JP4939819B2

JP4939819B2 - 三相整流装置

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Description

本発明は、三相整流装置に関する。

従来、この種の三相整流装置としては電子制御式直流リアクトル技術が提案されている。例えば特開２００２−９５２５６号公報（特許文献１）に記載の直流リアクトルの制御装置では、三相交流電源を整流して平滑コンデンサで平滑する三相整流平滑回路の整流器と平滑コンデンサとの間に挿入される鉄心にそれぞれ巻装した主巻線及び補助巻線から成る直流リアクトルを有し、この直流リアクトルの補助巻線に任意の電圧波形を発生する補償電圧発生部を接続し、この補償電圧発生部を制御装置によって制御して直流リップルを補償するようにしている。しかしこのような従来方式では、電圧加算するための変圧器（補助巻線付きリアクトル）が大型となる問題点があった。

上述のような問題点を解決するために、特開２００２−２７２１１３号公報（特許文献２）に記載の高調波抑制制御装置では、交流電源に接続され交流電圧を整流するブリッジ整流回路と整流電圧から交流成分を除去する平滑コンデンサとの間に接続されコンデンサとスイッチング素子から構成されリップルを抑制する単相ブリッジ回路と、この単相ブリッジ回路のＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を除去するＬＣフィルタを構成する小型リアクトルと、ＰＷＭスイッチングによる高周波を低減する減衰抵抗と、ＬＣフィルタを構成するフィルタコンデンサと、交流電源の線間電圧を検出する電圧検出器と、単相ブリッジ回路のコンデンサ電圧を検出する電圧検出器と、小型リアクトルに流れ込む電流を検出する電流検出器と、検出した交流線間電圧とコンデンサ電圧と直流電流の検出値から算出したリップル補償量に基づきＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御手段と、この制御手段から入力したスイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路とを具備することで、大型の変圧器が不要となる方式が開示されている。ただし、このような方式では、過負荷時や電源投入時の過電圧を防止するための迂回回路（初期充電回路７０、過電流抑制回路８０）が必要となる。

しかし、この種の直流リアクトル挿入方式に共通する問題点として、出力直流電圧が三相全波整流器の平均電圧となってしまうため、直流リアクトルが無い単純なコンデンサ平滑のみの整流回路での整流電圧より低下してしまう問題点があった。また、コンデンサ平滑のみの整流回路だと、交流電源の一周期当り６回のコンデンサへの突入充電電流が流れるため、過大な高調波電流を発生させてしまい、電源高調波が大きいという問題点もあった。
特開２００２−９５２５６号公報特開２００２−２７２１１３号公報

本発明は、上述のような従来技術の問題点に鑑みてなされたものであり、過負荷時や電源投入時の過電圧を防止するための迂回回路としての大型の電磁接触器等を必要としない三相整流装置を提供することを目的とする。

本発明の三相整流装置は、三相交流電源を全波整流する三相全波整流器と、その整流出力側に設けられた電圧加算回路とを備え、前記電圧加算回路は、前記三相全波整流器の出力電圧の１６％以下の微小直流電圧を出力する微小直流電圧源と、前記三相全波整流器の出力電圧に当該微小直流電圧源の微小直流電圧を加算するか又は加算しないかの２種類の状態に切換える加算切換え手段とを有し、前記加算切換え手段は、前記三相全波整流器の出力電圧が低下する領域で前記微小直流電圧を加算する状態に切換えるようにしたものである。

本発明によれば、過負荷時や電源投入時の過電圧を防止するための迂回回路としての大型の電磁接触器等を必要としない三相整流装置を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。

（第１の実施の形態）図１は、本発明の第１の実施の形態の三相整流装置の回路図である。図１において、１は三相交流電源、２は三相全波整流器、３は電圧加算回路、４は平滑コンデンサ、５は負荷、６は微小直流電圧源、７は電圧切換え器、Ｖ_ＲＥＣは三相全波整流器出力電圧、Ｖ_ＡＤＤは電圧加算回路出力電圧、Ｖ_ＯＵＴは三相整流装置出力電圧を表している。

三相交流電源１からの３つの各相電圧は三相全波整流器２の各相入力端子に接続されていて、直流電圧に変換される。三相全波整流器２の正側出力端子は、電圧加算回路３を介して平滑コンデンサ４の正極端子に接続されている。また、三相全波整流器２の負側出力端子は、直接平滑コンデンサ４の負極端子に接続されている。平滑コンデンサ４の両端には負荷５が接続されている。この負荷５としては、例えば電圧型インバータなどが供される。電圧加算回路３は、微小直流電圧源６と電圧切換え器７で構成され、三相全波整流器２の出力電圧に、微小直流電圧源６の電圧を加算する状態（電圧加算状態）と、微小直流電圧源６の電圧を加算せずに三相全波整流器２の出力電圧をそのまま本三相整流装置の出力に接続する状態（電圧非加算状態）との２種類に切換えることが可能な構成となっている。尚、微小直流電圧源６で発生する電圧は、三相交流電源１が出力する電圧の１６％以下の電圧値としてある。

図２は、本発明の第１の実施の形態に係る電圧波形図である。図２においては説明を簡単化するため電源インピーダンスを無視し、平滑コンデンサ４も無い条件を仮定して、三相交流電源１も平衡対象三相電圧（三相正弦波）を出力するものとしている。このような条件下において三相全波整流器２の作用により、三相全波整流器２の正側出力端子には、三相の各相電圧のうち最大電圧の相の電圧が現れ、逆に三相全波整流器２の負側出力端子には、三相の各相電圧のうち最小電圧の相の電圧が現れる。このため三相全波整流器出力電圧Ｖ_ＲＥＣは、正弦波の波高値の±３０°区間での波形をつなぎ合わせた形状となり、三相交流電源１の一周期に対し、６回の電圧窪みが生じる。

電圧加算回路出力電圧Ｖ_ＡＤＤは、三相全波整流器出力電圧Ｖ_ＲＥＣに見られる三相交流電源１の一周期に対し、６回生じる整流電圧の窪みの期間においてのみ、微小直流電圧を出力し、それ以外の期間においては、無電圧を出力する。三相整流装置出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、三相全波整流器出力電圧Ｖ_ＲＥＣと電圧加算回路出力電圧Ｖ_ＡＤＤとを加算して得られる。

このように構成された本実施の形態において、平滑コンデンサ４を設け、適当な電源インピーダンスを仮定した場合、本実施の形態にある電圧加算回路３がない時には、三相全波整流器出力電圧Ｖ_ＲＥＣが平滑コンデンサ４に充電されている電圧以上になった場合にのみ、電流が流れるため、その時の電流は、三相交流電源１の位相角６０°に１回のみ、短期間に急峻に流れ込むような波形となる。図３は、この様子をデジタル計算機によるシミュレーションしたもので、図３（ａ）が電圧加算回路が無い場合の交流電流シミュレーション波形であり、図３（ｂ）が電圧加算回路がある場合の交流電流シミュレーション波形である。図３（ａ）において、電源電流波形は急峻なものとなり、正弦波からは相当ずれた波形となるため、多量の高調波を含んだ電流が流出することがわかる。一方、図３（ｂ）において、図３（ａ）と同一の条件下にも関わらず、三相交流電源１の位相角６０°に３回に分けて小刻みに流れ込むことになり、平滑コンデンサ４への充電電流が３回に分散されて流入するため、電流の波高値が低下し、電流高調波も抑制されていることがわかる。また、図３（ｂ）のシミュレーションでは、電圧加算回路３内の微小直流電圧値が出力直流電圧の約８．５％の場合であり、比較的少ない電源容量にて高調波抑制が実現されている。

本実施の形態によれば、平滑コンデンサ４への充電電流が分散されることで電流の波高値が低下し、電流高調波も抑制する。また、基本動作として出力電圧を加算する方向に作用するため、この種の直流リアクトル挿入方式に共通する課題である平均整流電圧の低下現象を生じず、電圧加算に必要な電圧も低く、装置容量も小さくて済む。さらに、従来の電子制御式直流リアクトル技術のように大型の変圧器（補助巻線付きリアクトル）は必要なく、大型の変圧器が不要となる方式で必要であった迂回回路等も必要ない。

（第２の実施の形態）図４は、本発明の第２の実施の形態の三相整流装置の回路図である。尚、図１と同一の構成要素には同一の記号を用いている。図４において、１は三相交流電源、２は三相全波整流器、３は電圧加算回路、４は平滑コンデンサ、５は負荷、１２は高周波整流器、１３は高周波トランス、１４は高周波矩形波電圧発生回路、１５はハーフブリッジ回路、１６は電圧２分割回路、１７は半導体スイッチング素子、１８は分圧コンデンサを表している。

高周波整流器１２は６個の高速ダイオードで構成されている。６個の高速ダイオードのうち３個はそれぞれアノードを三相の３つの各相端子に接続し、３個の各高速ダイードのカソードを全て接続して高周波整流器１２の第１の出力端子とし、残りの３個の高速ダイオードについても同様にそれぞれアノードを三相の３つの各相端子に接続し、３個の各高速ダイードのカソードを全て接続して高周波整流器１２の第２の出力端子としている。高周波整流器１２の第１及び第２の出力端子は、それぞれ高周波トランス１３の二次巻線の両側端子に接続し、高周波トランス１３の二次巻線の中間端子を三相全波整流器２の正側出力端子に接続している。

高周波トランス１３の一次巻線には、高周波矩形波電圧発生回路１４の出力端子を接続している。高周波矩形波電圧発生回路１４は、主回路直流ラインに挿入された２個の半導体スイッチング素子１７を直列接続してなるハーフブリッジ回路１５と、主回路直流ラインに挿入された２個の分圧コンデンサ１８を直列接続してなる電圧２分割回路１６とから構成されている。ハーフブリッジ回路１５の中間端子を高周波トランス１３の一次巻線の一端に接続し、電圧２分割回路１６の中間端子を高周波トランス１３の一次巻線の他端に接続している。

このように構成された本実施の形態の三相整流装置において、三相全波整流器出力電圧に見られる三相交流電源の一周期に対し、６回生じる整流電圧の窪みの期間においてのみ、ハーフブリッジ回路１５内の直列接続された半導体スイッチング素子１７を交互に５０％デュティにて数ｋＨｚ乃至は数十ｋＨｚの高周波スイッチングを繰り返すように作用させる。この場合、高周波整流器１２の第１の出力端子又は第２の出力端子と高周波トランス１３の二次側巻線中間端子との間に高周波矩形波電圧が発生するので、高周波整流器１２の第１の出力端子又は第２の出力端子のいずれかが通電し、三相全波整流器２の正側ダイオードは、逆阻止される。この様に高周波矩形波電圧が高周波トランスに印加している間は、直流出力に微小電圧を加算していることになり、これは、第１の実施の形態の図２で示した波形と同等な作用をもたらす。しかも、本実施の形態の場合、高周波整流器１２と三相全波整流器２が並列動作となるため、ダイオードの電圧降下が２重に生じず、よって損失が少ない利点がある。

本実施の形態によれば、第１の実施の形態の効果に加え、高周波整流器１２と三相全波整流器２が並列動作となるため、整流ダイオードの電圧降下による損失を少なくできる。また、数ｋＨｚ乃至は数十ｋＨｚの高周波スイッチングにより、高周波トランス１３を励磁するため、高周波トランスを大幅に小型化できるとともに、電圧２分割回路１６中の分圧コンデンサ１８の静電容量も十分低く選定することができ、小型で低コストに実現可能である。

（第３の実施の形態）図５は、本発明の第３の実施の形態の三相整流装置の回路図である。尚、図１、図４と同一の構成要素には同一の記号を用いている。図５において、１は三相交流電源、２は三相全波整流器、３は電圧加算回路、４は平滑コンデンサ、５は負荷、１２は高周波整流器、１３は高周波トランス、１４は高周波矩形波電圧発生回路、１５はハーフブリッジ回路、１６は電圧２分割回路、１７は半導体スイッチング素子、１８は分圧コンデンサを表している。

図５において、高周波整流器１２内の高速ダイオードの方向が、第２の実施の形態の図４と逆であり、高周波トランス１３の二次巻線の中間端子を三相全波整流器２の負側出力端子に接続している。それ以外の構成については、第２の実施の形態と同一である。

このように構成された本実施の形態において、三相全波整流器出力電圧に見られる三相交流電源１の一周期に対し、６回生じる整流電圧の窪みの期間においてのみ、ハーフブリッジ回路１５内の直列接続された半導体スイッチング素子１７を交互に５０％デュティにて数ｋＨｚ乃至は数十ｋＨｚの高周波スイッチングを繰り返すように作用させる。この場合、高周波整流器１２の第１の出力端子又は第２の出力端子と高周波トランス１３の二次側巻線中間端子との間に高周波矩形波電圧が発生するので、高周波整流器１２の第１の出力端子又は第２の出力端子のいずれかが通電し、三相全波整流器２の正側ダイオードは、逆阻止される。この様に高周波矩形波電圧が高周波トランスに印加している間は、直流出力に微小電圧を加算していることになり、これは、第１の実施の形態の図２で示した波形と同等な作用をもたらす。しかも、本実施の形態の場合、高周波整流器と三相全波整流器が並列動作となるため、ダイオードの電圧降下が２重に生じず、よって損失が少ない利点がある。

本実施の形態によれば、第２の実施の形態と同様整流ダイオードの電圧降下による損失を少なくできる。また、数ｋＨｚ乃至は数十ｋＨｚの高周波スイッチングにより、高周波トランスを励磁するため、高周波トランスを大幅に小型化できるとともに、電圧２分割回路１６中の分圧コンデンサ１８の静電容量も十分低く選定することができ、小型で低コストに実現可能である。

（第４の実施の形態）図６は、本発明の第４の実施の形態の三相整流装置の回路図である。尚、図１、図４、図５と同一の構成要素には同一の記号を用いている。図６において、１は三相交流電源、２は三相全波整流器、３は電圧加算回路、４は平滑コンデンサ、５は負荷、１２は高周波整流器、１３は高周波トランス、１４は高周波矩形波電圧発生回路、１５はハーフブリッジ回路、１６は電圧２分割回路、１７は半導体スイッチング素子、１８は分圧コンデンサ、１９はサイリスタを表している。

図６において、三相全波整流器２の正側３個の整流素子がサイリスタ１９に置き換わっている。それ以外の構成については、第３の実施の形態と同一である。

このように構成された本実施の形態において、三相全波整流器出力電圧に見られる三相交流電源の一周期に対し、６回生じる整流電圧の窪みの期間においてのみ、ハーフブリッジ回路１５内の直列接続された半導体スイッチング素子１７を交互に５０％デュティにて数ｋＨｚ乃至は数十ｋＨｚの高周波スイッチングを繰り返すように作用させる。この場合、高周波整流器１２の第１の出力端子又は第２の出力端子と高周波トランス１３の二次側巻線中間端子との間に高周波矩形波電圧が発生するので、高周波整流器１２の第１の出力端子又は第２の出力端子のいずれかが通電し、三相全波整流器２の正側ダイオードは、逆阻止される。この様に高周波矩形波電圧が高周波トランスに印加している間は、直流出力に微小電圧を加算していることになり、これは、第１の実施の形態の図２で示した波形と同等な作用をもたらす。しかも、本実施の形態の場合、高周波整流器と三相全波整流器が並列動作となるため、ダイオードの電圧降下が２重に生じず、よって損失が少ない利点がある。また、サイリスタ１９の点弧制御により電圧制御を行うことも可能になる。

本実施の形態によれば、第２、第３の実施の形態と同様整流ダイオードの電圧降下による損失を少なくできる。また、数ｋＨｚ乃至は数十ｋＨｚの高周波スイッチングにより、高周波トランス１３を励磁するため、高周波トランス１３を大幅に小型化できるとともに、電圧２分割回路１６中の分圧コンデンサ１８の静電容量も十分低く選定することができ、小型で低コストに実現可能である。さらに、サイリスタ１９の点弧制御により電圧制御を掛けることも可能になる。

（第５の実施の形態）図７は、本発明の第５の実施の形態の三相整流装置の回路図である。尚、図１、図４、図５、と同一の構成要素には同一の記号を用いている。図７において、１は三相交流電源、２は三相全波整流器、３は電圧加算回路、４は平滑コンデンサ、５は負荷、１２は高周波整流器、１３は高周波トランス、１４は高周波矩形波電圧発生回路、１５はハーフブリッジ回路、１６は電圧２分割回路、１７は半導体スイッチング素子、１８は分圧コンデンサを表している。

図７において、高周波整流器１２は２個の高速ダイオードで構成されている。これらの高速ダイオードには、ショットキーバリアダイオードを用いている。２個の高速ダイオードのうち１個は、アノードを三相全波整流器２の正側出力端子に接続し、カソードを高周波整流器１２の第１の出力端子とし、残りの１個の高速ダイオードについても同様にアノードを三相全波整流器２の正側出力端子に接続し、カソードを高周波整流器１２の第２の出力端子に接続している。高周波整流器１２の第１及び第２の出力端子は、それぞれ高周波トランス１３の二次巻線の両側端子に接続し、高周波トランス１３の二次巻線の中間端子を負荷５の正側出力端子に接続している。それ以外の構成については、第２の実施の形態と同一である。

また、図８〜図１０については、図７の回路の変形例である。図８は、高周波整流器１２の高速ダイオードの向きが図７と逆に配置してあり、高周波整流器１２の２個の高速ダイオードのうち１個は、アノードを負荷５の正側出力端子に接続し、カソードを高周波整流器１２の第１の出力端子に接続してあり、残りの１個の高速ダイオードについても同様にアノードを負荷５の正側出力端子に接続し、カソードを高周波整流器１２の第２の出力端子に接続している。高周波整流器１２の第１及び第２の出力端子は、それぞれ高周波トランス１３の二次巻線の両側端子に接続し、三相全波整流器２の正側出力端子と高周波トランス１３の二次巻線の中間端子を接続している。その他の構成は図７と同様である。

図９は、高周波整流器１２の高速ダイオードの向きが図７と逆に配置してあり、２個の高速ダイオードのうち１個は、アノードを三相全波整流器２の負側出力端子に接続し、カソードを高周波整流器１２の第１の出力端子に接続してあり、残りの１個の高速ダイオードについても同様にアノードを三相全波整流器２の負側出力端子に接続し、カソードを高周波整流器１２の第２の出力端子に接続している。高周波整流器１２の第１及び第２の出力端子は、それぞれ高周波トランス１３の二次巻線の両側端子に接続し、高周波トランス１３の二次巻線の中間端子を負荷５の負側出力端子に接続している。その他の構成は図７と同様である。

図１０は、高周波整流器１２の２個の高速ダイオードのうち１個は、アノードを負荷５の負側出力端子に接続し、カソードを高周波整流器１２の第１の出力端子に接続してあり、残りの１個の高速ダイオードについても同様にアノードを負荷５の負側出力端子に接続し、カソードを高周波整流器１２の第２の出力端子に接続している。高周波整流器１２の第１及び第２の出力端子は、それぞれ高周波トランス１３の二次巻線の両側端子に接続し、高周波トランス１３の二次巻線の中間端子を三相全波整流器２の負側出力端子に接続している。その他の構成は図７と同様である。

このように構成された本実施の形態において、三相全波整流器出力電圧に見られる三相交流電源の一周期に対し、６回生じる整流電圧の窪みの期間においてのみ、ハーフブリッジ回路１５内の半導体スイッチング素子１７を交互に５０％デュティにて高速にスイッチングを繰り返すように作用させる。この場合、高周波整流器１２の第１の出力端子又は第２の出力端子と高周波トランス１３の二次側巻線中間端子との間に高周波矩形波電圧が印加されるので、高周波整流器１２の第１の出力端子又は第２の出力端子のいずれかが通電し、三相全波整流器２の正側出力端子に微小電圧を加算していることになり、第１の実施の形態の図２で示した波形と同等な作用をもたらす。

本実施の形態の場合、第２〜第４実施の形態と異なり、高周波整流器１２と三相全波整流器２が直列接続されているため、ダイオードの電圧降下が直列に生じ、損失が多少増大する可能性もあるが、高速ダイオードに必要な耐圧が低くて済むので、耐圧が低いものの低損失なショットキーバリアダイオードを用いることができ、損失の増大を抑制できる。また、必要なダイオード数が２個のみで済む。

本実施の形態によれば、第１の実施の形態の効果に加え、高周波整流器１２中の高速ダイオードを低損失なショットキーバリアダイオード２個のみで済むため、回路が簡素化し、低コストに実現できる効果をもたらす。

（第６の実施の形態）図１１は、本発明の第６の実施の形態の三相整流装置の回路図である。尚、図１、図４〜図１０と同一の構成要素には同一の記号を用いている。図１１において、１は三相交流電源、２は三相全波整流器、３は電圧加算回路、４は平滑コンデンサ、５は負荷、１２は高周波整流器、１３は高周波トランス、１４は高周波矩形波電圧発生回路、１５はハーフブリッジ回路、１６は電圧２分割回路、１７は半導体スイッチング素子、１８は分圧コンデンサ、２０はＭＯＳＦＥＴを表している。

図１１では、高周波整流器１２が２個のＭＯＳＦＥＴ２０で構成されており、その他の構成は図７と同様である。また図１２は、高周波整流器１２が２個のＭＯＳＦＥＴ２０で構成されており、その他の構成は図１０と同様である。

このように構成された本実施の形態において、加算電圧が微小であるため、ＭＯＳＦＥＴ２０の耐圧を低くでき、このため、低耐圧で低損失なＭＯＳＦＥＴ２０を利用でき、ソースからドレインへ通電するタイミングでゲート電圧を与えること（一般に同期整流技術と呼ばれる）により、第５の実施の形態の図７や図１０で示したショットキーバリアダイオードを用いる方式よりも、電圧降下を低くできる。

本実施の形態によれば、第５の実施の形態の効果に加え、より低損失な回路が実現できる。尚、本実施の形態では第５の実施の形態の図７を基準回路にした場合について説明したが、その他、第２〜第５の実施の形態の全ての構成に共通して適用でき、同様の作用、効果が得られる。

（第７の実施の形態）図１３は、本発明の第７の実施の形態の三相整流装置の回路図である。尚、図１、図４〜図１２と同一の構成要素には同一の記号を用いている。図１３において、１は三相交流電源、２は三相全波整流器、３は電圧加算回路、４は平滑コンデンサ、５は負荷、１２は高周波整流器、１３は高周波トランス、１４は高周波矩形波電圧発生回路、１５はハーフブリッジ回路、１７は半導体スイッチング素子を表している。

図１３では、高周波矩形波電圧発生回路１４は半導体スイッチング素子１７を２個直列接続して形成されるハーフブリッジ回路１５を１５Ａ、１５Ｂの２組から構成され、その他の構成は図７と同様である。

このように構成された本実施の形態において、２組のハーフブリッジ回路１５Ａ、１５Ｂのうち、第１のハーフブリッジ回路１５Ａは、三相全波整流器２出力電圧に見られる三相交流電源１の一周期に対し、６回生じる整流電圧の窪みの期間においてのみ、ハーフブリッジ回路１５Ａ内の直列接続された半導体スイッチング素子１７を交互に５０％デュティにて数ｋＨｚ乃至は数十ｋＨｚの高周波スイッチングを繰り返すようにする。

また、このときもう一方の第２のハーフブリッジ回路１５Ｂは、第１のハーフブリッジ回路１５Ａと全く逆に動作させる。即ち、第１のハーフブリッジ回路１５Ａが正側の半導体スイッチング素子１７がオンしている場合には、第２のハーフブリッジ回路１５Ｂは、負側の半導体スイッチング素子１７をオンさせ、逆に第１のハーフブリッジ回路１５Ａが負側の半導体スイッチング素子１７がオンしている場合には、第２のハーフブリッジ回路１５Ｂは、正側の半導体スイッチング素子１７をオンさせる。

本実施の形態によれば、ハーフブリッジ回路１５として１５Ａ、１５Ｂのを２組用意したことで、１組のハーフブリッジ回路方式に比べ、高周波矩形波電圧発生回路１４から出力される電圧を２倍にできるため、その分高周波トランス１３の一次側巻線の巻数を２倍にでき、高周波トランス１３の一次電流を半分にできる。これは、２組のハーフブリッジ回路１５Ａ、１５Ｂ中にある半導体スイッチング素子１７の電流容量を半分にできる。さらに、２個のコンデンサを直列接続した電圧２分割回路も不要になる。この構成は、電流が大きい比較的大容量の用途に向いている。また、本実施の形態では第５の実施の形態の図７を基準回路にした場合について説明したが、その他、第２〜第６の実施の形態の全ての実施構成例に共通して適用でき、同様の作用、効果が得られる。

（第８の実施の形態）図１４は本発明の第８の実施の形態の電力変換回路の波形図である。図１４において、三相全波整流器出力電圧Ｖ_ＲＥＣに見られる三相交流電源１の一周期に対し、６回生じる整流電圧の窪みの期間においてのみ微小直流電圧を複数回に分割して出力し、等価的にＰＷＭ（パルス幅変調）制御する。その他は第１の実施の形態の図２と同様である。

このように構成された本実施の形態において、三相交流電源１の位相角６０°に多数回に分けて小刻みに電流が流れ込むことになり、平滑コンデンサ４への充電電流が平準化されて流入する。

本実施の形態によれば、電流の脈動は大幅に低減し、電流高調波も大幅に低減を図ることができる。尚、本実施の形態では第１の実施の形態を基準にした場合について説明したが、その他、第１の実施の形態〜第７の実施の形態の全ての実施構成例に共通して適用でき、同様の作用、効果が得られる。

（第９の実施の形態）図１５は、本発明の第９の実施の形態の三相整流装置の回路図である。尚、図１、図４〜図１３と同一の構成要素には同一の記号を用いている。図１５において、１は三相交流電源、２は三相全波整流器、３は電圧加算回路、４は平滑コンデンサ、５は負荷、１２は高周波整流器、１３は高周波トランス、１４は高周波矩形波電圧発生回路、１５はハーフブリッジ回路、１６は電圧２分割回路、１７は半導体スイッチング素子、１８は分圧コンデンサ、２１はフィルタ回路を表している。

図１５では、三相全波整流器２の出力端子間にコンデンサによるフィルタ回路２１を挿入し、電圧加算回路３の両端間にコンデンサと抵抗器を直列接続してなるフィルタ回路２１を挿入した構成になり、その他の構成は図７と同様である。

このように構成された本実施の形態では、フィルタ回路２１の作用により、高周波矩形波電圧発生回路１４のスイッチングの瞬間に発生する変圧変動を吸収する。

本実施の形態によれば、交流電源１側への高周波スイッチングに伴うノイズ成分を抑制することができる。尚、本実施の形態では第５の実施の形態の図７を基準回路にした場合について説明したが、その他、本発明の全ての実施の形態に共通して適用できる。

（第１０の実施の形態）図１６は、本発明の第１０の実施の形態の三相整流装置の回路図である。尚、図１、図４〜図１３、図１５と同一の構成要素には同一の記号を用いている。図１６において、１は三相交流電源、２は三相全波整流器、３は電圧加算回路、４は平滑コンデンサ、５は負荷、１２は高周波整流器、１３は高周波トランス、１４は高周波矩形波電圧発生回路、１５はハーフブリッジ回路、１６は電圧２分割回路、１７は半導体スイッチング素子、１８は分圧コンデンサ、２２はリアクトルを表している。

図１６では、三相全波整流器２の正側出力端子と電圧加算回路３との間にリアクトル２２を挿入してあり、その他の構成は図７と同様である。

このように構成された本実施の形態では、直流主電流通流経路中に挿入したリアクトル２２の作用により、直流電流の変動分が抑制される。

本実施の形態によれば、直流電流に含まれる高周波成分が除去され、スイッチングに伴うノイズ成分を抑制することができる。本実施の形態では三相全波整流器２の正側出力端子と電圧加算回路３との間にリアクトル２２を挿入した構成の場合を説明したが、電圧加算回路３と平滑コンデンサ４の正極との間にリアクトル２２を挿入しても同じ作用効果が得られる。また、三相全波整流器２の負側出力端子と平滑コンデンサ４の負極との間に挿入しても同様である。尚、本実施の形態では第５の実施の形態の図７を基準回路にした場合について示したが、その他、本発明の全ての実施の形態に共通して適用できる。

（第１１の実施の形態）図１７は、本発明の第１１の実施の形態の三相整流装置の回路図である。尚、図１、図４〜図１３、図１５、図１６と同一の構成要素には同一の記号を用いている。図１７において、１は三相交流電源、２は三相全波整流器、３は電圧加算回路、４は平滑コンデンサ、５は負荷、６は微小直流電圧源、７は電圧切換え器、２３は三相リアクトルを表している。

図１７では、三相交流電源１と三相全波整流器２との間に三相リアクトル２３を挿入して構成あり、その他の構成は図１と同様である。

このように構成された本実施の形態では、三相全波整流器２の三相交流電源１側に挿入した三相リアクトル２３の作用により、交流電流の変動分が抑制される。

本実施の形態によれば、交流電流に含まれる高周波成分が除去され、スイッチングに伴うノイズ成分を抑制することができる。本実施の形態では三相交流電源１と三相全波整流器２との間に三相リアクトル２３を挿入した構成であるが、各相に単相リアクトルを夫々挿入しても同様の作用がある。三相リアクトル２３の場合は、同相電圧に対してインダクタンスを生じないが、単相リアクトルの場合には同相成分に対してもインダクタンスが生じるためノイズ抑制効果は高い。尚、ここでは第１の実施の形態の図１を基準回路にした場合について示したが、その他、本発明の全ての実施の形態に共通して適用できる。

（第１２の実施の形態）図１８は、本発明の第１０の実施の形態の三相整流装置の回路図である。尚、図１、図４〜図１３、図１５〜図１７と同一の構成要素には同一の記号を用いている。図１８において、１は三相交流電源、２は三相全波整流器、３は電圧加算回路、４は平滑コンデンサ、５は負荷、６は微小直流電圧源、７は電圧切換え器、２３は三相リアクトル、２４は共振回路を表している。

図１８では、三相リアクトル２３と三相全波整流器２との間の三相ラインに電源周波数の５次成分に共振する共振回路２４を挿入してあり、その他の構成は図１７と同様である。

このように構成された本実施の形態では、電源周波数の５次成分に共振する共振回路２４の作用により、電源１側へ流出する高調波のうち最大成分である第５次高調波がこの共振回路２４にトラップされるため、電源１側へ流出する第５次成分が大幅に減衰する。

本実施の形態によれば、交流電流に含まれる第５次成分が大幅に除去され、電源高調波を低減し、電源１側の電流及び電圧の歪を低減できる。図１９は、この様子を示した交流電流シミュレーション波形である。図３と同一条件で行っており、図３（ｂ）よりも高調波が抑制され、より正弦波に近い波形であることがわかる。尚、本実施の形態では第１１の実施の形態の図１７を基準回路にした場合について示したが、その他、本発明の全ての実施の形態に共通して適用できる。

第１の実施の形態の三相整流装置の回路図。第１の実施の形態の電圧波形を説明するための波形図。第１の実施の形態の効果を示すシミュレーション波形図。第２の実施の形態の三相整流装置の回路図。第３の実施の形態の三相整流装置の回路図。第４の実施の形態の三相整流装置の回路図。第５の実施の形態の三相整流装置の回路図。第５の実施の形態の三相整流装置の回路図。第５の実施の形態の三相整流装置の回路図。第５の実施の形態の三相整流装置の回路図。第６の実施の形態の三相整流装置の回路図。第６の実施の形態の三相整流装置の回路図。第７の実施の形態の三相整流装置の回路図。第８の実施の形態の三相整流装置の回路図。第９の実施の形態の三相整流装置の回路図。第１０の実施の形態の三相整流装置の回路図。第１１の実施の形態の三相整流装置の回路図。第１２の実施の形態の三相整流装置の回路図。第１２の実施の形態の効果を示すシミュレーション波形図。従来の三相整流装置の回路図。

符号の説明

１三相交流電源
２三相全波整流器
３電圧加算回路
４平滑コンデンサ
５負荷
６微小直流電圧源
７電圧切換え器
１２高周波整流器
１３高周波トランス
１４高周波矩形波電圧発生回路
１５ハーフブリッジ回路
１６電圧２分割回路
１７半導体スイッチング素子
１８分圧コンデンサ
１９サイリスタ
２０ＭＯＳＦＥＴ
２１フィルタ回路
２２リアクトル
２３三相リアクトル
２４共振回路
２５補助巻線付きリアクトル
２６チョッパ回路
Ｖ_ＲＥＣ三相全波整流器出力電圧
Ｖ_ＡＤＤ電圧加算回路出力電圧
Ｖ_ＯＵＴ三相整流装置出力電圧

Claims

三相交流電源を全波整流する三相全波整流器と、その整流出力側に設けられた電圧加算回路とを備え、
前記電圧加算回路は、前記三相全波整流器の出力電圧の１６％以下の微小直流電圧を出力する微小直流電圧源と、前記三相全波整流器の出力電圧に当該微小直流電圧源の微小直流電圧を加算するか又は加算しないかの２種類の状態に切換える加算切換え手段とを有し、
前記加算切換え手段は、前記三相全波整流器の出力電圧が低下する領域で前記微小直流電圧を加算する状態に切換えることを特徴とする三相整流装置。
前記電圧加算回路は、一次巻線と中間端子を有する二次巻線とで構成される数ｋＨｚ乃至は数十ｋＨｚの高周波を変圧する高周波トランスと、数ｋＨｚ乃至は数十ｋＨｚの高周波矩形波電圧を発生する高周波矩形波電圧発生回路と、数ｋＨｚ乃至は数十ｋＨｚの高周波に対して動作する６個の高速ダイオードで構成される高周波整流器とから成ることを特徴とする請求項１に記載の三相整流装置。
前記電圧加算回路は、一次巻線と中間端子を有する二次巻線とで構成される数ｋＨｚ乃至は数十ｋＨｚの高周波を変圧する高周波トランスと、数ｋＨｚ乃至は数十ｋＨｚの高周波矩形波電圧を発生する高周波矩形波電圧発生回路と、２個の高周波整流用ダイオードで構成される高周波整流器とから成り、
前記高周波整流用ダイオードは、数ｋＨｚ乃至は数十ｋＨｚの高周波に対して動作するショットキーバリアダイオードの高速ダイオードであることを特徴とする請求項１に記載の三相整流装置。
前記電圧加算回路は、一次巻線と中間端子を有する二次巻線とで構成される数ｋＨｚ乃至は数十ｋＨｚの高周波を変圧する高周波トランスと、数ｋＨｚ乃至は数十ｋＨｚの高周波矩形波電圧を発生する高周波矩形波電圧発生回路と、数ｋＨｚ乃至は数十ｋＨｚの高周波に対して動作する２個の低耐圧のＭＯＳＦＥＴで構成される高周波整流器とから成ることを特徴とする請求項１に記載の三相整流装置。
前記高周波矩形波電圧発生回路は、半導体スイッチング素子を２個直列接続して成るハーフブリッジ回路と、２個のコンデンサを直列接続して成る電圧２分割回路とから成ることを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載の三相整流装置。
前記高周波矩形波電圧発生回路は、半導体スイッチング素子を２個直列接続して成るハーフブリッジ回路２組から成ることを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載の三相整流装置。
前記電圧加算回路は、交流電源の１周期当り６回出現する前記三相全波整流器の出力電圧低下領域の各回で、複数回数微小直流電圧を加算する状態に切換え、等価的にＰＷＭ制御することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の三相整流装置。
前記三相全波整流器の出力端子間又は前記電圧加算回路の両端間又は両方に、コンデンサ又はコンデンサと抵抗器を直列接続してなるフィルタ回路を挿入したことを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の三相整流装置。
前記三相全波整流器の出力端子と前記電圧加算回路の出力端子との間の直流主電流通流経路中に、リアクトルを挿入したことを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の三相整流装置。
前記三相全波整流器の三相交流電源側の各相に単相リアクトル各１個ずつ又は三相リアクトルを挿入したことを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の三相整流装置。
リアクトルとコンデンサの直列接続によって成る共振回路を前記三相全波整流器の三相交流電源側に並列接続したことを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の三相整流装置。