CN102511123B

CN102511123B - 电力转换装置

Info

Publication number: CN102511123B
Application number: CN201080035951.2A
Authority: CN
Inventors: 东圣; 大井健史; 岩田明彦
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2009-09-16
Filing date: 2010-05-07
Publication date: 2014-09-24
Anticipated expiration: 2030-05-07
Also published as: WO2011033698A1; DE112010003664T5; JPWO2011033698A1; US8861235B2; US20120099353A1; CN102511123A; JP5450635B2

Abstract

对于具有高电压的直流电源(5)且使用超过600V的高耐压Vx的SiC-MOSFET(3)并以低频动作的主逆变器(1)、和具有低电压的电容器(8)且使用低耐压Vy的Si-MOSFET(6)并以高频PWM动作的副逆变器(2)，将交流侧串联连接而构成电力转换装置，按照主逆变器(1)以及副逆变器(2)的各产生电压之和输出规定的电压波形的交流电力。即，通过只在要求高的元件耐压的主逆变器(1)中使用SiC-MOSFET(3)，在要求的元件耐压比较低的副逆变器(2)中使用Si-MOSFET(6)，从而用廉价的电路结构降低接通损耗。

Description

电力转换装置

技术领域

本发明涉及电力转换装置，特别涉及可用于大电力控制且电力损耗被降低的逆变器。

背景技术

作为以往的逆变器电路，在可用于大电力控制的低电力损耗的开关电路中，有以下所示的例子。

具备将Si晶体管和非Si晶体管串联连接而成的串联电路，Si晶体管的转换容量是0.1kVA～200kVA，非Si晶体管由SiC或者GaN系功率半导体构成。通过这样串联连接2个晶体管，串联电路整体的耐电压提高，并且通过非Si系的晶体管的高速动作能够在串联电路整体中降低开关损耗(例如，参照专利文献1)。

【专利文献1】日本再公表WO00/72433号公报

发明内容

在以往的逆变器电路中，通过将Si晶体管和非Si晶体管串联连接，实现了高耐压化，并且降低了开关损耗。但是，由于使用串联电路，在电力转换装置整体中接通损耗增大，难以提高转换效率。另外，由于交流各相的输出电压被限定于正侧母线电压或者负侧母线电压这2个电平的电压，所以存在如下问题：输出电压中包含的高次谐波分量变大，需要大容量的输出滤波器。

本发明是为了消除上述那样的问题而完成的，其目的在于得到可用于大电力控制且可靠性高且能够降低电力损耗，并能够抑制输出电压的高次谐波分量的高效的电力转换装置。

本发明的电力转换装置，具备：第1逆变器电路，具备第1直流电压部和由非Si构成的多个半导体元件；以及第2逆变器电路，具备具有比所述第1直流电压部小的电压的第2直流电压部和多个半导体元件。并且，将所述第1逆变器电路的交流侧输出端和所述第2逆变器电路的交流侧输出端串联连接，通过所述第1、第2逆变器电路的输出的合成，将由规定的电压波形构成的交流电力供给到负载，所述第2逆变器电路中的所述第2直流电压部至该第2逆变器电路的各支路的布线电感小于所述第1逆变器电路中的所述第1直流电压部至该第1逆变器电路的各支路的布线电感。

本发明的电力转换装置使使用了由非Si构成的多个半导体元件的第1逆变器电路以高电压进行动作，使第2逆变器电路以低电压进行动作，并合成第1、第2逆变器电路的输出。因此，能够大幅降低电力转换装置整体的接通损耗而实现高可靠性且电力损耗降低，并且能够抑制输出电压的高次谐波分量而输出大电力。由此，得到不需要大容量的输出滤波器、可用于大电力控制的小型且高效的电力转换装置。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1的电力转换装置的结构的图。

图2是示出本发明的实施方式1的第2直流电压部的另一例子的图。

图3是示出本发明的实施方式1的第1单相逆变器的输出电压的波形图。

图4是示出本发明的实施方式1的第2单相逆变器的输出电压的波形图。

图5是示出本发明的实施方式1的电力转换装置整体的动作的图。

图6是示出本发明的实施方式1的SiC-MOSFET和Si-MOSFET的特性的图。

图7是示出本发明的实施方式2的电力转换装置的结构的图。

图8是示出本发明的实施方式3的电力转换装置的结构的图。

图9是示出本发明的实施方式4的电力转换装置的结构的图。

图10是示出本发明的实施方式5的功率模块的结构的图。

图11是示出本发明的实施方式5的另一例子的三相混合模块的结构的图。

具体实施方式

实施方式1.

以下，根据附图，说明本发明的实施方式1。

图1是示出本发明的实施方式1的电力转换装置的结构的图。

如图1所示，电力转换装置具备由第1单相逆变器1构成的主逆变器(第1逆变器电路)、和由第2单相逆变器2构成的副逆变器(第2逆变器电路)，对单相负载9供给交流电力。

在第1单相逆变器1中，使用了由非Si且带隙比Si宽的宽带隙半导体材料例如SiC、GaN等构成的器件。在该情况下，第1单相逆变器1具备分别逆并联连接有SiC-SBD(SiC-肖特基势垒二极管)4的多个作为非Si功率半导体开关元件的SiC-MOSFET3、和作为第1直流电压部的直流电源5，将来自该直流电源5的直流电力转换为交流电力而输出。该第1单相逆变器1作为向单相负载9供给能量的供给源而动作。

在第2单相逆变器2中，例如使用了由Si构成的器件。在该情况下，第2单相逆变器2具备分别逆并联连接有Si-二极管7的多个作为Si功率半导体开关元件的Si-MOSFET6、和作为第2直流电压部的电容器8，将来自该电容器8的直流电力转换为交流电力而输出。在该情况下，在直流输入部分中仅具备电容器8，所以为了使电容器8的充放电平衡，即，为了使第2单相逆变器2的平均的电力负担为零，控制第2单相逆变器2。

另外，在第2直流电压部中，也可以如图2所示使用直流电源10，在该情况下，第2单相逆变器2也作为向单相负载9供给能量的供给源而动作。

第1单相逆变器1的直流电源5的电压Vdc-main是例如超过600V的高电压，被设定为大于第2单相逆变器2的电容器8的电压Vdc-sub。

第1、第2单相逆变器1、2能够分别产生正、负以及零电压而作为输出。电力转换装置是将第1单相逆变器1的交流侧输出端和第2单相逆变器2的交流侧输出端串联连接而构成的，通过组合各单相逆变器1、2的产生电压，作为其总和将由规定的电压波形构成的交流电力供给到单相负载9。

即，直流电源5的电压Vdc-main和电容器8的电压Vdc-sub被设定为：

Vdc-main＞Vdc-sub

Vdc-main+Vdc-sub≥负载最大电压。

以下，说明第1、第2单相逆变器1、2以及电力转换装置整体的动作。

图3是示出第1单相逆变器1的输出电压的波形图。图3(a)、图3(b)是示出第1单相逆变器1的2种输出电压的图，图3(a)示出每半周期输出1个脉冲的情况、图3(b)示出每半周期输出3个脉冲的情况。图4是示出第2单相逆变器2的输出电压的波形图。

如图所示，使用了SiC-MOSFET3的第1单相逆变器1是每半周期输出1个脉冲至几个脉冲程度的电压波形，即第1单相逆变器1通过低频下的开关进行动作。另外，使用了Si-MOSFET6的第2单相逆变器2通过基于高频PWM的开关进行动作。

图5是示出电力转换装置整体的动作的图。

如图5所示，通过运算器13运算从电力转换装置整体的目标输出负载电压11减去了第1单相逆变器1的输出电压12(主逆变器输出电压)的差电压的值，将该差电压值作为第2单相逆变器2的目标输出电压(副逆变器目标电压)，通过PWM电路14进行PWM转换，从而生成驱动第2单相逆变器2的PWM信号(副逆变器驱动信号)。

此时，为了使第2单相逆变器2的电容器8的充放电平衡，对第1单相逆变器1进行输出控制，以使第2单相逆变器2的1周期中的电力负担为0。

另外，从电力转换装置整体的目标输出负载电压11减去的电压，也可以是第1单相逆变器1的目标输出电压，而不是第1单相逆变器1的输出电压12。

关于如上那样构成的电力转换装置中的电力损耗，与第1单相逆变器1中使用的SiC-MOSFET、以及第2单相逆变器2中使用的Si-MOSFET的特性的说明一起，下面进行详细说明。

图6是示出SiC-MOSFET和Si-MOSFET的器件的特性的图，特别示出元件耐压与接通损耗的关系。

一般，作为带隙比Si宽的非Si的SiC材料具备绝缘耐压高这样的优良的特性，所以SiC-MOSFET的导通电阻相比于Si-MOSFET的导通电阻是1/几百的低值。因此，如果增大元件耐压，则在Si-MOSFET中，导通电阻所致的接通损耗急剧增大，但在SiC-MOSFET中，接通损耗被抑制得比较低。

一般，MOSFET适用于开关损耗小且进行高频开关的逆变器用途，但不适合将增大元件耐压时接通损耗急剧增大的Si-MOSFET应用于以超过600V的比较高的电压进行动作的逆变器电路中，适用于在600V以下的电路中进行高频开关的用途。

相反地，SiC-MOSFET由于即使元件耐压变大而超过600V，接通损耗也被抑制得比较低，所以适用于以超过600V的高电压进行动作的逆变器电路中的用途。

在图6中，将第1单相逆变器1中使用的SiC-MOSFET3设为元件耐压Vx的SiC-MOSFET元件X，将第2单相逆变器2中使用的Si-MOSFET6设为元件耐压Vy的Si-MOSFET元件Y。另外，假设SiC-MOSFET元件X的元件耐压Vx超过600V。

在本实施方式中，让使用SiC-MOSFET元件X(SiC-MOSFET3)并具备电压Vdc-main(＝kVx)的直流电源5的第1单相逆变器1以低频进行动作。该SiC-MOSFET元件X由于以低频进行动作，所以开关损耗成为非常小的值。因此，SiC-MOSFET元件X的整体损耗(开关损耗+接通损耗)大致是接通损耗Lx。

另外，让使用Si-MOSFET元件Y(Si-MOSFET6)并具备电压Vdc-sub(＝mVy)的电容器8的第2单相逆变器2以高频进行动作。该Si-MOSFET元件Y的开关损耗相比于接通损耗充分小，所以Si-MOSFET元件Y的整体损耗也可以认为是大致接通损耗Ly。

由此，SiC-MOSFET3和Si-MOSFET6的损耗和是Lx+Ly。

另外，此处k、m是逆变器直流电压相对于元件耐压的比率，一般选择0.5～0.8的值。另外，各元件X、Y构成第1、第2单相逆变器1、2，所以对SiC-MOSFET元件X施加kVx以下的电压，对Si-MOSFET元件Y施加mVy以下的电压。

如果与在第1单相逆变器1中使用了元件耐压Vx的Si-MOSFET的情况相比较，则在本实施方式中，接通损耗能够以差分C1大幅降低。另外，如果与在第2单相逆变器1中使用了元件耐压Vy的SiC-MOSFET的情况相比较，则在本实施方式中，接通损耗以差分C2增大，但该差分C2相对于上述C1格外小。

SiC元件的价格高于Si元件，在本实施方式中，通过仅在要求高的元件耐压的第1单相逆变器1中使用昂贵的SiC-MOSFET3，在要求的元件耐压比较低的第2单相逆变器2中使用Si-MOSFET6，从而能够抑制成本上升并有效地实现损耗降低，电力转换装置的转换效率提高。

另外，各单相逆变器1、2输出3电平的电压，所以相比于输出2电平的电压的逆变器，能够降低构成逆变器的各半导体元件的耐压，相应地还能够降低接通损耗。进而，由于组合第1单相逆变器1的输出和第2单相逆变器2的输出来得到期望的输出电压，所以即使是超过600V的高电压的电路结构，也能够实现低损耗且高频的开关动作，抑制输出电压的高次谐波，得到由高精度的电压波形构成的输出电压。

因此，得到不需要大容量的输出滤波器、可用于大电力控制的小型且高效的电力转换装置。

另外，在上述实施方式1中，在第1、第2单相逆变器1、2中，具备串联连接了2个逆并联连接有二极管4、7的MOSFET3、6的串联连接体。在第1、第2单相逆变器1、2中，通过开关使串联连接有2个MOSFET3、6的串联连接体进行动作，但如果使一方的MOSFET截止，则另一方的MOSFET的逆并联二极管成为导通状态。此时，即，在上述一方的MOSFET的截止动作完成之后到导通动作即将开始之前的期间，将上述另一方的MOSFET设为导通状态。MOSFET如果成为导通状态，则可双向通电，所以在上述另一方的MOSFET和逆并联二极管这双方中流过电流。因此，导通电压降低，能够进一步降低接通损耗。

另外，MOSFET3、6在内部形成有寄生二极管，且其连接方向与图1的二极管4、7相同(在图1中MOSFET的寄生二极管未图示)。因此，通过代替第1、第2单相逆变器1、2的二极管4、7而使用寄生二极管，还可以省略二极管4、7。通过如上方式，能够实现与二极管4、7相应的成本降低、安装面积缩小。

实施方式2.

接下来，根据附图，说明本发明的实施方式2。

图7是示出本发明的实施方式2的电力转换装置的结构的图。

如图7所示，电力转换装置对由三相逆变器21构成的主逆变器(第1逆变器电路)的各相交流输出线分别串联连接单相逆变器22a、22b、22c的交流侧输出端，对三相负载29供给交流电力。

在三相逆变器21中，使用由非Si例如SiC、GaN等宽带隙半导体材料构成的器件。在该情况下，三相逆变器21具备将逆并联连接有SiC-二极管24的多个作为SiC功率半导体开关元件的SiC-MOSFET23、和作为第1直流电压部的直流电源25，将来自该直流电源25的直流电力转换为交流电力而输出。该三相逆变器21作为向三相负载29供给能量的供给源而进行动作。

在由3个单相逆变器22a、22b、22c构成的副逆变器22(第2逆变器电路)中，使用由Si构成的器件。在该情况下，各单相逆变器22a、22b、22c具备逆并联连接有Si-二极管27的多个作为Si功率半导体开关元件的Si-MOSFET26、和作为第2直流电压部的电容器28，将来自该电容器28的直流电力转换为交流电力而输出。在该情况下，在各单相逆变器22a～22c的直流输入部分中仅具备电容器28，所以为了使电容器28的充放电平衡，即为了使各单相逆变器22a～22c的平均的电力负担分别成为零，控制各单相逆变器22a～22c。

另外，在第2直流电压部中，也可以如图2所示使用直流电源10，在该情况下，各单相逆变器22a～22c也作为向三相负载29供给能量的供给源而进行动作。

三相逆变器21的直流电源25的电压Vdc-main是例如超过600V的高电压，被设定为大于各单相逆变器22a～22c的电容器8的电压Vdc-sub。

由于对三相逆变器21的各相交流输出线分别连接单相逆变器22a、22b、22c，所以在交流各相中，三相逆变器21和单相逆变器22a～22c的产生电压被组合，由规定的电压波形构成的三相交流电力被供给到三相负载29。在该情况下，对三相逆变器21的电压加上2个单相逆变器22a～22c的电压而得到的电压值成为所需的最大线间电压以上，从而能够产生必要的电压。

即，直流电源25的电压Vdc-main和电容器28的电压Vdc-sub被设定为：

Vdc-main＞Vdc-sub

Vdc-main+Vdc-sub×2≥负载最大电压(最大线间电压)。

另外，与上述实施方式1同样地，在主逆变器(三相逆变器21)中，在SiC-MOSFET23中使用超过600V的高耐压Vx的SiC-MOSFET元件X，并通过低频下的开关进行动作。另外，在副逆变器22的各单相逆变器22a～22c中，在Si-MOSFET26中使用比较低的耐压Vy的Si-MOSFET元件Y，通过基于高频PWM的开关进行动作。

由此，与上述实施方式1同样地，电力转换装置的成本上升被抑制，并可靠性高且损耗降低，转换效率提高。

另外，各单相逆变器22a～22c输出3电平的电压，所以相比于输出2电平的电压的逆变器，能够降低构成逆变器的各半导体元件的耐压，相应地还能够降低接通损耗。进而，组合三相逆变器21和单相逆变器22a～22c的输出来得到期望的输出电压，所以即使是超过600V的高电压的电路结构，也能够实现低损耗且高频的开关动作，抑制输出电压的高次谐波，得到由高精度的电压波形构成的输出电压。

另外，在上述实施方式2中，将主逆变器设为三相逆变器21，但也可以是三相以外的多相，并且，也可以对各相串联连接多个单相逆变器22a～22c而构成副逆变器22。

实施方式3.

接下来，根据附图，说明本发明的实施方式3。

图8是示出本发明的实施方式3的电力转换装置的结构的图。

如图8所示，电力转换装置具备由第1三相逆变器31构成的主逆变器(第1逆变器电路)、和由第2三相逆变器32构成的副逆变器(第2逆变器电路)，对三相负载39供给交流电力。三相负载39由各相独立的绕组负载等构成且各相被分开。另外，第1三相逆变器31的各相交流输出线经由三相负载39的各相被串联连接到第2三相逆变器32的各相的交流输出端。即，第1、第2三相逆变器31、32从两侧对三相负载39进行电力供给。

在第1三相逆变器31中，使用由非Si例如SiC、GaN等宽带隙半导体材料构成的器件。在该情况下，第1三相逆变器31具备逆并联连接有SiC-二极管34的多个作为SiC功率半导体开关元件的SiC-MOSFET33、和作为第1直流电压部的直流电源35，将来自该直流电源35的直流电力转换为交流电力而输出。该第1三相逆变器31作为向三相负载39供给能量的供给源而进行动作。

在第2三相逆变器32中，使用例如由Si构成的器件。在该情况下，第2三相逆变器32具备逆并联连接有Si-二极管37的多个作为Si功率半导体开关元件的Si-MOSFET36、和作为第2直流电压部的电容器38，将来自该电容器38的直流电力转换为交流电力而输出。在该情况下，在第2三相逆变器32的直流输入部分中仅具备电容器38，所以为了使电容器38的充放电平衡，即为了使第2三相逆变器32的平均的电力负担成为零，进行控制。

另外，在第2直流电压部中，也可以如图2所示使用直流电源10，在该情况下，第2三相逆变器32也作为向三相负载39供给能量的供给源而进行动作。

第1三相逆变器31的直流电源35的电压Vdc-main是例如超过600V的高电压，被设定为大于第2三相逆变器32的电容器38的电压Vdc-sub。

电力转换装置通过在各相中组合第1三相逆变器31和第2三相逆变器32的产生电压，将由规定的电压波形构成的三相交流电力供给到三相负载39。在该情况下，对第1三相逆变器31的电压加上第2三相逆变器32的电压而得到的电压值成为必要的最大线间电压以上，从而能够产生必要的电压。

即，第1直流电源35的电压Vdc-main、和电容器38的电压Vdc-sub被设定为：

Vdc-main＞Vdc-sub

Vdc-main+Vdc-sub≥负载最大电压(最大线间电压)。

另外，与上述实施方式1同样地，在主逆变器(第1三相逆变器31)中，在SiC-MOSFET33中使用超过600V的高耐压Vx的SiC-MOSFET元件X，通过低频下的开关进行动作。另外，在副逆变器(第2三相逆变器32)中，在Si-MOSFET36中使用比较低的耐压Vy的Si-MOSFET元件Y，通过基于高频PWM的开关进行动作。

由此，与上述实施方式1同样地，电力转换装置的成本上升被抑制且可靠性高且损耗降低，转换效率提高。

另外，由于组合第1、第2三相逆变器31、32来得到期望的输出电压，所以即使是超过600V的高电压的电路结构，也能够实现低损耗且高频的开关动作，抑制输出电压的高次谐波，得到由高精度的电压波形构成的输出电压。

另外，在本实施方式3中，示出了三相的电力转换装置，但也可以考虑使各相独立，将第1、第2三相逆变器31、32置换为单相逆变器，将三相负载39置换为单相负载。即，经由单相负载对成为主逆变器的单相逆变器的交流输出端和成为副逆变器的单相逆变器的交流输出端进行连接，从单相负载的两侧供给电力。在该情况下，也在主逆变器中使用超过600V的高耐压Vx的SiC-MOSFET元件X并使得通过低频开关进行动作，并在副逆变器中使用比较低的耐压Vy的Si-MOSFET并使得通过基于高频PWM的开关进行动作，从而得到同样的效果。

另外，在上述实施方式2、3中，也与上述实施方式1同样地，使串联连接了2个MOSFET的串联连接体通过开关进行动作，但在一方的MOSFET的截止动作完成之后到导通动作即将开始之前的期间中，将另一方的MOSFET设为导通状态。由此，在上述另一方的MOSFET和逆并联二极管这双方中流过电流，导通电压降低，能够进一步降低接通损耗。

另外，在上述实施方式2、3中，MOSFET也在内部形成有寄生二极管，通过代替逆并联连接的二极管而使用寄生二极管，还能够省略二极管。通过上述方式，能够实现与二极管相应的成本降低、安装面积缩小。

另外，在上述实施方式1～3中，作为半导体开关元件以作为单极性器件的MOSFET为对象进行了说明，但在主逆变器1、21、31中，作为以低接通损耗实现远高于600V的耐压的元件，也可以应用作为双极性器件的SiC-IGBT(绝缘型双极性晶体管)。但是，由于在IGBT中只能够在一个方向上通电，所以在串联连接的一方的半导体开关元件的截止动作完成之后到导通动作即将开始之前的期间中，不进行将另一方的半导体开关元件设为导通状态而使接通损耗降低那样的、上述MOSFET中的控制。

进而，在双极性晶体管、GCT等器件中，也得到满意的效果。

另外，在上述实施方式1～3中，在主逆变器1、21、31和副逆变器2、22、32中，将主逆变器1、21、31设为直流电压大、而且开关频率小的逆变器，但也可以是开关频率相同且主逆变器1、21、31是直流电压大的逆变器，并得到整体的损耗降低的效果。

另外，在上述实施方式1～3中，说明了主逆变器1、21、31中具备的半导体开关元件和二极管这双方是由非Si例如SiC构成的元件的情况，但也可以只将半导体开关元件设为非Si器件。由此，相比于由Si构成的元件，能够降低接通损耗。进而另外，也可以在主逆变器1、21、31内只将二极管设为由非Si构成的元件，例如SiC-SBD。在该情况下，也能够大幅降低SiC-SBD恢复时的损耗，具有比用由Si构成的元件构成了主逆变器1、21、31内的半导体开关元件和二极管这双方时更大的损耗降低效果。

进而，也可以在副逆变器2、22、32内只将二极管设为由非Si构成的元件，例如SiC-SBD。在该情况下，也能够大幅降低SiC-SBD恢复时的损耗，抑制成本上升且得到大的损耗降低效果。

实施方式4.

接下来，说明本发明的实施方式4。

在本实施方式4中，如图9所示，在上述实施方式1中示出的第1、第2单相逆变器1、2的直流电压部即直流电源5、电容器8与各支路之间连接电容器Co、Cs。

第2单相逆变器2由于以高频动作，所以为了降低开关损耗而需要加快元件的开关速度。此时，如果布线的电感Ls大，则由于由Ls·di/dt产生的电涌电压而元件有可能被破坏，所以需要减小布线的电感Ls。因此，连接于第2单相逆变器2的电容器8与各支路之间的电容器Cs使用电感小的电容器。另外，优选选定不仅是电感小而且还包含电阻分量的阻抗小的电容器。

另一方面，由于以低频动作的第1单相逆变器1无需加快开关速度，所以无需考虑由于电涌电压引起的恶劣影响。因此，连接于第1单相逆变器1的直流电源5与各支路之间的电容器Co不需要如电容器Cs那样电感、阻抗小，而能够使用廉价的电容器。

另外，即使没有降低电容器Cs本身的电感、阻抗，通过降低从电容器Cs到各支路的路径整体的电感、阻抗，也能够抑制电涌电压。即，使从电容器Cs向各支路的电感、阻抗小于从电容器Co向各支路的电感、阻抗。

这样，通过相比于第1单相逆变器1的直流电源5至各支路的布线的电感、阻抗，使第2单相逆变器2的电容器8至各支路的布线的电感、阻抗更小，从而能够实现可靠性高且廉价的电路结构的电力转换装置。

另外，本实施方式还能够应用于上述实施方式2、3的电路结构的电力转换装置，通过相比于主逆变器21、31的直流电源25、35至各支路的布线的电感、阻抗，使副逆变器22、32的电容器28、38至各支路的布线的电感、阻抗更小，从而能够同样地实现可靠性高且廉价的电路结构的电力转换装置。

实施方式5.

接下来，说明本发明的实施方式5。

在本实施方式5中，如图10所示，将上述实施方式1的构成第1单相逆变器1的各支路的SiC元件部1a和构成第2单相逆变器2的各支路的Si元件部2a收纳于1个功率模块40。

第1单相逆变器1的SiC元件部1a由SiC-MOSFET3和SiC-二极管4构成，第2单相逆变器2的Si元件部2a由Si-MOSFET6和Si-二极管7构成。另外，Ps、Ns是第1单相逆变器1的直流母线，Pf、Nf是第2单相逆变器2的直流母线。另外，用Lms1、Lms2表示功率模块内的SiC元件部1a的2个支路的各布线电感，用Lmf1、Lmf2表示Si元件部2a的2个支路的各布线电感。

第2单相逆变器2的Si元件部2a以高频动作，所以需要减小布线电感Lmf1、Lmf2来抑制开关时的电涌电压。另一方面，以低频动作的第1单相逆变器1的SiC元件部1a由于无需加快开关速度，所以无需考虑由于电涌电压引起的恶劣影响。

在本实施方式中，以满足Lms1＞Lmf1、Lms2＞Lmf2的方式，配设各元件以及布线。由此，能够通过廉价的电路结构减小Si元件部2a的布线电感Lmf1、Lmf2，能够实现电涌电压被抑制的可靠性高的电力转换装置。

通常，由不同的材料构成的器件不收纳于同一功率模块，但在本实施方式中，如上所述，使布线电感满足Lms1＞Lmf1、Lms2＞Lmf2的关系，将SiC元件部1a和Si元件部2a高可靠性地收纳于1个功率模块40。由此，能够促进电力转换装置的小型化。

另外，本实施方式还能够应用于上述实施方式2、3的电路结构的电力转换装置，对于主逆变器21、31的SiC元件部和副逆变器22、32的Si元件部，将Si元件部的布线电感设为小于SiC元件部的布线电感来收纳于1个功率模块。图11示出应用于上述实施方式2的例子。如图所示，将主逆变器21的SiC元件部21a和副逆变器22的各单相逆变器22a、22b、22c的Si元件部22aa、22ba、22ca收纳于作为1个功率模块的三相混合模块41。

在这样应用于上述实施方式2、3的电路结构的电力转换装置的情况下，也能够与本实施方式同样地，通过廉价的电路结构实现电涌电压被抑制的可靠性高的电力转换装置，并且还能够促进电力转换装置的小型化。

Claims

1.一种电力转换装置，其特征在于，具备：

第1逆变器电路，具备第1直流电压部和由非Si构成的多个半导体元件；以及

第2逆变器电路，具备第2直流电压部和由Si构成的多个半导体元件，所述第2直流电压部具有比所述第1直流电压部小的电压，

将所述第1逆变器电路的交流侧输出端和所述第2逆变器电路的交流侧输出端串联连接，通过所述第1、第2逆变器电路的输出的合成，将由规定的电压波形构成的交流电力供给到负载，

所述第2逆变器电路中的所述第2直流电压部至该第2逆变器电路的各支路的布线电感小于所述第1逆变器电路中的所述第1直流电压部至该第1逆变器电路的各支路的布线电感。

2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

驱动所述第1逆变器电路的开关频率小于驱动所述第2逆变器电路的开关频率。

3.根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于，

在所述第1、第2逆变器电路之中，只对所述第2逆变器电路进行高频PWM控制。

4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电力转换装置，其特征在于，

所述第1逆变器电路以及所述第2逆变器电路分别由单相逆变器构成。

5.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电力转换装置，其特征在于，

所述第1逆变器电路由n相逆变器构成，所述第2逆变器电路由至少n个单相逆变器构成，

对所述第1逆变器电路的各相交流输出线，串联连接所述第2逆变器电路的各所述单相逆变器的交流侧输出端，在各相中合成所述第1、第2逆变器电路的输出，将由规定的电压波形构成的n相交流电力供给到n相负载。

6.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电力转换装置，其特征在于，

所述第1逆变器电路的交流侧输出端和所述第2逆变器电路的交流侧输出端经由所述负载而串联连接，通过所述第1逆变器电路和所述第2逆变器电路从所述负载的两侧向所述负载供给电力。

7.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电力转换装置，其特征在于，

所述第1逆变器电路具备多个非Si半导体开关元件而作为所述由非Si构成的多个半导体元件。

8.根据权利要求7所述的电力转换装置，其特征在于，

所述第1逆变器电路具有至少一对2个非Si半导体开关元件的串联连接体，在该串联连接体的一方的非Si半导体开关元件的截止动作完成之后到下一次导通动作即将开始之前的期间，使另一方的非Si半导体开关元件导通。

9.根据权利要求7所述的电力转换装置，其特征在于，

将SiC-MOSFET用作为所述第1逆变器电路中的各所述非Si半导体开关元件。

10.根据权利要求7所述的电力转换装置，其特征在于，

所述第2逆变器电路具备多个Si半导体开关元件而作为所述由Si构成的多个半导体元件，将单极性器件用作为各该Si半导体开关元件以及所述第1逆变器电路中的各所述非Si半导体开关元件。

11.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电力转换装置，其特征在于，

所述第1逆变器电路具备多个半导体开关元件以及多个二极管，该多个二极管是所述由非Si构成的多个半导体元件。

12.根据权利要求11所述的电力转换装置，其特征在于，

所述多个二极管是SiC-肖特基势垒二极管。

13.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

所述第2逆变器电路具备作为所述由Si构成的多个半导体元件的多个半导体开关元件、和由非Si构成的多个二极管。

14.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电力转换装置，其特征在于，

将所述第1逆变器电路中的所述由非Si构成的多个半导体元件和所述第2逆变器电路中的所述由Si构成的多个半导体元件收纳于同一模块内。