パターン図２２の２２０１〜２２０４によるマスクで各周波数を識別）に送信される同期チャネルを分離して受信することができる。よって周囲にある複数の基地局（周波数ｆ０、ｆ１、ｆ２を含む）から多重された同期チャネルを受信しても、移動局は特定の基地局の情報を取り出すことができる。

上記で説明した同期チャネルは全帯域で送信している。そのため、課題２−１の消費電力の増大、課題２−２の接続時間の増大が発生する懸念があるが、送信しているシンボルは空シンボルを含む情報であり、広帯域ではあるが、シンボル当りの送信電力は大きく取ることが可能である。よって、課題２−１、２−２は解決される。

ところで、上記の説明では、前段２シンボル（図１９ １９０１）はフレーム同期を行なうための基準信号で、システム帯域全体に送信する説明を行ったが、他の実施例でも本発明の特徴は変わらない。例えば、無変調信号ではなく、特定のＱＰＳＫあるいは特定の変調方式のパターンが挿入されていて、当該基地局がデータチャネルを送信サブバンドだけに送信する方法も本発明の範疇である。元々本２シンボルはベースフレームの同期のために利用するシンボルである。また、基地局間はベースフレームの同期は確立していることを前提にするならば、最寄りの基地局にベースフレームの同期が確立できれば、その他の基地局に対してもおおよその同期が確立している。その意味で、端末が観測しているサブバンドにおいて、最寄りとなる基地局に同期確立できればよい。このシンボルは図１２を用いて後述で説明するように２シンボルが連結されて１つのシンボルとなっている。そのため、基地局間が同期していれば、長いＧＩ長を持つ同期シンボルはシンボル間干渉を抑圧して受信することが可能である。

図２７に、基地局が配置パターンを決定する処理フローを示す。
基地局はパイロット配置パターンを決める時間になったらパイロットサーチモード２７０１へ状態移行する。該モードでは一旦制御チャネル送信を停止する（２７０２）。基地局の送信タイミングを受信タイミングに切り替える基地局サーチモード（２７０３）にする。受信したパイロットパターンと受信レベルを記憶する（３７０４）。受信したパイロットパターンの中で最もレベルが低いパイロットパターンを自身が送信するパターンとし（２７０５）、運用状態に戻る（２７０６）。

本発明の構成では、移動局は１．２７５ＭＨｚからなるサブバンドだけを観測すればよい。なぜなら、各基地局は同期チャネルを全ての周波数（ｆ０、 ｆ１、 ｆ２、 ｆ３）に送信しており、且つ、基地局間はベースフレーム同期がとれているために、周囲の基地局も同一時刻に同期チャネルを送信している。よって移動局が受信している周波数（例えばｆ３）においても周囲の全基地局の同期チャネルが送信されているからである。移動局は、周波数ｆ０の基地局をサーチしたければ、パターン２２０１の送信パターンを確認すればよい。また周波数ｆ１の基地局をサーチしたければ、パターン２２０２の送信パターンを確認すればよい。図２０によれば、同じ周波数を出力する基地局は複数あるが、リユース率は下がっており、高々数基地局を分離できればよい。このため、例えばパターン２２０１で信号を送信する際に、パターン２２０１のそれぞれのシンボルに対してＰＮ符号系列によるスクランブルが掛けられている。受信機側では相当するＰＮ符号系列によるマッチングを取ることで各基地局の信号を分離することができる。よって同一周波数の情報を分割することができる。

図２８に、マッチドフィルタの例を示す。
照合作業は、例えば図２８に示されるようなマッチドフィルタによって可能である。受信ＲＦ２８０１によって図には記載されていないアンテナで受信された信号は増幅、ダウンコンバートを経てベースバンド信号に変換される。変換されたベースバンド信号は、マッチドフィルタによってピーク検出が行われる。異なるパターンのマッチドフィルタの利用によって、どのパターン（基地局）の受信電力が強いかが判明する。一連の動作により最寄りの基地局の調査（セルサーチ）が可能となる。図２８では、４つのマッチドフィルタ（２８０２〜２８０５）によって出力された信号（２８０６〜２８０９）の比較により、２８０６のパターンの基地局が最寄りの基地局のパターンであることが判明する。以上のセルサーチ動作により、ベースフレーム単位でセルサーチ動作を完了することができる。このセルサーチが可能なベースフレームの先頭は、例えば５ｍｓｅｃのＴＤＭＡフレームの６回に１回の割合で構成することができる。そうすれば、３０ｍｓｅｃに１回のセルサーチが可能となるため、課題３−１および課題３−２が解決される。
上記実施例では、複数のマッチドフィルタによる構成を例に挙げたが、１つのマッチドフィルタを時分割多重で使う場合や、図２９に示すような相関器を使う場合においても、本特許の効果は変わらず、本特許の範疇であることは明らかである。

図２９の相関器の構成を説明する。
受信ＲＦでベースバンド信号に変換された信号は、複数の遅延素子（２９０１〜２９０４）において、それぞれサンプル時間だけの遅延を経験する。そして乗算器（２９１０〜２９１３）においてタップ係数ａが掛けられ、加算器２９２０で加算される。一連の積和演算により、パターンａによる相関結果が得られる。

ＯＦＤＭにおいては、移動局が非同期状態から受信する場合、図１２にある１２０１のタイミングに対して、移動局のウィンドウ１２１０がＯＦＤＭシンボルをまたぐケースが発生する。このとき、不連続点が発生する為に図９に示す様な干渉が発生し、隣接バンドやキャリヤへ悪影響を及ぼす。特に下り同期シンボルの受信では、遠方の複数の基地局を同時に観測しているため、本課題は本質的であり深刻である。

これらを回避する方法を図２９に示す。ＯＦＤＭシンボルは同期を取得するためのＧＩ部とデータ転送するためのＤａｔａ部からなる。図１９の同期シンボル１９０１は図１２の１２０２に示すようにシンボル連結を行い、かつ、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ ｉｎｔｅｒｖａｌ）長を長くしたＬｏｎｇ ＧＩ構成にする。仮に移動局の受信ウィンドウ（１２１０）が図１２に示す位置であった場合、Ｓｈｏｒｔ ＧＩではシンボル境界の不連続点を含むため上記の干渉が発生する。近接する基地局からの信号のタイミングずれによる干渉の影響から他の基地局の受信が失敗する可能性が高くなる。しかし図１２の１２０２に示すように、例えばＧＩ長を１ＯＦＤＭシンボル以上としたＬｏｎｇ ＧＩ構成であれば、連続な期間が長く、上記の懸念は大幅に改善される。受信成功後、移動局はその後のＯＦＤＭシンボル（図１９、１９０６、Ｓｈｏｒｔ ＧＩ）の受信でフレーム同期精度をより高めることが可能となり課題５−１が解決される。

一方、基地局の消費電力にも寄与できる。共通制御チャネル内の制御情報のみはある１つのサブバンドで送信することによって、基地局の送信電力が本来増大するところを低減することが可能となる。この場合、移動局は受信電力が高い基地局種別を選択し、その基地局種別が送信しているサブバンドへ移行する事によって、該当サブバンドで基地局の共通制御チャネルの制御情報を入手する。図１４に共通制御チャネル送信タイミングを示す。各基地局は下り制御チャネル送信タイミング（１４１０〜１４１２）で共通制御チャネルを送信する。このとき基地局１４０１は同期信号とパイロット信号を周波数ｆ０からｆｎまでの全帯域で送信し、制御情報はｆ０でのみ送信する。

図３０に、本発明の実施例における制御チャネル送信内容を示す。
図３０に示すように基地局１は全帯域をｆ１からｆ４とするとｆ１〜ｆ４全ての周波数にパイロットパターンＡを送信し、周波数ｆ１でのみ制御情報を送信する。基地局２もパイロットパターンｆ１〜ｆ４全ての周波数にパイロットパターンＢを送信し、周波数ｆ２でのみ制御情報を送信する。同様に基地局３、基地局４もパイロットは全周波数に、制御はそれぞれに括りつけられた周波数に送信する。

図３１に、本発明の実施例における移動局のセルサーチの処理フローを示す。
移動局は図３１に示すように電源ＯＮなどのトリガでセルサーチを開始（３１０２）し、複数の基地局ＩＤを取得しそれぞれの電力を測定し（３１０３）、最も受信電力の高いパイロットパターンを探索し（３１０４）、選択したパイロットパターンに括りつけられているサブバンドの制御情報を受信し（３１０５）、規制などの情報があり待ち受けても問題ないか報知内容をチェックし、待ち受けモード（３１０７）となる。
パイロットパターンの探索方法（３１０４）を説明する。図２８に示すように移動局は、ＲＦで多重化されたパイロット信号を受信し、マッチドフィルタ（２８０２〜２８０５）を通してそれぞれのパイロット信号に分離する。分離されたパイロット信号の受信電力レベルを測定する。図２８ではマッチドフィルタ２８０２で分離したパイロット信号のレベル（２８０６）が最も高い電力となっており、マッチドフィルタはこれを選択する。
この事から移動局における初期状態から基地局選択までの時間が短縮出来る事から、高速なハンドオーバや消費電力の低減が可能となり、サーチ時間を短縮しなくてはならないという課題３−１及び頻繁なサーチによる電力消費の課題３−２が解決される。なお、上記実施例では移動局が同期する場合の手段を述べたが、同期信号とパイロット信号を１．２７５ＭＨｚという広帯域なサブバンド全体を使用しているため、従来方式にある狭帯域なシングルキャリヤに比べて同期精度が向上することは明らかである。
以上説明したように移動局のセルサーチ時間の短縮が可能となると、通信中のハンドオーバ時間も短縮することが可能となる。

図３２に、ハンドオーバ時の移動局の処理フローを示す。
移動局のＲＦが１系統のみの場合の例である。移動局は通信中に受信レベルとエラーレートを常時し、受信レベル低下かつエラーレート上昇の場合（３２０２）、ハンドオーバを起動する。ハンドオーバ起動後、周辺基地局をサーチ（３２０３）し、その結果最も受信レベルの高い基地局を選択し（３２０４）、呼接続シーケンスを起動し（３２０５）、切替先の基地局と通信を再開する。この一連の処理で時間を要する処理は周辺基地局サーチ（３２０３）と呼接続シーケンス（３６０５）である。本発明により周辺基地局のサーチ時間（３２０３）が短縮され、結果ハンドオーバ時間の短縮ができ、サーチ時間の短縮という課題３−１が解決される。
〔通信スロットの構成〕
通信スロットは図１５の１５０３で示したように全スロットタイミングにおいて通信可能となる構成である。但しベースフレームタイミングにおけるスロット１及びスロット５は１５０２で示す通り制御チャネル送信タイミングに割り付けている為、これらを除いたスロットで通信可能となる。

図３３に上り／下りの通信チャネルのＯＦＤＭシンボルフォーマット構成を示す。
下り通信チャネルはパイロット信号３３０３、個別制御チャネル３３０１、データチャネル３３０２及びガードキャリヤ３３０４にて構成される。個別制御チャネル３３０１は電力制御情報や通信チャネル品質、通信応答用ＡＣＫ、チャネル割当てなどの情報があり、通信中の移動局毎に個別制御する為のチャネルである。データチャネルはユーザデータを送受信するチャネルである。データチャネルは１．２７５ＭＨｚのサブバンドを更に４分割した３００ｋＨｚのサブチャネル単位とし、１ユーザで全てのチャネルを使用しても、複数のユーザでサブチャネル毎に使用する事も可能な構成である。したがって、低速から高速のベストエフォート通信を実現することが可能である。１つのタイル（３４サブキャリヤ×１９ＯＦＤＭシンボル）は周波数方向に４分割、時間方向にも４分割することができる。

図３４に、本発明の実施例における下り個別制御チャネルの使用方法を示す。
個別制御チャネルとデータチャネルは自由な割当てが可能であり、例えば図３４に示すように１つのエレメント（３４０１）だけをユーザ１の個別制御チャネルとし、タイルの他の部分は全てユーザ１のデータチャネル（３４０２）とそれを受信するためのパイロットチャネル（３４０３）とする構成（図３４上図）や、周波数方向の４つサブチャネルをそれぞれに「ユーザ１」、「個別制御チャネル用」、「ユーザ３」、「ユーザ４」を割当て、ユーザＮ（Ｎ＝１、３、４）向けのサブチャネルの先頭部分にはユーザＮ向けの個別制御チャネル（３４１１）を配置し、その後ろにデータチャネル（３４１２）を配置する構成（図３４下図）などを取ることができる。各個別制御チャネル用のサブチャネルにはその他複数のユーザ向けの個別制御チャネルを配置する構成が実現できる。各信号をアレイアンテナにより各端末局に合わせたビームフォームを行っても各信号が受信できるようなパイロット信号（３４１３）も配置されている。図３４の下図の場合、１つのタイルを４ユーザ以上の端末局で共有することができ、ユーザダイバーシチ効果を得ることができる。

上りデータチャネルについても下りデータチャネルと同様にパイロット信号３３１３及び３３１５、個別制御チャネル３３１１、データチャネル３３１２及びガードキャリヤ３３１４にて構成される。データチャネルはユーザデータを通信する為のチャネルであり、下りと同様に３００ｋＨｚ単位のサブチャネル構成にて、１ユーザが全てのサブチャネルを使用する事も、ユーザ毎にサブチャネルを使用する事も可能な構成となっている。これにより、上りについても低速から高速のベストエフォート通信を実現可能とする。個別制御チャネル３３１１は前段のＰｉｌｏｔ３３１５と合わせてコード符号となっており、基地局からの指示にて移動局固有のコードを例えばＭ系列などスクランブルされたＯＦＣＤＭＡとなっている。スクランブル符号が移動局毎にユニークであるため、複数ユーザ分の制御情報が多重されても後に分離することができる。そのため、この個別制御チャネルは電力制御により、受信側である基地局にて、一定の受信品質になるように、端末の送信電力が制御される。個別制御チャネルで送られる情報としては、通信応答用ＡＣＫ、下りチャネル品質情報等であり、移動局と個別制御情報を通信する為のチャネルである。また、ここでは、ＣＤＭＡではなく、ＯＦＤＭＡでパイロットが送信されている。基地局は、各３００ｋＨｚのパイロット情報から、各３００ｋＨｚの伝搬路推定を行なうことで、周波数特性が異なる１．２７５ＭＨｚの帯域を３００ｋＨｚの分解能で伝搬路推定することができる。この伝搬路推定結果を使い、下り回線では、アレイアンテナの制御を行なうことができる。よって、課題１−１を解決することができる。
〔ブロックホッピングの実現〕
パケット方式において、パケットエラー発生時における救済としてＨＡＲＱ（Ｈｙｂｒｉｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｐｅａｔ Ｒｅｑｕｅｓｔ）が重要になっている。本実施例では、ＨＡＲＱは同一サブチャネルの同一スロットをペアにして実施される。上り下りは第１スロットであれば、第５スロットというように第Ｎスロットの下りと第（Ｎ＋４）スロットの上りが対応している。下りのＨＡＲＱでは、基地局は、第Ｋ−ＴＤＭＡフレームの第Ｎスロットで信号を送信し、移動局は、受信結果に応じて、同ＴＤＭＡフレームの第（Ｎ＋４）スロットでＡＣＫあるいはＮＡＣＫを送信する。ＡＣＫが送信された場合には、そのチャネルが開放され、ＮＡＣＫが送信された場合には、第（Ｋ＋１）−ＴＤＭＡフレームの第Ｎスロットにて、同一情報源とした第２回の信号送信が行われる。

第Ｎ回の信号送信を行なう際には、伝搬路の状況は大きく変化していることが望ましい。

図３５に、下りビームフォーミングを示す。
無指向性のアンテナを数波長離して設置したアレイアンテナの場合、指向性パターンは、図３５に示すようなグレーティングローブが多数見られるパターンとなる。複数の基地局間の干渉を考える場合、基地局甲につながる移動局Ａと基地局乙につながる移動局Ｂが第１回のＨＡＲＱの送信で衝突する場合、同じ周波数を使い続けるならば干渉パターンは変化しない。すなわち、基地局甲も、基地局乙も、第Ｋ−ＴＤＭＡフレームの第Ｎスロットでそれぞれ移動局Ａ、Ｂに信号を送信し、第（Ｋ＋１）−ＴＤＭＡフレームの第Ｎスロットにて、同一情報源とした第２回の信号送信が行なうからである。

そこで、図３６のように１つのタイルからなるサブバンド（３６０１）を周波数について４つのサブチャネルに分割し、それぞれのサブチャネルを使って個別の移動局に信号を送信する。サブチャネルは論理的な番号（＃１〜＃４）が付けられている。ＨＡＲＱを実施する場合には、論理的な番号に対してセッションを割付ける。論理的な番号は、実際の物理的な周波数に配置する際にスクランブルが掛かる。図３６の下図はその様子を示す。横軸は時間方向であり、縦軸は周波数方向を示す。第１のＴＤＭＡフレーム（最左）では論理サブチャネル＃１は物理的な割付けは周波数の最も低いサブチャネル（最上）に割り付けられている。第２のＴＤＭＡフレームでは、最も周波数が高いサブチャネル（最下）に割り付けられており、時間が進むにしたがって予め決められたパターンに従い、ホッピングを行なう。複数の基地局を見る際には、それぞれの基地局が独自の位相（ホッピングパタンの位相、図３６の下図における左から数えた位置）でホッピングを行い、ＴＤＭＡフレームの更新毎に右に１つずつ移動する。このようにすることで、基地局間では、ホッピングパタンが独立となり、ＨＡＲＱの送信回数毎に衝突する移動局が異なることとなる。結果アンテナパターンに違いができ、移動局Ａからみた基地局乙のアンテナパターンが、ＨＡＲＱの送信回数毎に異なるパターンとなり、ＨＡＲＱの効果が高くなる。

図３７はサブチャネル毎に伝搬路の周波数特性が異なることを表した模式図である。
伝搬路の遅延分散にも依存するが、サブチャネル間の相関はあるものの、伝搬路の特性は異なる。それをホッピングすること自体でも、無線特性はＨＡＲＱの送信回数毎に異なるようにすることができる。したがって、サブチャネル毎ホッピングを行なうブロックホッピングはＨＡＲＱと組合せることで高い改善効果を得ることができる。

しかし、ここで課題が発生する。ブロックホッピングを実施するには、下り回線でサブチャネルをホッピングする必要がある。しかも上記のようにアレイアンテナの指向性パターンを含めてホッピングする必要がある。ところが上記のようにサブチャネル毎で相関はあるものの伝搬路の特性は異なる。下り回線のアレイパターンを得るには上り回線で伝搬路を推定する必要がある。特にパケット型の通信では必ずしも下り回線にペアとなる上り回線の情報が存在するとは限らず、下り回線のアレイアンテナの制御を行なうことができなかった。特にＯＦＤＭＡの場合、リソース割当において、周波数の広がりがあり、自由に割り当てることで効率向上がはかれる。しかしアレイアンテナ制御のため、上り回線と下り回線の周波数をペアとしてくくりつけてしまうと、周波数リソース割当の自由度に制約が入るため、自由にチャネル割当を行なう場合と比較し、周波数利用効率が劣化する問題があった。

図４は非特許文献３の上り制御チャネルの構成を示している。本例では、上りの制御チャネルは周波数軸上でホッピングしている。このようにホッピングする制御チャネルを使うことで、各周波数の伝搬路を知ることができる。しかし本方法でも、ホッピングの周期に依存して伝搬路推定の周期が長くなり、ＴＤＤにおける、上りと下りの伝搬路特性がほぼ同じであるという仮定が崩れてしまう。
伝搬路は周波数特性を持つ。特にアンテナ間隔が離れたアンテナ構成を持つシステムでは、周波数特性の変化（周波数選択性）は大きくなる傾向があり、ホッピング周期に依存する従来方法では伝搬路推定が難しい。

さらには、非特許文献３では上りはＣＤＭＡ送信によって広帯域で送信を行なうことで、周波数ダイバーシチ効果を得た制御チャネル送信について開示している。ＣＤＭＡで送信した信号は、フィルタにより他のＯＦＤＭの信号に干渉を与えないように工夫が必要である。フィルタ制限を行なう結果、図５に示すようにＯＦＤＭの信号に比べて、フィルタカットされた帯域（５０１）について利得が下がるため、十分な伝搬路情報を得ることができない。ＯＦＤＭ信号（５０２）では、各チャネルの伝搬路情報を

とすると、３００ｋＨｚ帯域の平均伝搬路推定結果は

という式で推定することができる。
他方、ＣＤＭＡ信号（５０３）では、利得が不足する部分（５０１）が存在し、平均伝搬路推定結果は

という式で表され、重み付けされた伝搬路推定結果となり、利得が不足する部分（５０１）の情報を十分に反映した推定を行なうことができない。また、ブロックホッピングを行なう場合には、３００ｋＨｚ毎の伝搬路推定結果を反映させたアレイ重みを求めることが望ましいが、ＣＤＭＡでは、１．２７５ＭＨｚからなるサブバンド全体の平均的な伝搬路推定結果が求まることとなり、サブチャネルを構成する３００ｋＨｚ毎のチャネルそれぞれについての伝搬路推定ができないことが課題であった。

本実施例の上り回線は、図３３に示す構成となっている。すなわち、パイロット信号３３１３及び３３１５、個別制御チャネル３３１１、データチャネル３３１２及びガードキャリヤ３３１４にて構成される。個別制御チャネル３３１１は前段のＰｉｌｏｔ３３１５と合わせてコード符号となっており、基地局からの指示にて移動局固有のコードを例えばＭ系列などスクランブルされたＯＦＤＭＡとなっている。スクランブル符号が移動局毎にユニークであるため、複数ユーザ分の制御情報が多重されても後に分離することができる。上り個別制御チャネルは電力制御により、受信側である基地局にて、一定の受信品質になるように、移動局の送信電力が制御される。個別制御チャネルで送られる情報としては、通信応答用ＡＣＫ、下りチャネル品質情報等であり、移動局と個別制御情報を通信する為のチャネルである。また、ここでは、ＣＤＭＡではなく、ＯＦＤＭＡでパイロットが送信されている。基地局は、各３００ｋＨｚのパイロット情報から、各３００ｋＨｚの伝搬路推定を行なうことで、周波数特性が異なる１．２７５ＭＨｚの帯域を３００ｋＨｚの分解能で伝搬路推定することができる。この伝搬路推定結果を使い、下り回線では、アレイアンテナの制御を行なうことができる。よって、課題１−１を解決することができる。

図３８に、受信系の構成を示す。
図３８は、移動局の構成を示すもので送信されるデータは、ＭＯＤ部（３８０１）においてチャネル符号化される。チャネル符号化された信号は、ＰＮ符号化部（３８０２）でパイロット信号と共にＰＮ符号でスクランブルが掛けられる。スクランブルが掛かった信号はＭＡＰ部（３８０３）に入力され、ＱＰＳＫに変調され、周波数上にマッピングされる。マッピングされた変調信号はＩＦＦＴ部に入力され、周波数領域の情報から時間領域の情報に置き換えられる。時間領域となった信号はＲＦ部（３８０４）で無線周波数に変換され、アンテナから送信される。

図３９に送信系の構成を示す。
図３９は基地局の構成を示す図であり、アンテナ（３９０１）受信した信号は、ＲＦ部（３９０２）でベースバンド信号に変換され、ＦＦＴ部（３９０３）によって時間領域の信号から周波数領域の信号に変換される。ＦＦＴ部は、図には描かれていないタイミング抽出部が抽出した適切なタイミングでウィンドウを設け、ＧＩを除去してＦＦＴ処理を行なう。ＦＦＴ処理された信号は、ＤＥＭＡＰ部（３９０４）に入力され、周波数領域上のマッピングから信号を取り出す。本特許の特徴は、取り出した周波数領域上にマッピングされた情報をサブチャネル毎に分けて伝搬路推定を行なう点である。図３９では、伝搬路推定部（３９０５〜３９０８）がこれに当たる。各伝搬路推定部は分割された各サブチャネル（図３６：３６０１の＃１〜＃４に相当）の伝搬路推定を行なう。伝搬路推定として、１回のサブフレームで受信品質が足りない場合には、複数のＴＤＭＡフレームを利用して受信した複数回の伝搬路推定結果を加算して精度の高い伝搬路推定を行ってもよい。
得られた伝搬路推定結果は、複素共役をとることで、下りアレイ重みとすることができる。

図３では、下り重みを信号に積算するＢＦ部の構成を示している。
図３で、送信する信号は、ＭＵＬ部（３０４）においてアンテナ数分にコピーされる。コピーされた信号は積算器（３０７）において下りアレイ重みと掛け合わされ、送信ＲＦ部（３０８）にて無線周波数に変換されてアンテナ（３０１）から送信される。
本特許からなる実施例では、上りと下りの回線はサブバンド単位ではペアになっているものの、サブチャネル単位ではペアとなっていない。そのため、下りだけデータを送信することも可能である。この結果、下り回線の無線リソース割当てを行なう際に、上り回線と下り回線を括りつけなければならないといった拘束条件が発生しない。よって自由にリソース割当てを行なうことが可能であり、課題１−１が解決できる。
〔１６．システムの説明〕
図１４にシステム構成例を示す。システムはＩＰネットワーク（１４００）に接続された基地局（Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ：ＢＳ）１４０１〜１４０３と移動局（１４０４〜１４０６）から構成される。
基地局と移動局間はＴＤＭＡ−ＴＤＤ通信方式で送受信される。変調方式はＯＤＦＭが用いられる。送受信される信号は制御チャネル（ＣＣＨ）とデータチャネル（ＤＣＨ）に分類される。下り制御チャネルは基地局状態を示す報知情報や着信情報を移動局へ送信するチャネルである。上り制御チャネルは呼の起動を要求するために使用される。データチャネルはユーザデータを送受信するために使用される。

基地局がＯＦＤＭ変調して信号送信する方法を図３８で説明する。
送信系はＭＯＤ部３８０１で一次変調（１６ＱＡＭなど）し、ＰＮ符号発生器３８０２でＰＮバースト波に変換し、ＭＡＰ部３８０３でＯＦＤＭマッピングを行い、ＢＦ部３８０４でビームフォーミングを決定し、ＩＦＦＴ部３８０５で逆高速フーリエ変換しＯＦＤＭ信号とし、ＲＦ３８０６にて送信するという構成である。
一方、基地局が信号受信する方法を図３９で説明する。受信系は、アンテナ３９０１及びＲＦ３９０２で受信した信号をＦＦＴ部３９０３で高速フーリエ変換しＯＤＦＭ信号の復調を行い、ＤＥＭＡＰ部３９０４で各シンボルの逆マッピングを行い、Ｅｓｔｉｍａｔｅ部３９０５〜３９０８でチャネル推定を行い、ＤＥＭＯＤ部３９０９で一次変調されたデータを復調するという構成である。
なお、移動局の受信周波数帯域幅は１．２ＭＨｚ程度と仮定しておく。
〔１７．制御情報送信フレーム〕
基地局から送信するフレーム構成は現行ＰＨＳと同じ送受信４スロットずつのＴＤＭＡフレームとする。制御情報は各基地局から同じ特定スロットでは送信する。この特定スロットにて制御情報は特定周波数帯域幅で特定コードによりコード化し、さらのその特定周波数帯域幅を繰返し、システムで利用する周波数帯域全てに対して拡散する。移動局は予め割り当てられた、その特定周波数帯域のみを受信し、特定コードにより制御情報を復調し受信する。
さらにこれらの制御情報は報知情報およびページング情報を含めスロット毎にＯＦＤＭにより変調する。これにより移動局は特定周波数帯域の受信処理能力を備えるのみで制御情報が受信できる。

制御情報送信方式実施例を、図１５、１８を用いて説明する。図１５は本発明における制御チャネル送信状態の実施例を示す。基地局からの送信方向を下りリンク、基地局への受信を上りリンクと定義する。図１５では下り４スロット、上り４スロットによりフレームが構成される。このフレームを本実施例では６フレームを１組として基本フレームと定義する。この基本フレームの先頭フレームの第１スロットを制御チャネル送信スロットとする。即ち制御情報はこの実施例では３０ｍｓｅｃに１回の割合で送信される。このスロットに複数の制御情報を規則的な繰返しにより送信する。送信すべき情報をしてはシステムにとって共通な制御情報（ＣＣＣＨ）となる報知情報。フレームの同期に必要な同期情報、着信に必要なページング情報、および基地局への着信状態の通知する確認情報からなる、これらの送信情報チャネルをそれぞれ報知情報チャネル（Ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ：ＢＣＣＨ）ページング情報チャネル（Ｐａｇｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌ：ＰＣＨ）着信情報チャネル（Ｇｒａｎｔ ｃｈａｎｎｅｌ：ＧＣＨ）とする。これらの情報を組めあわせ、さらに規則的な順序により送信する。この繰返しの最小単位をスーパーフレームと定義する。制御情報に割り当てたスロット以外の送信スロットでは、下りのデータ情報を送信するスロットとする。ここでデータを送信する通信チャネルをデータチャネルと定義する。また上りのスロットは、基地局と移動局で上り下り対象となる制御をするため、下りに対応する上りスロットでの情報を受信する。即ち例えば第２スロットで基地局が送信する場合、第６スロットが受信スロットとなる。ここで、下りデータチャネルに対応する上りスロットは上りデータチャネルとする。また下り共通制御チャネルに対応する上りスロットは特別に移動局からの応答の制御情報を受信する。ここで応答のチャネルを、応答チャネル（Ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ：ＡＣＨ）と定義する。

図１８にさらにその情報の送信状態の詳細を示す。ここでは実施例として、課題を解決する手段で前述した特定周波数帯域を１．２７５ＭＨｚ、システムで利用する全ての帯域（以下システム帯域）を２０ＭＨｚとする。この特定周波数帯域はこのシステム帯域で１５通り存在する。基地局からはこの１５通りの全ての周波数に対して、特定周波数で送信した情報と同じ情報を送信する。制御情報は各基地局から同じ特定スロット、ここでは基本フレームの第１スロットで送信する。この特定スロットにて制御情報は特定周波数帯域幅で特定コードによりコード化し、さらのその特定周波数帯域幅１．２７５ＭＨｚで１５通り繰返し、システムで利用する周波数帯域即ち２０ＭＨｚに全てに対して拡散し送信する。移動局は予め割り当てられた、その特定周波数帯域１．２７５ＭＨｚのみを受信し、特定コードにより制御情報を復調し受信する。
さらにこれらの制御情報は報知情報およびページング情報を含めスロット毎にＯＦＤＭにより変調する。これにより移動局は特定周波数帯域の受信処理能力を備えるのみで制御情報が受信できる。

従来のＰＨＹフレームの構成を示す図である。 従来の共通制御チャネルの構成を示す図である。 ビームフォーミング形成を説明する為の回路概念図である。 上り制御チャネルの構成を示す図である。 ＯＦＤＭとＣＤＭＡのスペクトラムを示す図である。 ＣＤＭＡとＯＦＤＭの周波数と電力の関係を示す図である。 従来の制御チャネル送信タイミング分散を示す図である。 基地局のフレームタイミングに対する移動局の受信ウィンドウ位置による受信結果を説明する図である。 隣接サブキャリヤへの干渉レベルの計算結果を示す図である。 物理チャネルの遷移を説明する図である。 伝搬遅延を説明する図である。 本発明の実施例における異なるＧＩ長をもつフレームを説明図である。 周波数軸と時間軸の２次元で考えたＯＦＤＭＡの信号分割例を示す図である。 本発明の実施例における共通制御チャネル送信に関する全体構成を示す図である。 本発明の実施例における制御チャネル送信フレームを説明する図である。 移動局と基地局の同期状態を示す図である。 本発明の実施例における呼接続シーケンスを示す図である。 本発明の実施例における下り共通制御チャネル構成を説明する図である。 本発明の実施例における共通制御チャネルのシンボル及びデータのマッピングを示す図である。 基地局の配置及び送信周波数を示す図である。 ＯＦＤＭシンボルの配置例を示す図である。 本発明の実施例における共通制御チャネルのパイロット信号の配置パターンを示す図である。 本発明の実施例における基地局の共通制御チャネルにの分離方法を説明する図である。 移動局が複数の周辺基地局から周波数を受信していることを説明する図である。 移動局が複数の周辺基地局から周波数を受信していることを説明する図である。 移動局が複数の周辺基地局から周波数を受信していることを説明する図である。 本発明の実施例における基地局が周辺基地局のパイロット配置を検索の処理フローを示す図である。 本発明の実施例におけるマッチフィルターを通して分離した信号とレベルを示す図である。 一般的な相関器の構成を示す図である。 本発明の実施例における制御チャネル送信内容を示す図である。 本発明の実施例における移動局のセルサーチを行なう処理フローを示す図である。 移動局がハンドオーバする際の処理フローを示す図である。 本発明の実施例における下り個別制御チャネル構成を説明する図及び上り個別制御チャネル構成を説明する図である。 本発明の実施例における下り個別制御チャネルの使用方法を説明する図である。 下りビームフォーミングを示す図である。 本発明の実施例の通信チャネル構成にＨＡＲＱ適用を説明する図である。 周波数選択性フェージングによる影響でパケットエラーの発生を説明する図である。 本発明の実施例における受信系の構成を示す図である。 本発明の実施例における送信系の構成を示す図である。

符号の説明

１０１．．．下りＰＨＹフレーム
１０２．．．上りＰＨＹフレーム
３０１…アンテナ
３０２…乗算器
３０３…加算器
３０４…加算器
３０５…送信指向性計算器
３０６…受信指向性計算器
５０１．．．フィルタカットされた帯域を明示（ＣＤＭＡの時、伝搬路推定ができない部分）
５０２．．．ＯＦＤＭのスペクトラム
５０３．．．ＣＤＭＡのスペクトラム
６０１．．．ＯＤＦＭの電力分布
６０２．．．ＣＤＭＡの電力分布
７０１．．．従来の制御チャネル送信タイミング
８０１．．．移動局からの受信フレーム
８０２．．．基地局における受信ウィンドウ位置（シンボル間干渉なし）
８０３．．．基地局における受信ウィンドウ位置（シンボル間干渉なし）
８０４．．．基地局における受信ウィンドウ位置（シンボル間干渉あり）
８０５．．．基地局における受信ウィンドウ位置（シンボル間干渉あり）
１００１…アクティブ状態時のデータチャネル構成
１００２…ドーマント状態時のデータチャネル構成
１００３…アイドル状態時のデータチャネル構成
１１０１〜１１０３…基地局
１１１０…移動局
１１２０…基地局１の伝播遅延時間
１１２１…基地局２の伝播遅延時間
１１２２…基地局３の伝播遅延時間
１２０１…Ｓｈｏｒｔ ＧＩ
１２０２…Ｌｏｎｇ ＧＩ
１２１０…移動局の受信ウィンドウ
１４００…ＩＰネットワーク
１４０１〜１４０３…基地局
１４０４〜１４０６…移動局
１４１０〜１４１２…共通制御チャネル送信タイミング
１４２０〜１４２２…サブキャリヤ毎に送信する同期チャネル
１５０１．．．ＴＤＭＡフレームフォーマット
１５０２．．．制御チャネル送信を含むベースフレーム構成
１５０３．．．制御チャネル送信を含まないベースフレーム構成
１５１０．．．ベースフレーム構成
１６００…基地局のベースフレームタイミング
１６０１…アクセスチャネル送信時の移動局のベースフレームタイミング
１６１０…グラントチャネルで移動局へ通知するタイミング補正量
１６２０…個別制御チャネル送信時の移動局のベースフレームタイミング
１６２１…個別制御チャネル受信時の基地局のベースフレームタイミング
１８０１．．．同期チャネル送信帯域
１８０２．．．ベースフレーム構成
１８１０．．．共通制御チャネル中の同期チャネル
１８１１．．．共通制御チャネル中の制御チャネル
１８１２．．．共通制御チャネル中のガードキャリヤ
１９０１…同期シンボル
１９０２…空きシンボル
１９０３…パイロット信号（Ｌｏｎｇ ＧＩ）
１９０４…制御チャネルデータ
１９０５…スロット制御情報
１９０６…パイロット信号（Ｓｈｏｒｔ ＧＩ）
１９０７…ガードキャリヤ
１９０８…ＤＣ
１９０９…ガードキャリヤ
２００１…移動局
２００２…周波数ｆ０で共通制御チャネルを送信する基地局のセル
２００３…周波数ｆ１で共通制御チャネルを送信する基地局のセル
２００４…周波数ｆ２で共通制御チャネルを送信する基地局のセル
２００５…周波数ｆ３で共通制御チャネルを送信する基地局のセル
２２０１…サブキャリヤ（ＳＢ＃１）
２２０２…サブキャリヤ（ＳＢ＃２）
２２０３…サブキャリヤ（ＳＢ＃３）
２２０４…サブキャリヤ（ＳＢ＃４）
２２１０…多重区間
２２１１…非多重区間
２４００．．．移動局
２４１０〜２４１８．．．周波数ｆ０で共通制御チャネルを送信する周辺基地局
２５００．．．移動局
２５１０〜２５１５．．．周波数ｆ１で共通制御チャネルを送信する周辺基地局
２６００．．．移動局
２６１０〜２６１５．．．周波数ｆ２で共通制御チャネルを送信する周辺基地局
２８０１．．．ＲＦ（無線機）
２８０１〜２８０４．．．マッチドフィルタ部
２８０６〜２８０９．．．パイロット信号の受信電力
２９０５…ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換部）
２９０１〜２９０４…遅延素子
２９１０〜２９１３…ＴＡＰ係数加算器
２９２０…合成回路
３３０１．．．下り通信チャネル中の個別制御チャネル
３３０２．．．下り通信チャネル中のデータチャネル
３３０３．．．下り通信チャネル中のパイロット信号
３３０４．．．下り通信チャネル中のガードキャリヤ
３３１１．．．上り通信チャネル中の個別制御チャネル
３３１２．．．上り通信チャネル中のデータチャネル
３３１３．．．上り通信チャネル中のパイロット信号
３３１４．．．上り通信チャネル中のガードキャリヤ
３３１５．．．上り通信チャネル中のパイロット信号
３４０１…個別制御チャネル
３４０２…データチャネル
３４０３…パイロット信号
３４０４…ガードキャリヤ
３５０１．．．通信チャネルの下りビームフォーミング
３５０２．．．共通制御チャネルの下りビームフォーミング
３６０１…データチャネルにおけるサブバンド構成
３６０２〜３６０９…ブロックホッピングの例
３８０１．．．アンテナ部
３８０２…ＦＦＴ（フーリエ変換部）
３８０３…ＤＥＭＡＰ（シンボルマッピング部）
３８０４〜３８０７（チャネル推定部）
３８０８．．．ＤＥＭＯＤ（復調部）
３９０１…ＭＯＤ（変調部）
３９０２…ＰＮ（ＰＮ符号発生器）
３９０３…ＭＡＰ（シンボルマッピング部）
３９０４…ＢＦ（ビームフォーミング設定部）

Claims (5)

1. 複数の無線移動局および前記無線移動局と直交周波数分割多元接続方式（ＯＦＤＭＡ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）をベースとしたＴＤＤ無線通信方式により無線通信を行なう無線基地局とを有し、前記無線基地局と前記複数の無線移動局間で送受信する、データ信号、パイロット信号、個別制御信号は、予め決められた通信可能なシステム帯域を分割して構成されるサブバンドをさらに複数に分割したサブチャネル単位で各無線移動局に割り当て可能な構成である無線通信システムであって、
   前記無線基地局は、前記複数の無線移動局に対し、それぞれの無線移動局に固有のコード符号を指示し、前記固有のコード符号でコード化したパイロット信号および個別制御信号をサブバンド帯域全域において送信するよう各無線移動局に指示し、前記複数の無線移動局のそれぞれは、データ信号については、予め割り当てられたサブチャネルを使用して送信し、パイロット信号および個別制御信号については、前記無線基地局の指示にてコード符号化してサブバンド帯域全域において送信し、
   前記無線基地局は、複数のアンテナを有し、前記複数の無線移動局が送信したコード符号化され多重化されたパイロット信号および個別制御信号を受信し、コード符号により分離して前記各無線移動局の個別制御信号から各サブチャネルの伝搬路を推定し、その推定結果を用いて前記無線移動局への無線信号送信時に利用するアレイ重みを決定することを特徴とする無線通信システム。
2. 請求項１記載の無線通信システムであって、前記無線基地局は、前記無線移動局へ１つのパケットを複数回に分けて送信する際に、 前記複数回の送信時ごとに、送信するサブチャネルを変更し、かつその変更パターンが無線基地局毎に異なることを特徴とする無線通信システム。
3. 複数の無線移動局と直交周波数分割多元接続方式（ＯＦＤＭＡ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）をベースとしたＴＤＤ無線通信方式により無線通信を行なう無線基地局であって、
   複数のアンテナを備え、
   前記複数の無線移動局のそれぞれに対し、データ信号については、予め割り当てられたサブチャネルを使用して送信し、パイロット信号および個別制御信号については、無線移動局固有のコード符号を指示し、前記固有のコード符号でコード化したパイロット信号および個別制御信号をサブバンド帯域全域において送信するよう各無線移動局に指示することで前記複数の無線移動局からのパイロット信号および個別制御信号をサブバンド帯域全域において多重化させて送信させ、
   該複数の無線移動局からの送信信号が多重化されて送信されてきた信号を前記複数のアンテナで受信し、
   受信した信号のうち、前記コード符号化され多重化されたパイロット信号および個別制御信号をコード符号により分離して前記各無線移動局の個別制御信号から各サブチャネル毎の伝搬路を推定し、
   推定結果を用いて無線移動局への信号送信時に利用するアレイ重みを決定することを特徴とする無線基地局。
4. 請求項３記載の無線基地局であって、前記無線移動局へ１つのパケットを複数回に分けて送信する際に、
   前記複数回の送信時ごとに、送信するサブチャネルを変更し、かつその変更パターンが無線基地局毎に異なることを特徴とする無線基地局。
5. 直交周波数分割多元接続方式（ＯＦＤＭＡ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）をベースとしたＴＤＤ無線通信方式により無線基地局と無線通信を行なう無線移動局であって、
   該無線基地局と前記無線移動局間で送受信する、データ信号、パイロット信号、個別制御信号は、予め決められた通信可能なシステム帯域を分割して構成されるサブバンドをさらに複数に分割したサブチャネル単位で各無線移動局に割り当て可能な構成であり、前記無線移動局は、データ信号については、予め定め割り当てられたサブチャネルを使用して送信し、パイロット信号および個別制御信号については、前記無線基地局の指示にて前記複数の無線移動局の信号をコード符号化してサブバンド帯域全域において送信することを特徴とする無線移動局。

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