JP4509407B2

JP4509407B2 - Ｓｃｈ検出装置

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Publication number: JP4509407B2
Application number: JP2001040239A
Authority: JP
Inventors: 展佳宇梶
Original assignee: Asahi Kasei EMD Corp
Current assignee: Asahi Kasei Microdevices Corp
Priority date: 2001-02-16
Filing date: 2001-02-16
Publication date: 2010-07-21
Anticipated expiration: 2021-02-16
Also published as: JP2002247613A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力アナログ・ビデオ信号のＳＣＨ検出装置に関し、より詳細には、アナログ・ビデオ信号をデジタル・ビデオに変換する装置、あるいは、デジタル・ビデオ・レコーダに使用されるデジタル処理装置におけるアナログ・ビデオ信号のＳＣＨ検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＮＴＳＣ方式におけるコンポジット・ビデオ信号は、インターレース方式であり、奇数フィールドと偶数フィールドから構成されている。すなわち、静止画の場合、その画像の繰り返しは、ｏｄｄ／ｅｖｅｎの２フィールド周期である。しかし、色搬送波信号との関係においては、１フィールド毎に位相が９０度づつずれて、４フィールドで元の画像信号に戻る形式である。このことは４フィールド・シーケンスと呼ばれ、またカラー・フィールド・シーケンスとも呼ばれている。
【０００３】
ＮＴＳＣ方式のビデオ信号が、この４フィールド・シーケンスを有することに関連して、とくにＶＴＲへの記録時の画像の水平シフトを防ぐ目的で、複合同期信号のスタジオ規格として従来のＥＩＡＲＳ−１７０に対して、新たなＥＩＡＲＳ−１７０Ａが作成された。この規格においては、水平同期信号（Ｈ−ＳＹＮＣ）と色副搬送波信号（カラー・バ−スト信号信号位相）との位相関係（図４に示す）が規定されている。この関係は、ＳＣＨ（Sub Carrier to Horizontal）と呼ばれている。
【０００４】
放送用ＶＴＲにおいては、その入力信号の記録時の品質管理を目的に、その入力信号として、ＳＣＨを規定している上述のＲＳ−１７０Ａ規格の入力信号であることを要求している。しかしながら、従来の機器においては、一般的にＲＳ−１７０Ａ規格を満足していないものが多いのが現状である。したがって、従来、アナログ・コンポジット・テレビジョン信号を入力して、ＳＣＨを計測する装置（測定機）が存在している。
【０００５】
従来のＳＣＨを計測する方式は、コンポジット信号のカラー・バースト信号（色基準信号）に位相ロックした周波数のアナログ信号を元に計測されていた。また特開平３−２３５５９８号公報では、コンポジット信号中のカラー・バースト信号に位相ロックした周波数のデジタル・クロックと水平同期信号との位相関係、言い換えれば、アナログ・タイミングの差を計測するＳＣＨ検出装置が開示されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、デジタル映像信号の形式について、国際電気通信連合（ＩＴＵ）が、ＩＴＵ−ＲＢＴ．６５６（旧ＣＣＩＲ６５６）という勧告を出している。この勧告は、ＩＴＵ−ＲＢＴ．６０１の４：２：２レベルで動作する５２５ラインそして６２５ライン・テレビジョン・システムにおけるデジタル成分ビデオ信号用のインターフェースである。ＩＴＵ−ＲＢＴ．６０１は、アスペクト比として標準４：３そしてワイド・スクリーン１６：９用のデジタル・テレビジョンのスタジオ符号化パラメータである。
【０００７】
なお、テレビジョン信号で、ＮＴＳＣ信号の場合、カラー・サブキャリア信号周波数ｆｓｃと水平同期信号周波数ｆｈとの間にはｆｓｃ＝（４５５／２）ｆｈの関係があり、垂直同期周波数ｆｖとの間には、ｆｈ＝（５２５／２）ｆｖの関係がある。
【０００８】
上述した勧告に従うと、５２５ライン、すなわちＮＴＳＣ規格テレビジョン信号の水平同期周波数の１７１６倍、周波数２７ＭＨｚのクロック（以後、ｆｃと略す）を生成する必要がある。この周波数は、ＰＡＬとＮＴＳＣのテレビジョン信号の相互変換を考慮して決められたものであるが、ＮＴＳＣテレビジョン信号のカラー・サブキャリア信号周波数の整数倍ではない。ｆｓｃとｆｃの比は４５５／３４３２＝（１３×７×５）／（１３×１１×３×２×２×２）＝（７×５）／（１１×３×２×２×２）＝３５／２６４である。
【０００９】
したがって、上述した勧告にしたがった装置においては、テレビジョン信号のカラー・サブキャリア信号の整数倍のクロックは存在せず、したがって、このような機器において、入力信号のＳＣＨを測定しようとした場合に、従来の４倍のカラー・サブキャリア周波数のクロックを使用した機器におけるように、このクロックを使用することができない。
【００１０】
また、前述したＳＣＨ検出装置は、計測の精度がアナログ的な遅延を行う遅延素子に影響され、またこのような遅延素子は、ＩＣ化、言い換えれば、完全なデジタル化を目指す場合に使用することが不可能である。
【００１１】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、アナログ・テレビジョン放送（地上波、ＣＳ／ＢＳ）のＮＴＳＣあるいはＰＡＬ方式のアナログ・テレビジョン信号、あるいは同種の信号を入力し、ＩＴＵ−ＲＢＴ．６０１あるいは６５６に準拠した形式のデジタル・ビデオ信号に変換するアナログ／デジタル変換装置等において、簡易に入力信号のＳＣＨを測定することができるアナログ・ビデオ信号のＳＣＨ検出装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、アナログ・ビデオ信号のＳＣＨ検出装置であって、アナログ・ビデオ信号を入力し、該アナログ・ビデオ信号の同期部分と映像部分を含めて量子化デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記アナログ・ビデオ信号中の水平同期成分の０_Ｈ基準点、あるいは該０_Ｈ基準点近傍をサンプリングするシステム・クロック信号を発生するシステム・クロック信号発生器と、前記量子化されたビデオ信号から抽出された色成分信号のカラー・バースト部分に位相結合したｓｉｎ／ｃｏｓの信号を出力するｓｉｎ／ｃｏｓテーブルを有し、該ｓｉｎ／ｃｏｓテーブルから出力される信号に基づいて、前記色成分信号を入力して色復調するデジタル色復調部と、前記０_Ｈ基準点に関連付けられたタイミングの信号を抽出する０_Ｈ基準抽出回路部と、前記ｓｉｎ／ｃｏｓテーブルのアドレス情報と、前記０_Ｈ基準抽出回路部からの信号を入力しＳＣＨを測定するＳＣＨ測定レジスタと、前記ＳＣＨ測定レジスタの出力信号を位相角度のデータに変換する変換テーブルと、を備え、前記変換テーブルの出力信号をＳＣＨ情報として取り出すことを特徴とするものである。
【００１３】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のＳＣＨ検出装置であって、前記システム・クロック信号は、前記量子化デジタル信号の同期成分信号をリファレンスとしたＰＬＬから生成されることを特徴とするものである。
【００１４】
また、請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載のＳＣＨ検出装置であって、前記システム・クロック信号は、サブキャリア信号周波数の整数倍の周波数ではないことを特徴とするものである。
【００１５】
また、請求項４に記載の発明は、請求項１から３のいずれかに記載のＳＣＨ検出装置であって、前記変換テーブルは、前記ｓｉｎ／ｃｏｓテーブルのｃｏｓの出力信号が表す角度と１８０度異なる値を出力することを特徴とするものである。
【００１６】
また、請求項５に記載の発明は、アナログ・ビデオ信号のＳＣＨ検出装置であって、アナログ・ビデオ信号を入力し、該アナログ・ビデオ信号の同期部分と映像部分を含めて量子化デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記アナログ・ビデオ信号の水平同期成分に位相ロックしたシステム・クロック信号を発生するシステム・クロック信号発生器と、前記量子化デジタル信号に含まれる水平同期成分の０_Ｈ基準点あるいは該０_Ｈ基準点以後の量子化値を有するサンプルを準０_Ｈ基準点として抽出する準０_Ｈ基準点抽出部と、前記抽出した準０_Ｈ基準点のサンプルから０_Ｈ基準点までの位相を算出して出力する位相差出力部と、前記量子化されたビデオ信号から抽出された色成分信号のカラー・バースト部分に位相結合したｓｉｎ／ｃｏｓの信号を出力するｓｉｎ／ｃｏｓテーブルを有し、該ｓｉｎ／ｃｏｓテーブルから出力される信号に基づいて、前記色成分信号を入力して色復調するデジタル色復調回路部と、前記ｓｉｎ／ｃｏｓテーブルのアドレス情報と前記準０_Ｈ基準抽出手段の出力信号を入力しＳＣＨを測定するＳＣＨ測定レジスタと、を備え、前記ＳＣＨ測定レジスタと前記位相差出力手段の出力を基にしてＳＣＨ情報を生成することを特徴とするものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
【００１８】
図１は、本発明を適用した、ＮＴＳＣテレビジョン信号を入力し、ＩＴＵ−ＲＢＴ．６０１あるいは６５６に準拠した形式のデジタル・ビデオ信号に変換するアナログ／デジタル変換装置の要部を説明するための図である。なお、説明において、デジタル処理に使用されるクロックが、カラー・サブキャリア信号周波数の整数倍ではない例を実施形態として説明するが、整数倍であっても適用可能であることは明らかである。
【００１９】
図１に実施形態として示した装置は、アナログ・コンポジット・テレビジョン信号と、たとえば、Ｓ−ＶＨＳ方式の信号のような、輝度信号と色信号が分離したアナログ・セパレート・ビデオ信号も処理することを前提としている。
【００２０】
図１において、符号１０１および１０２は、このようなアナログ信号としての輝度信号と色信号を入力し、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器である。通常のテレビジョン信号の場合は、Ａ／Ｄ変換器１０１のみでデジタル化され、次段のＹ／Ｃ分離部で輝度信号と色信号に分離され、輝度信号は次段の輝度信号処理回路１０４で処理される。アナログ・セパレート・ビデオ信号の場合は、輝度成分信号がＡ／Ｄ変換器１０１で、色信号成分信号がＡ／Ｄ変換器１０２でＡ／Ｄ変換される。
【００２１】
Ａ／Ｄ変換器１０２の出力と、Ｙ／Ｃ分離部から分離された色信号は、図示しない入力信号切り換え器に連動して制御される切り換え器１０５で切り換えられて符号１０６で示す色復調処理部に送られる。
【００２２】
ここで、Ａ／Ｄ変換器１０１は、入力信号の映像成分と同期成分の範囲をともにＡ／Ｄ変換している。
【００２３】
以上のような映像信号処理系に対して、デジタル処理をするためのシステム・クロックを発生しているクロック発生部は、図示するように、Ａ／Ｄ変換器１０１からの同期成分信号を入力し、同期分離を行う同期分離部１２２と、同期分離部１２２からのＨ−ＳＹＮＣ成分の信号を受けてこの信号周波数の１７１６倍の周波数を有するクロック信号を生成するＰＬＬ部を有している。このＰＬＬＯＳＣ部からのクロック信号は、Ａ／Ｄ変換器１０１、１０２に、そして図示していないが、各処理部に送られている。正確には、各処理部には、ＰＬＬＯＳＣ部において生成された２７ＭＨｚの１／２の１３．５ＭＨｚの周波数（Ｈ−ＳＹＮＣの周波数の８５８倍の周波数）のクロックが送られる。
【００２４】
色復調は、乗算器１０７／１０８，ＬＰＦ１０９／１１０、位相差検出部およびフィルタ部１１１、ＤＴＯ（digital time oscillator）部１１２、ｓｉｎ／ｃｏｓテーブル１１３から構成される色復調部１０６により行われ、Ｂ−Ｙ信号、Ｒ−Ｙ信号を生成する。この色復調の方式は、Ｘ復調、Ｚ復調と呼ばれる方式をデジタル方式で実現したものである。
【００２５】
あらゆる色信号は、カラー・バースト信号の位相を９０度ずらした（Ｒ−Ｙ）と、１８０度ずらしたＢ−Ｙの２つの信号を合成したものである。したがって、このような色信号をカラー・バースト信号との位相差を基に色復調する方式である。この復調方式について、つぎに簡単に説明する。
【００２６】
図２は、カラー・バースト信号（基準信号）、色信号（Ｃ（ωｔ））、色差信号Ｃｒ、Ｃｂ（ここで、Ｃｒ＝Ｒ−Ｙ、Ｃｂ＝Ｂ−Ｙである）の位相関係を示している。ここで、基準信号＝−ｃｏｓωｔ（＝ｃｏｓ（π＋ωｔ））とすると、色信号Ｃ（ωｔ）は、
C(ωt)=Cb×sinωt+Cr×cosωt・・・（式１）
で表される。この形式の信号が、図１の切り換え器１０５から出力される。この式１に、ｃｏｓωｔ、ｓｉｎωｔをそれぞれ乗算すると次の式２、式３が得られる。
C(ωt)×cosωt=Cb×sinωt×cosωt+Cr×(cosωt)²・・・（式２）
C(ωt)×sinωt=Cb×(sinωt)²+Cr×cosωt×sinωt・・・（式３）
ここで、
sin(x)×cos(y)=(1/2)(sin(x+y)+sin(x-y)、(cos(x))²=(1+cos2x)/2、（sin(x))²=(1-cos2x)/2
であるので、式２、式３はそれぞれ、
C(ωt)×cosωt=Cb×(1/2)×sin2ωt+Cr×(1/2)×(1+cos2ωt)・・・（式４）
C(ωt)×sinωt=Cb×(1-cos2ωt)/2+Cr×(1/2)×sin2ωt・・・・・（式５）
となる。
【００２７】
上述した式４、式５はそれぞれ、Ｃｒ／２、Ｃｂ／２のＤＣ成分と、２倍の周波数成分を有する信号を示している。したがって、ｃｏｓ／ｓｉｎテーブルからのｃｏｓとｓｉｎのデータで色信号を乗算器１０７、１０８で乗算した結果に対して、色搬送波周波数の２倍の周波数成分を除去するＬＰＦでフィルタ処理すると、各フィルタ出力にはそれぞれＣｒ、Ｃｂすなわち、Ｒ−Ｙ、Ｂ−Ｙの信号が得られることになる。
【００２８】
また、カラー・バースト（色基準信号）部分については、乗算器１０７、１０８の出力は、以下の様になる。
基準信号×cosωt=-cos(π+ωt))cosωt=-(cosπcosωt-sinπsinωt)cosωt=-cosπcosωt²-sinπsinωtcosωt=-cosπ(1+cos2ωt)/2-sinπsin2ωt=-(cosπ)/2-（cosπcos2ωt）/2-sinπsin2ωt ・・・（式７）
基準信号×sinωt=-cos(π+ωt))sinωt=-(cosπcosωt-sinπsinωt)sinωt=-cosπcosωtsinωt-sinπsinωt²=-(cosπsin2ωt)/2-sinπ(1-cos2ωt)/2=-(cosπsin2ωt)/2-(sinπ)/2-(sinπcos2ωt)/2 ・・・（式８）
上記において、ＤＣ成分のみに着目すると、式７、式８はそれぞれ、−（ｃｏｓπ）／２、−（ｓｉｎπ）／２である。それぞれは、１／２、０である。
【００２９】
以上の説明においては、ｓｉｎ／ｃｏｓテーブル出力が色信号のカラー・バースト信号との位相関係において上述した関係にあることを前提にした。実際には、位相差検出／フィルタ部１１１、ＤＴＯ部１１２、ｓｉｎ／ｃｏｓテーブルを含むＰＬＬループを構成している。位相差検出／フィルタ部１１１は、同期分離部１２２から生成されたバースト・フラグを受けてその部分のＣｂとＣｒの値に基づいて位相誤差信号、あるいは周波数誤差を生成し、さらに演算誤差等を除去するフィルタを介してＤＴＯ部に送られる。
【００３０】
図３は、ＤＴＯ部１１２とＳＣＨ検出回路１２４の部分を、より詳細に説明する図である。図１と同じ部分は同じ符号を付している。
【００３１】
図３においてＤＴＯ部のレジスタ３０２は、たとえば、１６ビットで構成され、加算器３０１は、上述した誤差信号と、後述する定数、そしてレジスタ３０２の出力を加算し、加算結果をレジスタ３０２の入力としている。このレジスタへ与えるクロック周波数は、実施形態においては、１３．５ＭＨｚである。
【００３２】
これらを駆動するクロックの周波数が１３．５ＭＨｚの場合、１ライン期間が８５８クロック、この期間はサブキャリア周波数の４５５／２倍であるので、８５８／（４５５／２）＝約３．７７１４２８５７２クロックの周期で、この１６ビットで表される値が変化する。この値そのものは、サブキャリア信号の周波数有する鋸歯状波を１３．５ＭＨｚのクロックでサンプリングした場合と同様のものであり、それぞれの値は、サブキャリア信号の位相を表している。
【００３３】
このＤＴＯの１６ビット出力で、たとえば、１０進表現で、１７，３７７（＝６５，５３６／３．７７１・・・＝１７，３７６．９７を四捨五入した整数部）づつ加算した値を出力すると、その周波数は、３．５７９５５１６９６ＭＨｚの周波数で変化するデータが得られる。このような出力値の０、１７，３７７、２×１７，３７７、・・・のデータ列に対して、１、１＋１７、３７７、１＋２×１７，３７７のデータ列は、ここにおいては、３６０／６５、５３６度ずれた３．５７９５５１６９６ＭＨｚの信号を表している。サブキャリア信号の正確な周波数は、３．５７９５４５４５５ＭＨｚである。両者の差は、約６Ｈｚとなる。
【００３４】
なお、ＮＴＳＣ方式において、水平周波数ｆ_Ｈ、サブキャリア周波数ｆ_ＳＣ、垂直周波数ｆ_Ｖの間には、ｆ_Ｈ＝４．５ＭＨｚ／２８６、ｆ_ＳＣ＝ｆ_Ｈ（４５５／２）、ｆ_Ｖ＝２ｆ_Ｈ／５２５の関係がある。
【００３５】
図３における加算器３０１に入力される定数は、上述した実施形態においては、ＮＴＳＣ信号を対象にしているので１７，３７７（１０進表記）が使用される。この値は、ＰＡＬ信号の場合は色搬送波周波数が異なるので、異なった値を取る。
【００３６】
上述した誤差信号の作成方法、レジスタ３０２を含む具体的な回路構成については色々な提案がなされている。たとえば、上述した式７、式８において、各周波数２ωｔの信号を無視し、さらに、位相ロックされていないので、πを変数に置き換え、この変数がπあるいは３πのときに０となり、この０の点で特定の傾きを有する関数結果を誤差信号として得ることで、所望する位相に収束するようにＰＬＬ回路を動作させることができる。したがって、このような関数結果を誤差信号とすることで、収束した状態において、上述した色基準信号に対してπの位相差を有するｃｏｓ信号、そしてπ／２の位相差を有するｓｉｎ信号とすることができる。また、上述したように、入力色信号のカラー・バースト信号周波数が上述した３．５７９５５１６９６ＭＨｚの場合、ＰＬＬ動作が収束した安定時において誤差信号はゼロとなってこの状態を維持し、それに至るまでの遷移中における誤差信号の役割はレジスタ変化の位相の補正量を意味することになる。
【００３７】
レジスタ３０３のビット数として実施形態においては周波数精度の点から１６ビットとしたが、ｓｉｎ／ｃｏｓのテーブルを駆動するビット数としては１６ビットを必要とすることはなく、実施形態においてはレジスタの上位８ビットをテーブルのアドレス情報としている。このようにして、それぞれのテーブル出力にｓｉｎとｃｏｓの変化を有する信号を得ている。
【００３８】
ｓｉｎ／ｃｏｓテーブルの機能は、上述した実施形態においては、１０進表記で０〜２５５の範囲で、１周期の、すなわち０度から３６０度のｓｉｎとｃｏｓの値を出力するようになっている。
【００３９】
つぎに、上述した回路において動作の基本となっているシステム・クロックについて、説明する。
【００４０】
図４は、上述したＲＳ−１７０Ａの規格書からの抜粋である。振幅のレベルは、ＩＲＥで示されており、１００ＩＲＥは白レベル、０ＩＲＥはブランキング・レベル、−４０ＩＲＥが同期の先端レベルとなっている。また、水平方向の基点は、図４において０_Ｈ基準点として示しているＨ−ＳＹＮＣ信号のレベル−２０ＩＲＥの部分のタイミングを表している。このタイミングから、サブキャリア信号の１９サイクルに相当する期間を経て、カラー・バースト信号が開始される。図４において、縦軸方向は振幅を表し、単位はＩＲＥであり、横軸方向は時間軸であり単位はμｓである。
【００４１】
なお、０_Ｈ基準点の定義を別な表現ですると、図５に基準のレベルとして示した水平同期信号のフロント・ポーチ、あるいはバック・ポーチと呼ばれる部分のレベルと、図４あるいは図５に示したＳＹＮＣ信号（４．７μｓ±，０．０２と示した部分）の先端レベルとの中点のレベルを有するタイミングである。
【００４２】
Ｈ−ＳＹＮＣの前縁部分、すなわち、図４における０_Ｈ基準点の前後の信号成分は、副搬送波周波数信号成分となるように、−４ＩＲＥから−３６ＩＲＥまでの間隔は、０．１４±０．０２μｓ（０．１４μｓは、サブキャリア信号の半周期）となっている。このことは、周波数特性や位相特性の変化を受けても、基準点と副搬送波信号の時間関係が崩れないようにとの目的を有している。
【００４３】
図１においては、量子化された信号中のＨ−ＳＹＮＣをリファレンス（基準）にしたＰＬＬ発振器を示している。従来のアナログ回路においては、リファレンス信号としてのＨ−ＳＹＮＣ信号は、以下の様にして生成されていた。アナログ・ビデオ信号のブランキング・レベルとＨ−ＳＹＮＣの先端レベル（負方向の同期信号波形において、一番低いレベル）の電圧値を得て、その中間の電圧値を生成し、この生成した電圧値で入力信号の同期部分をスライスして、スライスした結果としての分離同期信号（アナログのタイミングを有する）の前縁を、ＰＬＬのリファレンス信号としていた。そして、このようにして生成したクロック信号であっても、Ａ／Ｄ変換器において、図５の符号５０１に示すような、ＲＳ−１７０Ａの０_Ｈ基準点をサンプリングするとは限らなかった。この理由は、それぞれの処理回路のアナログ的な時間遅延が影響しているからである。Ａ／Ｄ変換器内での遅延、Ａ／Ｄ変換器前のフィルタ遅延、Ａ／Ｄ変換のための系路と、同期分離のための系路の違い、等がある。そして、このような遅延時間は温度等によって若干変化するのが通常であった。ただし、このような遅延の温度変化等を無視すれば、またはこのような変化が小さく無視可能である場合は、一定の関係を維持することはできる。たとえば、位相調整回路を設けることにより、一致させる、あるいは実質的に一致させることは可能である。
【００４４】
本実施形態においては、従来のアナログ的に同期分離をするのではなく、Ａ／Ｄ変換器により量子化された信号から同期分離をして、内部にアナログのＶＣＯを有するＰＬＬ部１２１へのリファレンス信号としている。このために、従来のアナログ・タイミングを有するリファレンス信号と同様にするために、発振したクロック信号を分周して得た信号と、量子化表現されている同期部分の信号との比較において、特別な工夫をして、最終的に図５の符号５０１で示すＨ−ＳＹＮＣの中点をサンプリングするようにしている。正確に言えば、この部分が発生するクロック周波数は１３．５ＭＨｚの２倍の周波数であり、この２倍の周波数のクロックにより、図５の符号５０１で示すポイントをサンプリングするのではなく、１３．５ＭＨｚのクロックの１つが図５の符号５０１で示すポイントをサンプリングするように、デジタル的に誤差信号を生成している。
【００４５】
通常においては、同期信号の前縁部分（負方向信号の開始部分）は傾斜を有しており、この部分を公称２７ＭＨｚの周波数サンプリング・クロックでサンプリングするので、数クロック分の量子化値が得られる。このような量子化値を有する同期信号の前縁部分の量子化データの１つが同期成分レベルの先頭値とブランキング・レベルの中間値、すなわち０_Ｈ基準点となるように、位相制御を実行させている。言い換えれば、そのような中間値の前後の量子化値を有する隣接する量子化サンプルの後の量子化サンプルのタイミングをリファレンス信号とした際に得られる位相誤差に、このリファレンス信号と仮想的な０_Ｈ基準点までの位相誤差をデジタル的に演算し、この演算した結果の位相誤差を加算して、最終的な位相誤差信号を生成するようにしている。この場合に、上述した２７ＭＨｚを１３．５ＭＨｚへ分周しているが、この１３．５ＭＨｚの周波数のクロックの変化点が、０_Ｈ基準点となるように考慮されている。
【００４６】
したがって、生成した２７ＭＨｚの周波数を有するクロックから生成されたシステム・クロックとしての１３．５ＭＨｚ、すなわち、上述したＤＴＯ部を含む回路のシステム・クロック列のうちの１つは、量子化データの視点で、ＲＳ−１７０Ａで言うところの０_Ｈ基準点のタイミングを有している。もっとも、入力信号によってある程度の誤差が含まれる。しかし、この誤差の大きさは、ＳＣＨ情報として求められる精度から見れば無視し得る。
【００４７】
以上、説明したような方法で、量子化データの視点で、ＲＳ−１７０Ａで言うところの０_Ｈ基準点を含むシステム・クロック信号が生成され、また量子化データにおけるカラー・バースト信号の位相に関連付けられてＤＴＯの出力値が得られていることが理解される。
【００４８】
図１に示した乗算器１０７、１０８の入力タイミングを、デジタル処理するうえでの位相（処理遅延）検討の基準とすると、この前段にはＹ／Ｃ分離部１０３、切り換え回路１０５がある。このＹ／Ｃ分離部の前段において、ＲＳ−１７０Ａで言うところの０_Ｈ基準点に関連付けされた信号で、図３における遅延０_Ｈ基準信号の元となる信号が生成される。
【００４９】
Ｙ／Ｃ分離部１０３における処理遅延は、前後のサンプル値を含むフィルタ処理による遅延が含まれる。また、上述した位相検討の基準点に対して、復調回路側のＤＴＯの出力信号も、少なくとも１クロック進んでいる。実施形態においては、システム・クロック周波数は１３．５ＭＨｚであって、サブキャリア信号周波数の整数倍ではないので、４クロックの遅延で位相的には元に戻る（３６０度回転する）というような処理はできない。
【００５０】
したがって、０_Ｈ基準抽出回路で取り出した０_Ｈ基準点のタイミングを有する１つのクロック信号を、上述した処理遅延を考慮して、クロック単位で遅延させてＤＴＯの出力タイミングと位相一致（あるいは時間一致）を取ることで、図３に示したＳＣＨを表しているデータをレジスタ３０２から、レジスタ３０３に取り込むことができる。図３において、レジスタ３０３に供給されている０_Ｈ信号は、ＤＴＯ出力信号と時間一致化がなされたクロック信号である。
【００５１】
レジスタ３０２からレジスタ３０３へのラインは、レジスタ３０２の上位ビット、たとえば８ビットが供給される。この場合、たとえば、８ビットの表す値が、１６進表記で００であれば、ＳＣＨは０度であり、１２８であれば、１８０度を表すことになる。現実には、ＤＴＯの出力値にはジッタが存在するので、遅延０_Ｈ基準信号を、１走査期間に１回発生させるとすると、たとえば、１６進表記で、００と０１が１ライン毎に交互に出力される状態も想定される。このようなことを避けるために、たとえば、レジスタ３０３に加えるクロック（遅延０_Ｈ基準信号）を約１秒間に１回とすることにより、穏やかに変化する読み取り容易なデータ値とすることができる。レジスタ３０３の出力はバイナリ表現であり、度数単位ではないので、変換テーブル３０４で度数に変換して出力する。この変換において、図２に示したように、基準信号（カラー・バースト信号）の位相は、ｓｉｎ／ｃｏｓテーブルのｃｏｓ出力の位相とは１８０度異なっているで、これを考慮して変換テーブル３０４を作成する必要がある。
【００５２】
上述した説明において、０_Ｈ基準点か否かの判定がＳＣＨに及ぼす誤差について考察する。通常、生成した１３．５ＭＨｚには、副搬送波周波数で±１度程度のジッタが存在し、また、量子化される同期成分の量子化精度の面からの誤差が発生する。たとえば、図４、あるいは図５に示したような傾斜を有する信号を量子化した場合に、たとえば８ビットの量子化で、色信号を含めたピーク値１３３ＩＲＥと同期の４０ＩＲＥを表現する場合に、同期成分の４０ＩＲＥは、約５９の量子化値に分割される。したがって、図４に示す同期信号の前縁部分の０．１４±０．０２μｓの範囲は、約２クロックの期間に相当し、最初の量子化値が４０の場合に、次の量子化値は１０程度が想定される。とすると、この両者の差の３０は、１３．５ＭＨｚの周波数のクロックは１クロック当り約９５度なので、想定される１ビット誤差に対して９５度／３０＝約３．２度の誤差を、ＳＣＨに対して生じさせることになる。しかしながら、平均化することで、この１ビット誤差に起因する誤差を低減することは可能である。
【００５３】
以上、本発明を、本実施形態を例にして、すなわちＮＴＳＣ方式のテレビジョン信号を前提にして説明したが、本発明の趣旨を逸脱しないで、次の形態に変更することは容易である。
【００５４】
１．システム・クロック信号は、０_Ｈ基準点あるいはその近傍をサンプリングするようにしたが、０_Ｈ基準点から離れた位置でも、その０_Ｈ基準点からの時間的な間隔が一定であれば、たとえば、０_Ｈ基準点から１／２クロック送れたポイント、あるいはその近傍のポイントを常にサンプリングするのであれば、このサンプル点に基づいて測定したＳＣＨ情報に、１３．５ＭＨｚの１クロック分の角度９５．４５４５度の半分、４７．７２度を加算することで、ＳＣＨ情報を得ることができる。ずれが、１／３クロックであるならば、３１．８２（＝９５．４５４５／３）度を加算すれば良い。
【００５５】
図６は、上述したことを説明する図である。図５に示すようなサンプリングを安定的に行っている場合、サンプル_Ｎを取り敢えずの準０_Ｈ基準点として上述した回路を動作させる。この場合、サンプル_Ｎは、同期レベルの中点あるいは中点以下の量子化値を有するサンプルである。ここで、サンプル_Ｎの量子化値をＬ_Ｎ、サンプル_Ｎ−１の量子化値をＬ_Ｎ−１、同期レベルの中点のレベルをＣとすると、図６に示す位相差は、｜Ｌ_Ｎ−Ｌ_Ｎ−１｜／｜Ｌ_Ｎ−Ｃ｜のクロックに相当する。角度で表すと、９５．４５４５×｜Ｌ_Ｎ−Ｌ_Ｎ−１｜／｜Ｌ_Ｎ−Ｃ｜度となる。
【００５６】
このようなことは、アナログ回路で、分離した水平同期成分信号に位相ロックさせて、システム・クロックを生成した場合に想定される。
【００５７】
図７は、上述した場合の構成を示す図である。図１と同様の部分は同一の符号を付している。異なる部分は、ＰＬＬＯＳＣ１２１への位相比較用のリファレンス信号を、Ａ／Ｄ変換器１０１の入力信号を入力してアナログ的に同期部分の中点をスライスして得た信号からＨ−ＳＹＮＣの信号を取り出す同期分離部１３１から得ていることである。また、量子化された信号の同期成分を分離する同期分離部１２２からの信号を得て、上述した取り敢えずの準０_Ｈ基準点と、その前のタイミングで同期成分の中点のタイミングとの誤差（クロックの位相差）を、上述した方法で検出する誤差（位相差）検出部１３２を有している。そしてこの誤差検出部１３２と、準０_Ｈ基準点を基にしたＳＣＨ検出回路とからのデータを演算して、最終的なＳＣＨ情報を出力する演算部１３３を備えている。
【００５８】
２．ＰＡＬ信号の場合でも、あるいはシステム・クロックの周波数が４倍のサブキャリア信号の周波数の場合でも、適用可能である。
【００５９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、アナログ・ビデオ信号を入力し、該アナログ・ビデオ信号の同期部分と映像部分を含めて量子化デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、アナログ・ビデオ信号中の水平同期成分の０_Ｈ基準点、あるいは０_Ｈ基準点近傍をサンプリングするシステム・クロック信号と、量子化されたビデオ信号のカラー・バースト部分に位相結合したｓｉｎ／ｃｏｓの信号を出力するｓｉｎ／ｃｏｓテーブルを有し、量子化された信号から抽出された色成分信号に対して前記ｓｉｎ／ｃｏｓテーブルから出力される信号に基づいて色復調するデジタル色復調回路を備えた装置において、０_Ｈ基準点に関連付けられたタイミングの信号を抽出する０_Ｈ基準抽出回路と、０_Ｈ基準抽出回路からの信号によって、ｓｉｎ／ｃｏｓテーブルのアドレス情報を取り込むレジスタと、
前記レジスタの出力を入力して、位相角度を表すデータに変換する変換テーブルとを備えたので、変換テーブルの出力データからＳＣＨ情報を取り出すことが可能になる。
【００６０】
また、上述した方式はデジタル的に処理することができ、ＩＣ化することが可能になる。
【００６１】
また、デジタル方式の色復調回路を有するビデオ信号のデジタル処理回路を有する場合に、システム・クロック信号によるサンプリング点が０_Ｈ基準点とずれていた場合においても、近傍のサンプリング点から０_Ｈ基準点を直線補間してそのずれを加減算することにより、必要な精度のＳＣＨ情報を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した、ＮＴＳＣテレビジョン信号を入力し、ＩＴＵ−ＲＢＴ．６０１あるいは６５６に準拠した形式のデジタル・ビデオ信号に変換するアナログ／デジタル変換装置の要部を説明するための図である。
【図２】カラー・バースト信号、色信号、色差信号Ｃｒ、Ｃｂの位相関係を示す図である。
【図３】図１のＤＴＯ部とＳＣＨ検出回路の部分をより詳細に説明する図である。
【図４】ＲＳ−１７０Ａの規格を説明する図である。
【図５】水平同期信号から生成するクロック生成部の動作を説明する図である。
【図６】Ｈ−ＳＹＮＣの前縁のサンプリング・ポイントのずれを角度に変換する場合を説明する図である。
【図７】図１に示した構成の変形であり、本発明の他の実施形態を示す図である。
【符号の説明】
１０１、１０２Ａ／Ｄ変換器
１０３Ｙ／Ｃ分離部
１０４輝度信号処理部
１０５色信号切り換え器
１０６色信号復調部
１０７、１０８乗算器
１０９、１１０ローパス・フィルタ
１１１位相差検出、フィルタ
１１２ＤＴＯ部
１１３ｓｉｎ／ｃｏｓテーブル
１２１ＰＬＬＯＳＣ部
１２２同期分離部
１２３０_Ｈ基準抽出部
１２４ＳＣＨ検出部
１３１アナログ信号からの同期分離部
１３２準０_Ｈ基準サンプルと０_Ｈ基準タイミングとの誤差（位相差）検出部
１３３演算回路
３０１加算器
３０２レジスタ
３０３レジスタ
３０４変換テーブル
５０１０_Ｈ基準位置（中点）

Claims

アナログ・ビデオ信号を入力し、該アナログ・ビデオ信号の同期部分と映像部分を含めて量子化デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記アナログ・ビデオ信号中の水平同期成分の０_Ｈ基準点、あるいは該０_Ｈ基準点近傍をサンプリングするシステム・クロック信号を発生するシステム・クロック信号発生器と、
前記量子化されたビデオ信号から抽出された色成分信号のカラー・バースト部分に位相結合したｓｉｎ／ｃｏｓの信号を出力するｓｉｎ／ｃｏｓテーブルを有し、該ｓｉｎ／ｃｏｓテーブルから出力される信号に基づいて、前記色成分信号を入力して色復調するデジタル色復調部と、
前記０_Ｈ基準点に関連付けられたタイミングの信号を抽出する０_Ｈ基準抽出回路部と、
前記ｓｉｎ／ｃｏｓテーブルのアドレス情報と、前記０_Ｈ基準抽出回路部からの信号を入力しＳＣＨを測定するＳＣＨ測定レジスタと、
前記ＳＣＨ測定レジスタの出力信号を位相角度のデータに変換する変換テーブルと、
を備え、
前記変換テーブルの出力信号をＳＣＨ情報として取り出すことを特徴とするＳＣＨ検出装置。
前記システム・クロック信号は、前記量子化デジタル信号の同期成分信号をリファレンスとしたＰＬＬから生成されることを特徴とする請求項１に記載のＳＣＨ検出装置。
前記システム・クロック信号は、サブキャリア信号周波数の整数倍の周波数ではないことを特徴とする請求項１または２に記載のＳＣＨ検出装置。
前記変換テーブルは、前記ｓｉｎ／ｃｏｓテーブルのｃｏｓの出力信号が表す角度と１８０度異なる値を出力することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のＳＣＨ検出装置。
アナログ・ビデオ信号を入力し、該アナログ・ビデオ信号の同期部分と映像部分を含めて量子化デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記アナログ・ビデオ信号の水平同期成分に位相ロックしたシステム・クロック信号を発生するシステム・クロック信号発生器と、
前記量子化デジタル信号に含まれる水平同期成分の０_Ｈ基準点あるいは該０_Ｈ基準点以後の量子化値を有するサンプルを準０_Ｈ基準点として抽出する準０_Ｈ基準点抽出部と、
前記抽出した準０_Ｈ基準点のサンプルから０_Ｈ基準点までの位相を算出して出力する位相差出力部と、
前記量子化されたビデオ信号から抽出された色成分信号のカラー・バースト部分に位相結合したｓｉｎ／ｃｏｓの信号を出力するｓｉｎ／ｃｏｓテーブルを有し、該ｓｉｎ／ｃｏｓテーブルから出力される信号に基づいて、前記色成分信号を入力して色復調するデジタル色復調回路部と、
前記ｓｉｎ／ｃｏｓテーブルのアドレス情報と前記準０_Ｈ基準抽出手段の出力信号を入力しＳＣＨを測定するＳＣＨ測定レジスタと、
を備え、
前記ＳＣＨ測定レジスタと前記位相差出力部の出力を基にしてＳＣＨ情報を生成することを特徴とするアナログ・ビデオ信号のＳＣＨ検出装置。