JP4527768B2

JP4527768B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP4527768B2
Application number: JP2007504706A
Authority: JP
Inventors: 明彦岩田; 誠瀬戸; 正樹山田; 茂樹原田; 寛伊藤; 知之川上
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2005-02-25
Filing date: 2006-02-21
Publication date: 2010-08-18
Anticipated expiration: 2026-02-21
Also published as: EP1852964A1; US20080101101A1; EP1852964B1; CN101128973B; CN101128973A; WO2006090675A1; JPWO2006090675A1; EP1852964A4; US7596008B2

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に分散電源を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである。

従来のパワーコンディショナでは、例えばソーラパワーコンディショナに示されるように、太陽電池である分散電源からチョッパを用いて昇圧し、その後段にＰＷＭ制御のインバータを挿入して、出力の交流電圧を発生している。
このような従来のパワーコンディショナの基本的な動作を以下に示す。太陽電池から出力される直流電力は、パワーコンディショナの内部制御電源を駆動し内部回路が動作可能になる。内部回路は、チョッパ回路とインバータ部とを備え、チョッパ回路は太陽電池の電圧を、系統へ連系するのに必要となる電圧まで昇圧する。インバータ部は４つのスイッチから構成され、系統電圧に同期した位相の出力電流となるようＰＷＭスイッチングを行う。このように出力に短冊状の波形を出力し、出力する時間比率を変えることによって出力の平均電圧をコントロールし、出力された電圧は出力側に設けられた平滑フィルタによって平均化され、系統へは交流電力が出力される（例えば、非特許文献１参照）。

「ソーラーパワーコンディショナ形ＫＰ４０Ｆの開発」OMRON TECHNICS Vol.42 No.2(通巻142号)２００２年

太陽光電圧を系統に連系させる従来のパワーコンディショナでは、インバータの出力電圧の最大値は、チョッパによる昇圧電圧の大きさによって決まる。このため、例えば２００Ｖの交流電圧を出力する場合には、昇圧された直流電圧は２８２Ｖ以上が必要であり、通常は余裕を見てさらに高く設定されている。太陽光電圧の出力電圧は、通常２００Ｖ程度、あるいはそれ以下であり、上述したように２８２Ｖ以上に昇圧する必要がある。昇圧率が高くなるとチョッパ部の損失が大きくなり、パワーコンディショナ全体の効率が低下してしまう。
また、インバータ部のＰＷＭスイッチング動作を用いて出力に正弦波の電流や電圧を発生させているため、出力側に大型の平滑フィルタが必要で、装置構成を小型化するのは困難であった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、直流電源からの電力を交流に変換して系統や負荷に出力する電力変換装置において、各部の損失を低減して変換効率を向上し、しかも装置構成の小型化が促進された電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明による電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を制御する。上記複数の単相インバータ内で交流側が互いに隣り合って接続された第１、第２の単相インバータの入力となる第１、第２の直流電源は、ＤＣ／ＤＣコンバータを介して互いに接続される。そして、上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電圧の大きい方の上記第１の直流電源から電圧の小さい方の上記第２の直流電源へ、上記第１、第２の単相インバータ内のスイッチング素子を介して電力供給する。

このような電力変換装置では、各単相インバータの電圧の組み合わせにより精度良く滑らかな出力電圧波形を得ることができ、出力側のフィルタを小型化あるいは省略でき装置構成を小型で安価にできる。また、各単相インバータの入力となる直流電源間で、第１の直流電源から第２の直流電源へ電力供給し、各単相インバータの電圧の総和で出力させるため、変換効率が高く、小さな損失で高い電圧を出力可能となる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータにより、第１の直流電源から第１、第２の単相インバータ内のスイッチング素子を介して第２の直流電源へ電力供給するようにしたため、効率の高い電力伝送で電力供給できる。これにより、変換効率が向上し、小型で安価に構成された電力変換装置が得られる。

この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナの回路構成を示す図である。この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図である。この発明の実施の形態２によるパワーコンディショナを示す図である。この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの例を示す図である。この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図である。この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの別例を示す図である。この発明の実施の形態３によるパワーコンディショナの回路構成を示す図である。この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する図である。この発明の実施の形態４による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示す図である。この発明の実施の形態４の別例による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示す図である。この発明の実施の形態４の第２の別例による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示す図である。この発明の実施の形態５による出力パルス調整を説明する図である。この発明の実施の形態７によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。この発明の実施の形態７によるバイパス回路の構成図である。この発明の実施の形態７によるバイパス回路の別例による構成図である。この発明の実施の形態７によるバイパス回路の第２の別例による構成図である。

符号の説明

２第３の直流電源（太陽光）
３昇圧回路としての昇圧チョッパ回路
４ＤＣ／ＤＣコンバータ
５系統
７ａ，７ｂチョッパ回路
１５，１５ａ〜１５ｄ出力パルス
１７出力電圧
２０バイパス回路
２０ａリレー
１００磁気結合コア
3B-INV 最大単相インバータ
1B-INV，2B-INV 単相インバータ
Ｖ_３Ｂ最大直流電源（電圧）
Ｖ_１Ｂ，Ｖ_２Ｂ直流電源（電圧）
Ｌ１，Ｌ２リアクトル
Ｄz1A，Ｄz2A ダイオード
Ｑｓ，Ｑｒスイッチ
Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４スイッチング素子
Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ総変動電力量としての電荷量

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置（以下、パワーコンディショナと称す）を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。図１に示すように、複数（この場合３個）の単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVの交流側を直列に接続して単相多重変換器であるインバータユニット１を構成する。各単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVは、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成され、直流電源Ｖ_３Ｂを入力とする単相インバータ3B-INVの交流側両端子の一方に単相インバータ1B-INVが、他方に単相インバータ2B-INVが接続される。また、単相インバータ3B-INVの交流側両端子間を短絡させる短絡用スイッチとしてダイオードを逆並列に接続した２個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子Ｑｘ、Ｑｙが、単相インバータ3B-INVに並列に接続される。

また、第３の直流電源としての太陽光による直流電源２の後段に、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子（以下、スイッチと称す）３ａ、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃから成る昇圧チョッパ回路３が設置されている。昇圧チョッパ回路３は直流電源２で得られた直流電圧Ｖ_Ｏを昇圧し、直流電源Ｖ_３Ｂとなる平滑コンデンサに充電される電圧（電位Ｖ_Ｃ）が得られる。
各単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVは、各直流電源Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂ、Ｖ_１Ｂの直流電力を交流電力に変換して出力し、それぞれの入力の直流電源部分は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４にて接続される。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ４についての詳細は後述する。各直流電源Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂ、Ｖ_１Ｂの電圧は、便宜上、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂ、Ｖ_１Ｂと記載する。

単相インバータ3B-INVの入力となる直流電源Ｖ_３Ｂの電圧は、他の単相インバータ2B-INV、1B-INVの入力となる直流電源Ｖ_２Ｂ、Ｖ_１Ｂの電圧よりも大きく、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂ、Ｖ_１Ｂは所定の電圧比になるようにＤＣ／ＤＣコンバータ４にて制御される。以下、直流電源Ｖ_３Ｂを最大直流電源Ｖ_３Ｂと称し、単相インバータ3B-INVを最大単相インバータ3B-INVと称す。ここでは、Ｖ_１Ｂ＝Ｖ_２Ｂ≧（２／９）・Ｖ_３Ｂとする。即ち、インバータ1B-INV、2B-INVの直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの電圧が等しくかつ、両者の合計が（４／９）・Ｖ_３Ｂより等しいか大きい。
これらの単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVは出力として正負およびゼロの電圧を発生することができ、インバータユニット１は、これらの発生電圧を組み合わせた総和としての電圧Ｖ_Ａを階調制御により出力する。この出力電圧Ｖ_Ａはリアクトル６ａおよびコンデンサ６ｂから成る平滑フィルタ６により平滑され、交流電圧Ｖ_ｏｕｔを系統５に供給する。なお、系統５は柱状トランスにて中点Ｒを接地しているものとする。

次に、各直流電源Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂ、Ｖ_１Ｂを接続するＤＣ／ＤＣコンバータ４について図２を用いて説明する。なお、図２はパワーコンディショナのＤＣ／ＤＣコンバータ４を含めた回路構成を示すが、便宜上、直流電源２および昇圧チョッパ回路３は図示を省略する。ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４をチョッパ回路７ａ、７ｂで構成し、チョッパ回路７ａを最大直流電源Ｖ_３Ｂと直流電源Ｖ_１Ｂとの間に、チョッパ回路７ｂを最大直流電源Ｖ_３Ｂと直流電源Ｖ_２Ｂとの間に接続する。各チョッパ回路７ａ、７ｂは、リアクトルＬ１、Ｌ２、ダイオードＤz1A、Ｄz2A、およびスイッチＱｓ、Ｑｒで構成され、それぞれがＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。そして、チョッパ回路７ａの動作により、最大直流電源Ｖ_３Ｂから最大単相インバータ3B-INVおよび単相インバータ1B-INVを介して直流電源Ｖ_１Ｂに電力供給し、チョッパ回路７ｂの動作により、最大直流電源Ｖ_３Ｂから最大単相インバータ3B-INVおよび単相インバータ2B-INVを介して直流電源Ｖ_２Ｂに電力供給する。また、ダイオードＤz1B、Ｄz2Bを配設して、最大直流電源Ｖ_３Ｂの電位から直流電源Ｖ_１Ｂ、直流電源Ｖ_２Ｂの各電位へ直接電流が逆流するのを防止する。

各単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVおよびチョッパ回路７ａ、７ｂの動作を図３に基づいて説明する。図３に示すように単相インバータ1B-INVの出力と単相インバータ2B-INVの出力は等しく、各単相インバータ1B-INV、2B-INVは、目標の出力電圧と最大単相インバータ3B-INVの出力電圧との差分を補うようにＰＷＭ制御により出力される。実際には、系統５に電流を流し込むように制御されることになるが、出力側に設けられたリアクトル６ａが非常に小さい場合には、インバータユニット１の出力電圧Ｖ_Ａを平均化した電圧と系統電圧との間の差は小さくなり、ほぼ同じと考えても差し支えない。

最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３２がオンして最大単相インバータ3B-INVが負電圧を出力しているとき、チョッパ回路７ａのスイッチＱｓをオンオフする。この期間の内、Ｔ_Ｓ１期間では単相インバータ1B-INVが負電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Ｑ１２をオンし、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１４を交互にオンしている。このＴ_Ｓ１期間では、スイッチング素子Ｑ３１、Ｑ１２がオンしているため、スイッチＱｓのオンオフにより、最大直流電源Ｖ_３Ｂからスイッチング素子Ｑ３１、Ｑ１２を通って流れる電流iL1によりリアクトルＬ１を充電し、リアクトルＬ１からダイオードＤz1Aを通って流れる電流iL1xにより直流電源Ｖ_１Ｂに電力供給する。

また、スイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３２がオンする期間の内、Ｔ_Ｓ２期間では単相インバータ1B-INVが正電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Ｑ１３をオンし、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１４を交互にオンしている。このＴ_Ｓ２期間では、スイッチＱｓのオンオフにより、最大直流電源Ｖ_３Ｂからスイッチング素子Ｑ３１、スイッチング素子Ｑ１３の逆並列ダイオード、直流電源Ｖ_１Ｂを通って流れる電流iL1によりリアクトルＬ１を充電し、リアクトルＬ１からダイオードＤz1Aを通って流れる電流iL1xにより直流電源Ｖ_１Ｂに電力供給する。
このように最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３１がオンして最大直流電源Ｖ_３Ｂの正極が交流出力用電力線に接続されているとき、チョッパ回路７ａのスイッチＱｓをオンオフすることで、最大直流電源Ｖ_３Ｂから最大単相インバータ3B-INVおよび単相インバータ1B-INVを介して直流電源Ｖ_１Ｂに電力供給できる。

また、最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３３、Ｑ３４がオンして最大単相インバータ3B-INVが正電圧を出力しているとき、チョッパ回路７ｂのスイッチＱｒをオンオフする。この期間の内、Ｔ_ｒ１期間では単相インバータ2B-INVが正電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Ｑ２４をオンし、スイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２３を交互にオンしている。このＴ_ｒ１期間では、スイッチング素子Ｑ３３、Ｑ２４がオンしているため、スイッチＱｒのオンオフにより、最大直流電源Ｖ_３Ｂからスイッチング素子Ｑ３３、Ｑ２４を通って流れる電流iL2によりリアクトルＬ２を充電し、リアクトルＬ２からダイオードＤz2Aを通って流れる電流iL2xにより直流電源Ｖ_２Ｂに電力供給する。

また、スイッチング素子Ｑ３３、Ｑ３４がオンする期間の内、Ｔ_ｒ２期間では単相インバータ2B-INVが負電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Ｑ２１をオンし、スイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２３を交互にオンしている。このＴ_ｒ２期間では、スイッチＱｒのオンオフにより、最大直流電源Ｖ_３Ｂからスイッチング素子Ｑ３３、スイッチング素子Ｑ２１の逆並列ダイオード、直流電源Ｖ_２Ｂを通って流れる電流iL2によりリアクトルＬ２を充電し、リアクトルＬ２からダイオードＤz2Aを通って流れる電流iL2xにより直流電源Ｖ_２Ｂに電力供給する。
このように最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３３がオンして最大直流電源Ｖ_３Ｂの正極が交流出力用電力線に接続されているとき、チョッパ回路７ｂのスイッチＱｒをオンオフすることで、最大直流電源Ｖ_３Ｂから最大単相インバータ3B-INVおよび単相インバータ2B-INVを介して直流電源Ｖ_２Ｂに電力供給できる。

また、最大単相インバータ3B-INVの出力電圧が０である期間では、最大単相インバータ3B-INVの交流側両端子間を短絡させる半導体スイッチＱｘ、Ｑｙをオンして導通状態にすると共に、最大単相インバータ3B-INV内の全ての半導体スイッチＱ３１〜Ｑ３４をオフ状態にする。この場合、単相インバータ1B-INVの出力と単相インバータ2B-INVの出力が等しくなるように動作させたため、最大直流電源Ｖ_３Ｂの中間点Ｘは、パワーコンディショナの出力電圧Ｖ_ｏｕｔの中間電位であるアース電位にほぼ等しくなる。

上記のようにこの実施の形態では、各単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVの発生電圧の組み合わせにより精度良く正弦波に近い出力電圧波形を得ることができ、出力側の平滑フィルタ６を小容量あるいは省略でき装置構成を小型にできる。また、太陽光電圧Ｖ_Ｏを昇圧チョッパ回路３で昇圧した直流電圧Ｖ_３Ｂを直流電源とした最大単相インバータ3B-INVと、この最大直流電源Ｖ_３Ｂから電力供給される直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂを入力とする単相インバータ2B-INV、1B-INVとを接続して、各単相インバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得るようにパワーコンディショナを構成したため、昇圧チョッパ回路３で昇圧した直流電圧Ｖ_３Ｂよりも高い電圧を効率よく出力できる。

さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ４をリアクトルＬ１、Ｌ２、整流用素子Ｄz1A、Ｄz2A、およびスイッチＱｓ、Ｑｒから成るチョッパ回路７ａ、７ｂで構成し、チョッパ回路７ａ、７ｂは、最大直流電源Ｖ_３Ｂから各単相インバータ内のスイッチング素子を介して直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂへ電力供給するようにした。このため、トランスを用いた電力伝送にみられるような、トランスの漏れインダクタンスや励磁インダクタンスによる効率低下などがなく、効率の高い電力伝送で電力供給できて、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの電圧を設定可能となるため、パワーコンディショナ全体の効率がさらに向上する。このように、変換効率が向上し、小型で安価な装置構成となるパワーコンディショナを得ることができる。

また、最大単相インバータ3B-INVが最大直流電源Ｖ_３Ｂの正極を交流出力用電力線に接続するスイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３３をオンさせる動作期間に、チョッパ回路７ａ、７ｂはスイッチＱｓ、ＱｒをオンオフさせてリアクトルＬ１、Ｌ２を充電し、リアクトルＬ１、Ｌ２からダイオードＤz1A、Ｄz2Aを通って流れる電流により直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂに確実に電力供給することができる。

さらに、最大単相インバータ3B-INVを中央にして、その両側に単相インバータ2B-INV、1B-INVを配置して接続したため、最大単相インバータ3B-INVの最大直流電源Ｖ_３Ｂから両側の各単相インバータ2B-INV、1B-INVの直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂに容易で効果的に電力供給することができる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２によるパワーコンディショナについて図４に基づいて以下に説明する。図４に示すように、上記実施の形態１と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ４をリアクトルＬ１、Ｌ２、整流用素子Ｄz1A、Ｄz2A、およびスイッチＱｓ、Ｑｒから成るチョッパ回路７ａ、７ｂで構成するが、この実施の形態では、各チョッパ回路７ａ、７ｂのリアクトルＬ１、Ｌ２を磁性材料からなる磁気結合コア１００により磁気結合する。
なお、リアクトルＬ１、Ｌ２の磁気結合以外の構成は、上記実施の形態１と同様である。また、図４は、便宜上、直流電源２および昇圧チョッパ回路３は図示を省略する。

次に動作について説明する。
上記実施の形態１で示したように、最大単相インバータ3B-INVが負電圧出力時にはチョッパ回路７ａのスイッチＱｓをオンオフして直流電源Ｖ_１Ｂに電力供給するが、チョッパ回路７ａの動作によりリアクトルＬ１に溜まるエネルギは、チョッパ回路７ｂのリアクトルＬ２へ磁気結合の割合で移行できる。このため、チョッパ回路７ａ、７ｂの双方で上記エネルギを利用でき、直流電源Ｖ_１Ｂだけでなく直流電源Ｖ_２Ｂにも電力供給できる。同様に、最大単相インバータ3B-INVが正電圧出力時にはチョッパ回路７ｂのスイッチＱｒをオンオフし、リアクトルＬ２に溜まるエネルギをリアクトルＬ１へ磁気結合の割合で移行することで、直流電源Ｖ_２Ｂだけでなく直流電源Ｖ_１Ｂにも電力供給できる。

上記実施の形態１で示したパワーコンディショナでは、各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂは、基本交流波１周期中の半周期しか電力供給されないものであったが、この実施の形態では、各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂは、基本交流波１周期にわたって、最大単相インバータ3B-INVが出力している間、充電が行える。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ４（チョッパ回路７ａ、７ｂ）の利用率が向上する。
また、上記実施の形態１では、各チョッパ回路７ａ、７ｂは、各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂで１周期に必要なエネルギを半周期の内に供給する必要があったが、この実施の形態では１周期にわたり電力供給できるため、扱うエネルギを平均化できて電流ピーク値を低減でき、損失が低減できる。また大きな電流を流す必要がないため、磁気結合コア１００も小さくて済む。さらに、半周期毎に各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂに交互に電力供給する上記実施の形態１と比べて、直流電源Ｖ_１Ｂと直流電源Ｖ_２Ｂとの電圧のアンバランスを抑制でき、最大単相インバータ3B-INVの中点電位の変動を抑制できる。これにより、最大直流電源Ｖ_３Ｂが太陽電池（直流電源２）に接続されている場合に、漏洩電流の発生を抑制できる。

上記実施の形態２によるパワーコンディショナにおいて、リアクトルＬ１、Ｌ２に誘起される起電力の極性が同一方向である場合について、図５に基づいて、以下に説明する。
図に示すように、各チョッパ回路７ａ、７ｂのリアクトルＬ１、Ｌ２を磁性材料からなる磁気結合コア１００により磁気結合するが、このとき、各リアクトルＬ１、Ｌ２は、２つのリアクトルＬ１、Ｌ２に誘起される起電力の極性が同一方向になるように、各巻線を構成する。

図５で示したパワーコンディショナにおいて、各単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVおよびチョッパ回路７ａ、７ｂの動作を図６に基づいて説明する。上記実施の形態１と同様に、単相インバータ1B-INVの出力と単相インバータ2B-INVの出力は等しく、各単相インバータ1B-INV、2B-INVは、目標の出力電圧と最大単相インバータ3B-INVの出力電圧との差分を補うようにＰＷＭ制御により出力される。
最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３２がオンして最大単相インバータ3B-INVが負電圧を出力しているとき、チョッパ回路７ａのスイッチＱｓをオンオフする。この期間の内、Ｔ_Ｓ１期間では単相インバータ1B-INVが負電圧をＰＷＭ制御で出力し、Ｔ_Ｓ２期間では単相インバータ1B-INVが正電圧をＰＷＭ制御で出力している。いずれの期間でも、スイッチＱｓのオンオフにより、以下のように各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂは最大直流電源Ｖ_３Ｂから電力供給される。

スイッチＱｓがオン時、Ｔ_Ｓ１期間では、最大直流電源Ｖ_３Ｂからスイッチング素子Ｑ３１、Ｑ１２を通って電流iL1が流れ、Ｔ_Ｓ２期間では、最大直流電源Ｖ_３Ｂからスイッチング素子Ｑ３１、スイッチング素子Ｑ１３の逆並列ダイオード、直流電源Ｖ_１Ｂを通って電流iL1が流れる。この電流iL1によりチョッパ回路７ａのリアクトルＬ１を充電しエネルギを蓄積するが、リアクトルＬ１と磁気結合しているチョッパ回路７ｂのリアクトルＬ２にもエネルギが移行される。この時、リアクトルＬ２にはリアクトルＬ１と同じ極性に電圧が発生しているが、ダイオードDz2Aが電流を阻止しているため、電流iL2は発生しない。
スイッチＱｓがオフ状態になると、各リアクトルＬ１、Ｌ２は、蓄積されたエネルギによりそれぞれ電流iL1x、iL2xを流し、各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂに電力供給する。このように、チョッパ回路７ａのスイッチＱｓがスイッチングを行うことにより、２つの単相インバータ1B-INV、2B-INVの直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂに電力供給できる。

最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３３、Ｑ３４がオンして最大単相インバータ3B-INVが正電圧を出力しているとき、チョッパ回路７ｂのスイッチＱｒをオンオフする。この期間の内、Ｔ_ｒ１期間では単相インバータ2B-INVが正電圧をＰＷＭ制御で出力し、Ｔ_ｒ２期間では単相インバータ2B-INVが負電圧をＰＷＭ制御で出力している。いずれの期間でも、スイッチＱｒのオンオフにより、以下のように各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂは最大直流電源Ｖ_３Ｂから電力供給される。

スイッチＱｒがオン時、Ｔ_ｒ１期間では、最大直流電源Ｖ_３Ｂからスイッチング素子Ｑ３３、Ｑ２４を通って電流iL2が流れ、Ｔ_ｒ２期間では、最大直流電源Ｖ_３Ｂからスイッチング素子Ｑ３３、スイッチング素子Ｑ２１の逆並列ダイオード、直流電源Ｖ_２Ｂを通って電流iL2が流れる。この電流iL2によりチョッパ回路７ｂのリアクトルＬ２を充電しエネルギを蓄積するが、リアクトルＬ２と磁気結合しているチョッパ回路７ａのリアクトルＬ１にもエネルギが移行される。この時、リアクトルＬ１にはリアクトルＬ２と同じ極性に電圧が発生しているが、ダイオードDz1Bが電流を阻止しているため、電流iL1は発生しない。
スイッチＱｒがオフ状態になると、各リアクトルＬ１、Ｌ２は、蓄積されたエネルギによりそれぞれ電流iL1x、iL2xを流し、各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂに電力供給する。このように、チョッパ回路７ｂのスイッチＱｒがスイッチングを行うことにより、２つの単相インバータ1B-INV、2B-INVの直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂに電力供給できる。

次に、上記実施の形態２によるパワーコンディショナにおいて、リアクトルＬ１、Ｌ２に誘起される起電力の極性が互いに逆方向である場合について、図７に基づいて、以下に説明する。
図に示すように、各チョッパ回路７ａ、７ｂのリアクトルＬ１、Ｌ２を磁性材料からなる磁気結合コア１００により磁気結合するが、このとき、各リアクトルＬ１、Ｌ２は、２つのリアクトルＬ１、Ｌ２に誘起される起電力の極性が互いに逆方向になるように、各巻線を構成し、磁気結合コア１００にギャップを設けて磁気結合の強さを調整している。

図７で示したパワーコンディショナにおいて、各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂに最大直流電源Ｖ_３Ｂから電力供給する動作を以下に説明する。
最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３２がオンして最大単相インバータ3B-INVが負電圧を出力しているとき、チョッパ回路７ａのスイッチＱｓをオンオフすると、リアクトルＬ１が充電されるが、リアクトルＬ２にはリアクトルＬ１と逆極性に電圧が発生する。このリアクトルＬ２に発生した電圧により、ダイオードDz2Aを介して電流iL2xを流して直流電源Ｖ_２Ｂに電力供給する。このときの直流電源Ｖ_１Ｂへの電力供給の動作は図５で示した場合と同様である。
なお、リアクトルＬ２に発生した電圧により直流電源Ｖ_２Ｂを充電できるが、直流電源Ｖ_３Ｂと直流電源Ｖ_２Ｂとの電圧差が大きいと突入電流が直流電源Ｖ_２Ｂに流れ込むので、これを防止するために磁気結合コア１００に設けたギャップで、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２との磁気結合の強さを調整する。

最大単相インバータ3B-INVが正電圧を出力しているときも同様に、チョッパ回路７ｂのスイッチＱｒをオンオフするとリアクトルＬ２が充電され、リアクトルＬ１にリアクトルＬ２と逆極性に電圧が発生する。このリアクトルＬ１に発生した電圧により直流電源Ｖ_１Ｂに電力供給することで、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの双方に電力供給できる。この場合も、直流電源Ｖ_１Ｂに突入電流が流れ込むのを、磁気結合コア１００に設けたギャップによって防止する。

実施の形態３．
上記実施の形態１、２では、最大単相インバータ3B-INVを中央に配置したが、入力となる直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの電圧の昇順に配置した場合について、図８に基づいて以下に示す。
この場合も、最大単相インバータ3B-INVの最大直流電源Ｖ_３Ｂは、第３の直流電源としての太陽光による直流電源２で得られた直流電圧Ｖ_Ｏを昇圧チョッパ回路３にて昇圧して生成したものであるが、図８では、便宜上、直流電源２および昇圧チョッパ回路３は省略する。直流電源の電圧Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂは所定の電圧比になるようにＤＣ／ＤＣコンバータ４（図１参照）にて制御され、ここでは、Ｖ_１Ｂ：Ｖ_２Ｂ：Ｖ_３Ｂ＝１：３：９とする。

ＤＣ／ＤＣコンバータ４をチョッパ回路７ａ、７ｂで構成し、チョッパ回路７ａを直流電源Ｖ_２Ｂと直流電源Ｖ_１Ｂとの間に、チョッパ回路７ｂを最大直流電源Ｖ_３Ｂと直流電源Ｖ_２Ｂとの間に接続する。各チョッパ回路７ａ、７ｂは、リアクトルＬ１、Ｌ２、ダイオードＤz1A、Ｄz2A、およびスイッチＱｓ、Ｑｒで構成され、それぞれＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する。そして、チョッパ回路７ｂの動作により、最大直流電源Ｖ_３Ｂから最大単相インバータ3B-INVおよび単相インバータ2B-INVを介して直流電源Ｖ_２Ｂに電力供給し、チョッパ回路７ａの動作により、直流電源Ｖ_２Ｂから単相インバータ2B-INVおよび単相インバータ1B-INVを介して直流電源Ｖ_１Ｂに電力供給する。また、ダイオードＤz1B、Ｄz2Bを配設して、直流電源Ｖ_２Ｂの電位から直流電源Ｖ_１Ｂの電位へ、また最大直流電源Ｖ_３Ｂの電位から直流電源Ｖ_２Ｂの電位へ、それぞれ直接電流が逆流するのを防止する。

各単相インバータ1B-INV、2B-INV、3B-INVおよびチョッパ回路７ａ、７ｂの動作を図９に基づいて説明する。図９に示すように、各単相インバータ1B-INV、2B-INVは、目標の出力電圧と最大単相インバータ3B-INVの出力電圧との差分を補うようにＰＷＭ制御により出力される。ここでは、単相インバータ1B-INVの出力と単相インバータ2B-INVの出力は等しいものを示したが、これに限るものではない。
最大単相インバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３３、Ｑ３４がオンして最大単相インバータ3B-INVが正電圧を出力しているとき、チョッパ回路７ｂのスイッチＱｒをオンオフする。この期間の内、Ｔ_ｒ１期間では単相インバータ2B-INVが正電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Ｑ２４をオンし、スイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２３を交互にオンしている。このＴ_ｒ１期間では、スイッチング素子Ｑ３３、Ｑ２４がオンしているため、スイッチＱｒのオンオフにより、最大直流電源Ｖ_３Ｂからスイッチング素子Ｑ３３、Ｑ２４を通って流れる電流iL2によりリアクトルＬ２を充電し、リアクトルＬ２からダイオードＤz2Aを通って流れる電流iL2xにより直流電源Ｖ_２Ｂに電力供給する。

また、単相インバータ2B-INVが正あるいは負の電圧を出力しているとき、チョッパ回路７ａのスイッチＱｓをオンオフする。この期間の内、Ｔ_Ｓ１期間とＴ_Ｓ３期間とでは、単相インバータ1B-INV、2B-INVがそれぞれ正電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Ｑ１４、Ｑ２４をオンし、スイッチング素子Ｑ１２、Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２３をそれぞれ交互にオンしている。このＴ_Ｓ１、Ｔ_Ｓ３期間でスイッチング素子２３、Ｑ１４がオンするとき、スイッチＱｓのオンオフにより、直流電源Ｖ_２Ｂからスイッチング素子Ｑ２３、Ｑ１４を通って流れる電流iL1によりリアクトルＬ１を充電し、リアクトルＬ１からダイオードＤz1Aを通って流れる電流により直流電源Ｖ_１Ｂに電力供給する。

また、Ｔ_Ｓ２期間では単相インバータ1B-INV、2B-INVがそれぞれ負電圧をＰＷＭ制御で出力しており、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ２１をオンし、スイッチング素子Ｑ１２、Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２３をそれぞれ交互にオンしている。このＴ_Ｓ２期間でスイッチング素子Ｑ２３がオンするとき、スイッチＱｓのオンオフにより、直流電源Ｖ_２Ｂからスイッチング素子Ｑ２３、スイッチング素子Ｑ１１の逆並列ダイオード、直流電源Ｖ_１Ｂを通って流れる電流iL1によりリアクトルＬ１を充電し、リアクトルＬ１からダイオードＤz1Aを通って流れる電流により直流電源Ｖ_１Ｂに電力供給する。
このように単相インバータ2B-INVのスイッチング素子Ｑ２３がオンして直流電源Ｖ_２Ｂの正極が交流出力用電力線に接続されるとき、チョッパ回路７ａのスイッチＱｓをオンオフすることで、直流電源Ｖ_２Ｂから単相インバータ2B-INVおよび単相インバータ1B-INVを介して直流電源Ｖ_１Ｂに電力供給できる。

この実施の形態においても、変換効率が向上し、小型で安価な装置構成となるパワーコンディショナを得ることができる。
また、この実施の形態では、最大単相インバータ3B-INVを端に配置して、最大単相インバータ3B-INVの最大直流電源Ｖ_３Ｂから隣り合って接続される単相インバータ2B-INVの直流電源Ｖ_２Ｂに電力供給し、さらに単相インバータ2B-INVの直流電源Ｖ_２Ｂから隣り合って接続される単相インバータ1B-INVの直流電源Ｖ_１Ｂに電力供給するようにした。このように、最大直流電源Ｖ_３Ｂ以外の直流電源Ｖ_２Ｂ、Ｖ_１Ｂには、それぞれ直流電源の電圧が大きくなる方向に隣り合って接続された単相インバータ3B-INV、2B-INVの各直流電源Ｖ_３Ｂ、Ｖ_２Ｂから電力供給するため、最大直流電源Ｖ_３Ｂ以外の直流電源Ｖ_２Ｂ、Ｖ_１Ｂに容易で確実に電力供給することができて、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの電圧を設定可能となる。

なお、上記実施の形態３では、単相インバータを３個としたが、２個、あるいは４個以上でもよく、入力となる各直流電源の電圧の昇順、あるいは降順に配置して、最大単相インバータを端に配置することで、上記実施の形態と同様に、最大直流電源以外の各直流電源に容易で確実に電力供給することができる。

実施の形態４．
上記各実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４をチョッパ回路７ａ、７ｂで構成したが、トランスを用いて構成した双方向のＤＣ／ＤＣコンバータを用いた場合について以下に示す。なお、電力変換装置の主回路構成は、図１で示したものと同様、あるいは単相インバータを、入力となる各直流電源の電圧の昇順、あるいは降順に配置して、スイッチング素子Ｑｘ、Ｑｙを削除したものでもよい。
各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂを接続する双方向のＤＣ／ＤＣコンバータの３つの構成例を図１０〜図１２に示す。
図１０（ａ）で示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、トランスとスイッチＱd1、Ｑd2、Ｑd3とで構成され、各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂに接続されるトランスの巻き線１１ａ、１１ｂ、１１ｃを、最大直流電源Ｖ_３Ｂと直流電源Ｖ_２Ｂとの間をフォワードコンバータとなるように、また最大直流電源Ｖ_３Ｂと直流電源Ｖ_１Ｂとの間をフライバックコンバータとなるように接続する。また、各直流電圧比は、Ｖ_１Ｂ：Ｖ_２Ｂ：Ｖ_３Ｂ＝１：３：９とする。

図１０（ｂ）に、各スイッチＱd1、Ｑd2、Ｑd3の駆動信号となるゲート電圧を示す。
スイッチＱd3のゲート電圧とスイッチＱd1のゲート電圧は反転の関係にあり、Ｖ_３ＢとＶ_１Ｂとの電圧関係は、Ｔｄとトランスの巻き数比の値によって、９：１に定められる。このとき、各電圧Ｖ_３Ｂ、Ｖ_１Ｂの電圧関係が、Ｖ_３Ｂ＞９Ｖ_１Ｂであれば、最大直流電源Ｖ_３Ｂから直流電源Ｖ_１Ｂへ、Ｖ_３Ｂ＜９Ｖ_１Ｂであれば、直流電源Ｖ_１Ｂから最大直流電源Ｖ_３Ｂへ電力が伝送される。
また、スイッチＱd3のゲート電圧とスイッチＱd2のゲート電圧は同じ関係にあり、Ｖ_３ＢとＶ_２Ｂとの電圧関係は、トランスの巻き数比のみの値によって、３：１に定められる。このとき、各電圧Ｖ_３Ｂ、Ｖ_２Ｂの電圧関係が、Ｖ_３Ｂ＞３Ｖ_２Ｂであれば、最大直流電源Ｖ_３Ｂから直流電源Ｖ_２Ｂへ、Ｖ_３Ｂ＜３Ｖ_２Ｂであれば、直流電源Ｖ_２Ｂから最大直流電源Ｖ_３Ｂへ電力が伝送される。
Ｔｄを変化させることでＶ_１Ｂを制御でき、またＶ_２Ｂはトランスの巻き数比で決まるため、いずれの電圧Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂも所定の値に設定することが可能である。このような双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１では、最大直流電源Ｖ_３Ｂと直流電源Ｖ_１Ｂとの間をフライバックコンバータで接続したため、少ない素子を用いて直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの電圧を設定可能となる。

図１１（ａ）で示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１２は、トランスとスイッチＱd1、Ｑd2、Ｑd3とリセット巻き線１３とで構成される。各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂに接続されるトランスの巻き線１２ａ、１２ｂ、１２ｃを、最大直流電源Ｖ_３Ｂと各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂとの間をそれぞれフォワードコンバータとなるように接続する。
図１１（ｂ）に、各スイッチＱd1、Ｑd2、Ｑd3の駆動信号となるゲート電圧を示す。
各スイッチＱd1、Ｑd2、Ｑd3のゲート電圧は同じ関係にあり、各直圧Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの関係は、トランスの巻き数比のみの値によって、１：３：９に定められる。このとき、Ｖ_３Ｂ＞９Ｖ_１Ｂであれば、最大直流電源Ｖ_３Ｂから直流電源Ｖ_１Ｂへ、Ｖ_３Ｂ＜９Ｖ_１Ｂであれば、直流電源Ｖ_１Ｂから最大直流電源Ｖ_３Ｂへ電力が伝送される。また、Ｖ_３Ｂ＞３Ｖ_２Ｂであれば、最大直流電源Ｖ_３Ｂから直流電源Ｖ_２Ｂへ、Ｖ_３Ｂ＜３Ｖ_２Ｂであれば、直流電源Ｖ_２Ｂから最大直流電源Ｖ_３Ｂへ電力が伝送される。これにより、いずれの電圧Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂも所定の値に設定することが可能である。
このような双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１２では、最大直流電源Ｖ_３Ｂと各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂとの間をそれぞれフォワードコンバータとなるように接続し、励磁磁束の処理は最大直流電源Ｖ_３Ｂ側のリセット巻き線１３で行うため、励磁電流を小さくできトランスの鉄損が小さくできる。

図１２（ａ）で示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１４は、トランスとスイッチＱd1、Ｑd2、Ｑd3とで構成し、各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂに接続されるトランスの巻き線１４ａ、１４ｂ、１４ｃを、最大直流電源Ｖ_３Ｂと各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂとの間をそれぞれフライバックコンバータとなるように接続する。
図１２（ｂ）に、各スイッチＱd1、Ｑd2、Ｑd3の駆動信号となるゲート電圧を示す。
スイッチＱd3のゲート電圧と各スイッチＱd1、Ｑd2のゲート電圧は反転の関係にあり、各直圧Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの関係は、Ｔｄとトランスの巻き数比の値によって、１：３：９に定められる。
この場合、Ｔｄを変化させることで、各Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂを確実に制御でき、これにより、いずれの電圧Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂも所定の値に安定して制御することが可能である。

実施の形態５．
上記実施の形態１では、チョッパ回路７ａ、７ｂで構成したＤＣ／ＤＣコンバータ４は、最大直流電源Ｖ_３Ｂから電力供給するのみの一方向の電力供給動作をするものである。
このような一方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４では、各Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの電圧比率が高くなっても、直流電源Ｖ_２Ｂ、Ｖ_１Ｂからの電力伝送ができないが、この実施の形態では、図１３に示すように、最大単相インバータ3B-INVの出力パルス幅を調整して、各直流電源Ｖ_２Ｂ、Ｖ_１Ｂの電力量を調整する。
ここで、パワーコンディショナから出力される交流電圧Ｖ_ｏｕｔの最大値（波高値）をＶｍとし、電圧利用率＝Ｖｍ／（Ｖ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂ）とする。この電圧利用率と各インバータを介した放電量から充電量を差し引いた直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの変動電力量との関係を以下に説明する。Ｑ_１Ｂ、Ｑ_２Ｂは、各単相インバータ1B-INV、2B-INV、3B-INVを介した放電と充電とにより直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂから流出した電荷量とする。各インバータの直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの電圧比が１：３：９の関係のときに、パワーコンディショナに接続される負荷に正弦波で力率１の電流を流した場合、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの総変動電力量となる流出電荷量（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）は、電圧利用率Ｐ（＝約０．８３）でゼロとなることが判っている。

図１３（ａ）に示すように、パワーコンディショナの昇圧チョッパ回路３の出力電圧Ｖｃ（Ｖ_３Ｂ）が約２３５Ｖのとき、電圧利用率＝約０．８３となり、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂからの流出電荷量（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）は、ゼロ付近となる。なお、１５は最大単相インバータ3B-INVの出力パルス、１６は単相インバータ1B-INV、2B-INVの合計出力、１７はパワーコンディショナからの交流出力電圧Ｖ_ｏｕｔである。
次に、図１３（ｂ）に示すように、外気温度の上昇などにより太陽光の電圧が低下し、パワーコンディショナの昇圧チョッパ回路３の出力電圧Ｖｃ（Ｖ_３Ｂ）が例えば約２０４Ｖのとき、電圧利用率＝約０．９５となり、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂからの流出電荷量（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）は増大する。このような場合、最大単相インバータ3B-INVの出力パルス幅を広げると、単相インバータ1B-INV、2B-INVの電力負担が小さくなり、（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）はゼロに近づく。なお、１５ａ、１５ｂは、それぞれパルス幅の調整前後の最大単相インバータ3B-INVの出力パルス、１６ａ、１６ｂは、それぞれパルス幅の調整前後の単相インバータ1B-INV、2B-INVの合計出力である。

次に、図１３（ｃ）に示すように、外気温度の低下などにより太陽光の電圧が上昇し、パワーコンディショナの昇圧チョッパ回路３の出力電圧Ｖｃ（Ｖ_３Ｂ）が例えば約２６０Ｖのとき、電圧利用率＝約０．７５となり、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂからの流出電荷量（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）は負となる。このような場合、最大単相インバータ3B-INVの出力パルス幅を狭めると、単相インバータ1B-INV、2B-INVの電力負担が大きくなり、（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）は正になる。なお、１５ｃ、１５ｄは、それぞれパルス幅の調整前後の最大単相インバータ3B-INVの出力パルス、１６ｃ、１６ｄは、それぞれパルス幅の調整前後の単相インバータ1B-INV、2B-INVの合計出力である。

このように、最大単相インバータ3B-INVの出力パルス幅を増減することで、単相インバータ1B-INV、2B-INVの電力負担を容易に調整できるため、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂからの流出電荷量（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）を容易に調整できる。このとき、単相インバータ1B-INV、2B-INVの合計出力を得るのに必要な直流電圧をそれぞれの単相インバータ1B-INV、2B-INVが持つように設定すれば所定の出力は得られる。
このため、図１３（ｃ）で示したように、Ｖｃ（Ｖ_３Ｂ）が上昇して（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）が負となっても、最大単相インバータ3B-INVの出力パルス幅を狭めて（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）を正または０とすることができる。これにより、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂから最大直流電源Ｖ_３Ｂへの電力供給の必要はなく、最大直流電源Ｖ_３Ｂから電力供給するのみの一方向のＤＣ／ＤＣコンバータ４を用いて、安定して直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの電圧を制御できる。

さらに、上述したように、最大単相インバータ3B-INVの出力パルス幅を増減することで、（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）を容易に調整できるため、容易に（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）を０に近づけるように調整できる。このため、ＤＣ/ＤＣコンバータ４の扱う電力を０に近づけることができ、効率が向上する。なお、このような制御は、上記実施の形態４の場合にも適用でき、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１、１２、１４の扱う電力を０に近づけることができ、効率が向上する。

実施の形態６．
次に、上記実施の形態１の図１で示した同様の回路構成であるパワーコンディショナにおいて、昇圧チョッパ回路３の効率を向上したものについて以下に示す。
ところで、２００Ｖの交流出力に必要な最大出力電圧は約２８２Ｖであり、インバータユニット１の出力電圧Ｖ_Ａは、最大でＶ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂまで出力できる。このためＶ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂが約２８２Ｖ以上であれば、パワーコンディショナは２００Ｖの交流出力が可能になる。Ｖ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂは、昇圧チョッパ回路３で昇圧された電圧であるＶ_３Ｂより大きく、例えば、Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの関係が２：２：９の場合、Ｖ_３Ｂの１３／９倍となる。即ち、Ｖ_３Ｂが約１９５Ｖ以上のときＶ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂは２８２Ｖ以上となり、これが交流出力の条件となる。

太陽光電圧Ｖ_Ｏが１９５Ｖ以上であれば、昇圧チョッパ回路３による昇圧動作をしなくてもＶ_３Ｂが約１９５Ｖ以上となり、所定の交流出力を得ることができる。このため、この実施の形態では、直流電源２で得られた直流電圧（太陽光電圧）Ｖ_Ｏが、所定の電圧Ｖ_ｍ１（１９５Ｖ）までＩＧＢＴスイッチ３ａをオンオフして該電圧Ｖ_ｍ１に昇圧し、所定の電圧Ｖ_ｍ１を超えるとＩＧＢＴスイッチ３ａを停止して昇圧チョッパ回路３の昇圧動作を停止する。
太陽光電圧Ｖ_Ｏの増加と共に昇圧率が低下して昇圧チョッパ回路３の効率が良くなるが、ＩＧＢＴスイッチ３ａを停止すると損失が大幅に低下し、ダイオード３ｃの導通損失のみとなる。さらに太陽光電圧Ｖ_Ｏの増加に伴い電流が低下しダイオード３ｃでの導通損失が低下する。

この実施の形態では、太陽光電圧Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１（１９５Ｖ）を超えるとき、ＩＧＢＴスイッチ３ａを停止して昇圧動作を停止するため、上述したように昇圧に係る損失を大きく低減することができ、変換効率の高いパワーコンデショナが得られる。なお、昇圧動作を停止する所定の電圧Ｖ_ｍ１は約１９５Ｖ以上であれば良いが、より低い電圧とした方が昇圧チョッパ回路３の損失をより低減できる。

実施の形態７．
図１４は、この発明の実施の形態７によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。この実施の形態によるパワーコンディショナは、上記実施の形態１の図１に示すパワーコンディショナに、昇圧チョッパ回路３をバイパスするバイパス回路２０を備えたものである。
図１４に示すように、昇圧チョッパ回路３は直流電源２で得られた直流電圧Ｖ_Ｏを昇圧し、最大直流電源Ｖ_３Ｂの電圧であるＶ_３Ｂが得られる。また、昇圧停止時に昇圧チョッパ回路３をバイパスするため、例えばリレー２０ａから成るバイパス回路２０が、昇圧チョッパ回路３に並列に接続される。

昇圧チョッパ回路３では、上記実施の形態６と同様に、入力となる直流電源２で得られた直流電圧（太陽光電圧）Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１（１９５Ｖ）までＩＧＢＴスイッチ３ａをオンオフして該電圧Ｖ_ｍ１に昇圧する。この間、バイパス回路２０のリレー２０ａは開放されている。そして、所定の電圧Ｖ_ｍ１を超えるとＩＧＢＴスイッチ３ａを停止する。このとき、バイパス回路２０のリレー２０ａを閉じてバイパス回路２０側に電流を流し、昇圧チョッパ回路３のリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃをバイパスする。

太陽光電圧Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１以下の範囲では、昇圧チョッパ回路３は出力電圧Ｖ_３Ｂが一定電圧Ｖ_ｍ１となるように昇圧するため、太陽光電圧Ｖ_Ｏの増加と共に昇圧率が低下し、昇圧チョッパ回路３の効率が良くなる。太陽光電圧Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１を超えると、昇圧動作を停止し、バイパス回路２０のリレー２０ａを閉じてバイパス回路２０側に電流を流すため、損失がほとんど無くなる。このため太陽光電圧Ｖ_Ｏが電圧Ｖ_ｍ１を境に昇圧チョッパ回路３の効率が急に増加する。

なお、昇圧動作を停止する所定の電圧Ｖ_ｍ１は約１９５Ｖ以上であれば良いが、より低い電圧とした方がチョッパ回路３の損失をより低減できる。そして昇圧動作を停止後は、ＩＧＢＴスイッチ３ａの停止による大幅な損失低減だけでなく、昇圧チョッパ回路３内のリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃをバイパスさせることで、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃの導通損失も無くすことができて、昇圧チョッパ回路３における損失はほぼ無くなる。このため、変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。

上記実施の形態７におけるバイパス回路２０の詳細について、図１５〜図１７に基づいて以下に示す。
バイパス回路２０はリレー２０ａで構成され、昇圧チョッパ回路３内の直列接続されたリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃのいずれか一方、あるいは双方をバイパスする。
図１５は、上記実施の形態７の図１４で示したように、リレー２０ａでリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃをバイパスするバイパス回路２０を示す。図１６は、別例によるバイパス回路２０を示し、リレー２０ａでダイオード３ｃのみをバイパスする。図１７は、第２の別例によるバイパス回路２０を示し、リレー２０ａでリアクトル３ｂのみをバイパスする。

また、リレー２０ａには、並列に自己消弧型の半導体スイッチ２０ｂが接続される。リレー２０ａは、一般にゼロ電流にて開放するか、もしくは低い電圧で開放するため、直流電流は遮断しにくいものであるが、このように半導体スイッチ２０ｂを並列に備えることにより容易に遮断できる。その場合、リレー２０ａを開放するのと同時に半導体スイッチ２０ｂをオンさせ、一旦電流を半導体スイッチ２０ｂに移す。これによりリレー２０ａを流れる電流が遮断され、その後半導体スイッチ２０ｂをオフする。

いずれの場合も、太陽光電圧Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１を超えると、ＩＧＢＴスイッチ３ａを停止して昇圧動作を停止し、バイパス回路２０のリレー２０ａを閉じてバイパス回路２０側に電流を流す。
図１５の場合では、昇圧チョッパ回路３内のリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃをバイパスさせることで、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を増加する。
図１６の場合では、昇圧チョッパ回路３内のダイオード３ｃのみをバイパスさせることで、ダイオード３ｃの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を増加する。この場合、リアクトル３ｂをバイパスしないため、リアクトル３ｂをフィルタとして利用できる。

図１５、図１６では、ダイオード３ｃをバイパスさせるため、直流電源Ｖ_３Ｂが太陽光電圧Ｖ_Ｏより高くなると電流の逆流やさらには直流電源２である太陽光パネルへの逆電圧が掛かり、パネルの損傷を招くおそれが有る。このため、リレー２０ａを流れる電流を検出し、該電流が一定値以下になるとリレー２０ａを開放し、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃを介した電流経路に切り換えるように構成する。このようにリレー２０ａを開放してダイオード３ｃの機能を有効にする事で、逆流防止とさらには太陽光パネルの逆電圧保護機能を備える。
なお、リレー２０ａを開放する際、検出の遅れなどにより既に逆電流が発生していたとしても、一旦電流を半導体スイッチ２０ｂに移すことにより確実に遮断できる。

図１７の場合では、昇圧チョッパ回路３内のリアクトル３ｂのみをバイパスさせることで、リアクトル３ｂの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を増加する。また、ダイオード３ｃをバイパスしないため、ダイオード３ｃにより逆流防止および太陽光パネルの逆電圧保護ができ、信頼性が容易に向上できる。この場合、半導体スイッチ２０ｂを設けなくてもリレー２０ａは遮断できるが、半導体スイッチ２０ｂを設けることで、ダイオード３ｃの異常などの場合にも遮断できる。

太陽光などの分散電源の直流電圧を必要な電圧まで昇圧した後、交流に変換して系統に連系させる無停電電源装置、あるいは変換後の交流電力を負荷に供給するインバータ装置に広く適用できる。

Claims

直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を制御する電力変換装置において、
上記複数の単相インバータ内で交流側が互いに隣り合って接続された第１、第２の単相インバータの入力となる第１、第２の直流電源は、ＤＣ／ＤＣコンバータを介して互いに接続され、
上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、電圧の大きい方の上記第１の直流電源から電圧の小さい方の上記第２の直流電源へ、上記第１、第２の単相インバータ内のスイッチング素子を介して電力供給することを特徴とする電力変換装置。
上記ＤＣ／ＤＣコンバータはリアクトル、整流用素子、およびスイッチから成るチョッパ回路で構成したことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
上記第１の直流電源を入力とする上記第１の単相インバータが、該第１の直流電源の正極を交流出力用電力線に接続するスイッチング素子をオンさせる動作期間に、上記チョッパ回路内の上記スイッチをオンオフ動作させることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
上記複数の単相インバータの入力となる各直流電源のうち電圧が最大である最大直流電源は第３の直流電源から生成され、該最大直流電源を上記第１の直流電源とし、
該第１の直流電源を入力とする上記第１の単相インバータの交流側端子の両側にそれぞれ上記第２の単相インバータを接続し、該２つの第２の直流電源は、それぞれ上記チョッパ回路を備えて上記第１の直流電源から上記第１、第２の単相インバータ内のスイッチング素子を介して電力供給されることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
上記最大直流電源を入力とする単相インバータの出力パルス幅を調整して、他の各直流電源の該各単相インバータを介した放電量から充電量を差し引いた総変動電力量を正または０とすることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
上記総変動電力量が小さくなるように上記単相インバータの出力パルス幅を調整することを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
上記２つのチョッパ回路内の２つのリアクトルは、磁性体材料からなる磁気結合コアによって磁気的に結合されることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
上記２つのリアクトルは、誘起される起電力の極性が同一方向になるように巻線構成されたことを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
上記２つのリアクトルは、誘起される起電力の極性が互いに逆方向になるように巻線構成され、上記磁気結合コアに磁気結合割合を調整するギャップを設けたことを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
上記複数の単相インバータは、入力となる直流電源の電圧の昇順あるいは降順に接続し、該複数の直流電源のうち電圧が最大の最大直流電源は、第３の電源から生成され、
上記複数の単相インバータ内で交流側が互いに隣り合って接続された上記第１、第２の単相インバータから成る各ペアの入力となる各第１、第２の直流電源はそれぞれ上記チョッパ回路を介して接続され、該各チョッパ回路が、各ペア内の電圧の大きい方の上記第１の直流電源から電圧の小さい方の上記第２の直流電源へ上記第１、第２の単相インバータ内のスイッチング素子を介して電力供給することにより、上記最大直流電源以外の上記各直流電源が電力供給されることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
上記最大直流電源を入力とする単相インバータの出力パルス幅を調整して、他の各直流電源の該各単相インバータを介した放電量から充電量を差し引いた総変動電力量を正または０とすることを特徴とする請求項１０記載の電力変換装置。
上記総変動電力量が小さくなるように上記単相インバータの出力パルス幅を調整することを特徴とする請求項１１記載の電力変換装置。
上記複数の単相インバータの入力となる各直流電源のうち電圧が最大である最大直流電源は昇圧回路を介して第３の直流電源から生成され、該第３の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスイッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
上記昇圧回路をバイパスさせるバイパス回路を備え、
上記第３の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスイッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止すると共に、上記バイパス回路により該昇圧回路をバイパスすることを特徴とする請求項１３記載の電力変換装置。
上記バイパス回路はリレーで構成したことを特徴とする請求項１４記載の電力変換装置。
所定の交流電圧、交流電流を出力して負荷に供給する、あるいは該所定の交流出力を系統に並列に接続して該系統に連系させることを特徴とした請求項１に記載の電力変換装置。