JP4696818B2 - Ｄｃモータ駆動制御装置及びポンプユニット - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣモータ駆動制御装置及びポンプユニットに関する。

従来、直流ブラシレスモータの近傍に設けられたエンコーダによりロータ回転位置を検出し、検出したロータ回転位置の情報に基づいてＰＷＭ制御を行って、モータを駆動するモータ駆動装置が知られている（例えば特許文献１参照）。
特開平１０−８０１７８号公報

しかし、従来のモータ駆動装置では、モータの駆動電源として固定の電圧を出力する簡単な電源が採用されているため、モータの回転数を制御するには、ＰＷＭ制御が必要となっている。すなわち、駆動電源からモータ巻線へ適切な電流供給を行うためにＰＷＭのキャリア周波数ごとにスイッチング手段をオンオフさせることが必要となっている。これにより、従来のモータ駆動装置では、以下のような問題点が存在する。

第１に、従来のモータ駆動装置ではスイッチングを頻繁に行うこととなり、スイッチング手段を発熱させてしまう。第２に、従来のモータ駆動装置ではスイッチングに伴いモータ巻線への電流にリップルが発生し、モータの振動及び騒音の原因となってしまう。第３に、スイッチング手段のオンオフによって、ＰＷＭのキャリア周波数を基本周波数とする高調波電流が発生し、ノイズの原因となる。

本発明は、上述した実情に鑑みて提案されたものであり、モータの駆動電源として固定の電圧を出力する簡単な電源を採用しつつも、スイッチング手段の発熱、モータの振動及び騒音、並びに高調波電流の発生を抑制することが可能なＤＣモータ駆動制御装置及びポンプユニットを提供することを目的とする。

本発明のＤＣモータ駆動制御装置は、ＤＣモータのロータ回転位置を検出し、検出した回転位置に基づいて固定の電圧を出力する直流電源から複数相のモータ巻線への通電状態を決定し、決定した通電状態に基づいてＤＣモータの駆動制御を行うものである。このＤＣモータ駆動制御装置は、ピーク電流値決定手段と、第１駆動制御手段と、第２駆動制御手段とを備えている。ピーク電流値決定手段は、ＤＣモータの能力を制御する能力可変指示電圧に応じて複数相のモータ巻線に通電する電流の最大値を決定するものである。第１駆動制御手段は、モータ巻線に通電される電流値がピーク電流値決定手段により決定された最大値以下である場合、複数相のモータ巻線への電流供給をデューティ比１００％で行うものである。第２駆動制御手段は、モータ巻線に通電される電流値がピーク電流値決定手段により決定された最大値を超える場合、決定した複数相のモータ巻線への通電状態に関わらず、複数相のモータ巻線への電流供給を予め定めた設定時間オフするものである。

本発明によれば、モータ巻線に通電される電流値が、決定された最大値以下である場合、複数相のモータ巻線への電流供給をデューティ比１００％で行い、モータ巻線に通電される電流値が上記最大値を超える場合、決定した複数相のモータ巻線への通電状態に関わらず、複数相のモータ巻線への電流供給を予め定めた設定時間オフすることとしている。このように、デューティ比１００％による電流供給と設定時間の電流供給オフとの２つによってＤＣモータの駆動を行っており、ＰＷＭ制御を行うことなく、上記２つにより固定電圧の電源を用いて擬似的にＰＡＭ制御を実現している。これにより、ＤＣモータ駆動制御装置は、スイッチング手段のスイッチング回数が少なくなり、スイッチング手段の発熱を抑えることができる。また、ＰＷＭ制御を行っていないため、リップル電流及び高調波電流の発生を抑制することができる。従って、モータの駆動電源として固定の電圧を出力する簡単な電源を採用しつつも、スイッチング手段の発熱、モータの振動及び騒音、並びに高調波電流の発生を抑制することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、各図において、同一又は同様の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

図１は、本発明の第１実施形態に係るポンプユニットの機能ブロック図である。同図に示すように、ポンプユニット１は、ＤＣモータ１０と、ＤＣモータ駆動制御装置２０と、直流電源３０と、ポンプ部４０とを備えており、ＤＣモータ駆動制御装置２０によってＤＣモータ１０が駆動されることによりポンプ部４０が作動し、流体を送出する構成となっている。以下、上記構成について詳細に説明する。

ＤＣモータ１０は、薄い鉄板（厚さ約０．５ｍｍ程度）が積相されたステータ１１と、ステータ１１に巻かれた複数相のモータ巻線１２と、回転子としてのマグネットのロータ１３と、ロータ１３の回転位置を検出する回転位置検出手段１４とからなっている。ここで、回転位置検出手段１４は、ホールセンサやホールＩＣなどにより構成される。また、回転位置検出手段１４は、モータ巻線１２の誘起電圧を利用してロータ１３の回転位置を検出する構成であってもよい。

このようなＤＣモータ１０では、回転位置検出手段１４によって検出したロータ回転位置の情報がＤＣモータ駆動制御装置２０に送信され、ＤＣモータ駆動制御装置２０において複数相のモータ巻線１２への通電状態が決定され、決定された通電状態に従って複数相のモータ巻線１２へ電流が供給される。これにより、ＤＣモータ１０は、ステータ１１が電磁石として作用し、電磁石の磁界とマグネットのロータ１３との磁極が吸引・反発してロータ１３に回転トルクを発生させることで、駆動することとなる。

ＤＣモータ駆動制御装置２０は、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路２１、分配回路２２と、インバータ回路２３と、電流−電圧変換回路２４と、増幅回路２５と、ピーク電流閾値発生回路２６と、ピーク電流比較回路２７と、ＯＦＦ時間制御回路２８とを備えている。

まず、一般にＤＣモータ駆動制御装置２０には、負荷に応じてＤＣモータ１０の能力を変更できるように能力可変指示電圧Ｖａが入力されるようになっている。本実施形態において能力可変指示電圧Ｖａは、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路２１及びピーク電流閾値発生回路２６に入力するようになっている。

ＯＮ／ＯＦＦ制御回路２１は、入力された能力可変指示電圧Ｖａの大きさに従ってＤＣモータ１０の運転・停止を決定するものである。また、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路２１は、決定した運転・停止の情報を分配回路２２に送信する構成となっている。分配回路２２は、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路２１によってＤＣモータ１０を運転すると決定された場合に、回転位置検出手段１４からロータ回転位置の情報に基づいて、直流電源３０から複数相のモータ巻線１２への通電状態（どのように電流を流すかを示す状態）を決定するものである。インバータ回路２３は、複数相のモータ巻線１２に応じた数のスイッチング素子（トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等）を備え、スイッチング素子をスイッチングすることによって、直流電源３０からの複数相のモータ巻線１２への通電を行うものである。

ここで、一般的な３相ＤＣモータの場合、分配回路２２は、複数相のモータ巻線１２にどのように電流を流すかを示す６信号を発生させ、この６信号がインバータ回路２３に入力される。インバータ回路２３は６つのスイッチング素子を備えており、上記６信号は６つのスイッチング素子をオンオフするスイッチング信号となる。そして、インバータ回路２３は、スイッチング素子をスイッチングすることによって、直流電源３０からの複数相のモータ巻線１２への通電を行う。

ところが、本実施形態に係るＤＣモータ駆動制御装置２０は、分配回路２２からインバータ回路２３の間にＯＦＦ時間制御回路２８が介在されており、インバータ回路２３は、分配回路２２からのスイッチング信号のみならず、ＯＦＦ時間制御回路２８からの信号によってもスイッチング素子を制御するようになっている。

より具体的に述べると、一般的な３相ＤＣモータの場合、分配回路２２はＰＷＭ制御を行うように６信号を発生させ、インバータ回路２３は、ＰＷＭ制御を行って複数相のモータ巻線１２に電流を供給してＤＣモータ１０を駆動される。ところが、本実施形態において分配回路２２は、ＰＷＭ制御を行うように６信号を発生させず、基本的にはデューティ比１００％で複数相のモータ巻線１２への電流供給を行うように６信号を発生させる。

電流−電圧変換回路２４は、複数相のモータ巻線１２に供給される電流の値に応じた電流を取り込み、この電流を電圧波形に変換するものである。ここで、変換された電圧は、例えば数十〜数百ｍＶ程度の大きさである。増幅回路２５は、電流−電圧変換回路２４により変換された電圧を増幅するものである。具体的に増幅回路２５は、入力した電圧信号を数倍〜数十倍に増幅し、例えば数十〜数百ｍＶの電圧信号を入力した場合、約数Ｖ（２〜４Ｖ）程度の電圧信号に増幅する。

ピーク電流閾値発生回路２６は、ＤＣモータ１０の能力を制御する能力可変指示電圧の大きさに応じて複数相のモータ巻線１２に通電する電流の最大値を決定し、この最大値に応じた閾値電圧を決定するものである。

ピーク電流比較回路２７は、ピーク電流閾値発生回路２６により決定された閾値電圧の信号と増幅回路２５により増幅された電圧信号とを入力し、それらを比較するものである。また、ピーク電流比較回路２７は、ピーク電流閾値発生回路２６により決定された閾値電圧よりも、増幅回路２５により増幅された電圧信号の方が高い場合、モータ巻線１２に通電される電流値が、ピーク電流閾値発生回路２６により決定された電流の最大値を超えると判断する構成となっている。さらに、ピーク電流比較回路２７は、モータ巻線１２に通電される電流値が、ピーク電流閾値発生回路２６により決定された電流の最大値を超えると判断した場合、Ｈレベルの信号を出力し、最大値以下であると判断した場合、Ｌレベルの信号を出力する構成となっている。

ＯＦＦ時間制御回路２８は、ピーク電流比較回路２７からの信号がＬレベルである場合、分配回路２２か決定した複数相のモータ巻線１２への通電状態に関わらず、複数相のモータ巻線１２への電流供給を予め定めた設定時間だけオフするようにＯＦＦ制御信号を出力するものである。インバータ回路２３は、ＯＦＦ時間制御回路２８からＯＦＦ制御信号を入力するとスイッチング手段を制御して、複数相のモータ巻線１２へ電流供給を設定時間だけオフすることとなる。

以上のような構成であるため、インバータ回路２３は、分配回路２２により決定された通電状態（デューティ比１００％）でＤＣモータ１０を駆動するが、ピーク電流比較回路２７からのＬレベルの信号がＯＦＦ時間制御回路２８に入力された場合、設定時間だけ複数相のモータ巻線１２への電流供給をオフすることとなる。

すなわち、本実施形態においてＤＣモータ駆動制御装置２０は、デューティ比１００％による電流供給と設定時間の電流供給オフとの２つによってＤＣモータ１０の駆動を行っており、ＰＷＭ制御を行うことなく、上記２つにより固定電圧の直流電源３０を用いて擬似的にＰＡＭ制御を実現している。これにより、ＤＣモータ駆動制御装置２０は、スイッチング手段のスイッチング回数が少なくなり、スイッチング手段の発熱を抑えることができる。また、ＰＷＭ制御を行っていないため、リップル電流及び高調波電流の発生を抑制することができる。従って、モータの駆動電源として固定の電圧を出力する簡単な電源を採用しつつも、スイッチング手段の発熱、モータの振動及び騒音、並びに高調波電流の発生を抑制することができる。

なお、本実施形態の直流電源３０は、商用電源（ＡＣ１００／２００Ｖ ５０／６０Ｈｚ）をダイオードで整流し、コンデンサで平滑することで固定の電圧を出力する構成となっている。

図２は、図１に示したポンプユニット１のＤＣモータ１０及びＤＣモータ駆動制御装置２０の回路構成図である。抵抗Ｒ１は、複数相のモータ巻線１２へ供給される電流を電圧に変換するものであり、図１に示した電流−電圧変換回路２４に該当する。オペアンプＯＰ１は、抵抗Ｒ１の電圧値を抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗値で決定される増幅度（数倍〜数十倍）に増幅するものである。このオペアンプＯＰ１及び抵抗Ｒ２，Ｒ３は、図１に示した増幅回路２５に該当する。なお、オペアンプＯＰ１は、複数相のモータ巻線１２へ供給される電流（全電流）波形を忠実に増幅する（波形なまりを発生させない）ため、スルーレートとしては数Ｖ／μＳ以下のものが使用されている。

オペアンプＯＰ１の出力信号は、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子に入力する。一方、コンパレータＣＭＰ１の反転入力端子には、能力可変指示電圧Ｖａが抵抗Ｒ４，Ｒ５の抵抗値で分圧されたうえで入力される。そして、コンパレータＣＭＰ１は、オペアンプＯＰ１からの電圧が抵抗Ｒ４，Ｒ５の分圧よりも高い場合にＨレベルの信号を出力し、そうでない場合にＬレベルの信号を出力する。ここで、抵抗Ｒ４，Ｒ５が図１に示したピーク電流閾値発生回路２６に該当し、コンパレータＣＭＰ１が図１に示したピーク電流比較回路２７に該当する。

また、能力可変指示電圧Ｖａは、コンパレータＣＭＰ２の非反転入力端子に入力する。一方、コンパレータＣＭＰ２の反転入力端子には、制御電源（＋５Ｖ等）を抵抗Ｒ６，Ｒ７で分圧した分圧値（Ｖ０）が入力される。そして、コンパレータＣＭＰ２は、能力可変指示電圧Ｖａが分圧値Ｖ０よりも高い場合にＨレベルの信号を出力し、そうでない場合にＬレベルの信号を出力する。なお、抵抗Ｒ８はノイズ除去のためのヒステリシス用の抵抗である。また、コンパレータＣＭＰ２及び抵抗Ｒ６，Ｒ７等は、図１に示したＯＮ／ＯＦＦ制御回路２１に該当する。

また、コンパレータＣＭＰ２の出力信号は、コンパレータＣＭＰ３の反転入力端子に入力する。コンパレータＣＭＰ３の反転入力端子には、定電圧信号が入力される。コンパレータＣＭＰ２からＨレベルの信号が出力される場合、定電圧信号はコンパレータＣＭＰ２からの出力信号よりも低くなり、コンパレータＣＭＰ３の出力はＬレベルとなる。一方、コンパレータＣＭＰ２からＬレベルの信号が出力される場合、定電圧信号はコンパレータＣＭＰ２からの出力信号よりも高くなり、コンパレータＣＭＰ３の出力はＨレベルとなる。なお、コンパレータＣＭＰ３の反転入力端子には三角波信号が入力されてもよい。

また、コンパレータＣＭＰ３の出力側にはＮＰＮトランジスタＴＲ１が設けられている。このＮＰＮトランジスタＴＲ１は、コンパレータＣＭＰ３からの出力信号がＨレベルであるときにオンし、Ｌレベルあるときにオフする。また、ＮＰＮトランジスタＴＲ１がオフであるとき、制御電源（＋５Ｖ等）からのＨレベルの電圧がアンド回路ＡＮＤに入力する。一方、ＮＰＮトランジスタＴＲ１がオンであるとき、Ｌレベルの電圧がアンド回路ＡＮＤに入力する。

また、コンパレータＣＭＰ１の出力信号は、ラッチ回路Ｌに入力する。コンパレータＣＭＰ１の出力信号がＨレベルである場合、ラッチ回路ＬはＨレベルにラッチされ、ＮＰＮトランジスタＴＲ２をオンする。ＮＰＮトランジスタＴＲ２がオンされると、ＮＰＮトランジスタＴＲ１がたとえオフであっても、Ｌレベルの電圧がアンド回路ＡＮＤに入力することとなる。

また、ラッチ回路Ｌにはリセット信号が入力される。このリセット信号は、モータ巻線１２の電流切り替え（相切り替え）ごとにラッチ回路Ｌに入力され、Ｈレベルのラッチ状態を解除するようになっている。ラッチ回路Ｌにリセット信号が入力されると、ＮＰＮトランジスタＴＲ２はオフし、ＮＰＮトランジスタＴＲ１がオン状態である場合には、アンド回路ＡＮＤに入力される電圧信号はＬレベルからＨレベルに変化することとなる。

ここで、アンド回路ＡＮＤにＨレベルの電圧信号が入力すると、インバータ回路２３は、複数相のモータ巻線１２への電流供給をデューティ比１００％で行う。一方、アンド回路ＡＮＤにＬレベルの電圧信号が入力すると、分配回路２２により決定された通電状態に関わらず、インバータ回路２３は、複数相のモータ巻線１２への電流供給を設定時間だけオフする。

このとき、インバータ回路２３は、複数相のモータ巻線１２の端子の１つと直流電源３０の正側の端子とのスイッチングを行う複数の上アーム側スイッチング素子すべてをオフ状態とし、複数相のモータ巻線１２の端子の１つと直流電源３０の負側の端子とのスイッチングを行う複数の下アーム側スイッチング素子すべてをオン状態とする。これにより、インバータ回路２３では、電流供給オフ時においても必ずオン状態のスイッチング素子が存在するようにしている。なお、インバータ回路２３は、複数の上アーム側スイッチング素子すべてをオフ状態とし、複数の下アーム側スイッチング素子すべてをオン状態とするようにしてもよい。また、上記ＮＰＮトランジスタＴＲ１，ＴＲ２、コンパレータＣＭＰ３及びラッチ回路Ｌ等は、図１に示したＯＦＦ時間制御回路２８に該当する。

図３は、本実施形態に係るＤＣモータ駆動制御装置２０の動作を示すタイムチャートである。なお、図３において、時刻ｔ２，ｔ４，ｔ６，ｔ８，ｔ１０では、モータ巻線１２の電流切り替え（いわゆる相切り替え）が行われるものとする。

まず、時刻０において、能力可変指示電圧Ｖａは、電圧Ｖ０よりも高く（図３（ａ））、コンパレータＣＭＰ２の出力信号はＨレベルとなっている（図３（ｂ））。このため、コンパレータＣＭＰ３の出力信号はＬレベルとなり、アンド回路ＡＮＤの入力電圧はＨレベルとなる（図３（ｅ））。このとき、インバータ回路２３は、複数相のモータ巻線１２への電流供給をデューティ比１００％で行う。

次に、時刻０から時刻ｔ１までの期間においてオペアンプＯＰ１からの出力電圧が次第に高まり、時刻ｔ１においてオペアンプＯＰ１の出力電圧が、能力可変指示電圧Ｖａに応じた分圧値を超えると（図３（ｆ））、コンパレータＣＭＰ１の出力信号は、Ｈレベルとなる（図３（ｃ））。これにより、ラッチ回路ＬはＨレベルにラッチされ、ＮＰＮトランジスタＴＲ２がオン状態となり、アンド回路ＡＮＤへの入力電圧はＬレベルとなる（図３（ｅ））。このとき、インバータ回路２３は複数相のモータ巻線１２への電流供給をオフする。

その後、時刻ｔ２においてリセット信号が出力される（図３（ｄ））。これにより、ラッチ状態が解除され、ＮＰＮトランジスタＴＲ２がオフ状態となり、アンド回路ＡＮＤへの入力電圧はＨレベルに戻る（図３（ｅ））。これにより、インバータ回路２３は複数相のモータ巻線１２への電流供給を１００％のデューティ比で行うこととなる。

以降、上記した時刻０〜時刻ｔ２までの動作が繰り返し行われることとなる。なお、時刻ｔ４，ｔ６，ｔ１０では、それぞれ能力可変指示電圧Ｖａの値が変化している。このため、コンパレータＣＭＰ１の反転入力端子への入力電圧も変化し、図３（ｆ）に示すように、コンパレータＣＭＰ１がＨレベルとなるタイミングが異なってくる。

また、図３（ｄ）から明らかなように、リセット信号は相切り替えごとにラッチ回路Ｌに入力する。このため、ラッチ回路ＬがＨレベルにラッチされてからリセット信号が入力されるまでの時間Δｔは、ＮＰＮトランジスタＴＲ１のオンオフに関わらず、電流供給がオフされることとなる（図３（ｅ））。このＮＰＮトランジスタＴＲ１のオンオフに関わらず、電流供給がオフされる時間が上記した設定時間に該当する。

なお、ラッチ回路ＬがＨレベルにラッチされるのは、オペアンプＯＰ１の出力電圧が、ピーク電流閾値発生回路２６により決定された閾値電圧を超える時点ある。また、本実施形態においてコンパレータＣＭＰ１は、それぞれ電圧の大小を比較しているが、これを電圧に置き換えると、設定時間Δｔは、モータ巻線１２に通電される電流値がピーク電流閾値発生回路２６により決定された電流の最大値を超えてから、次にモータ巻線１２の電流切り替えが行われるまでの時間と表現できる。

図４は、能力可変指示電圧ＶａとＰＷＭデューティとの相関を示すグラフである。なお、図４において縦軸はＰＷＭデューティ（％）を示し、横軸は能力可変指示電圧Ｖａ（Ｖ）を示している。また、図４において実線は本実施形態の制御を示し、破線は従来のＰＷＭ制御を示している。

図４に示すように、本実施形態では、能力可変指示電圧Ｖａが電圧Ｖ０以下である場合、コンパレータＣＭＰ２の出力電圧はＬレベルとなり、アンド回路ＡＮＤにはＬレベルの電圧信号が入力する。このため、電流供給はオフされ、デューティ比は０％となる。一方、能力可変指示電圧Ｖａが電圧Ｖ０を超える場合、コンパレータＣＭＰ２の出力電圧はＨレベルとなり、アンド回路ＡＮＤにはＨレベルの電圧信号が入力する。このとき、上記したように、ＰＷＭデューティ比１００％により電流供給を行う。このため、本実施形態では
電流供給オフとＰＷＭデューティ比１００％との２つによりＤＣモータ１０の駆動を行っている。

これに対し、従来のＰＷＭ制御では、能力可変指示電圧Ｖａが電圧Ｖ０を超え電圧Ｖ１（電圧Ｖ０よりも大きい値）に達するまでは、能力可変指示電圧Ｖａが大きくなる従ってデューティ比が増加することとなる。このため、この区間では、インバータ回路２３のスイッチング周波数が本実施形態の約１０〜２０倍と非常に高くなってしまう。

このように、本実施形態では、デューティ比１００％による電流供給と設定時間Δｔの電流供給オフとの２つによってＤＣモータ１０の駆動を行っており、ＰＷＭ制御を行うことなく、上記２つにより固定電圧の直流電源３０を用いて擬似的にＰＡＭ制御を実現している。これにより、本実施形態では、スイッチング周波数が従来のＰＷＭ制御より１／２０〜１／１０程度と非常に小さくなるため、スイッチング素子の発熱等を抑制することができる。

図５は、スイッチング素子であるＦＥＴの温度上昇を示すグラフである。なお、図５において縦軸はＦＥＴ温度上昇値（Ｋ）を示し、横軸は電流値（Ａ）を示している。また、図５において実線は本実施形態での例１（疑似ＰＡＭ制御１）を示し、二点鎖線は本実施形態での例２（疑似ＰＡＭ制御２）を示し、破線は従来のＰＷＭ制御を示している。さらに、疑似ＰＡＭ制御１よりも疑似ＰＡＭ制御２の方が設定時間Δｔが長くされているものとする。

同図に示すように、ＰＡＭ制御２ではＦＥＴのスイッチング量が最も少なく、ＦＥＴの温度上昇には、ほぼＦＥＴのＯＮ時の損失のみしか関与しない。このため、擬似ＰＡＭ制御２では、直流電源３０からの供給電流が大きくなるに従い、ほぼ２乗の関係で損失が増加し、温度上昇値も同様な振る舞いをする。

また、擬似ＰＡＭ制御１では、電流値が小さくなるとスイッチング量が増える為、スイッチング損失とＯＮ損失が温度上昇に影響する。このため、電流値が０〜０．５（Ａ）の領域までは、温度上昇が大きくなっており、電流値が０．５〜１．４（Ａ）の領域においても、擬似ＰＡＭ制御２より温度上昇が大きくなっている。

また、ＰＷＭ制御時はＯＮ損失もスイッチング損失も電流値が大きいほど飛躍的に大きくなるので、図５に示すように、デューティ比１００％となる電流値１．４Ａまでは、急激な温度上昇となっている。なお、電流値１．４Ａになるとデューティ比１００％となるため、疑似ＰＡＭ制御２、疑似ＰＡＭ制御１及びＰＷＭ制御のすべてについて温度上昇は同じとなっている。いわゆるＤＣモータ１０の最も省エネに貢献する能力可変時にＦＥＴの温度上昇は、かなり低減される。図５の例では約２０Ｋの差が発生していることがわかる。

図６は、ＤＣモータ１０の回転数とトルクとの関係を示したグラフである。なお、図６において縦軸はトルクＴ（Ｎ・ｍ）を示し、横軸は回転数Ｎ（ｍｉｎ^−１）を示している。また、図６において実線は本実施形態での例を示し、破線は従来のＰＷＭ制御を示している。さらに、図６では本実施形態の例を示す実線が２本描かれているが、このうちトルクが高い方はもう一方よりも能力可変指示電圧Ｖａが高い場合を示している。同様に、従来例を示す破線についても２本描かれているが、このうちトルクが高い方はもう一方よりも能力可変指示電圧Ｖａが高い場合を示している。

図６に示すように、従来のＰＷＭ制御においてトルクＴは、回転数Ｎが小さくなると、単調に増加していく。これに対し、本実施形態では、ＤＣモータ１０の回転数Ｎが４５００Ｎ以下の区間では、回転数Ｎが小さくなるに従ってトルクＴが小さくなっている。

これは、ＤＣモータ１０の回転数Ｎが小さくなると、設定時間Δｔが大きくなることに起因する。再度、図３を参照する。図３に示す時刻０〜時刻ｔ２の期間では、能力可変指示電圧Ｖａが他の時間帯よりも低く、高回転が要求されていない。このように、高回転が要求されない低回転の場合、設定時間Δｔが他の時間帯よりも長くなっている。これに対し、時刻ｔ６〜時刻ｔ８の期間では、能力可変指示電圧Ｖａが時刻０〜時刻ｔ２の期間よりも高く、同期間よりも高回転が要求されており、設定時間Δｔは時刻０〜時刻ｔ２の期間よりも短くなる。

以上より、本実施形態では、ＤＣモータ１０の回転数Ｎが小さくなると設定時間Δｔが大きくなっており、設定時間Δｔが大きくなると、複数相のモータ巻線１２への電流供給が長い時間に亘ってオフとなることから、トルクＴの大きさは減少することとなる。このように、本実施形態のＤＣモータ１０は低回転領域においてトルクＴの大きさが小さくなる特性を有することとなる。従って、低回転時に大きな仕事量を要求しないポンプなどに、ＤＣモータ１０及びＤＣモータ駆動制御装置２０を適用した場合に、図６に示す特性上、不要な仕事量の発生を抑制することができる。

なお、本実施形態の例と従来例との双方について、ＤＣモータ１０の回転数Ｎが４５００Ｎを超える区間では、トルクＴが等しくなっている。回転数Ｎが４５００Ｎを超える区間では、ＰＷＭ制御のデューティ比が１００％となり、本実施形態に係る制御において設定時間Δｔが「０」に近づくため、両者の差が少なくなるためである。

図７は、図１に示したポンプユニット１及び従来制御を行ったときのポンプユニットの特性を示すグラフである。なお、図７において、左縦軸は全揚程Ｈｔ（ｍ）を示し、右縦軸は消費電力Ｗｉｎ（Ｗ）を示し、横軸は流量Ｑ（Ｌ／ｍｉｎ）を示してる。また、図７において細実線は従来の通りＰＷＭ制御（デューティ比９０％）を行った場合の全揚程を示し、太実線は本実施形態の制御を行った場合の全揚程を示している。さらに、細破線は従来の通りＰＷＭ制御を行った場合の消費電力を示し、太実線は本実施形態の制御を行った場合の消費電力を示している。

まず、従来例に示すように、ポンプユニットの流量Ｑを増加させると、消費電力Ｗｉｎは比例的に増加する。また、全揚程Ｈｔは流量Ｑの増加に伴って減少する。これに対し、本実施形態では、流量Ｑが１５（Ｌ／ｍｉｎ）を超えると、モータ巻線１２に通電される電流値がピーク電流閾値発生回路２６により決定された最大値を超えることとなり、複数相のモータ巻線１２へ供給される電流が制限されることとなる。このため、流量Ｑが１５（Ｌ／ｍｉｎ）を超える領域では、全揚程Ｈｔ及び消費電力Ｗｉｎが大幅に減少する。

このように、本実施形態に係るポンプユニット１では、水を高い箇所に押し上げる必要がない場合には、高流量且つ低消費電力を実現でき、省エネルギ化を図りつつも、高流量を実現することができる。

なお、図７に示した従来のＰＷＭ制御において、デューティ比を小さくすると、図７の特性は相似的に小さくなっていく。

このようにして、第１実施形態に係るＤＣモータ駆動制御装置２０によれば、モータ巻線１２に通電される電流値が、決定された最大値以下である場合、複数相のモータ巻線１２への電流供給をデューティ比１００％で行い、モータ巻線１２に通電される電流値が上記最大値を超える場合、決定した複数相のモータ巻線１２への通電状態に関わらず、複数相のモータ巻線１２への電流供給を予め定めた設定時間Δｔだけオフすることとしている。

このように、デューティ比１００％による電流供給と設定時間Δｔの電流供給オフとの２つによってＤＣモータ１０の駆動を行っており、ＰＷＭ制御を行うことなく、上記２つにより固定電圧の直流電源３０を用いて擬似的にＰＡＭ制御を実現している。これにより、ＤＣモータ駆動制御装置２０は、スイッチング手段のスイッチング回数が少なくなり、スイッチング手段の発熱を抑えることができる。また、ＰＷＭ制御を行っていないため、リップル電流及び高調波電流の発生を抑制することができる。従って、モータの駆動電源として固定の電圧を出力する簡単な電源を採用しつつも、スイッチング手段の発熱、モータの振動及び騒音、並びに高調波電流の発生を抑制することができる。

また、モータ巻線１２に通電される電流値が最大値を超えてから、次にモータ巻線１２の電流切り替えが行われるまでの時間を設定時間Δｔとしている。さらに、複数相のモータ巻線１２への電流供給を設定時間Δｔだけオフするにあたり、上アーム側または下アーム側スイッチング素子すべてをオフ状態とし、他のアーム側スイッチング素子すべてをオン状態とすることとしている。

ここで、ＰＷＭ制御を行った場合、モータ巻線１２への電流の相切り替え時にスイッチング素子がすべてオフとなり、巻線電流の逆起電力が直流電源３０へ回生されることがある。特に、直流電源３０とインバータ回路２３とが高インピーダンスで接続されている場合、逆起電力の回生によって電源電圧の上昇が発生し、スイッチング手段の耐電圧オーバーが生じる可能性がある。ところが、本実施形態では相切り替え時に上アーム側または下アーム側スイッチング素子すべてをオフ状態とし、他のアーム側スイッチング素子すべてをオン状態とすることとしているため、相切り替え時には必ずオン状態のスイッチング素子が存在する。これにより、スイッチング手段を有するインバータ回路２３とモータ巻線１２の間で放電が行われることとなり、電源電圧の上昇は小さくなる。従って、スイッチング手段の耐電圧オーバーを抑制することができる。

また、モータ回転数Ｎが小さくなるに従って設定時間Δｔを大きくすることとしているため、ＤＣモータ１０が低回転する場合のトルクＴを抑えることが可能となり、低回転時の仕事量を抑えることができる。

また、上記ＤＣモータ駆動制御装置２０により駆動されて流体を送出するＤＣモータ１０を備えるポンプユニット１によれば、上記と同様に、モータの駆動電源として固定の電圧を出力する簡単な電源を採用しつつも、スイッチング手段の発熱、モータの振動及び騒音、並びに高調波電流の発生を抑制することができる。さらに、ポンプユニット１によれば、大流量側における不要な仕事を抑えることができる。

次に、本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態に係るポンプユニット１は、第１実施形態のものと同様であるが、構成及び処理内容が第１実施形態のものと異なっている。

図８は、第２実施形態に係るポンプユニット１のＤＣモータ１０及びＤＣモータ駆動制御装置２０の回路構成図である。同図に示すように、第２実施形態においＤＣモータ駆動制御装置２０は、コンパレータＣＭＰ２に代えてオペアンプＯＰ２を備えている。このため、能力可変指示電圧Ｖａは、オペアンプＯＰ２に入力され、抵抗Ｒ７，Ｒ８により決まる増幅度で増幅される。

オペアンプＯＰ２の出力電圧は、コンパレータＣＭＰ３の反転入力端子に入力される。また、オペアンプＯＰ２の出力側にはツェナーダイオードＺＤが設けられており、オペアンプＯＰ２の出力電圧が或る電圧値（例えば５Ｖ）以上になると、ツェナーダイオードＺＤによってクランプされる。オペアンプＯＰ２の出力電圧がツェナーダイオードＺＤによってクランプされた場合、クランプされた電圧がコンパレータＣＭＰ３の反転入力端子に入力される。

また、コンパレータＣＭＰ３の非反転入力端子には三角波信号が入力される。なお、ツェナーダイオードＺＤによりクランプされた電圧は、三角波信号の上限電圧値よりも高くなっている。

ここで、オペアンプＯＰ２の出力電圧が「０」から徐々に上昇する場合について、コンパレータＣＭＰ３の出力信号がどのように推移するかを説明する。まず、オペアンプＯＰ２の出力電圧が「０」などである場合、オペアンプＯＰ２の出力電圧は、コンパレータＣＭＰ３の非反転入力端子に入力する三角波信号の下限電圧値よりも低くなる。このため、コンパレータＣＭＰ３の出力はＨレベルとなる。

さらに、オペアンプＯＰ２の出力電圧が「０」から上昇して下限電圧値以上且つ上限電圧値以下となると、コンパレータＣＭＰ３の出力はＨレベルとＬレベルとで交互に変化することとなる。このとき、下限電圧値以上且つ上限電圧値以下の範囲内で、オペアンプＯＰ２の出力電圧が高くなるほど、コンパレータＣＭＰ３の出力はＬレベルの割合が高くなる。

その後、オペアンプＯＰ２の出力が上限電圧値を超えると、コンパレータＣＭＰ３の出力はＬレベルとなる。以上のように、コンパレータＣＭＰ３の出力信号が変化するため、能力可変指示電圧Ｖａの増加に伴って、ＤＣモータ１０は以下のようなデューティ比で駆動されることとなる。

図９は、第２実施形態に係るＤＣモータ駆動制御装置２０において能力可変指示電圧ＶａとＰＷＭデューティとの相関を示すグラフである。なお、図９において縦軸はＰＷＭデューティ（％）を示し、横軸は能力可変指示電圧Ｖａ（Ｖ）を示している。また、図９において実線は本実施形態を示し、破線は従来のＰＷＭ制御を示している。

同図に示すように、本実施形態の制御では、能力可変指示電圧Ｖａが電圧Ｖ０以下である場合、アンド回路ＡＮＤにはＬレベルの電圧信号が入力する。このため、電流供給はオフされ、デューティ比は０％となる。また、能力可変指示電圧Ｖａが電圧Ｖ０を超え電圧Ｖ２以下である場合、アンド回路ＡＮＤにはＨレベルとＬレベルとの電圧信号が交互に入力する。このため、能力可変指示電圧Ｖａの大きさに応じたデューティ比によってＤＣモータ１０が駆動されることとなる。また、能力可変指示電圧Ｖａが電圧Ｖ２を超える場合、アンド回路ＡＮＤにはＨレベルの電圧信号が入力され、デューティ比１００％による電流供給が行われる。

以上から、第２実施形態では、ＤＣモータ１０の起動して高回転等させるべく能力可変指示電圧Ｖａを徐々に高めていく過程において、停止、ＰＷＭ制御及びデューティ比１００％制御の順でＤＣモータ１０が駆動されることとなる。すなわち、ＤＣモータ１０の駆動の初期段階においてＰＷＭ制御が行われることとなり、停止状態から突然１００％のデューティ比によるＤＣモータ１０の駆動を行う場合に比べて、スムーズなモータ起動を行うことができるようになっている。なお、図９に示す従来のＰＷＭ制御は、図４に示した例と同じである。また、図９に示すように、ＤＣモータ１０が駆動されるのは、モータ巻線１２に通電される電流値がピーク電流閾値発生回路２６により決定された最大値以下である場合、すなわちラッチ回路ＬがＨレベルにラッチされていない状態であることは言うまでもない。

図１０は、第２実施形態に係るＤＣモータ駆動制御装置２０の動作を示すタイムチャートである。まず、図１０に示すように、時刻０において、能力可変指示電圧Ｖａは、電圧Ｖ０よりも高いが電圧Ｖ２よりも低くなっている（図１０（ａ））。このため、図９を参照して説明したように、アンド回路ＡＮＤの入力電圧はＨレベルとＬレベルとを交互に繰り返すこととなり（図１０（ｂ））、オペアンプＯＰ１の出力電圧からも明らかなように、複数相のモータ巻線１２には交互に電流が供給され（図１０（ｃ））、ＤＣモータ１０はＰＷＭ制御により駆動されていると言える。そして、時刻０から時刻ｔ２２までの期間においてＰＷＭ制御が行われる。なお、この制御が行われる区間をＰＷＭ制御フェーズという。

そして、時刻ｔ２２において、能力可変指示電圧Ｖａが電圧Ｖ２を上回ったとすると（図１０（ａ））、第１実施形態において説明したデューティ比１００％の電流供給と設定時間Δｔの電流供給オフとによる制御が行われる（図１０（ｂ）及び（ｃ））。

なお、図８〜図１０に示す例では、能力可変指示電圧Ｖａが増幅され、増幅された電圧が三角波信号の下限電圧値以上且つ上限電圧値以下である場合に、ＰＷＭ制御を行うようにしていたが、これに限らず、ＤＣモータ１０の起動から所定時間経過するまで、複数相のモータ巻線１２への電流供給をＰＷＭ制御により行うようにしてもよい。これによっても、スムーズなモータ起動を行うことができる。

さらには、モータ回転数Ｎが所定回転数に達するまでＰＷＭ制御を行うようにしてもよい。図１１は、第２実施形態に係るＤＣモータ駆動制御装置２０の動作の変形例を示すタイムチャートである。

例えば、図１１（ａ）に示すように、時刻０〜時刻ｔ３２までの区間においてＤＣモータ１０の回転数Ｎが徐々に増加し、時刻ｔ３２〜時刻ｔ３３までの区間においてＤＣモータ１０の回転数Ｎが一定を保ち、その後、時刻ｔ３３以降の区間においてＤＣモータ１０の回転数Ｎが減少するとする。

この場合において、ＤＣモータ駆動制御装置２０は、ＤＣモータ１０の回転数Ｎに応じた電圧値を生成する（図１１（ｂ））。そして、その生成した電圧値が特定電圧値Ｖ３を超えるまではＰＷＭ制御を行い、生成した電圧値が特定電圧値Ｖ３を超えるとデューティ比１００％による電流供給を行うようにしてもよい（図１１（ｃ））。このように回転数Ｎが所定回転数に達するまでＰＷＭ制御を行うようにしても、上記と同様に、スムーズなモータ起動を行うことができる。

さらに、ＤＣモータ駆動制御装置２０は、複数相のモータ巻線１２への電流供給をＰＷＭ制御により行うにあたり、複数相のモータ巻線１２に通電する電流の最大値を一定値に固定し、この一定値以下の範囲で電流供給を行うようにすることが望ましい。

図１２は、複数相のモータ巻線１２に通電する電流の最大値を示すグラフである。なお、図１２において縦軸は電流最大値（Ｉ）を示し、横軸は能力可変指示電圧Ｖａ（Ｖ）を示している。

図１２に示すように、ＰＷＭ制御フェーズにおいて複数相のモータ巻線１２へ供給される電流の最大値は一定値Ｉａに固定されており、ＤＣモータ駆動制御装置２０は、一定値Ｉａ以下の範囲で電流供給を行う。ここで、一定値Ｉａは、インバータ回路２３を構成するスイッチング手段の絶対定格内で決定される。これにより、ＤＣモータ駆動制御装置２０は、起動時にかかる電気ストレスにおいてもスイッチング手段の破壊を招くことがないようになる。さらに、一定値Ｉａを絶対定格内でできるだけ高くに決定しておくことで、起動時に充分なトルクを得ることも可能となる。

なお、図１２に示すようにピーク電流制御フェーズでは、第１実施形態と同様に、能力可変指示電圧Ｖａが大きくなるに従って、複数相のモータ巻線１２へ供給される電流の最大値は大きくされる。

このようにして、第２実施形態に係るＤＣモータ駆動制御装置２０によれば、第１実施形態と同様に、モータの駆動電源として固定の電圧を出力する簡単な電源を採用しつつも、スイッチング手段の発熱、モータの振動及び騒音、並びに高調波電流の発生を抑制することができる。また、スイッチング手段の耐電圧オーバーを抑制することができる。また、低回転時の仕事量を抑えることができる。

また、第２実施形態に係るポンプユニット１によれば、第１実施形態と同様に、モータの駆動電源として固定の電圧を出力する簡単な電源を採用しつつも、スイッチング手段の発熱、モータの振動及び騒音、並びに高調波電流の発生を抑制することができる。さらに、大流量側における不要な仕事を抑えることができる。

さらに、第２実施形態に係るＤＣモータ駆動制御装置２０によれば、モータ巻線１２に通電される電流値が最大値以下である場合において、能力可変指示電圧Ｖａが予め定めた第１所定電圧以上且つ第１所定電圧よりも高い第２所定電圧以下であるときには、複数相のモータ巻線１２への電流供給をＰＷＭ制御により行うこととしている。これにより、ＤＣモータ１０の起動して高回転等させるべく能力可変指示電圧Ｖａが徐々に高まっていく過程において、停止、ＰＷＭ制御及びデューティ比１００％制御の順でＤＣモータ１０が駆動されることとなる。すなわち、ＤＣモータ１０の駆動の初期段階においてＰＷＭ制御が行われることとなり、停止状態から突然１００％のデューティ比によるＤＣモータの駆動を行う場合に比べて、スムーズなモータ起動を行うことができる。

また、モータ巻線１２に通電される電流値が最大値以下である場合において、モータ回転数Ｎが所定回転数（電圧Ｖ３に応じた回転数）に達するまでは、複数相のモータ巻線１２への電流供給をＰＷＭ制御により行うこととしている。このため、上記と同様に、ＤＣモータ１０の起動の初期段階においてＰＷＭ制御が行われることとなり、スムーズなモータ起動を行うことができる。

また、モータ巻線１２に通電される電流値が最大値以下である場合において、ＤＣモータ１０の起動から所定時間経過するまでは、複数相のモータ巻線１２への電流供給をＰＷＭ制御により行うことしている。このため、上記と同様に、ＤＣモータの起動の初期段階においてＰＷＭ制御が行われることとなり、スムーズなモータ起動を行うことができる。

また、複数相のモータ巻線１２への電流供給をＰＷＭ制御により行うにあたり、複数相のモータ巻線１２に通電する電流の最大値を一定値Ｉａに固定し、この一定値Ｉａ以下の範囲で電流供給を行うこととしている。このため、インバータ回路２３を構成するスイッチング手段の絶対定格内で一定値Ｉａを決定しておくことで、スイッチング手段を安全動作領域内で動作させることができ、スイッチング手段を破壊することなく品質向上を図ることができる。また、一定値Ｉａを絶対定格内でできるだけ高くに決定しておくことで、起動時に充分なトルクを得ることも可能となる。

以上、実施形態に基づき本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限られるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更を加えてもよい。この実施の形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることは勿論である。

例えば、上記実施形態において設定時間Δｔは、モータ巻線１２に通電される電流値がピーク電流閾値発生回路２６により決定された電流の最大値を超えてから、次にモータ巻線１２の電流切り替えが行われるまでに限らず、固定の時間とされていてもよい。さらに、ＤＣモータ駆動制御装置２０は、予め固定の時間を複数記憶しておき、ＤＣモータ１０の回転数に応じて複数の固定時間から適切なものを選択して、選択された固定時間だけ、電流供給をオフするようにしてもよい。

本発明の第１実施形態に係るポンプユニットの機能ブロック図である。 図１に示したポンプユニットのＤＣモータ及びＤＣモータ駆動制御装置の回路構成図である。 本実施形態に係るＤＣモータ駆動制御装置の動作を示すタイムチャートであり、（ａ）はコンパレータＣＭＰ２の入力信号を示し、（ｂ）はコンパレータＣＭＰ２の出力信号を示し、（ｃ）はコンパレータＣＭＰ１の出力信号を示し、（ｄ）はリセット信号を示し、（ｅ）はアンド回路ＡＮＤの入力信号を示し、（ｆ）はオペアンプＯＰ１の出力信号を示している。 能力可変指示電圧とＰＷＭデューティとの相関を示すグラフである。 スイッチング素子であるＦＥＴの温度上昇を示すグラフである。 ＤＣモータの回転数とトルクとの関係を示したグラフである。 図１に示したポンプユニット及び従来制御を行ったときのポンプユニットの特性を示すグラフである。 第２実施形態に係るポンプユニットのＤＣモータ及びＤＣモータ駆動制御装置の回路構成図である。 第２実施形態に係るＤＣモータ駆動制御装置において能力可変指示電圧とＰＷＭデューティとの相関を示すグラフである。 第２実施形態に係るＤＣモータ駆動制御装置の動作を示すタイムチャートであり、（ａ）はオペアンプＯＰ１の入力信号を示し、（ｂ）はアンド回路ＡＮＤの入力信号を示し、（ｃ）はオペアンプＯＰ１の出力信号を示している。 第２実施形態に係るＤＣモータ駆動制御装置２０の動作の変形例を示すタイムチャートであり、（ａ）はＤＣモータ１０の回転を示し、（ｂ）はＤＣモータ１０の回転数Ｎに応じた電圧信号を示し、（ｃ）はアンド回路ＡＮＤの入力信号を示している。 複数相のモータ巻線に通電する電流の最大値を示すグラフである。

符号の説明

１…ポンプユニット
１０…ＤＣモータ
１１…ステータ
１２…モータ巻線
１３…ロータ
１４…回転位置検出手段
２０…ＤＣモータ駆動制御装置
２１…ＯＮ／ＯＦＦ制御回路
２２…分配回路
２３…インバータ回路
２４…電流−電圧変換回路
２５…増幅回路
２６…ピーク電流閾値発生回路
２７…ピーク電流比較回路
２８…ＯＦＦ時間制御回路
３０…直流電源
４０…ポンプ部
Ｒ１〜Ｒ８…抵抗
ＺＤ…ツェナーダイオード
ＣＭＰ１〜ＣＭＰ３…コンパレータ
ＯＰ１，ＯＰ２…オペアンプ
ＴＲ１，ＴＲ２…ＮＰＮトランジスタ

Claims (6)

1. ＤＣモータのロータ回転位置を検出し、検出した回転位置に基づいて固定の電圧を出力する直流電源から複数相のモータ巻線への通電状態を決定し、決定した通電状態に基づいてＤＣモータの駆動制御を行うＤＣモータ駆動制御装置であって、
   前記ＤＣモータの能力を制御する能力可変指示電圧に応じて複数相のモータ巻線に通電する電流の最大値を決定するピーク電流値決定手段と、
   前記モータ巻線に通電される電流値が前記ピーク電流値決定手段により決定された最大値以下である場合、前記複数相のモータ巻線への電流供給をデューティ比１００％で行う第１駆動制御手段と、
   前記モータ巻線に通電される電流値が前記ピーク電流値決定手段により決定された最大値を超える場合、前記決定した複数相のモータ巻線への通電状態に関わらず、複数相のモータ巻線への電流供給を予め定めた設定時間オフする第２駆動制御手段と、を備え、
   前記第１駆動制御手段は、前記モータ巻線に通電される電流値が前記ピーク電流値決定手段により決定された最大値以下である場合において、前記能力可変指示電圧が予め定めた第１所定電圧以上且つ前記第１所定電圧よりも高い第２所定電圧以下であるときには、前記複数相のモータ巻線への電流供給をＰＷＭ制御により行い、
   前記第１駆動制御手段は、前記複数相のモータ巻線への電流供給をＰＷＭ制御により行うにあたり、前記複数相のモータ巻線に接続されたインバータ回路を構成するスイッチング手段の定格内で且つ前記複数相のモータ巻線に通電する電流の最大値を一定値に固定し、この一定値以下の範囲で電流供給を行うこと
   を特徴とするＤＣモータ駆動制御装置。
2. 前記第２駆動制御手段は、
   前記モータ巻線に通電される電流値が前記ピーク電流値決定手段により決定された最大値を超えてから、次にモータ巻線の電流切り替えが行われるまでの時間を前記設定時間とし、
   前記複数相のモータ巻線への電流供給を前記設定時間オフするにあたり、
   前記複数相のモータ巻線の端子の１つと前記直流電源の正側の端子とのスイッチングを行う複数の上アーム側スイッチング素子すべてをオフ状態とし、前記複数相のモータ巻線の端子の１つと前記直流電源の負側の端子とのスイッチングを行う複数の下アーム側スイッチング素子すべてをオン状態とし、
   または、前記複数の上アーム側スイッチング素子すべてをオン状態とし、前記複数の下アーム側スイッチング素子すべてをオフ状態とする
   ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣモータ駆動制御装置。
3. 前記第２駆動制御手段は、モータ回転数が小さくなるに従って前記設定時間を大きくすることを特徴とする請求項１に記載のＤＣモータ駆動制御装置。
4. 前記第１駆動制御手段は、前記モータ巻線に通電される電流値が前記ピーク電流値決定手段により決定された最大値以下である場合において、モータ回転数が所定回転数に達するまでは、前記複数相のモータ巻線への電流供給をＰＷＭ制御により行うことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のＤＣモータ駆動制御装置。
5. 前記第１駆動制御手段は、前記モータ巻線に通電される電流値が前記ピーク電流値決定手段により決定された最大値以下である場合において、ＤＣモータの起動から所定時間経過するまでは、前記複数相のモータ巻線への電流供給をＰＷＭ制御により行うことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のＤＣモータ駆動制御装置。
6. 請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載のＤＣモータ駆動制御装置と、
   このＤＣモータ駆動制御装置により駆動されて流体を送出する駆動源となるＤＣモータと、
   を備えることを特徴とするポンプユニット。

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