JP4662211B2

JP4662211B2 - 車載用無線送信装置

Info

Publication number: JP4662211B2
Application number: JP2006246954A
Authority: JP
Inventors: 耕治吉田; 黒田　　隆雄
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2006-09-12
Filing date: 2006-09-12
Publication date: 2011-03-30
Anticipated expiration: 2026-09-12
Also published as: JP2008072210A; US20080064345A1; US8064854B2

Description

本発明は、車載用無線送信装置に関する。

特開平１１−７１９４８号公報

近年、ユーザーが携帯する無線電子キー（携帯機とも称される）との間で無線通信によりＩＤ認証し、さらには、該携帯機からの指令により、ドアロックの施錠／開錠やエンジン始動などの制御を可能とした電子キーシステム（スマートエントリ方式などとも称される）が普及している。特許文献１には、このような電子キーシステムにおいて電子キーの探索用電波を送出するための車両側の送信装置において、上記探索用電波の到達エリアを可変設定可能とした構成が開示されている。

特許文献１の構成では、送信用搬送波信号を発生する発振器の出力を一定とし、その発振器出力を信号増幅器によりアンテナからの送信波出力に変換する送信機構成を採用している。そして、エリア変更のための送信波出力レベルを調整する方法として、（Ａ）信号増幅器からの出力電圧を可変抵抗器により調整する方法と、（Ｂ）信号信号増幅器のゲイン調整により調整する方法との２つが開示されている。しかし、これには次のような欠点がある。
（１）いずれの方式においても、信号増幅器の出力がそのまま電波出力駆動に使用されるため、大出力の増幅器が必要となる。
（２）また、Ａ方式では、アンテナ出力段に設けられた可変抵抗器を通過する際に、信号増幅器の出力に少なからぬ損失が生じ、電力効率が悪い（特に、低出力側）。
（３）Ｂ方式では、入力側の微細な変調信号を信号増幅器で増幅するので、信号増幅器の性能や温度特性によりアンテナ出力の波形振幅が変動しやすく、安定性に欠ける。

本発明の課題は、アンテナ出力の波形振幅を安定に維持できて、かつ損失が少なく、確実に探索用電波の到達エリアを変更可能な無線送信装置を提供することにある。

課題を解決するための手段及び発明の効果

本発明の基本となる構成は、車両の無線施開錠システムにおいて車両側の予め定められた位置に固定配置され、無線携帯キーを探索するための探索用電波を所定の電波到達エリアが形成されるように送出する車載用無線送信装置に係るものであり、上記の課題を解決するために、
送信用アンテナと、
車載バッテリーから受電するとともに送信用アンテナへ送信駆動電圧を供給する送信駆動電源回路と、
該送信駆動電源回路と送信用アンテナとの間に介在し、該送信駆動電源回路による送信用アンテナへの通電方向を、該送信用アンテナの第一端側から第二端側に向う第一通電方向と、該第一方向とは逆の第二通電方向との間で切り替えるスイッチング回路と、
スイッチング回路を、探索用電波の搬送波周波数にて切替え駆動するドライバ回路と、
搬送波周波数よりも低周波のデジタルベースバンド信号入力に基づいて、ドライバ回路の切替え駆動出力をオンオフ変調する変調回路とを備え、
探索用電波の電波到達エリアを変更するために送信駆動電源回路を、送信用アンテナへの送信駆動電圧の出力指令値を入力する送信駆動電圧指令入力部と、車載バッテリーからの入力電圧を前記出力指令値に対応する送信駆動電源電圧の出力に変換する電圧変換部とを有する可変電源回路として構成したことを特徴とする。

そして、搬送波信号を信号増幅器により送信駆動信号に増幅し、その増幅器の出力を送信アンテナに入力する特許文献１の方式とは根本的に異なり、入力信号波形を直接増幅するのではなく、送信アンテナの第一端を送信駆動電源に第二端を接地に接続する形で駆動通電するとともに、その通電方向をスイッチング回路により交互に切り替えることで送信電波出力を得る方式を採用する。そして、特許文献１のごとく増幅器の出力を可変抵抗により変更するのではなく、車載バッテリーからの入力電圧を可変電源回路により、出力指令値に対応した送信駆動電源電圧に変換して送信アンテナに入力するようにした。つまり、送信アンテナの駆動電源電圧を直接変更する形で探索用電波の送信出力、すなわち電波到達エリアを変更するようにしたので、入力信号を直接増幅する方式と比較して、アンテナ出力の振幅を設定値に安定に保持しやすく、また、大出力の信号増幅器も不要で安価であり、探索用電波の到達エリアも確実に変更できる。

本発明のスイッチング回路は、送信用アンテナの第一端と送信駆動電源回路及び接地との間にそれぞれ設けられる第一スイッチングトランジスタ及び第二スイッチングトランジスタと、送信用アンテナの第二端と可変電源回路及び接地との間にそれぞれ設けられる第三スイッチングトランジスタ及び第四スイッチングトランジスタとを有するとともに、第一スイッチングトランジスタ及び第四スイッチングトランジスタがオンとなり、第三スイッチングトランジスタ及び第二スイッチングトランジスタがオフとなることで送信用アンテナを第一通電方向とし、第一スイッチングトランジスタ及び第四スイッチングトランジスタがオフとなり、第三スイッチングトランジスタ及び第二スイッチングトランジスタがオンとなることで送信用アンテナを第二通電方向とするＨブリッジ回路として構成することができる。送信用アンテナの駆動スイッチング回路を、トランジスタブリッジ回路により簡単かつ安価に実現できる。

本発明のドライバ回路は、第一〜第四のスイッチングトランジスタを個別にオンオフするための第一〜第四の入力駆動トランジスタを有するものとして構成できる。また、変調回路は、搬送波周波数に対応した周波数の方形波搬送波信号を出力する搬送波信号出力部と、搬送波周波数よりも小さい周波数の方形波デジタルベースバンド信号に基づいて方形波搬送波信号をオンオフ変調した変調方形波信号を出力する変調方形波信号出力部と、変調方形波信号を受け、該変調方形波信号がオン変調期間であって第一レベルのとき、各スイッチングトランジスタが第一通電方向に対応した駆動状態となり、同じく第二レベルのとき、各スイッチングトランジスタが第二通電方向に対応した駆動状態となり、変調方形波信号がオフ変調期間のとき各スイッチングトランジスタが全てオフとなるよう各入力駆動トランジスタを動作させるための入力駆動信号に変換する駆動ロジック回路とを有するものとして構成できる。すなわち、送信すべきデータ内容を反映したベースバンド信号により方形波搬送波信号を変調した変調方形波信号を作り、その変調方形波信号を駆動ロジック回路にて、ドライバ回路の各入力駆動トランジスタの駆動信号を生成することで、該変調方形波信号に従ってＨブリッジ回路が駆動されることになり、変調方形波信号を直接増幅せずともこれに対応した探索用電波を、送信駆動電圧の出力指令値に応じて可変に出力することが可能となる。

本発明の前述の可変電源回路は、送信用アンテナに予め定められた範囲内にて可変とされた正極性電源電圧を供給するものとして構成することができる。Ｈブリッジ回路は、第一〜第四スイッチングトランジスタが全て、ソースが可変電源回路からの入力側に、ドレインが接地側に接続されるＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成することができる。ドライバ回路は、第一通電方向又は第二通電方向が得られるように各Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートを駆動するとともに、オン状態とするべきＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートに対し、可変電源回路からのソース側への入力電圧よりも閾電圧以上高い昇圧ゲート駆動電圧を供給するためのゲート昇圧回路を備えるものとして構成することができる。昇圧ゲート駆動電圧は、車載バッテリー電圧よりも高圧に設定することができる。

上記の構成では、Ｈブリッジ回路を構成する第一〜第四スイッチングトランジスタを全てＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成する。Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴをスイッチング駆動するには、上記のごとく、送信駆動電圧Ｖ_Ｘ（ソース電圧Ｖ_Ｓ）より閾電圧（Ｖｋ）以上高いゲート電圧Ｖ_Ｇを与える必要があるが、上記の構成では、ゲート昇圧回路を設けることにより、該条件を充足する昇圧ゲート駆動電圧Ｖ_ＧＥを供給できるようにする。このように構成することで、各ＭＯＳＦＥＴは送信駆動電圧Ｖ_Ｘの設定値によらず全て正電圧で駆動でき、負電圧電源を追加する必要がなくなる。また、これにより、正極性電源電圧の出力可変下限値Ｖｘｍｉｎを（昇圧）ゲート駆動電圧Ｖ_ＧＥよりも低く設定することが可能となり、電源電圧の可変範囲を低電圧側に大幅に拡張することができる。前述のＶｋの値は概ね２．５Ｖ程度であり、正極性電源電圧の出力可変下限値Ｖｘｍｉｎは、例えば１．５Ｖ以上２．５Ｖ未満に設定することができる。

ゲート昇圧回路は、例えば昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータなどで構成することも可能であるが、前述のごとく、ＭＯＳＦＥＴはゲートの入力インピーダンスが高いため出力電流容量がそれほど要求されない。従って、ゲート昇圧回路は、これをチャージポンプ回路で構成することが回路の簡便化及び低コスト化を図る上で有効である。

次に、電圧変換部は、車載バッテリーからの入力電圧を送信駆動電源電圧の出力に降圧変換する半導体電圧変換部として構成することができる。可変抵抗等による電圧降下を利用しないので、低電圧側の送信駆動電源電圧を出力する際にも損失が少ない。このような半導体電圧変換部は、送信駆動電圧の出力電圧のフィードバック入力と出力指令値を示す参照電圧との差分が縮小するように、車載バッテリーからの入力電圧を増幅制御する半導体増幅部を有するものとして構成する。送信駆動電圧を出力指令値にフィードバック制御する形なので、入力信号波形を直接増幅する方式と比較して、アンテナ出力波形の振幅を設定値に保持しやすい。また、制御の対象が、スイッチング回路のハイサイド側で一定に保つべき送信駆動電源電圧なので、例えば、ローサイド側で検出される電流をフィードバックする構成等と比較して、フィードバック系の回路構成も簡略化できる。

具体的には、半導体増幅部は、車載バッテリーからの入力電圧がコレクタ又はソース側に供給され、エミッタ又はドレイン側からの送信駆動電圧の増幅制御出力が取り出される増幅用トランジスタと、該増幅用トランジスタのベース又はゲートに、送信駆動電圧の出力電圧のフィードバック入力と出力指令値を示す参照電圧との差分を演算する演算増幅器とを備え、該演算増幅器の出力を、送信駆動電圧の増幅制御電圧として入力するものとして構成できる。演算増幅器は、増幅用トランジスタの入力信号をコントロールできる程度の規模のものでよく、特許文献１のごとく変調信号をアンテナ出力用に増幅する大電力型の増幅器は不要である。

以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。
図１は、本発明の適用対象となる車両の無線施開錠システムの概略構成を示すブロック図である。無線施開錠システム１は、自動車側搭載部１００と、ユーザーが携帯する携帯機２００とを有する。この携帯機２００は、具体的には、車両毎の固有のＩＤコードを記録するとともに車載機器との間で無線通信を行ない、車載機器が、車両から所定距離範囲内に当該車両用の携帯機が存在するか否かをＩＤコードによって照合し、その照合結果に基づいて所定の機能制御（例えば、ドアロック／ロック解除、イモビライザのアンロックなど）を行なうためのものである。一方、自動車側搭載部１００は、ＬＦアンテナ２１が接続されたＬＦ送信装置２０と、ＲＦアンテナ３１が接続されたＲＦ受信装置３０とを有し、各々ＥＣＵ１０に接続されている。

ＬＦ送信装置２０では、携帯キーＩＤ等が反映されたベースバンド信号によりＬＦ搬送波信号を変調し、ＬＦアンテナ２１からポーリング電波として定期的に繰り返し送信する。ポーリング電波の到達範囲内に携帯機２００が存在すれば、携帯機２００は該ポーリング電波を受信しベースバンド信号を復調して内容解析する。解析の結果、自身に対するポーリングであることが確認されれば、携帯機２００は、認証用ＩＤが反映されたＲＦ応答電波を自動車側に送信する。自動車側では、ＲＦアンテナ３１を介してＲＦ受信装置３０によりこれを受信し、認証用ＩＤを含んだベースバンド信号を復調する。ＥＣＵ１０は、復調されたベースバンド信号に含まれる認証用ＩＤを不揮発性メモリ１２に記憶されたマスターＩＤと照合して認証処理を行なうとともに、結果が認証受理であった場合に限り、ドアロック４０やイモビライザ６０の動作制御を行なう。例えば、携帯機２００を持ったユーザーが自動車に近づき、上記のポーリングに応答して認証受理となることで、自動車側搭載部１００側ではドアノブに設けられたタッチセンサ５０の入力を有効化し、該タッチセンサ５０にユーザーが触れたことを検出してドアロック４０に、施錠ないし開錠の動作を行なわせるように構成することができる。

ＬＦ送信装置２０は、車両側の予め定められた位置に固定配置され、無線携帯キー１０を探索するための探索用電波を所定の電波到達エリアが形成されるように送出する本発明の車載用無線送信装置として構成されている。また、ＬＦアンテナ２１が送信用アンテナに相当する（以下、送信用アンテナ２１ともいう）。図２は、ＬＦ送信装置２０の一例を示すブロック図であり、以下のものを備える。
・送信駆動電源回路２４：車載バッテリーＶＢから受電するとともに送信用アンテナ２１へ送信駆動電圧を供給する。
・スイッチング回路２５：該送信駆動電源回路２４と送信用アンテナ２１との間に介在し、該送信駆動電源回路２４による送信用アンテナ２１への通電方向を、該送信用アンテナ２１の第一端２１ａ側から第二端２１ｂ側に向う第一通電方向Ｘと、該第一方向とは逆の第二通電方向Ｙとの間で切り替える。
・ドライバ回路２２：スイッチング回路２５を、探索用電波の搬送波周波数にて切替え駆動する。
・変調回路：変調波信号発生部１１と駆動ロジック回路２１からなり、搬送波周波数よりも低周波のデジタルベースバンド信号入力に基づいて、ドライバ回路２２の切替え駆動出力をオンオフ変調する。

そして、送信駆動電源回路２４は、探索用電波の電波到達エリアを変更するために、送信用アンテナ２１への送信駆動電圧の出力指令値を入力する送信駆動電圧指令入力部２４ｅと、車載バッテリーＶＢからの入力電圧を前記出力指令値に対応する送信駆動電源電圧の出力に変換する電圧変換部２４ａを有する可変電源回路２４として構成している。

送信用アンテナ２１はアンテナコイル２１１と該アンテナコイル２１１に直列共振結合するキャパシタ２１２とを有する共振アンテナであり、上記ドライバ回路２２は、共振アンテナの共振周波数に対応した搬送波周波数にてスイッチング回路２５を切替え駆動するものである。キャパシタ２１２との結合により共振アンテナを構成することで、方形波電源スイッチングによりアンテナを直接駆動しているにも拘わらず共振正弦波状の搬送波出力が得られ、ノイズやＥＭＩの要因となる方形波特有の高調波成分を効果的にカットすることができる。また、共振回路の構成により、アンテナコイル２１１の巻線長は送信波長よりもはるかに短くなり、アンテナの小形化を図ることができる。本実施形態では、送信波の帯域が長波長のＬＦ帯（５０ｋＨｚ以上５００ｋＨｚ以下）に設定されており、この効果が著しい。また、ユーザーが遠方にいる場合は無線携帯キー１０が探索用電波に反応せず、他方、ユーザーが接近したときは、ユーザーが体のどこに無線携帯キー１０を保持していても探索用電波が回り込んで電波検知できるようにする観点からもＬＦ帯の採用が有利であるといえる。

スイッチング回路２５は、送信用アンテナ２１の第一端２１ａと送信駆動電源回路２４及び接地との間にそれぞれ設けられる第一スイッチングトランジスタ２５１及び第二スイッチングトランジスタ２５２と、送信用アンテナ２１の第二端２１ｂと可変電源回路２４及び接地との間にそれぞれ設けられる第三スイッチングトランジスタ２５３及び第四スイッチングトランジスタ２５４とを有したＨブリッジ回路２５として構成されている。該Ｈブリッジ回路２５は、第一スイッチングトランジスタ２５１及び第四スイッチングトランジスタ２５４がオンとなり、第三スイッチングトランジスタ２５３及び第二スイッチングトランジスタ２５２がオフとなることで送信用アンテナ２１は第一通電方向Ｘとなる。また、第一スイッチングトランジスタ２５１及び第四スイッチングトランジスタ２５４がオフとなり、第三スイッチングトランジスタ２５３及び第二スイッチングトランジスタ２５２がオンとなることで送信用アンテナ２１は第二通電方向Ｙとなる。なお、Ｈブリッジ回路２５と送信用アンテナ２１との間にはインピーダンス整合用の抵抗２６１，２６２が挿入されている。

次に、図３に示すように、ドライバ回路２２は、第一〜第四のスイッチングトランジスタ２５１〜２５４を個別にオンオフするための第一〜第四の入力駆動トランジスタ２２１〜２２４を有するものとして構成されている。また、図４に示すように、変調回路１１は、搬送波周波数に対応した周波数の方形波搬送波信号を出力する搬送波信号出力部１１ａと、搬送波周波数よりも小さい周波数の方形波デジタルベースバンド信号に基づいて、方形波搬送波信号をオンオフ変調した変調方形波信号を出力する変調方形波信号出力部１１ｂとを備える。搬送波信号出力部１１ａは、基本発振回路１１１と、該基本発振回路１１１からの出力信号を、それよりも低周波の搬送波信号にダウンコンバートする分周回路１１２とを備える。また、変調方形波信号出力部１１ｂは、方形波搬送波信号と方形波デジタルベースバンド信号との論理積を変調方形波信号として出力する論理ゲートにて構成されているが、方形波搬送波信号の出力経路上に設けられたスイッチングトランジスタ（例えばＦＥＴ）等で構成してもよい。

また、ドライバ回路２２は、上記変調方形波信号を受け、該変調方形波信号がオン変調期間Ｐ_Ａであって第一レベルＨのとき、各スイッチングトランジスタ２５１〜２５４が第一通電方向Ｘに対応した駆動状態となり、同じく第二レベルＬのとき、各スイッチングトランジスタ２５１〜２５４が第二通電方向Ｙに対応した駆動状態となり、変調方形波信号がオフ変調期間Ｐ_Ｂのとき各スイッチングトランジスタ２５１〜２５４が全てオフとなるよう各入力駆動トランジスタ２２１〜２２４を動作させるための入力駆動信号（１Ｎ１Ｈ、１Ｎ２Ｈ，１Ｎ１Ｌ，１Ｎ２Ｌ）に変換する駆動ロジック回路２１を有する。駆動ロジック回路２１は、送信すべきデータ内容を反映したベースバンド信号により方形波搬送波信号を変調した変調方形波信号を作り、その変調方形波信号を駆動ロジック回路２１にて、ドライバ回路２２の各入力駆動トランジスタ２２１〜２２４の駆動信号を生成する。

可変電源回路２４は、送信用アンテナ２１に予め定められた範囲内にて可変とされた正極性電源電圧Ｖｃｃ１を供給するものとして構成されている。Ｈブリッジ回路２５は、第一〜第四スイッチングトランジスタ２５１〜２５４が全て、ソースが可変電源回路２４からの入力側に、ドレインが接地側に接続されるＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成されている。ドライバ回路２２は、第一通電方向Ｘ又は第二通電方向Ｙが得られるように各Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートを駆動するとともに、オン状態とするべきＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートに対し、可変電源回路２４からのソース側への入力電圧よりも閾電圧以上高い昇圧ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨを供給するためのゲート昇圧回路（チャージポンプ回路）２３を備える。昇圧ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨは、車載バッテリー電圧Ｖ_Ｂよりも高圧に設定されている。

Ｈブリッジ回路２５は、オン抵抗が小さく、また、ゲートの入力インピーダンスが高いＭＯＳＦＥＴ（エンハンスメント型）でスイッチングデバイスを構成することで、省電力型のスイッチング回路２５を実現できる。ＭＯＳＦＥＴのソース電圧をＶｃｃ２、ゲート電圧をＶ_Ｇ、ＭＯＳＦＥＴをオンにするために必要な臨界ゲート−ソース電圧をＶｋ（Ｖｋは概ね２．５Ｖ程度）として、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴはＶｃｃ２−Ｖ_Ｇ≧Ｖｋのとき、つまり、ソース電圧Ｖｃｃ２よりＶｋ以上低いゲート電圧Ｖ_Ｇを与えたときにオンとなり、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴは、Ｖ_Ｇ−Ｖｃｃ２≧Ｖｋのとき、つまり、ソース電圧Ｖｃｃ２よりＶｋ以上高いゲート電圧Ｖ_Ｇを与えたときにオンとなる。スイッチングするべき送信駆動電圧Ｖ_Ｘ（Ｖｃｃ１に対応）は、一般的な信号電源電圧Ｖｃｃ２（例えば＋５Ｖ：Ｖ_Ｇに対応）よりも十分高いことが多く、この場合は、ハイサイド（送信駆動電源回路２４側）のＭＯＳＦＥＴをＰチャネル型とし、ローサイド（接地側）のＭＯＳＦＥＴをＮチャネル型とすることで、上記の信号電源電圧Ｖｃｃ２をゲート駆動用に用いてもＨブリッジ回路２５を問題なく駆動できる。しかしながら、本発明のごとく電波到達エリア変更のためにスイッチングするべき送信駆動電圧Ｖ_Ｘが可変になっている場合、送信駆動電圧Ｖ_Ｘの設定値が小さくなると、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴがＰチャネル型の場合、オン条件となるＶｃｃ２−Ｖ_Ｇ≧Ｖｋを充足させるために、Ｖ_Ｇを負電圧に設定する必要が生ずる場合があり、負電圧電源を追加しなければならない分だけ回路コストが高騰する問題を生ずる。

そこで、本実施形態では、以下のごとき構成を採用する。まず、Ｈブリッジ回路２５を構成する第一〜第四スイッチングトランジスタ２５１〜２５４を全てＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴとする。Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴをスイッチング駆動するには、上記のごとく、送信駆動電圧Ｖ_Ｘ（ソース電圧Ｖｃｃ２）より閾電圧（Ｖｋ）以上高いゲート電圧Ｖ_Ｇを与える必要があるが、上記の構成では、ゲート昇圧回路（チャージポンプ回路）２３を設けることにより、該条件を充足する昇圧ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨを供給できるようにする。このように構成することで、各ＭＯＳＦＥＴは送信駆動電圧Ｖ_Ｘの設定値によらず全て正電圧で駆動でき、負電圧電源を追加する必要がなくなる。また、これにより、正極性電源電圧Ｖｃｃ１の出力可変下限値Ｖｘｍｉｎを（昇圧）ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨよりも低く設定することが可能となり、電源電圧の可変範囲を低電圧側に大幅に拡張することができる。前述のＶｋの値は概ね２．５Ｖ程度であり、正極性電源電圧Ｖｃｃ１の出力可変下限値Ｖｘｍｉｎは、例えば１．５Ｖ以上２．５Ｖ未満に設定することができる。本実施形態ではＶｘｍｉｎが１．７Ｖ、Ｖｘｍａｘが６．８Ｖであり、０．３Ｖステップの一定変更幅にて正極性電源電圧Ｖｃｃ１を可変設定できるようにしている。

ゲート昇圧回路（チャージポンプ回路）２３は、可変電源回路２４からの正極性電源電圧Ｖｃｃ１の入力値に対し２．５Ｖ以上高い（昇圧）ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨを、オン状態とするべきＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートに供給することで、安定したスイッチング駆動が可能となる。（昇圧）ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨは、正極性電源電圧Ｖｃｃ１の入力値に応じて上記条件を充足するように可変設定することも可能であるが、本実施形態では次のように構成している。すなわち、ゲート昇圧回路（チャージポンプ回路）２３を、可変電源回路２４からの正極性電源電圧Ｖｃｃ１が出力可変上限値Ｖｘｍａｘに設定された場合に当該可変上限値Ｖｘｍａｘよりも閾電圧Ｖｋ以上高い電圧が確保されるよう、ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨを一定レベルにて出力するものとして構成している。本実施形態では、Ｖｘｍａｘ＝＋６．８Ｖであり、昇圧ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨをこれよりも高い値（例えば１０Ｖ以上２５Ｖ以下（ここでは２０Ｖ））に設定している。当然、採用するＭＯＳＦＥＴの仕様に定められたゲート耐電圧を超えてゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨが設定されてはならない。

ゲート昇圧回路（チャージポンプ回路）２３は、例えば昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータなどで構成することも可能であるが、前述のごとく、ＭＯＳＦＥＴはゲートの入力インピーダンスが高いため出力電流容量がそれほど要求されない。従って、ゲート昇圧回路（チャージポンプ回路）２３は、本実施形態ではチャージポンプ回路で構成しており、回路の簡便化及び低コスト化に寄与している。また、チャージポンプ回路は、ダイオード、コンデンサ、スイッチングトランジスタ及び配線部を有するだけなので、モノリシックＩＣに組み込むことも非常に簡単である。本実施形態では、Ｈブリッジ回路２５、ドライバ回路２２、ゲート昇圧回路２３及び駆動ロジック回路２１がＣＭＯＳモノリシックＩＣの形でワンチップ化されている。

図５はチャージポンプ回路２３の構成例であり、各々スイッチングトランジスタ１０５，１０６に接続され、逆流防止用ダイオード１０３とこれに並列接続された電圧逓倍用コンデンサ１０１とからなる第一の組と、同じく逆流防止用ダイオード１０４とこれに並列接続された電圧逓倍用コンデンサ１０２とからなる第二の組とを交互に直列接続し、クロック信号ＣＬＫ（及びインバータ１０７によるその反転信号）によりスイッチングトランジスタ１０５，１０６を相補的にオン／オフ駆動することにより、入力電圧Ｖｃｃ２を上記第一の組と第二の組との接続段数に応じ逓倍化して出力する周知の回路である。

次に、前述のドライバ回路２２は、具体的には以下のように構成することができる。すなわち、入力駆動信号を第一及び第二の入力駆動トランジスタ２２１，２２２との間で入力レベルが互いに反転するように定める。ここでは、図４において駆動ロジック回路２１内で変調波信号の出力を４つに分岐し、第一及び第四の入力駆動トランジスタ２５１，２５４への入力と、第二及び第三の入力駆動トランジスタ２５２，２５３への入力とをインバータ２１ｉにより互いに反転させる構成としている。

そして、入力駆動トランジスタ２２１，２２２を、各々駆動入力電圧が昇圧ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨよりも低く設定されるとともに（ここでは、Ｖｃｃ２（＋５Ｖ））、対応するＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ２５１，２５２のゲートとゲート昇圧回路（チャージポンプ回路）２３との間に配置され、入力駆動信号が第一レベル（ここではＨレベル）のときは導通状態となってゲートに昇圧ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨを入力し、同じく第二レベル（ここではＬレベル）のときは遮断状態なってゲートへの昇圧ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨの入力を遮断するオン駆動用トランジスタ２３１と、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ２５１，２５２のゲートと接地との間に配置され、入力駆動信号が第一レベルのときゲートと接地との接続を遮断し、同じく第二レベルのときは導通状態となってゲートの入力を接地短絡させるオフ駆動用トランジスタ２３２とを有するものとして構成する。各ＭＯＳＦＥＴにオン駆動用トランジスタとオフ駆動用トランジスタとを対にして設けることで、ＭＯＳＦＥＴを導通状態と遮断状態との間で確実に切り替えることができる。

前述のごとく、駆動ロジック回路２１の信号電源電圧は、車載バッテリーＶＢからの入力電圧よりも低い安定化信号電源電圧Ｖｃｃ２（例えば＋５Ｖ）である。ゲート昇圧回路（チャージポンプ回路）２３は安定化信号電源電圧Ｖｃｃ２を昇圧ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨに昇圧するものとして構成されている。このようにすると、安定化信号電源電圧Ｖｃｃ２を基準として、必要な昇圧ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨを安定的に発生させることができる。特に、ゲート昇圧回路２３を、ダイオードとコンデンサとの組み合わせによる上記電圧逓倍回路を用いたチャージポンプ回路にて構成すると、昇圧ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨを安定化信号電源電圧の整数倍にて安定的に発生することができる。

次に、駆動ロジック回路２１において、前述の入力駆動信号は第三及び第四の入力駆動トランジスタ２２３，２２４との間で入力レベルが互いに反転するように定められている。そして、それら入力駆動トランジスタ２２３，２２４は、各々駆動入力電圧が昇圧ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨよりも低く設定されるとともに、対応するＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ２５３，２５４のゲートとゲート駆動電源ＶＢとの間に配置され、入力駆動信号が第一レベル（ここでは、Ｈレベル）のときは導通状態となってゲートにゲート駆動電源からのゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨを入力し、同じく第二レベル（ここでは、Ｌレベル）のときは遮断状態なってゲートへのゲート駆動電圧Ｖ_Ｂの入力を遮断するオン駆動用トランジスタ２３１と、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ２５３，２５４のゲートと接地との間に配置され、入力駆動信号が第一レベルのときゲートと接地との接続を遮断し、同じく第二レベルのときは導通状態となってゲートの入力を接地短絡させるオフ駆動用トランジスタ２３２とを有する。

前述と同様に、ＭＯＳＦＥＴ２５３，２５４にオン駆動用トランジスタ２３１とオフ駆動用トランジスタ２３２とを対にして設けることで、ＭＯＳＦＥＴ２５３，２５４を導通状態と遮断状態との間で確実に切り替えることができる。また、上記の入力駆動トランジスタ２２３，２２４を介在させることで、昇圧ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨよりも低い駆動入力電圧Ｖｃｃ２にてＭＯＳＦＥＴ２５３，２５４を駆動できる。第三及び第四の入力駆動トランジスタ２２３，２２４のオン駆動用トランジスタ２３１が制御するゲート駆動電圧は、昇圧ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＨを分配入力するようにしてもよいが、第二及び第四のＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴはオン時にソースが接地されるので、接地車載バッテリーＶＢからの入力電圧Ｖ_Ｂでも十分に駆動可能であり、ドライバ回路の配線系統を簡略化することができる。

本実施形態では、第一レベルがハイレベル、第二レベルがローベルに定められ、オン駆動用トランジスタ２３１とオフ駆動用トランジスタ２３２とは入力駆動信号によりベース入力が共用化されるＰＮＰバイポーラトランジスタ２３１及びＮＰＮバイポーラトランジスタ２３２からなり、オフ駆動用トランジスタ２３２のエミッタ側に電流検出抵抗２６０を介してオン駆動用トランジスタ２３１のコレクタが接続され、オフ駆動用トランジスタ２３２はゲートに対する過電流保護用トランジスタに兼用されている。

次に、半導体電圧変換部２４ｂは、送信駆動電圧の出力電圧のフィードバック入力と出力指令値を示す参照電圧との差分が縮小するように、車載バッテリーＶＢからの入力電圧を増幅制御する半導体増幅部２４ａを有する。半導体増幅部２４ａは、具体的には、車載バッテリーＶＢからの入力電圧Ｖ_Ｂがコレクタ側に供給され、エミッタ側からの送信駆動電圧の増幅制御出力が取り出される、バイポーラトランジスタからなる増幅用トランジスタ２４ｄと、該増幅用トランジスタ２４ｄのベースに、送信駆動電圧の出力電圧のフィードバック入力と出力指令値を示す参照電圧Ｖｒｅｆとの差分を演算する演算増幅器２４ｃとを備え、該演算増幅器の出力Ｖａｍｐが、送信駆動電圧Ｖｃｃ１の増幅制御電圧として入力される。なお、増幅用トランジスタ２４ｄはＦＥＴで代替することも可能であるが、この場合は、上記の「コレクタ」を「ソース」に、「エミッタ」を「ドレイン」に、「ベース」を「ゲート」に読み替える。演算増幅器２４ｃは、増幅用トランジスタ２４ｄの入力信号をコントロールできる程度の規模のものでよく、特許文献１のごとく変調信号をアンテナ出力用に増幅する大電力対応の増幅器は不要である。

以下、図２のＬＦ送信装置２０の動作について説明する。
ＬＦアンテナ２１からの探索用電波の出力（ひいては到達エリア）を設定（ないし変更）するために、対応する値の参照電圧Ｖｒｅｆを演算増幅器２４ｃに入力する。車載バッテリーＶＢからの入力電圧Ｖ_Ｂは、増幅用トランジスタ２４ｄにより、参照電圧Ｖｒｅｆと等しい送信駆動電圧Ｖｃｃ１が出力されるようにフィードバック制御される。

探索用電波の出力を出力する場合、図４に示すように、探索用電波により送信するべきデジタルデータに対応したベースバンド信号（リクエストデータ）を方形波信号として発生させ、これを用いて方形波搬送波信号をオンオフ変調する形で変調波信号を発生させる。この変調波信号が駆動ロジック回路２１にて図３のドライバ回路への入力駆動信号に変換される。該入力駆動信号のオン変調期間においては、図６に示すごとく、Ｈブリッジ回路２５の第一／第四のＭＯＳＦＥＴ２５１，２５４の組と、第二／第三のＭＯＳＦＥＴ２５２，２５３の組とを交互にオン／オフスイッチングする。その結果、送信用アンテナ２１には、設定した送信駆動電圧Ｖｃｃ１に対応した振幅にて正弦波状の交流電流が流れ、探索用電波が出力される。また、入力駆動信号のオフ変調期間においては全てのＭＯＳＦＥＴ２５１〜２５４がオフとなり、探索用電波の出力が停止する。結局、探索用電波の出力期間と停止期間とがベースバンド信号を反映した形で交替し、デジタルデータの送信が可能となる。

図７に示すように、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ２５１，２５３は、ゲート昇圧回路２３からゲート電圧入力を受け、これが前述の昇圧ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＦとなったときオンとなり、設定された送信駆動電圧Ｖｃｃ１がソース電圧として印加される。一方、ローサイドのＭＯＳＦＥＴ２５２，２５４は、車載バッテリーからゲート電圧入力を受け、これがバッテリー電圧Ｖ_Ｂとなったときオンとなり、ソースが接地される。

なお、上記の構成では、送信駆動電圧Ｖｃｃ１の設定値とは無関係に、ゲート昇圧回路２３から一定の昇圧ゲート駆動電圧Ｖ_ＥＦをＭＯＳＦＥＴ２５１〜２５４のゲートに供給するようにしていたが、送信駆動電圧Ｖｃｃ１にゲート昇圧回路２３からの出力電圧を重畳して供給するようにしてもよい（例えばＶｃｃ１＋５Ｖ）。この場合、ゲート駆動電圧は、送信駆動電圧Ｖｃｃ１に対しゲート昇圧回路２３からの一定の出力電圧分が加算された形で、送信駆動電圧Ｖｃｃ１に応じて変化することになる。

なお、図２の回路構成では、送信用アンテナ２１に対する送信駆動電源電圧Ｖｃｃ１の印加方向が半周期毎に反転する（つまり、第一端２１０ａ側に電源電圧Ｖｃｃ１が印加され第二端２１０ａ側とが接地される第一電圧印加方向と、その逆となる第二電圧印加方向とが交替する）、いわゆる両振り型のスイッチングが行なわれていたが、これを、送信用アンテナ２１に対する送信駆動電源電圧Ｖｃｃ１の印加方向は一定とし、電圧印加期間と電圧非印加期間とを交替させる片振り型のスイッチングを行なうようにしてもよい。具体的には、図８に示すように、スイッチング回路２５を、送信用アンテナ２１の第一端２１ａと送信駆動電源回路２４及び接地との間にそれぞれ設けられる第一スイッチングトランジスタ２５１及び第二スイッチングトランジスタ２５２のみで構成したハーフブリッジ回路２５’と、送信用アンテナ２１は第二端２１０ａ側を常時接地とする。そして、図９に示すように、該ハーフブリッジ回路２５’は、第一スイッチングトランジスタ２５がオンとなり、第二スイッチングトランジスタ２５２がオフとなることで、送信用アンテナ２１は第一端２１０ａ側に電源電圧Ｖｃｃ１が印加され、第一スイッチングトランジスタ２５１がオフとなり、第二スイッチングトランジスタ２５２がオンとなることで送信用アンテナ２１の第一端２１０ａ側が接地短絡されて電圧非印加の状態となる。ただし、アンテナ２１０の共振特性により、上記スイッチング周期に対応して第一通電方向Ｘと第二通電方向Ｙとが交互に反転する通電特性となることに変りはない。ただし、Ｖｃｃ１が同じ値であれば、その電流振幅は図２の場合の半分となる。

本発明の適用対象となる車両の無線施開錠システムの概略ブロック図。本発明の一実施例であるＬＦ送信装置の構成例を示すブロック図。図２のＨブリッジ回路及びドライバ回路の詳細を示す回路図。変調回路の概念図。ゲート昇圧回路を構成するチャージポンプ回路の一例を示す回路図。図２のＬＦ送信装置の動作タイミング図。Ｈブリッジ回路の各ＭＯＳＦＥＴのスイッチングシーケンスを、ゲート電圧及びソース電圧の変化とともに示すタイミング図。本発明の別実施例であるＬＦ送信装置の構成例を示すブロック図。図８のＬＦ送信装置の動作タイミング図。

符号の説明

１無線施開錠システム
１０無線携帯キー
１１変調回路
１１ａ搬送波信号出力部
１１ｂ変調方形波信号出力部
２１駆動ロジック回路
２３ゲート昇圧回路（チャージポンプ回路）
２４可変電源回路（送信駆動電源回路）
２４ａ送信駆動電圧指令入力部
２４ｂ半導体電圧変換部
２５スイッチング回路
１００車載用無線送信装置
２１０送信用アンテナ
２１１アンテナコイル
２１２キャパシタ
２２１〜２２４第一〜第四の入力駆動トランジスタ
２５１〜２５４第一〜第四スイッチングトランジスタ

Claims

車両の無線施開錠システムにおいて車両側の予め定められた位置に固定配置され、無線携帯キーを探索するための探索用電波を所定の電波到達エリアが形成されるように送出する車載用無線送信装置であって、
送信用アンテナと、
車載バッテリーから受電するとともに前記送信用アンテナへ送信駆動電圧を供給する送信駆動電源回路と、
該送信駆動電源回路と前記送信用アンテナとの間に介在し、該送信駆動電源回路による前記送信用アンテナへの通電方向を、該送信用アンテナの第一端側から第二端側に向う第一通電方向と、該第一方向とは逆の第二通電方向との間で切り替えるスイッチング回路と、
前記スイッチング回路を、前記探索用電波の搬送波周波数にて切替え駆動するドライバ回路と、
前記搬送波周波数よりも低周波のデジタルベースバンド信号入力に基づいて、前記ドライバ回路の切替え駆動出力をオンオフ変調する変調回路とを備え、
前記探索用電波の前記電波到達エリアを変更するために前記送信駆動電源回路を、前記送信用アンテナへの前記送信駆動電圧の出力指令値を入力する送信駆動電圧指令入力部と、車載バッテリーからの入力電圧を前記出力指令値に対応する送信駆動電源電圧の出力に変換する電圧変換部とを有する可変電源回路として構成し、
前記スイッチング回路は、前記送信用アンテナの前記第一端と前記送信駆動電源回路及び接地との間にそれぞれ設けられる第一スイッチングトランジスタ及び第二スイッチングトランジスタと、前記送信用アンテナの前記第二端と前記可変電源回路及び接地との間にそれぞれ設けられる第三スイッチングトランジスタ及び第四スイッチングトランジスタとを有するとともに、前記第一スイッチングトランジスタ及び前記第四スイッチングトランジスタがオンとなり、前記第三スイッチングトランジスタ及び前記第二スイッチングトランジスタがオフとなることで前記送信用アンテナを第一通電方向とし、前記第一スイッチングトランジスタ及び前記第四スイッチングトランジスタがオフとなり、前記第三スイッチングトランジスタ及び前記第二スイッチングトランジスタがオンとなることで前記送信用アンテナを前記第二通電方向とするＨブリッジ回路からなり、
前記ドライバ回路は、前記第一〜第四のスイッチングトランジスタを個別にオンオフするための前記第一〜第四の入力駆動トランジスタを有し、
前記変調回路は、
前記搬送波周波数に対応した周波数の方形波搬送波信号を出力する搬送波信号出力部と、前記搬送波周波数よりも小さい周波数の方形波デジタルベースバンド信号に基づいて前記方形波搬送波信号をオンオフ変調した変調方形波信号を出力する変調方形波信号出力部と、
前記変調方形波信号を受け、該変調方形波信号がオン変調期間であって第一レベルのとき、各スイッチングトランジスタが前記第一通電方向に対応した駆動状態となり、同じく第二レベルのとき、各スイッチングトランジスタが前記第二通電方向に対応した駆動状態となり、前記変調方形波信号がオフ変調期間のとき各スイッチングトランジスタが全てオフとなるよう各入力駆動トランジスタを動作させるための入力駆動信号に変換する駆動ロジック回路とを有することを特徴とする車載用無線送信装置。
車両の無線施開錠システムにおいて車両側の予め定められた位置に固定配置され、無線携帯キーを探索するための探索用電波を所定の電波到達エリアが形成されるように送出する車載用無線送信装置であって、
送信用アンテナと、
車載バッテリーから受電するとともに前記送信用アンテナへ送信駆動電圧を供給する送信駆動電源回路と、
該送信駆動電源回路と前記送信用アンテナとの間に介在し、該送信駆動電源回路による前記送信用アンテナへの通電方向を、該送信用アンテナの第一端側から第二端側に向う第一通電方向と、該第一方向とは逆の第二通電方向との間で切り替えるスイッチング回路と、
前記スイッチング回路を、前記探索用電波の搬送波周波数にて切替え駆動するドライバ回路と、
前記搬送波周波数よりも低周波のデジタルベースバンド信号入力に基づいて、前記ドライバ回路の切替え駆動出力をオンオフ変調する変調回路とを備え、
前記探索用電波の前記電波到達エリアを変更するために前記送信駆動電源回路を、前記送信用アンテナへの前記送信駆動電圧の出力指令値を入力する送信駆動電圧指令入力部と、車載バッテリーからの入力電圧を前記出力指令値に対応する送信駆動電源電圧の出力に変換する電圧変換部とを有する可変電源回路として構成し、
前記スイッチング回路は、前記送信用アンテナの前記第一端と前記送信駆動電源回路及び接地との間にそれぞれ設けられる第一スイッチングトランジスタ及び第二スイッチングトランジスタと、前記送信用アンテナの前記第二端と前記可変電源回路及び接地との間にそれぞれ設けられる第三スイッチングトランジスタ及び第四スイッチングトランジスタとを有するとともに、前記第一スイッチングトランジスタ及び前記第四スイッチングトランジスタがオンとなり、前記第三スイッチングトランジスタ及び前記第二スイッチングトランジスタがオフとなることで前記送信用アンテナを第一通電方向とし、前記第一スイッチングトランジスタ及び前記第四スイッチングトランジスタがオフとなり、前記第三スイッチングトランジスタ及び前記第二スイッチングトランジスタがオンとなることで前記送信用アンテナを前記第二通電方向とするＨブリッジ回路からなり、
前記可変電源回路は前記送信用アンテナに予め定められた範囲内にて可変とされた正極性電源電圧を供給するものであり、
前記Ｈブリッジ回路は、前記第一〜第四スイッチングトランジスタが全て、ソースが前記可変電源回路からの入力側に、ドレインが接地側に接続されるＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成され、
前記ドライバ回路は、前記第一通電方向又は前記第二通電方向が得られるように各Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートを駆動するとともに、オン状態とするべきＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートに対し、前記可変電源回路からのソース側への入力電圧よりも閾電圧以上高い昇圧ゲート駆動電圧を供給するためのゲート昇圧回路を備える車載用無線送信装置。
前記正極性電源電圧の出力可変下限値が前記昇圧ゲート駆動電圧よりも低く設定されてなる請求項２記載の車載用無線送信装置。
前記ゲート昇圧回路は、前記可変電源回路からの前記正極性電源電圧の入力値に対し２．５Ｖ以上高いゲート駆動電圧を、前記オン状態とするべきＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートに供給するものである請求項２又は請求項３に記載の車載用無線送信装置。
前記正極性電源電圧の出力可変下限値が１．５Ｖ以上２．５Ｖ未満に設定されている請求項４記載の車載用無線送信装置。
前記ゲート昇圧回路は、前記可変電源回路からの前記正極性電源電圧が前記可変上限値に設定された場合に当該可変上限値よりも前記閾電圧以上高い電圧が確保されるよう、前記ゲート駆動電圧を一定レベルにて出力するものである請求項３ないし請求項５のいずれか１項に記載の車載用無線送信装置。
前記ゲート昇圧回路がチャージポンプ回路にて構成されている請求項２ないし請求項６のいずれか１項に記載の車載用無線送信装置。
請求項１記載の要件を備え、前記入力駆動信号は前記第一及び前記第二の入力駆動トランジスタとの間で入力レベルが互いに反転するように定められ、かつ、それら入力駆動トランジスタは、各々駆動入力電圧が前記昇圧ゲート駆動電圧よりも低く設定されるとともに、対応する前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴの前記ゲートと前記ゲート昇圧回路との間に配置され、前記入力駆動信号が第一レベルのときは導通状態となって前記ゲートに前記昇圧ゲート駆動電圧を入力し、同じく第二レベルのときは遮断状態となって前記ゲートへの前記昇圧ゲート駆動電圧の入力を遮断するオン駆動用トランジスタと、前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴの前記ゲートと接地との間に配置され、前記入力駆動信号が第一レベルのとき前記ゲートと接地との接続を遮断し、同じく第二レベルのときは導通状態となって前記ゲートの入力を接地短絡させるオフ駆動用トランジスタとを有するものである請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載の車載用無線送信装置。
前記駆動ロジック回路の信号電源電圧が、車載バッテリーからの入力電圧よりも低い安定化信号電源電圧であり、前記ゲート昇圧回路は安定化信号電源電圧を前記昇圧ゲート駆動電圧に昇圧するものである請求項８記載の車載用無線送信装置。
前記入力駆動信号は前記第三及び前記第四の入力駆動トランジスタとの間で入力レベルが互いに反転するように定められ、かつ、それら入力駆動トランジスタは、各々駆動入力電圧が前記昇圧ゲート駆動電圧よりも低く設定されるとともに、対応する前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴの前記ゲートとゲート駆動電源との間に配置され、前記入力駆動信号が第一レベルのときは導通状態となって前記ゲートに前記ゲート駆動電源からのゲート駆動電圧を入力し、同じく第二レベルのときは遮断状態となって前記ゲートへのゲート駆動電圧の入力を遮断するオン駆動用トランジスタと、前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴの前記ゲートと接地との間に配置され、前記入力駆動信号が第一レベルのとき前記ゲートと接地との接続を遮断し、同じく第二レベルのときは導通状態となって前記ゲートの入力を接地短絡させるオフ駆動用トランジスタとを有するものである請求項８又は請求項９に記載の車載用無線送信装置。
請求項６に記載の要件を備え、前記第二及び前記第四の入力駆動トランジスタの前記オン駆動用トランジスタが制御するゲート駆動電圧が前記車載バッテリーからの入力電圧とされる請求項１０記載の車載用無線送信装置。
前記送信用アンテナはアンテナコイルと該アンテナコイルに直列共振結合するキャパシタとを有する共振アンテナであり、
前記ドライバ回路は、前記共振アンテナの共振周波数に対応した前記搬送波周波数にて前記スイッチング回路を切替え駆動するものである請求項１ないし請求項１１のいずれか１項に記載の車載用無線送信装置。
前記電圧変換部は、前記車載バッテリーからの入力電圧を前記送信駆動電源電圧の出力に降圧変換する半導体電圧変換部として構成されている請求項１ないし請求項１２のいずれか１項に記載の車載用無線送信装置。
前記半導体電圧変換部は、送信駆動電圧の出力電圧のフィードバック入力と前記出力指令値を示す参照電圧との差分が縮小するように、前記車載バッテリーからの入力電圧を増幅制御する半導体増幅部を有する請求項１ないし請求項１３のいずれか１項に記載の車載用無線送信装置。
半導体増幅部は、前記車載バッテリーからの入力電圧がコレクタ又はソース側に供給され、エミッタ又はドレイン側からの前記送信駆動電圧の増幅制御出力が取り出される増幅用トランジスタと、該増幅用トランジスタのベース又はゲートに、前記送信駆動電圧の出力電圧のフィードバック入力と前記出力指令値を示す参照電圧との差分を演算する演算増幅器とを備え、該演算増幅器の出力が、前記送信駆動電圧の増幅制御電圧として入力される請求項１４記載の車載用無線送信装置。