JP4501224B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図７の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、先行技術としてのスイッチング電源回路の一例を示している。
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【０００４】
上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータが備えられる。
ここでの電圧共振形コンバータは他励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1には例えばＭＯＳ−ＦＥＴが使用される。スイッチング素子Ｑ1のドレインは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、ソースは一次側アースに接続される。
【０００５】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次側並列共振回路を形成するものとされている。そして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路による共振動作が得られるようにされることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振形となる。
【０００６】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、いわゆるボディダイオードによるクランプダイオードＤDが並列に接続されていることで、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成する。
さらにこの場合は、スイッチング素子Ｑ1のドレインが、次に説明するスイッチング駆動部１０内の発振回路１１に対して接続されている。この発振回路１１に対して入力されるドレインの出力は、後述するようにしてスイッチング周波数制御時におけるスイッチングのオン期間を可変制御するために利用される。
【０００７】
上記スイッチング素子Ｑ1は、発振回路１１及びドライブ回路１２を統合的に備えるスイッチング駆動部１０によって、そのスイッチング駆動されると共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数が可変制御される。なお、この場合のスイッチング駆動部１０は、例えば１つの集積回路（ＩＣ）として備えられる。
また、このスイッチング駆動部１０は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されており、例えば電源起動時において、上記起動抵抗Ｒｓを介して電源電圧が印加されることで起動するようにされている。
【０００８】
スイッチング駆動部１０内の発振回路１１では、発振動作を行って発振信号を生成して出力する。そして、ドライブ回路１２においてはこの発振信号をドライブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1のゲートに対して出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、発振回路１１にて生成される発振信号に基づいたスイッチング動作を行うようにされる。従って、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッチング周期内のオン／オフ期間のデューティは、発振回路４にて生成される発振信号に依存して決定される。
【０００９】
ここで、上記発振回路１１では、後述するようにしてフォトカプラ２を介して入力される二次側直流出力電圧ＥOのレベルに基づいて発振信号周波数（スイッチング周波数ｆｓ）を可変する動作を行うようにされている。また、このスイッチング周波数ｆｓを可変すると同時に、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とした上で、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴON（導通角）が可変されるように、発振信号波形の制御を行うようにされている。この期間ＴONの可変制御は、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られるスイッチング共振パルス電圧Ｖ1のレベルに基づいて行うようにされる。
こうした発振回路１２の動作により、後述するようにして二次側直流出力電圧ＥOについての安定化が図られる。
【００１０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図９に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。
ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００１１】
上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わり端部は、図７に示すようにスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続され、巻始め端部は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、スイッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生する。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００１３】
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００１４】
上記のようにして形成される電源回路の二次側に対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣOから成る整流平滑回路を備えることで二次側直流出力電圧ＥOを得るようにしている。つまり、この構成では二次側においてブリッジ整流回路ＤBRによって全波整流動作を得ている。この場合、ブリッジ整流回路ＤBRは二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力することで、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧とほぼ等倍レベルに対応する二次側直流出力電圧ＥOを生成する。
また、二次側直流出力電圧ＥOは、フォトカプラ３０を介することで一次側と二次側を直流的に絶縁した状態で、一次側のスイッチング駆動部１０内の発振回路１１に対して入力されるようにもなっている。
【００１５】
ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の動作としては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の極性（巻方向）と整流ダイオードＤO（ＤO1，ＤO2）の接続関係と、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の極性変化によって、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図１０（ａ）に示す回路と等価となる場合に相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１０（ｂ）に示す回路と等価となる場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。
これを、図７に示す二次側の動作に対応させてみると、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正極性のときにブリッジ整流回路ＤBRに整流電流が流れる動作は＋Ｍの動作モード（フォワード動作）と見ることができ、また逆に二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が負極性のときにブリッジ整流ダイオードＤBRに整流電流が流れる動作は−Ｍの動作モード（フライバック動作）であると見ることができる。二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正／負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍのモードで動作することになる。
【００１６】
このような構成では、一次側並列共振回路と二次側並列共振回路の作用によって増加された電力が負荷側に供給され、それだけ負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。
これは、先に図９にて説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数による疎結合としたことによって、更に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現されるものである。例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設けられない場合には、フライバック動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異常となる可能性が高く、上述した全波整流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。
【００１７】
また、この図７に示す回路における安定化動作は次のようになる。
一次側のスイッチング駆動部１０内の発振回路１１に対しては、前述したように、フォトカプラ３０を介して二次側直流出力電圧ＥOが入力される。そして、発振回路１１においては、この入力された二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じて、発振信号の周波数を可変して出力するようにされる。これは即ち、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となるが、これにより、一次側電圧共振形コンバータと絶縁コンバータトランスＰＩＴとの共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に伝送されるエネルギーも変化することになる。この結果、二次側直流出力電圧ＥOとしては、所要のレベルで一定となるように制御されることになる。即ち、電源の安定化が図られる。
【００１８】
また、この図７に示す電源回路においては、発振回路１１においてスイッチング周波数を可変するのにあたり、先にも述べたように、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえで、オンとなる期間ＴONを可変制御するようにされる。つまり、この電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御するように動作することで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行うようにされているものである。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路系によって実現している。なお、本明細書では、このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。
【００１９】
また、図８に、本出願人が提案した内容に基づいて構成される電源回路としての他の例を示す。なお、この図において図７と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
図８に示す電源回路の一次側には、１石のスイッチング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行う電圧共振形コンバータ回路として、自励式の構成が示される。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００２０】
スイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース電流制限抵抗ＲB−起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは接地される。
【００２１】
また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。そしてこの場合にも、並列共振コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。
【００２２】
この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【００２３】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得られるとされるスイッチング出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達するようにされている。
【００２４】
また、この図８に示す回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、先に図９により説明したのと同様の構造を有するものとされていることで、一次側と二次側は疎結合の状態が得られるようにされている。
【００２５】
そして図８に示す回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においても、二次巻線Ｎ2に対して二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次側並列共振回路が形成されており、従って、この電源回路としても複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を得ている。
【００２６】
また、この電源回路の二次側では、二次巻線Ｎ2に対して１本のダイオードＤOと平滑コンデンサＣOから成る半波整流回路が備えられていることで、フォワード動作のみの半波整流動作によって二次側直流出力電圧ＥOを得るようにされている。この場合、二次側直流出力電圧ＥOは制御回路１に対しても分岐して入力され、制御回路１においては、直流出力電圧ＥOを検出電圧として利用するようにしている。
【００２７】
制御回路１では、二次側の直流出力電圧レベルＥOの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。また、このような直交形制御トランスＰＲＴを備えた定電圧制御の構成にあっても、一次側のスイッチングコンバータが電圧共振形とされていることで、スイッチング周波数の可変制御と同時にスイッチング周期におけるスイッチング素子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行う、複合制御方式としての動作が行われる。
【００２８】
図１１は、上記図７及び図８に示した電源回路における一次側電圧共振形コンバータの動作を示す波形図である。図１１（ａ）（ｂ）（ｃ）は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作を示し、図１１（ｄ）（ｅ）（ｆ）は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗとされる無負荷時の動作を示している。
【００２９】
スイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うと、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFにおいては、一次側並列共振回路の共振動作が得られる。これによって、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1としては、、図１１（ａ）（ｄ）に示すようにして、期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振パルスが現れる波形となる。
また、期間ＴOFFにおいて並列共振動作が得られることで、並列共振コンデンサＣｒに流れる並列共振電流Ｉｃｒとしては、図１１（ｃ）（ｆ）に示すようにして、この期間ＴOFFにおいて、略正弦波状によって正方向から負の方向に遷移するようにして流れることになる。
【００３０】
ここで、図１１（ａ）と図１１（ｄ）を比較して分かるように、負荷電力Ｐｏが小さくなるのに従ってスイッチング周波数ｆｓは高くなるように制御されており、また、期間ＴOFFを一定として、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONについて可変を行うことでスイッチング周波数ｆｓ（スイッチング周期）を可変するようにされている。即ち、前述した複合制御方式としての動作が示されているものである。
また、図７及び図８に示される電圧共振形コンバータの構成では、上記並列共振電圧Ｖ1のレベルは負荷電力変動に対応して変化し、例えば、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には５５０Ｖｐとなり、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時には、３００Ｖｐとなる。即ち、負荷電力が重くなるのに従って、並列共振電圧Ｖ1は上昇する傾向を有する。
【００３１】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン又はコレクタに流れるスイッチング出力電流ＩQ1は、図１１（ｂ）（ｅ）に示すようにして、期間ＴOFFには０レベルで、期間ＴONにおいて図示する波形によって流れる。このスイッチング出力電流ＩQ1のレベルもまた、負荷電力Ｐｏが重くなるのに応じて高くなる傾向を有しており、例えばこの図によれば、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には３．８Ａとなり、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時には、１Ａとなる。
【００３２】
また、図７及び図８に示した電源回路の特性として、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時における、交流入力電圧ＶACに対するスイッチング周波数ｆｓ、スイッチング周期内の期間ＴOFFと期間ＴON、及び並列共振電圧Ｖ1の変動特性を、図１２に示す。
【００３３】
図１２に示されるように、先ず、スイッチング周波数ｆｓとしては、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４０Ｖの変動範囲に対してｆｓ＝１１０ＫＨｚ〜１４０ＫＨｚ程度の範囲で変化することが示されている。これは即ち、直流入力電圧変動に応じて二次側直流出力電圧ＥOの変動を安定化する動作が行われることを示している。交流入力電圧ＶACの変動に対しては、この交流入力電圧ＶACのレベルが高くなるのに応じてスイッチング周波数を上昇させるように制御を行うようにされている。
【００３４】
そして、１スイッチング周期内における期間ＴOFFと期間ＴONについてであるが、期間ＴOFFはスイッチング周波数ｆｓに対して一定であり、期間ＴONがスイッチング周波数ｆｓの上昇に応じて二次曲線的に低くなっていくようにされており、スイッチング周波数制御として複合制御方式の動作となっていることがここでも示される。
【００３５】
また、並列共振電圧Ｖ1も、商用交流電源ＶACの変動に応じて変化するものとされ、図示するように、交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じてそのレベルが上昇するように変動する。
【００３６】
【発明が解決しようとする課題】
例えば図７及び図８に示したように、複合制御方式により二次側直流出力電圧を安定化する構成を採る電源回路では、上記図１１（ａ）（ｂ）及び図１２にも示されるように、並列共振電圧Ｖ1のピークレベルは、負荷条件及び交流入力電圧ＶACの変動に応じて変化する。そして、特に最大負荷電力に近い重負荷の状態で、例えば１００Ｖ系の商用交流電源ＡＣとしての交流入力電圧ＶACのレベルが１４０Ｖにまで上昇したとされる場合には、図１２に示したようにして、並列共振電圧Ｖ1は最大で７００Ｖｐにまで上昇する。
【００３７】
このために、並列共振電圧Ｖ1が印加される並列共振コンデンサＣｒ及びスイッチング素子Ｑ1については、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系に対応する場合には８００Ｖの耐圧品を選定し、また、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系に対応する場合には１２００Ｖの耐圧品を選定する必要があることになる。これにより、並列共振コンデンサＣｒ及びスイッチング素子Ｑ1としては共に大型となり、またコストも高くなる。
【００３８】
また、スイッチング素子としては、これを高耐圧な構造とするほどその特性は低下するという特質を有している。このため、上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1について高耐圧のものを選定することで、スイッチング動作による電力損失は増加して電力変換効率の低下を招くことにもなる。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮し、複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採るスイッチング電源回路として、電力変換効率を向上し、また、小型軽量化を図ることを目的とする。
【００４０】
このため本発明としてはスイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、入力された直流入力電圧を断続して出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、このスイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスとを備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次側巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、絶縁コンバータトランスの一次側巻線を巻き上げるようにして形成される駆動巻線を少なくとも備えて成る自励式駆動回路と、この自励式駆動回路によりスイッチング駆動される補助スイッチング素子を備え、メインスイッチング素子がオフとなる期間において一次側並列共振コンデンサの両端に発生する一次側並列共振電圧をクランプするように設けられるアクティブクランプ手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記メインスイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御すると共に、スイッチング周期内のオン／オフ期間を可変するようにして上記メインスイッチング素子をスイッチング駆動することで定電圧制御を行うようにされるスイッチング駆動手段とを備えるものである。
【００４１】
上記構成によれば、一次側においては電圧共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回路を備え、二次側には、二次側巻線及び二次側並列共振コンデンサとにより形成される二次側並列共振回路とが備えられた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバータの構成が得られる。
そして一次側においては、メインスイッチング素子のオフ時に発生する並列共振電圧をクランプするためのアクティブクランプ手段が備えられることで、この並列共振電圧レベルを抑制するようにされる。また、このアクティブクランプ手段は、絶縁コンバータトランスの一次側巻線を巻き上げて形成した駆動巻線を備えた自励発振駆動回路により駆動される。これはつまり、例えば簡略な駆動回路構成であっても、メインスイッチング素子に同期したオン／オフタイミングで、補助スイッチング素子をスイッチング駆動することが可能とされることを意味する。そしてまた、定電圧制御としては、スイッチング周波数と共に、１スイッチング周期内のオン／オフ期間のデューティ比を可変制御することで行うようにされる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。なお、この図において図７及び図８と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。また、この図１に示す電源回路も、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採り、従ってこの場合にも先に図９に示した構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴを備えているものとされる。これについては、後述する他の実施の形態としての電源回路についても同様とされる。
【００４３】
図１に示す電源回路の一次側の全体構成としては、先ず、メインとなるメインスイッチング素子Ｑ1を備え、基本的にはシングルエンド方式としてのスイッチング動作を他励式により行う電圧共振形コンバータが設けられる。また、これに加えて、後述するようにして、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1をクランプするためのアクティブクランプ回路２０が備えられる。 なお、この場合、メインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2には、共にＭＯＳ−ＦＥＴが使用される。
【００４４】
本実施の形態のスイッチング駆動部１０は、例えば図７と同様の構成を採る。
つまり、発振回路１１及びドライブ回路１２を備え、発振回路１１は、二次側直流出力電圧ＥOの変化に応じて発振周波数（スイッチング周波数ｆｓ）を可変し、一次側の並列共振電圧Ｖ1のパルスのレベルに応じて、１スイッチング周期内の波形のデューティ比を可変し、このようにして発生させた発信信号をドライブ回路１２に出力することで、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動する。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1は、負荷変動、交流入力電圧変動に応じてスイッチング周波数が変化すると同時に、１スイッチング周期内のオン／オフ期間が変化するようにされる。
特に本実施の形態においては、後述するようにして、アクティブクランプ回路２０の補助スイッチング素子Ｑ2が、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装された駆動巻線Ｎｇを備える自励駆動回路によって駆動されることで、１スイッチング周期内のオン期間だけではなく、オフ期間も可変制御される。即ち、本実施の形態としては、複合制御方式として、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数、１スイッチング周期内におけるオン期間及びオフ期間の３つのパラメータ変化による定電圧制御が行われるものである。
【００４５】
この場合、アクティブクランプ回路２０は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2を備えて形成される。クランプダイオードＤD2には、例えば、いわゆるボディダイオードが選定される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系として、駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒ1，Ｒ2を備えて成る。
【００４６】
補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続される。ここでは、クランプダイオードＤD2のアノードがソースに対して接続され、カソードがドレインに対して接続される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはクランプコンデンサＣCLの一方の端子と接続されて、その他方の端子は、整流平滑電圧Ｅｉのラインと一次巻線Ｎ1の巻始め端部との接続点に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは一次巻線Ｎ1の巻終わり端部に対して接続される。
つまり、本実施の形態のアクティブクランプ回路２０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構成されるものである。
【００４７】
また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して、抵抗Ｒ1−コンデンサＣｇ−駆動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ2ののための自励発振駆動回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻終わり端部側を巻き上げるようにして形成されており、この場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これにより、駆動巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧により励起された電圧が発生する。また、この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ1と駆動巻線Ｎｇとは逆極性の電圧が得られる。なお、実際としては駆動巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであればその動作は保証されるが、これに限定されるものではない。
また、抵抗Ｒ2は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と駆動巻線Ｎｇの接続点との間に対して挿入される。
【００４８】
また、この電源回路の二次側としては、二次巻線Ｎ2と二次側並列共振コンデンサＣ2とによる二次側並列共振回路が備えられたうえで、図示するように、二次巻線Ｎ2の巻始め端部側に接続される１本の整流ダイオードＤｏと平滑コンデンサＣｏから成る半波整流回路が形成され、この半波整流回路によって二次側直流出力電圧Ｅｏを得るようにされている。
【００４９】
図２の波形図は、上記図１に示した回路の動作として、主として一次側のスイッチング動作を示している。つまり、アクティブクランプ回路２０が設けられた電圧共振形コンバータとしての動作が示されているものである。この図２に示される動作は、図１に示す回路についてＡＣ１００Ｖ系に対応する構成とした場合に得られるものとされ、図２（ａ）〜（ｈ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗとされる条件での各部の動作が示され、図２（ｉ）〜（ｐ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最小負荷電力Ｐｏmin＝２０Ｗとされる条件での図２（ａ）〜（ｈ）と同じ部位の動作が示される。
【００５０】
先ず、図２（ａ）〜（ｈ）に示される最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作から説明する。
この図においては、１スイッチング周期内の動作モードについて、モード▲１▼〜▲５▼までの５段階の動作モードが示される。
メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなるように制御されるのは、期間ＴONにおいてであり、この期間ＴONにおいてはモード▲１▼としての動作が得られる。なお、補助スイッチング素子Ｑ2は、この期間ＴONにおいてはオフ状態にあるように制御される。
【００５１】
モード▲１▼（期間ＴON）においては、図２（ｂ）に示す波形により、メインスイッチング素子Ｑ1のドレインにスイッチング出力電流Ｉ1が流れるのであるが、このスイッチング出力電流Ｉ1は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスＬ1を介してメインスイッチング素子Ｑ1に流れるものである。このときのスイッチング出力電流Ｉ1としては、図２（ｂ）の期間ＴONに示すように、初期において負の方向から正の方向に反転する波形となる。ここで、スイッチング出力電流Ｉ1が負の方向に流れる期間は、直前の期間ｔｄ２の終了を以て並列共振コンデンサＣｒにおける放電が終了することでクランプダイオードＤD1が導通し、クランプダイオードＤD1→一次巻線Ｎ1を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流すことで、電源側に電力を回生するモードとなる。
そして、スイッチング出力電流Ｉ1（図２（ｂ））が負の方向から正の方向に反転するタイミングにおいては、メインスイッチング素子Ｑ1は、ＺＶＳ(Zero Volt Switching)及びＺＣＳ(Zero Current Switching)によりターンオンする。
【００５２】
そして、次の期間ｔｄ１においては、モード▲２▼としての動作となる。
この期間では、メインスイッチング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1に流れていた電流は、並列共振コンデンサＣｒに流れることになる。このときに、並列共振コンデンサＣｒに流れる電流Ｉｃｒは、図２（ｆ）に示すように、正極性によりパルス的に現れる波形を示す。これは部分共振モードとしての動作とされる。また、このときには、メインスイッチング素子Ｑ1に対して並列に並列共振コンデンサＣｒが接続されていることで、メインスイッチング素子Ｑ1はＺＶＳによりターンオフされるものである。
【００５３】
続いては、補助スイッチング素子Ｑ2がオン状態となるように制御されると共に、メインスイッチング素子Ｑ1がオフ状態にあるように制御される期間となり、これは、図２（ｃ）に示す補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2が０レベルとなる期間ＴON2に相当する。
この期間ＴON2は、アクティブクランプ回路２０の動作期間であり、先ずモード▲３▼としての動作を行った後にモード▲４▼としての動作を行うようにされる。
【００５４】
先のモード▲２▼の動作では、一次巻線Ｎ1から流れる電流によって並列共振コンデンサＣｒへの充電が行われるが、これによりモード▲３▼の動作としては、一次巻線Ｎ1に得られている電圧レベルが、初期時（期間ＴON2開始時）におけるクランプコンデンサＣCL1の両端電圧レベルに対して同電位もしくはそれ以上となる。これにより、補助スイッチング素子Ｑ2に並列接続されるクランプダイオードＤD2の導通条件が満たされて導通することで、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL1の経路で電流が流れるようにされ、クランプ電流ＩCLとしては、図２（ｅ）の期間ＴON2開始時以降において、負方向から時間経過に従って０レベルに近づく鋸歯状波形が得られることになる。
ここで、例えば、クランプコンデンサＣCL1のキャパシタンスが並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスの５０倍以上となるように選定すれば、このモード▲３▼としての動作によっては、大部分の電流がクランプ電流ＩCLとしてクランプコンデンサＣCL1に対して流れるようにされ、並列共振コンデンサＣｒに対してはほとんど流れない。これにより、この期間ＴON2時にメインスイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧Ｖ1の傾きは緩やかとなるようにされ、結果的には図２（ａ）に示すようにして、３００Ｖｐにまで抑制されてその導通角は広がることになる。即ち、並列共振電圧Ｖ1に対するクランプ動作が得られる。
これに対して、先行技術としての回路（図７及び図８の回路）において得られる並列共振電圧Ｖ1は、５５０Ｖｐのレベルを有するパルス波形とされていたものである。
【００５５】
そして、期間ＴON2において上記モード▲３▼が終了すると引き続いてモード▲４▼としての動作に移行する。
このモード▲４▼開始時は、図２（ｄ）に示すクランプ電流ＩCLが負の方向から正方向に反転するタイミングとされる。このタイミングでは、補助スイッチング素子Ｑ2は、このクランプ電流ＩCLが負の方向から正方向に反転するタイミングで、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオンする。
このようにして補助スイッチング素子Ｑ2がオンとなる状態では、このときに得られる一次側並列共振回路の共振作用によって、一次巻線Ｎ1→クランプコンデンサＣCLを介して、補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン→ソースにクランプ電流ＩCLが流れ、図２（ｄ）に示すように、正方向に増加していく波形が得られる。
【００５６】
ここで、図示していないが、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに印加される電圧は、駆動巻線Ｎｇに誘起された電圧とされ、これは矩形波状のパルス電圧となる。
また、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに流れるゲート流入電流Ｉｇは、コンデンサＣｇと抵抗Ｒ2とにより形成される微分回路によって、図２（ｄ）に示すようにして微分波形となって、期間ｔｄ１の終了直後と、期間ｔｄ２において流れるようにされる。期間ｔｄ１及び期間ｔｄ２は、メインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2が共にオフとなるスレッシュホールド期間とされ、上記ゲート流入電流Ｉｇが流れることによってこのスレッシュホールド期間が保持されるものである。
【００５７】
上記モード▲４▼の動作は、補助スイッチング素子Ｑ2がターンオンしていることで、これまで期間ＴOFFにおいて０レベルとされていた、補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2が立ち上がりを開始するタイミングを以て終了するようにされ、続いては、期間ｔｄ２におけるモード▲５▼としての動作に移行する。
モード▲５▼では、並列共振コンデンサＣｒが一次巻線Ｎ1に対して放電電流を流す動作が得られる。つまり部分共振動作が得られる。このときにメインスイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧Ｖ1は、上述もしたように並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスが小さいことに因って、その傾きが大きいものとなり、図２（ａ）に示すようにして、急速に０レベルに向かって下降するようにして立ち下がっていく。
そして、補助スイッチング素子Ｑ2は、上記モード▲４▼が終了してモード▲５▼が開始されるタイミングでターンオフを開始するが、このときには、上記したようにして並列共振電圧Ｖ1が或る傾きを有して立ち下がることで、ＺＶＳによるターンオフ動作となる。
また、補助スイッチング素子Ｑ2がターンオフすることによって発生する電圧は、上記したようにして並列共振コンデンサＣｒが放電を行うことで、急峻には立ち上がらないようにされる。この動作は、例えば図２（ｃ）の補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2として示されるように、期間ｔｄ２（モード▲５▼時）を以て、或る傾きを有して０レベルからピークレベルに遷移する波形として示されている。
なお、この補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2としては、補助スイッチング素子Ｑ2がオフとされる期間ＴOFF2において、例えば３００Ｖｐを有すると共に、この期間ＴOFF2の開始期間である期間ｔｄ１（モード▲２▼時）を以て０レベルに遷移し、終了期間である期間ｔｄ２（モード▲５▼時）を以て、上述のように０レベルから３００Ｖｐに遷移する波形となる。
そして、以降は、１スイッチング周期ごとにモード▲１▼〜▲５▼の動作が繰り返される。
【００５８】
また、二次側の動作としては、図２（ｇ）に二次巻線Ｎ2（二次側並列共振コンデンサＣ2）の両端に得られる二次側交番電圧Ｖ3が示され、図２（ｈ）に二次側整流ダイオードＤOに流れる二次側整流電流Ｉｏが示される。
二次側交番電圧Ｖ3は、二次側整流ダイオードＤO1が導通してオンとなる期間ＤONにおいて、二次側直流電圧ＥO1のレベルでクランプされ、オフとなる期間ＤOFFにおいて、負極性の方向にピークとなる正弦波上の波形が得られる。
また、二次側整流電流Ｉｏは、期間ＤOFFには０レベルで、期間ＤONにおいて図示する波形により流れるものとなる。
【００５９】
また、上記図２（ａ）〜（ｈ）に示した各部の動作波形は、例えば最小負荷電力Ｐｏmin＝２０Ｗにまで負荷電力が小さくなった条件の下では、それぞれ、図２（ｉ）〜（ｐ）に示すようにして変化する。
【００６０】
ここで、例えば図２（ａ）と図２（ｉ）の一次側並列共振電圧Ｖ1を比較して分かるように、図２（ｉ）に示す波形のほうが、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONが顕著に短くなっており、これによってスイッチング周波数は図２（ａ）に示す最大負荷電力時よりも高くなっている。なお、実際としては、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴOFFも若干の変化が得られている。
これは、一次側のメインスイッチング素子Ｑ1は、負荷電力が小さくなって二次側出力電圧ＥO1が上昇するのに応じて、スイッチング周波数が高くなるように制御され、これと同時に１スイッチング周期内のオン／オフ期間が可変制御されることを示している。即ち、前述した３つのパラメータ（スイッチング周波数ｆｓ、期間ＴON、ＴOFF）を可変制御する複合制御方式による定電圧動作が得られていることを示している。
【００６１】
一方、補助スイッチング素子Ｑ2は、駆動巻線Ｎｇに得られる電圧波形に従ったタイミングで駆動されるもので、駆動巻線Ｎｇに得られる電圧は、一次巻線Ｎ1に発生する交番電圧によって励起されるものである。従って、上記のようにしてメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作が制御されるのに同期するようにして、補助スイッチング素子Ｑ2は、オン期間ＴON2及びオフ期間ＴOFF2が可変されることで、やはりスイッチング周波数が可変制御される。
つまり、本実施の形態においては、補助スイッチング素子Ｑ2側については自励式で駆動しているのに関わらず、メインスイッチング素子Ｑ1のオン／オフ期間の変化に対応するようにして、補助スイッチング素子Ｑ2のオン／オフ期間も同時に制御されるものである。これは、負荷変動及び整流平滑電圧Ｅｉ等の変動に応じて駆動巻線Ｎｇの誘起電圧が変化するために、補助スイッチング素子Ｑ2のドライブ電圧レベルが変化することに起因するものである。
【００６２】
そして、このような軽負荷の条件の下でも、図２（ｉ）〜（ｐ）側に示すタイミングでモード▲１▼〜▲５▼の動作が行われることで、一次側並列共振電圧Ｖ1のピークレベルが抑制され、また、補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2のピークレベルも例えば２４０Ｖｐ程度にまで抑制される。特に一次側並列共振電圧Ｖ1は、最小負荷電力時においては、１５０Ｖｐにまで抑制される。
【００６３】
参考のために、上記図２に示した実験結果を得た際の、図１に示した電源回路における要部の素子についての選定値を示しておく。
先ず、メインスイッチング素子Ｑ1には４００Ｖ／１０Ａの低オン抵抗品を選定し、補助スイッチング素子Ｑ2については、４００Ｖ／３Ａの低オン抵抗品を選定した。
また、残る各素子については以下のような値を選定した。
並列共振コンデンサＣｒ＝３３００ｐＦ
クランプコンデンサＣCL＝０．１μＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦ
一次巻線Ｎ1＝二次巻線Ｎ2＝４３Ｔ
コンデンサＣｇ＝０．３３μＦ
抵抗Ｒ1＝２２Ω
抵抗Ｒ2＝１００Ω
そして、これらの素子を選定した場合に設定すべきスイッチング周波数ｆｓの可変範囲としては、例えば１００ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚとなる。
【００６４】
また、図３に、図１に示した電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏに対する、電力変換効率ηDC→DC、スイッチング周波数ｆｓ、メインスイッチング素子Ｑ1の期間ＴON，ＴOFFとの関係を示す。ただし、この図に示す特性は、ＡＣ２００Ｖ系の条件に対応した場合の特性とされ、整流平滑電圧Ｅｉ＝２５０Ｖで一定とされる条件のもとで測定されている。
この図に示すようにして、負荷電力が重くなっていくのに従い、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONが長くなっていくようにＰＷＭ制御（導通角制御）が行われ、これと同時に、オフとなる期間ＴOFFもより緩やかではあるが長くなっていくようにＰＷＭ制御が行われていることが分かる。そしてこれと同時に、スイッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されている。
そして、一次側並列共振電圧Ｖ1は、負荷が重くなるのに従って、やや上昇してはいくものの、６００Ｖ程度の範囲で抑制されていることが分かる。
また、電力変換効率は、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ程度の系負荷時には９２パーセント程度であるが、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ程度以上で９４％以上が維持されているという良好な結果が得られている。
【００６５】
また、図４には、図１に示した電源回路の特性として、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対する、電力変換効率ηDC→DC、スイッチング周波数ｆｓ、メインスイッチング素子Ｑ1の期間ＴON，ＴOFFとの関係を示す。なお、この特性は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの条件で得られたものとされる。
【００６６】
この場合にも、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONは、整流平滑電圧Ｅｉの上昇に応じて短くなるように制御され、これと同時に、オフとなる期間ＴOFFは、緩やかな傾きを有して長くなっていく。そして総合的には、スイッチング周波数ｆｓは、整流平滑電圧Ｅｉの上昇に応じて高くなっていくように制御される。
また、一次側並列共振電圧Ｖ1は、整流平滑電圧Ｅｉの上昇に応じて高くなっていくのではあるが、例えばＥｉ＝４００Ｖ時でもＶ1＝８００Ｖ程度未満に抑制されるものである。
また、電力変換効率に関しては、整流平滑電圧Ｅｉの変化に関わらず、９４パーセント以上が維持される。
【００６７】
これまでの説明から分かるように、図１に示す回路では、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ時に発生するとされる並列共振電圧Ｖ1に対するクランプが行われて、そのレベルが抑制されることになる。そして、例えば最大負荷条件のもとでＡＣ１００Ｖ系としてＶAC＝１４４Ｖ程度までに上昇したとしても、並列共振電圧Ｖ1は３００Ｖｐ程度に抑えられる。また、ＡＣ２００Ｖ系の場合でも、並列共振電圧Ｖ1のピークレベルの最大値としては、通常動作時では６００Ｖ程度に抑制することが可能になる。従って、図１に示す回路としては、メインスイッチング素子Ｑ1について、ＡＶ１００Ｖ系に対応する場合には４００Ｖの耐圧品を選定し、また、ＡＣ２００Ｖ系に対応する場合には、８００Ｖの耐圧品を選定すればよいことになる。つまり、例えば図７及び図８に示した回路の場合よりも定耐圧品を選定することができる。また、補助スイッチング素子Ｑ2についても同様の耐圧品を選定すればよい。
【００６８】
これにより、図１に示す回路としては、図７及び図８に示す回路の場合よりもスイッチング素子の特性が向上する。例えばスイッチング素子がＭＯＳ−ＦＥＴとされる場合には、オン抵抗が低下するものである。そしてこれにより電力変換効率の向上が図られる。例えば、実験結果としては、図７及び図８に示す回路が９２％の電力変換効率であるのに対して、図１に示す回路では９３％（交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時）という結果が得られている。
また、本実施の形態としては、先にも述べたようにして、スイッチング周波数ｆｓと、スイッチング素子のオン期間及びオフ期間の３つの要素を可変制御する複合制御方式としての動作が得られることで、定電圧制御のための制御範囲も拡大されるものである。
【００６９】
また、スイッチング素子について低耐圧品が選定されることで、スイッチング素子の小型化も図られることになる。例えば図７及び図８に示す回路に使用されるスイッチング素子は、１０００Ｖ以上の耐圧品が必要となることから、そのパッケージのサイズが比較的大型となるのに対して、図１に示す回路における各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2としては、より小さなパッケージ品を使用することが可能になるものである。
また、並列共振電圧Ｖ1のレベルが抑制されることで、図１に示す回路では、並列共振コンデンサＣｒについても、図７及び図８の回路の場合より低耐圧品を採用することが可能になり、従って、並列共振コンデンサＣｒの小型化も図られる。
また、この図に示す電源回路では、負荷電力（二次側出力電圧）の変動に応じて一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数が可変制御されるために、負荷短絡時においては、スイッチング周波数を低下させるように動作する。
例えば図７及び図８に示した回路では、負荷短絡時におけるスイッチング周波数の低下によってオン期間が長くなることで、スイッチング素子や並列共振コンデンサにかかる電圧が上昇する。このために、負荷短絡時に生じる高レベルの電圧、電流を制限してスイッチング素子を保護するための保護回路が必要とされていた。
これに対して、本実施の形態の電源回路においては、負荷変動に対する並列共振電圧Ｖ1の変化が少ないことから、例え負荷短絡時においてスイッチング周波数が低下したとしても並列共振電圧Ｖ1の上昇は抑制され、負荷短絡時に対応する保護回路を省略することが可能となる。
【００７０】
そして、特に本実施の形態においては、アクティブクランプ回路２０において補助スイッチング素子Ｑ2をスイッチング駆動させるのに、駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒ1，Ｒ2から成る、自励式の駆動回路系が備えられることに１つの特徴を有している。
例えば、補助スイッチング素子Ｑ2をスイッチング駆動するための他の構成として、スイッチング駆動部１０において、補助スイッチング素子Ｑ2を複合制御により駆動するための他励式による駆動回路系を追加的に備えることが考えられる。つまり、メインスイッチング素子Ｑ1と共に補助スイッチング素子Ｑ2を他励式ＩＣなどの回路により駆動するものである。しかし、この構成では、メインスイッチング素子Ｑ1についてのスイッチング周波数制御とＰＷＭ制御を同時に行うための他励式の回路系と、補助スイッチング素子Ｑ2についてのスイッチング周波数制御とＰＷＭ制御を同時に行うための他励式の回路系とを設ける必要がある。従って、それだけ、回路構成が複雑になると共に部品点数も増加して、回路の小型軽量化の妨げとなる。
これに対して、本実施の形態として上記したような構成を採れば、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回路系としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装される１Ｔのみの巻線と、２本の抵抗、及び１本のコンデンサという、非常に簡略な回路構成となるものであり、他励式の場合と同様の動作が実現できるものである。
【００７１】
図５は、本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成を示す回路図である。この電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備え、二次側に並列共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとされる。また、一次側電圧共振形コンバータは、１石のスイッチング素子を備えたシングルエンド方式の構成を採る。
なお、この図に示す電源回路において、図１，図７，図８と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００７２】
図５に示す電源回路は、一次側の構成としては、先に図８に示した自励シングルエンド方式の電圧共振形コンバータを備える。また、複合制御方式による定電圧制御を行うために、直交型制御トランスＰＲＴを備える構成を採っている。そして、この構成に対して、自励式により動作するアクティブクランプ回路２０Ａが備えられる。
【００７３】
アクティブクランプ回路２０Ａは、この場合にはＢＪＴである補助スイッチング素子Ｑ2を備えて成る。この補助スイッチング素子Ｑ2のコレクタはクランプコンデンサＣCLを介して一次巻線Ｎ1の巻始め端部と接続される。この場合、一次巻線Ｎ1の巻始め端部は、電流検出巻線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続される。
補助スイッチング素子Ｑ2のエミッタは、スイッチング素子Ｑ1のコレクタに対して接続される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2のベースには、抵抗Ｒ1−コンデンサＣｇ−駆動巻線Ｎｇの直列接続回路から成る自励式のための駆動回路が接続される。この場合にも、駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わり端部を１Ｔ巻き上げるようにして形成されている。また、補助スイッチング素子Ｑ2のベース−エミッタ間にはターンオン時のクランプ電流の経路を形成するクランプダイオードが並列に接続される。この場合、図１に示す回路において設けられていた抵抗Ｒ2は省略される。
【００７４】
また、この電源回路の二次側の整流回路系は、図７と同様の構成を採っている。つまり、二次側並列共振回路（二次巻線Ｎ2／／二次側並列共振コンデンサＣ2）に対してブリッジ整流回路ＤBRを接続しているもので或る。
この場合には、二次側直流出力電圧Ｅ0を分岐して制御回路１の検出電圧として入力している。制御回路１及び直交型制御トランスＰＲＴによる複合制御方式としての定電圧制御動作については、図８により説明したとおりである。
ただし、この場合にも、複合制御方式としては、スイッチング周波数ｆｓと、スイッチング素子のオン期間及びオフ期間の３つの要素を可変制御するように動作することで制御範囲を拡大している。
【００７５】
このような構成においても、例えば図２の波形図により説明したのと同様の動作が得られるものであり、一次側並列共振電圧Ｖ1の抑制と、これに伴うスイッチング素子、及び各種コンデンサの小型化及び低コスト化が図られる。
【００７６】
図６は、第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１、図５、図７、図８と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
図６に示す電源回路の一次側においては、メインスイッチング素子Ｑ1と補助スイッチング素子Ｑ2とについて、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が選定されている。また、これ以外の一次側における構成は、図１に示した回路と同様となる。
このような構成であっても、先の各実施の形態と同様の作用効果が得られると共に、ＩＧＢＴを選定することで、例えばより高い電力変換効率を得ることが可能になるものである。
【００７７】
また、この図に示す電源回路の二次側においては、二次側並列共振回路（二次巻線Ｎ2／／二次側並列共振コンデンサＣ2）に対して、２本の整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び２本の平滑コンデンサＣO1，O2が、図示する接続形態によって接続されることで、倍電圧整流回路を形成している。これにより、平滑コンデンサＣO1の正極端子と二次側アース間に得られる電圧、即ち二次側直流電圧Ｅｏとしては、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。従って、例えば二次側直流電圧Ｅｏのレベルとして、通常の等倍電圧整流回路を接続した場合と同等レベルが得られればよいとされる場合には、二次巻線Ｎ2の巻数を１／２に低減することが可能であり、例えばその分、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型軽量化を図ることが可能となる。
【００７８】
なお、本発明の実施の形態として各図に示した構成に限定されるものではない。例えば、上記実施の形態では、メインとなるスイッチング素子と補助スイッチング素子とについては、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＢＪＴ、ＩＧＢＴ等を採用するものとしているが、ほかにも例えばＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）などの他の素子を採用することも考えられるものである。また、メインスイッチング素子Ｑ1を他励式により駆動するためのスイッチング駆動部の構成も各図に示したものに限定される必要はなく、適宜適切とされる回路構成に変更されて構わない。
また、二次側共振回路を含んで形成される二次側の整流回路としても、実施の形態としての各図に示した構成に限定されるものではなく、他の回路構成が採用されて構わないものである。
【００７９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明のスイッチング電源回路では、一次側に電圧共振形コンバータを備え、二次側には並列共振回路を備える複合共振形スイッチングコンバータの構成に対して、その一次側にアクティブクランプ回路を設けることで、一次側並列共振コンデンサの両端に生じる並列共振電圧パルスをクランプして、そのレベルを抑制するようにされる。これによって、電源回路に備えられるスイッチング素子、及び一次側並列共振コンデンサ等の各素子の耐圧については、これまでよりも低耐圧品を選定することができる。
【００８０】
また、本発明のアクティブクランプ回路としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線を巻き上げて形成した駆動巻線を備えた自励式駆動回路を備えていることで、駆動回路系が簡略化されて部品点数も少なくて済むため、特に回路の小型軽量化に大きく寄与できるものである。
さらに、このような駆動回路系の構成では、スイッチング周波数制御に伴う１スイッチング周期内の可変動作として、スイッチング素子（メイン及び補助）のオン期間とオフ期間が同時に制御される動作となるために、定電圧制御範囲が拡大されるという効果も有している。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】本実施の形態のスイッチング電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図３】本実施の形態のスイッチング電源回路の特性として、負荷電力に対する、電力変換効率、スイッチング周波数、期間ＴON／ＴOFFを示す特性図である。
【図４】本実施の形態のスイッチング電源回路の特性として、直流入力電圧に対する、電力変換効率、スイッチング周波数、期間ＴON／ＴOFFを示す特性図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図８】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図９】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図である。
【図１０】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動作を示す等価回路図である。
【図１１】図７及び図８に示すスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図１２】図７及び図８に示すスイッチング電源回路についての、交流入力電圧に対する特性を示す説明図である。
【符号の説明】
１０ スイッチング駆動部、１１ 発振回路、１２ ドライブ回路、２０,２０Ａ アクティブクランプ回路、３０ フォトカプラ、Ｑ1 メインスイッチング素子、Ｑ2 補助スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃｒ一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＣCL クランプコンデンサ、駆動巻線Ｎｇ、コンデンサＣｇ、Ｒ1，Ｒ2 抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図７の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、先行技術としてのスイッチング電源回路の一例を示している。
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【０００４】
上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータが備えられる。
ここでの電圧共振形コンバータは他励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1には例えばＭＯＳ−ＦＥＴが使用される。スイッチング素子Ｑ1のドレインは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、ソースは一次側アースに接続される。
【０００５】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次側並列共振回路を形成するものとされている。そして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路による共振動作が得られるようにされることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振形となる。
【０００６】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、いわゆるボディダイオードによるクランプダイオードＤDが並列に接続されていることで、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成する。
さらにこの場合は、スイッチング素子Ｑ1のドレインが、次に説明するスイッチング駆動部１０内の発振回路１１に対して接続されている。この発振回路１１に対して入力されるドレインの出力は、後述するようにしてスイッチング周波数制御時におけるスイッチングのオン期間を可変制御するために利用される。
【０００７】
上記スイッチング素子Ｑ1は、発振回路１１及びドライブ回路１２を統合的に備えるスイッチング駆動部１０によって、そのスイッチング駆動されると共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数が可変制御される。なお、この場合のスイッチング駆動部１０は、例えば１つの集積回路（ＩＣ）として備えられる。
また、このスイッチング駆動部１０は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されており、例えば電源起動時において、上記起動抵抗Ｒｓを介して電源電圧が印加されることで起動するようにされている。
【０００８】
スイッチング駆動部１０内の発振回路１１では、発振動作を行って発振信号を生成して出力する。そして、ドライブ回路１２においてはこの発振信号をドライブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1のゲートに対して出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、発振回路１１にて生成される発振信号に基づいたスイッチング動作を行うようにされる。従って、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッチング周期内のオン／オフ期間のデューティは、発振回路４にて生成される発振信号に依存して決定される。
【０００９】
ここで、上記発振回路１１では、後述するようにしてフォトカプラ２を介して入力される二次側直流出力電圧ＥOのレベルに基づいて発振信号周波数（スイッチング周波数ｆｓ）を可変する動作を行うようにされている。また、このスイッチング周波数ｆｓを可変すると同時に、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とした上で、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴON（導通角）が可変されるように、発振信号波形の制御を行うようにされている。この期間ＴONの可変制御は、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られるスイッチング共振パルス電圧Ｖ1のレベルに基づいて行うようにされる。
こうした発振回路１２の動作により、後述するようにして二次側直流出力電圧ＥOについての安定化が図られる。
【００１０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図９に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。
ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００１１】
上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わり端部は、図７に示すようにスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続され、巻始め端部は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、スイッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生する。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００１３】
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００１４】
上記のようにして形成される電源回路の二次側に対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣOから成る整流平滑回路を備えることで二次側直流出力電圧ＥOを得るようにしている。つまり、この構成では二次側においてブリッジ整流回路ＤBRによって全波整流動作を得ている。この場合、ブリッジ整流回路ＤBRは二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力することで、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧とほぼ等倍レベルに対応する二次側直流出力電圧ＥOを生成する。
また、二次側直流出力電圧ＥOは、フォトカプラ３０を介することで一次側と二次側を直流的に絶縁した状態で、一次側のスイッチング駆動部１０内の発振回路１１に対して入力されるようにもなっている。
【００１５】
ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の動作としては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の極性（巻方向）と整流ダイオードＤO（ＤO1，ＤO2）の接続関係と、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の極性変化によって、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図１０（ａ）に示す回路と等価となる場合に相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１０（ｂ）に示す回路と等価となる場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。
これを、図７に示す二次側の動作に対応させてみると、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正極性のときにブリッジ整流回路ＤBRに整流電流が流れる動作は＋Ｍの動作モード（フォワード動作）と見ることができ、また逆に二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が負極性のときにブリッジ整流ダイオードＤBRに整流電流が流れる動作は−Ｍの動作モード（フライバック動作）であると見ることができる。二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正／負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍのモードで動作することになる。
【００１６】
このような構成では、一次側並列共振回路と二次側並列共振回路の作用によって増加された電力が負荷側に供給され、それだけ負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。
これは、先に図９にて説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数による疎結合としたことによって、更に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現されるものである。例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設けられない場合には、フライバック動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異常となる可能性が高く、上述した全波整流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。
【００１７】
また、この図７に示す回路における安定化動作は次のようになる。
一次側のスイッチング駆動部１０内の発振回路１１に対しては、前述したように、フォトカプラ３０を介して二次側直流出力電圧ＥOが入力される。そして、発振回路１１においては、この入力された二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じて、発振信号の周波数を可変して出力するようにされる。これは即ち、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となるが、これにより、一次側電圧共振形コンバータと絶縁コンバータトランスＰＩＴとの共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に伝送されるエネルギーも変化することになる。この結果、二次側直流出力電圧ＥOとしては、所要のレベルで一定となるように制御されることになる。即ち、電源の安定化が図られる。
【００１８】
また、この図７に示す電源回路においては、発振回路１１においてスイッチング周波数を可変するのにあたり、先にも述べたように、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえで、オンとなる期間ＴONを可変制御するようにされる。つまり、この電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波数を可変制御するように動作することで、スイッチング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行うようにされているものである。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回路系によって実現している。なお、本明細書では、このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。
【００１９】
また、図８に、本出願人が提案した内容に基づいて構成される電源回路としての他の例を示す。なお、この図において図７と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
図８に示す電源回路の一次側には、１石のスイッチング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行う電圧共振形コンバータ回路として、自励式の構成が示される。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００２０】
スイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース電流制限抵抗ＲB−起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは接地される。
【００２１】
また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。そしてこの場合にも、並列共振コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。
【００２２】
この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【００２３】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得られるとされるスイッチング出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達するようにされている。
【００２４】
また、この図８に示す回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、先に図９により説明したのと同様の構造を有するものとされていることで、一次側と二次側は疎結合の状態が得られるようにされている。
【００２５】
そして図８に示す回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においても、二次巻線Ｎ2に対して二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次側並列共振回路が形成されており、従って、この電源回路としても複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を得ている。
【００２６】
また、この電源回路の二次側では、二次巻線Ｎ2に対して１本のダイオードＤOと平滑コンデンサＣOから成る半波整流回路が備えられていることで、フォワード動作のみの半波整流動作によって二次側直流出力電圧ＥOを得るようにされている。この場合、二次側直流出力電圧ＥOは制御回路１に対しても分岐して入力され、制御回路１においては、直流出力電圧ＥOを検出電圧として利用するようにしている。
【００２７】
制御回路１では、二次側の直流出力電圧レベルＥOの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。また、このような直交形制御トランスＰＲＴを備えた定電圧制御の構成にあっても、一次側のスイッチングコンバータが電圧共振形とされていることで、スイッチング周波数の可変制御と同時にスイッチング周期におけるスイッチング素子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行う、複合制御方式としての動作が行われる。
【００２８】
図１１は、上記図７及び図８に示した電源回路における一次側電圧共振形コンバータの動作を示す波形図である。図１１（ａ）（ｂ）（ｃ）は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作を示し、図１１（ｄ）（ｅ）（ｆ）は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗとされる無負荷時の動作を示している。
【００２９】
スイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うと、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFにおいては、一次側並列共振回路の共振動作が得られる。これによって、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1としては、、図１１（ａ）（ｄ）に示すようにして、期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振パルスが現れる波形となる。
また、期間ＴOFFにおいて並列共振動作が得られることで、並列共振コンデンサＣｒに流れる並列共振電流Ｉｃｒとしては、図１１（ｃ）（ｆ）に示すようにして、この期間ＴOFFにおいて、略正弦波状によって正方向から負の方向に遷移するようにして流れることになる。
【００３０】
ここで、図１１（ａ）と図１１（ｄ）を比較して分かるように、負荷電力Ｐｏが小さくなるのに従ってスイッチング周波数ｆｓは高くなるように制御されており、また、期間ＴOFFを一定として、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONについて可変を行うことでスイッチング周波数ｆｓ（スイッチング周期）を可変するようにされている。即ち、前述した複合制御方式としての動作が示されているものである。
また、図７及び図８に示される電圧共振形コンバータの構成では、上記並列共振電圧Ｖ1のレベルは負荷電力変動に対応して変化し、例えば、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には５５０Ｖｐとなり、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時には、３００Ｖｐとなる。即ち、負荷電力が重くなるのに従って、並列共振電圧Ｖ1は上昇する傾向を有する。
【００３１】
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン又はコレクタに流れるスイッチング出力電流ＩQ1は、図１１（ｂ）（ｅ）に示すようにして、期間ＴOFFには０レベルで、期間ＴONにおいて図示する波形によって流れる。このスイッチング出力電流ＩQ1のレベルもまた、負荷電力Ｐｏが重くなるのに応じて高くなる傾向を有しており、例えばこの図によれば、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には３．８Ａとなり、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時には、１Ａとなる。
【００３２】
また、図７及び図８に示した電源回路の特性として、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時における、交流入力電圧ＶACに対するスイッチング周波数ｆｓ、スイッチング周期内の期間ＴOFFと期間ＴON、及び並列共振電圧Ｖ1の変動特性を、図１２に示す。
【００３３】
図１２に示されるように、先ず、スイッチング周波数ｆｓとしては、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４０Ｖの変動範囲に対してｆｓ＝１１０ＫＨｚ〜１４０ＫＨｚ程度の範囲で変化することが示されている。これは即ち、直流入力電圧変動に応じて二次側直流出力電圧ＥOの変動を安定化する動作が行われることを示している。交流入力電圧ＶACの変動に対しては、この交流入力電圧ＶACのレベルが高くなるのに応じてスイッチング周波数を上昇させるように制御を行うようにされている。
【００３４】
そして、１スイッチング周期内における期間ＴOFFと期間ＴONについてであるが、期間ＴOFFはスイッチング周波数ｆｓに対して一定であり、期間ＴONがスイッチング周波数ｆｓの上昇に応じて二次曲線的に低くなっていくようにされており、スイッチング周波数制御として複合制御方式の動作となっていることがここでも示される。
【００３５】
また、並列共振電圧Ｖ1も、商用交流電源ＶACの変動に応じて変化するものとされ、図示するように、交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じてそのレベルが上昇するように変動する。
【００３６】
【発明が解決しようとする課題】
例えば図７及び図８に示したように、複合制御方式により二次側直流出力電圧を安定化する構成を採る電源回路では、上記図１１（ａ）（ｂ）及び図１２にも示されるように、並列共振電圧Ｖ1のピークレベルは、負荷条件及び交流入力電圧ＶACの変動に応じて変化する。そして、特に最大負荷電力に近い重負荷の状態で、例えば１００Ｖ系の商用交流電源ＡＣとしての交流入力電圧ＶACのレベルが１４０Ｖにまで上昇したとされる場合には、図１２に示したようにして、並列共振電圧Ｖ1は最大で７００Ｖｐにまで上昇する。
【００３７】
このために、並列共振電圧Ｖ1が印加される並列共振コンデンサＣｒ及びスイッチング素子Ｑ1については、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系に対応する場合には８００Ｖの耐圧品を選定し、また、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系に対応する場合には１２００Ｖの耐圧品を選定する必要があることになる。これにより、並列共振コンデンサＣｒ及びスイッチング素子Ｑ1としては共に大型となり、またコストも高くなる。
【００３８】
また、スイッチング素子としては、これを高耐圧な構造とするほどその特性は低下するという特質を有している。このため、上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1について高耐圧のものを選定することで、スイッチング動作による電力損失は増加して電力変換効率の低下を招くことにもなる。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮し、複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採るスイッチング電源回路として、電力変換効率を向上し、また、小型軽量化を図ることを目的とする。
【００４０】
このため本発明としてはスイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、入力された直流入力電圧を断続して出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、このスイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスとを備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次側巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、絶縁コンバータトランスの一次側巻線を巻き上げるようにして形成される駆動巻線を少なくとも備えて成る自励式駆動回路と、この自励式駆動回路によりスイッチング駆動される補助スイッチング素子を備え、メインスイッチング素子がオフとなる期間において一次側並列共振コンデンサの両端に発生する一次側並列共振電圧をクランプするように設けられるアクティブクランプ手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記メインスイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御すると共に、スイッチング周期内のオン／オフ期間を可変するようにして上記メインスイッチング素子をスイッチング駆動することで定電圧制御を行うようにされるスイッチング駆動手段とを備えるものである。
【００４１】
上記構成によれば、一次側においては電圧共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回路を備え、二次側には、二次側巻線及び二次側並列共振コンデンサとにより形成される二次側並列共振回路とが備えられた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバータの構成が得られる。
そして一次側においては、メインスイッチング素子のオフ時に発生する並列共振電圧をクランプするためのアクティブクランプ手段が備えられることで、この並列共振電圧レベルを抑制するようにされる。また、このアクティブクランプ手段は、絶縁コンバータトランスの一次側巻線を巻き上げて形成した駆動巻線を備えた自励発振駆動回路により駆動される。これはつまり、例えば簡略な駆動回路構成であっても、メインスイッチング素子に同期したオン／オフタイミングで、補助スイッチング素子をスイッチング駆動することが可能とされることを意味する。そしてまた、定電圧制御としては、スイッチング周波数と共に、１スイッチング周期内のオン／オフ期間のデューティ比を可変制御することで行うようにされる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。なお、この図において図７及び図８と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。また、この図１に示す電源回路も、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採り、従ってこの場合にも先に図９に示した構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴを備えているものとされる。これについては、後述する他の実施の形態としての電源回路についても同様とされる。
【００４３】
図１に示す電源回路の一次側の全体構成としては、先ず、メインとなるメインスイッチング素子Ｑ1を備え、基本的にはシングルエンド方式としてのスイッチング動作を他励式により行う電圧共振形コンバータが設けられる。また、これに加えて、後述するようにして、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1をクランプするためのアクティブクランプ回路２０が備えられる。 なお、この場合、メインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2には、共にＭＯＳ−ＦＥＴが使用される。
【００４４】
本実施の形態のスイッチング駆動部１０は、例えば図７と同様の構成を採る。
つまり、発振回路１１及びドライブ回路１２を備え、発振回路１１は、二次側直流出力電圧ＥOの変化に応じて発振周波数（スイッチング周波数ｆｓ）を可変し、一次側の並列共振電圧Ｖ1のパルスのレベルに応じて、１スイッチング周期内の波形のデューティ比を可変し、このようにして発生させた発信信号をドライブ回路１２に出力することで、メインスイッチング素子Ｑ1を駆動する。これにより、メインスイッチング素子Ｑ1は、負荷変動、交流入力電圧変動に応じてスイッチング周波数が変化すると同時に、１スイッチング周期内のオン／オフ期間が変化するようにされる。
特に本実施の形態においては、後述するようにして、アクティブクランプ回路２０の補助スイッチング素子Ｑ2が、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装された駆動巻線Ｎｇを備える自励駆動回路によって駆動されることで、１スイッチング周期内のオン期間だけではなく、オフ期間も可変制御される。即ち、本実施の形態としては、複合制御方式として、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数、１スイッチング周期内におけるオン期間及びオフ期間の３つのパラメータ変化による定電圧制御が行われるものである。
【００４５】
この場合、アクティブクランプ回路２０は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2を備えて形成される。クランプダイオードＤD2には、例えば、いわゆるボディダイオードが選定される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系として、駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒ1，Ｒ2を備えて成る。
【００４６】
補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続される。ここでは、クランプダイオードＤD2のアノードがソースに対して接続され、カソードがドレインに対して接続される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはクランプコンデンサＣCLの一方の端子と接続されて、その他方の端子は、整流平滑電圧Ｅｉのラインと一次巻線Ｎ1の巻始め端部との接続点に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは一次巻線Ｎ1の巻終わり端部に対して接続される。
つまり、本実施の形態のアクティブクランプ回路２０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構成されるものである。
【００４７】
また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して、抵抗Ｒ1−コンデンサＣｇ−駆動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ2ののための自励発振駆動回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻終わり端部側を巻き上げるようにして形成されており、この場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これにより、駆動巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧により励起された電圧が発生する。また、この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ1と駆動巻線Ｎｇとは逆極性の電圧が得られる。なお、実際としては駆動巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであればその動作は保証されるが、これに限定されるものではない。
また、抵抗Ｒ2は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と駆動巻線Ｎｇの接続点との間に対して挿入される。
【００４８】
また、この電源回路の二次側としては、二次巻線Ｎ2と二次側並列共振コンデンサＣ2とによる二次側並列共振回路が備えられたうえで、図示するように、二次巻線Ｎ2の巻始め端部側に接続される１本の整流ダイオードＤｏと平滑コンデンサＣｏから成る半波整流回路が形成され、この半波整流回路によって二次側直流出力電圧Ｅｏを得るようにされている。
【００４９】
図２の波形図は、上記図１に示した回路の動作として、主として一次側のスイッチング動作を示している。つまり、アクティブクランプ回路２０が設けられた電圧共振形コンバータとしての動作が示されているものである。この図２に示される動作は、図１に示す回路についてＡＣ１００Ｖ系に対応する構成とした場合に得られるものとされ、図２（ａ）〜（ｈ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗとされる条件での各部の動作が示され、図２（ｉ）〜（ｐ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最小負荷電力Ｐｏmin＝２０Ｗとされる条件での図２（ａ）〜（ｈ）と同じ部位の動作が示される。
【００５０】
先ず、図２（ａ）〜（ｈ）に示される最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作から説明する。
この図においては、１スイッチング周期内の動作モードについて、モード▲１▼〜▲５▼までの５段階の動作モードが示される。
メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなるように制御されるのは、期間ＴONにおいてであり、この期間ＴONにおいてはモード▲１▼としての動作が得られる。なお、補助スイッチング素子Ｑ2は、この期間ＴONにおいてはオフ状態にあるように制御される。
【００５１】
モード▲１▼（期間ＴON）においては、図２（ｂ）に示す波形により、メインスイッチング素子Ｑ1のドレインにスイッチング出力電流Ｉ1が流れるのであるが、このスイッチング出力電流Ｉ1は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスＬ1を介してメインスイッチング素子Ｑ1に流れるものである。このときのスイッチング出力電流Ｉ1としては、図２（ｂ）の期間ＴONに示すように、初期において負の方向から正の方向に反転する波形となる。ここで、スイッチング出力電流Ｉ1が負の方向に流れる期間は、直前の期間ｔｄ２の終了を以て並列共振コンデンサＣｒにおける放電が終了することでクランプダイオードＤD1が導通し、クランプダイオードＤD1→一次巻線Ｎ1を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流すことで、電源側に電力を回生するモードとなる。
そして、スイッチング出力電流Ｉ1（図２（ｂ））が負の方向から正の方向に反転するタイミングにおいては、メインスイッチング素子Ｑ1は、ＺＶＳ(Zero Volt Switching)及びＺＣＳ(Zero Current Switching)によりターンオンする。
【００５２】
そして、次の期間ｔｄ１においては、モード▲２▼としての動作となる。
この期間では、メインスイッチング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1に流れていた電流は、並列共振コンデンサＣｒに流れることになる。このときに、並列共振コンデンサＣｒに流れる電流Ｉｃｒは、図２（ｆ）に示すように、正極性によりパルス的に現れる波形を示す。これは部分共振モードとしての動作とされる。また、このときには、メインスイッチング素子Ｑ1に対して並列に並列共振コンデンサＣｒが接続されていることで、メインスイッチング素子Ｑ1はＺＶＳによりターンオフされるものである。
【００５３】
続いては、補助スイッチング素子Ｑ2がオン状態となるように制御されると共に、メインスイッチング素子Ｑ1がオフ状態にあるように制御される期間となり、これは、図２（ｃ）に示す補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2が０レベルとなる期間ＴON2に相当する。
この期間ＴON2は、アクティブクランプ回路２０の動作期間であり、先ずモード▲３▼としての動作を行った後にモード▲４▼としての動作を行うようにされる。
【００５４】
先のモード▲２▼の動作では、一次巻線Ｎ1から流れる電流によって並列共振コンデンサＣｒへの充電が行われるが、これによりモード▲３▼の動作としては、一次巻線Ｎ1に得られている電圧レベルが、初期時（期間ＴON2開始時）におけるクランプコンデンサＣCL1の両端電圧レベルに対して同電位もしくはそれ以上となる。これにより、補助スイッチング素子Ｑ2に並列接続されるクランプダイオードＤD2の導通条件が満たされて導通することで、クランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL1の経路で電流が流れるようにされ、クランプ電流ＩCLとしては、図２（ｅ）の期間ＴON2開始時以降において、負方向から時間経過に従って０レベルに近づく鋸歯状波形が得られることになる。
ここで、例えば、クランプコンデンサＣCL1のキャパシタンスが並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスの５０倍以上となるように選定すれば、このモード▲３▼としての動作によっては、大部分の電流がクランプ電流ＩCLとしてクランプコンデンサＣCL1に対して流れるようにされ、並列共振コンデンサＣｒに対してはほとんど流れない。これにより、この期間ＴON2時にメインスイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧Ｖ1の傾きは緩やかとなるようにされ、結果的には図２（ａ）に示すようにして、３００Ｖｐにまで抑制されてその導通角は広がることになる。即ち、並列共振電圧Ｖ1に対するクランプ動作が得られる。
これに対して、先行技術としての回路（図７及び図８の回路）において得られる並列共振電圧Ｖ1は、５５０Ｖｐのレベルを有するパルス波形とされていたものである。
【００５５】
そして、期間ＴON2において上記モード▲３▼が終了すると引き続いてモード▲４▼としての動作に移行する。
このモード▲４▼開始時は、図２（ｄ）に示すクランプ電流ＩCLが負の方向から正方向に反転するタイミングとされる。このタイミングでは、補助スイッチング素子Ｑ2は、このクランプ電流ＩCLが負の方向から正方向に反転するタイミングで、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオンする。
このようにして補助スイッチング素子Ｑ2がオンとなる状態では、このときに得られる一次側並列共振回路の共振作用によって、一次巻線Ｎ1→クランプコンデンサＣCLを介して、補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン→ソースにクランプ電流ＩCLが流れ、図２（ｄ）に示すように、正方向に増加していく波形が得られる。
【００５６】
ここで、図示していないが、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに印加される電圧は、駆動巻線Ｎｇに誘起された電圧とされ、これは矩形波状のパルス電圧となる。
また、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに流れるゲート流入電流Ｉｇは、コンデンサＣｇと抵抗Ｒ2とにより形成される微分回路によって、図２（ｄ）に示すようにして微分波形となって、期間ｔｄ１の終了直後と、期間ｔｄ２において流れるようにされる。期間ｔｄ１及び期間ｔｄ２は、メインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2が共にオフとなるスレッシュホールド期間とされ、上記ゲート流入電流Ｉｇが流れることによってこのスレッシュホールド期間が保持されるものである。
【００５７】
上記モード▲４▼の動作は、補助スイッチング素子Ｑ2がターンオンしていることで、これまで期間ＴOFFにおいて０レベルとされていた、補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2が立ち上がりを開始するタイミングを以て終了するようにされ、続いては、期間ｔｄ２におけるモード▲５▼としての動作に移行する。
モード▲５▼では、並列共振コンデンサＣｒが一次巻線Ｎ1に対して放電電流を流す動作が得られる。つまり部分共振動作が得られる。このときにメインスイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧Ｖ1は、上述もしたように並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスが小さいことに因って、その傾きが大きいものとなり、図２（ａ）に示すようにして、急速に０レベルに向かって下降するようにして立ち下がっていく。
そして、補助スイッチング素子Ｑ2は、上記モード▲４▼が終了してモード▲５▼が開始されるタイミングでターンオフを開始するが、このときには、上記したようにして並列共振電圧Ｖ1が或る傾きを有して立ち下がることで、ＺＶＳによるターンオフ動作となる。
また、補助スイッチング素子Ｑ2がターンオフすることによって発生する電圧は、上記したようにして並列共振コンデンサＣｒが放電を行うことで、急峻には立ち上がらないようにされる。この動作は、例えば図２（ｃ）の補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2として示されるように、期間ｔｄ２（モード▲５▼時）を以て、或る傾きを有して０レベルからピークレベルに遷移する波形として示されている。
なお、この補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2としては、補助スイッチング素子Ｑ2がオフとされる期間ＴOFF2において、例えば３００Ｖｐを有すると共に、この期間ＴOFF2の開始期間である期間ｔｄ１（モード▲２▼時）を以て０レベルに遷移し、終了期間である期間ｔｄ２（モード▲５▼時）を以て、上述のように０レベルから３００Ｖｐに遷移する波形となる。
そして、以降は、１スイッチング周期ごとにモード▲１▼〜▲５▼の動作が繰り返される。
【００５８】
また、二次側の動作としては、図２（ｇ）に二次巻線Ｎ2（二次側並列共振コンデンサＣ2）の両端に得られる二次側交番電圧Ｖ3が示され、図２（ｈ）に二次側整流ダイオードＤOに流れる二次側整流電流Ｉｏが示される。
二次側交番電圧Ｖ3は、二次側整流ダイオードＤO1が導通してオンとなる期間ＤONにおいて、二次側直流電圧ＥO1のレベルでクランプされ、オフとなる期間ＤOFFにおいて、負極性の方向にピークとなる正弦波上の波形が得られる。
また、二次側整流電流Ｉｏは、期間ＤOFFには０レベルで、期間ＤONにおいて図示する波形により流れるものとなる。
【００５９】
また、上記図２（ａ）〜（ｈ）に示した各部の動作波形は、例えば最小負荷電力Ｐｏmin＝２０Ｗにまで負荷電力が小さくなった条件の下では、それぞれ、図２（ｉ）〜（ｐ）に示すようにして変化する。
【００６０】
ここで、例えば図２（ａ）と図２（ｉ）の一次側並列共振電圧Ｖ1を比較して分かるように、図２（ｉ）に示す波形のほうが、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONが顕著に短くなっており、これによってスイッチング周波数は図２（ａ）に示す最大負荷電力時よりも高くなっている。なお、実際としては、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴOFFも若干の変化が得られている。
これは、一次側のメインスイッチング素子Ｑ1は、負荷電力が小さくなって二次側出力電圧ＥO1が上昇するのに応じて、スイッチング周波数が高くなるように制御され、これと同時に１スイッチング周期内のオン／オフ期間が可変制御されることを示している。即ち、前述した３つのパラメータ（スイッチング周波数ｆｓ、期間ＴON、ＴOFF）を可変制御する複合制御方式による定電圧動作が得られていることを示している。
【００６１】
一方、補助スイッチング素子Ｑ2は、駆動巻線Ｎｇに得られる電圧波形に従ったタイミングで駆動されるもので、駆動巻線Ｎｇに得られる電圧は、一次巻線Ｎ1に発生する交番電圧によって励起されるものである。従って、上記のようにしてメインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作が制御されるのに同期するようにして、補助スイッチング素子Ｑ2は、オン期間ＴON2及びオフ期間ＴOFF2が可変されることで、やはりスイッチング周波数が可変制御される。
つまり、本実施の形態においては、補助スイッチング素子Ｑ2側については自励式で駆動しているのに関わらず、メインスイッチング素子Ｑ1のオン／オフ期間の変化に対応するようにして、補助スイッチング素子Ｑ2のオン／オフ期間も同時に制御されるものである。これは、負荷変動及び整流平滑電圧Ｅｉ等の変動に応じて駆動巻線Ｎｇの誘起電圧が変化するために、補助スイッチング素子Ｑ2のドライブ電圧レベルが変化することに起因するものである。
【００６２】
そして、このような軽負荷の条件の下でも、図２（ｉ）〜（ｐ）側に示すタイミングでモード▲１▼〜▲５▼の動作が行われることで、一次側並列共振電圧Ｖ1のピークレベルが抑制され、また、補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2のピークレベルも例えば２４０Ｖｐ程度にまで抑制される。特に一次側並列共振電圧Ｖ1は、最小負荷電力時においては、１５０Ｖｐにまで抑制される。
【００６３】
参考のために、上記図２に示した実験結果を得た際の、図１に示した電源回路における要部の素子についての選定値を示しておく。
先ず、メインスイッチング素子Ｑ1には４００Ｖ／１０Ａの低オン抵抗品を選定し、補助スイッチング素子Ｑ2については、４００Ｖ／３Ａの低オン抵抗品を選定した。
また、残る各素子については以下のような値を選定した。
並列共振コンデンサＣｒ＝３３００ｐＦ
クランプコンデンサＣCL＝０．１μＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦ
一次巻線Ｎ1＝二次巻線Ｎ2＝４３Ｔ
コンデンサＣｇ＝０．３３μＦ
抵抗Ｒ1＝２２Ω
抵抗Ｒ2＝１００Ω
そして、これらの素子を選定した場合に設定すべきスイッチング周波数ｆｓの可変範囲としては、例えば１００ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚとなる。
【００６４】
また、図３に、図１に示した電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏに対する、電力変換効率ηDC→DC、スイッチング周波数ｆｓ、メインスイッチング素子Ｑ1の期間ＴON，ＴOFFとの関係を示す。ただし、この図に示す特性は、ＡＣ２００Ｖ系の条件に対応した場合の特性とされ、整流平滑電圧Ｅｉ＝２５０Ｖで一定とされる条件のもとで測定されている。
この図に示すようにして、負荷電力が重くなっていくのに従い、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONが長くなっていくようにＰＷＭ制御（導通角制御）が行われ、これと同時に、オフとなる期間ＴOFFもより緩やかではあるが長くなっていくようにＰＷＭ制御が行われていることが分かる。そしてこれと同時に、スイッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されている。
そして、一次側並列共振電圧Ｖ1は、負荷が重くなるのに従って、やや上昇してはいくものの、６００Ｖ程度の範囲で抑制されていることが分かる。
また、電力変換効率は、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ程度の系負荷時には９２パーセント程度であるが、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ程度以上で９４％以上が維持されているという良好な結果が得られている。
【００６５】
また、図４には、図１に示した電源回路の特性として、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対する、電力変換効率ηDC→DC、スイッチング周波数ｆｓ、メインスイッチング素子Ｑ1の期間ＴON，ＴOFFとの関係を示す。なお、この特性は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの条件で得られたものとされる。
【００６６】
この場合にも、メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONは、整流平滑電圧Ｅｉの上昇に応じて短くなるように制御され、これと同時に、オフとなる期間ＴOFFは、緩やかな傾きを有して長くなっていく。そして総合的には、スイッチング周波数ｆｓは、整流平滑電圧Ｅｉの上昇に応じて高くなっていくように制御される。
また、一次側並列共振電圧Ｖ1は、整流平滑電圧Ｅｉの上昇に応じて高くなっていくのではあるが、例えばＥｉ＝４００Ｖ時でもＶ1＝８００Ｖ程度未満に抑制されるものである。
また、電力変換効率に関しては、整流平滑電圧Ｅｉの変化に関わらず、９４パーセント以上が維持される。
【００６７】
これまでの説明から分かるように、図１に示す回路では、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ時に発生するとされる並列共振電圧Ｖ1に対するクランプが行われて、そのレベルが抑制されることになる。そして、例えば最大負荷条件のもとでＡＣ１００Ｖ系としてＶAC＝１４４Ｖ程度までに上昇したとしても、並列共振電圧Ｖ1は３００Ｖｐ程度に抑えられる。また、ＡＣ２００Ｖ系の場合でも、並列共振電圧Ｖ1のピークレベルの最大値としては、通常動作時では６００Ｖ程度に抑制することが可能になる。従って、図１に示す回路としては、メインスイッチング素子Ｑ1について、ＡＶ１００Ｖ系に対応する場合には４００Ｖの耐圧品を選定し、また、ＡＣ２００Ｖ系に対応する場合には、８００Ｖの耐圧品を選定すればよいことになる。つまり、例えば図７及び図８に示した回路の場合よりも定耐圧品を選定することができる。また、補助スイッチング素子Ｑ2についても同様の耐圧品を選定すればよい。
【００６８】
これにより、図１に示す回路としては、図７及び図８に示す回路の場合よりもスイッチング素子の特性が向上する。例えばスイッチング素子がＭＯＳ−ＦＥＴとされる場合には、オン抵抗が低下するものである。そしてこれにより電力変換効率の向上が図られる。例えば、実験結果としては、図７及び図８に示す回路が９２％の電力変換効率であるのに対して、図１に示す回路では９３％（交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時）という結果が得られている。
また、本実施の形態としては、先にも述べたようにして、スイッチング周波数ｆｓと、スイッチング素子のオン期間及びオフ期間の３つの要素を可変制御する複合制御方式としての動作が得られることで、定電圧制御のための制御範囲も拡大されるものである。
【００６９】
また、スイッチング素子について低耐圧品が選定されることで、スイッチング素子の小型化も図られることになる。例えば図７及び図８に示す回路に使用されるスイッチング素子は、１０００Ｖ以上の耐圧品が必要となることから、そのパッケージのサイズが比較的大型となるのに対して、図１に示す回路における各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2としては、より小さなパッケージ品を使用することが可能になるものである。
また、並列共振電圧Ｖ1のレベルが抑制されることで、図１に示す回路では、並列共振コンデンサＣｒについても、図７及び図８の回路の場合より低耐圧品を採用することが可能になり、従って、並列共振コンデンサＣｒの小型化も図られる。
また、この図に示す電源回路では、負荷電力（二次側出力電圧）の変動に応じて一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数が可変制御されるために、負荷短絡時においては、スイッチング周波数を低下させるように動作する。
例えば図７及び図８に示した回路では、負荷短絡時におけるスイッチング周波数の低下によってオン期間が長くなることで、スイッチング素子や並列共振コンデンサにかかる電圧が上昇する。このために、負荷短絡時に生じる高レベルの電圧、電流を制限してスイッチング素子を保護するための保護回路が必要とされていた。
これに対して、本実施の形態の電源回路においては、負荷変動に対する並列共振電圧Ｖ1の変化が少ないことから、例え負荷短絡時においてスイッチング周波数が低下したとしても並列共振電圧Ｖ1の上昇は抑制され、負荷短絡時に対応する保護回路を省略することが可能となる。
【００７０】
そして、特に本実施の形態においては、アクティブクランプ回路２０において補助スイッチング素子Ｑ2をスイッチング駆動させるのに、駆動巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒ1，Ｒ2から成る、自励式の駆動回路系が備えられることに１つの特徴を有している。
例えば、補助スイッチング素子Ｑ2をスイッチング駆動するための他の構成として、スイッチング駆動部１０において、補助スイッチング素子Ｑ2を複合制御により駆動するための他励式による駆動回路系を追加的に備えることが考えられる。つまり、メインスイッチング素子Ｑ1と共に補助スイッチング素子Ｑ2を他励式ＩＣなどの回路により駆動するものである。しかし、この構成では、メインスイッチング素子Ｑ1についてのスイッチング周波数制御とＰＷＭ制御を同時に行うための他励式の回路系と、補助スイッチング素子Ｑ2についてのスイッチング周波数制御とＰＷＭ制御を同時に行うための他励式の回路系とを設ける必要がある。従って、それだけ、回路構成が複雑になると共に部品点数も増加して、回路の小型軽量化の妨げとなる。
これに対して、本実施の形態として上記したような構成を採れば、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回路系としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装される１Ｔのみの巻線と、２本の抵抗、及び１本のコンデンサという、非常に簡略な回路構成となるものであり、他励式の場合と同様の動作が実現できるものである。
【００７１】
図５は、本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成を示す回路図である。この電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備え、二次側に並列共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとされる。また、一次側電圧共振形コンバータは、１石のスイッチング素子を備えたシングルエンド方式の構成を採る。
なお、この図に示す電源回路において、図１，図７，図８と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００７２】
図５に示す電源回路は、一次側の構成としては、先に図８に示した自励シングルエンド方式の電圧共振形コンバータを備える。また、複合制御方式による定電圧制御を行うために、直交型制御トランスＰＲＴを備える構成を採っている。そして、この構成に対して、自励式により動作するアクティブクランプ回路２０Ａが備えられる。
【００７３】
アクティブクランプ回路２０Ａは、この場合にはＢＪＴである補助スイッチング素子Ｑ2を備えて成る。この補助スイッチング素子Ｑ2のコレクタはクランプコンデンサＣCLを介して一次巻線Ｎ1の巻始め端部と接続される。この場合、一次巻線Ｎ1の巻始め端部は、電流検出巻線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正極端子に接続される。
補助スイッチング素子Ｑ2のエミッタは、スイッチング素子Ｑ1のコレクタに対して接続される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2のベースには、抵抗Ｒ1−コンデンサＣｇ−駆動巻線Ｎｇの直列接続回路から成る自励式のための駆動回路が接続される。この場合にも、駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わり端部を１Ｔ巻き上げるようにして形成されている。また、補助スイッチング素子Ｑ2のベース−エミッタ間にはターンオン時のクランプ電流の経路を形成するクランプダイオードが並列に接続される。この場合、図１に示す回路において設けられていた抵抗Ｒ2は省略される。
【００７４】
また、この電源回路の二次側の整流回路系は、図７と同様の構成を採っている。つまり、二次側並列共振回路（二次巻線Ｎ2／／二次側並列共振コンデンサＣ2）に対してブリッジ整流回路ＤBRを接続しているもので或る。
この場合には、二次側直流出力電圧Ｅ0を分岐して制御回路１の検出電圧として入力している。制御回路１及び直交型制御トランスＰＲＴによる複合制御方式としての定電圧制御動作については、図８により説明したとおりである。
ただし、この場合にも、複合制御方式としては、スイッチング周波数ｆｓと、スイッチング素子のオン期間及びオフ期間の３つの要素を可変制御するように動作することで制御範囲を拡大している。
【００７５】
このような構成においても、例えば図２の波形図により説明したのと同様の動作が得られるものであり、一次側並列共振電圧Ｖ1の抑制と、これに伴うスイッチング素子、及び各種コンデンサの小型化及び低コスト化が図られる。
【００７６】
図６は、第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１、図５、図７、図８と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
図６に示す電源回路の一次側においては、メインスイッチング素子Ｑ1と補助スイッチング素子Ｑ2とについて、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が選定されている。また、これ以外の一次側における構成は、図１に示した回路と同様となる。
このような構成であっても、先の各実施の形態と同様の作用効果が得られると共に、ＩＧＢＴを選定することで、例えばより高い電力変換効率を得ることが可能になるものである。
【００７７】
また、この図に示す電源回路の二次側においては、二次側並列共振回路（二次巻線Ｎ2／／二次側並列共振コンデンサＣ2）に対して、２本の整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び２本の平滑コンデンサＣO1，O2が、図示する接続形態によって接続されることで、倍電圧整流回路を形成している。これにより、平滑コンデンサＣO1の正極端子と二次側アース間に得られる電圧、即ち二次側直流電圧Ｅｏとしては、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。従って、例えば二次側直流電圧Ｅｏのレベルとして、通常の等倍電圧整流回路を接続した場合と同等レベルが得られればよいとされる場合には、二次巻線Ｎ2の巻数を１／２に低減することが可能であり、例えばその分、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型軽量化を図ることが可能となる。
【００７８】
なお、本発明の実施の形態として各図に示した構成に限定されるものではない。例えば、上記実施の形態では、メインとなるスイッチング素子と補助スイッチング素子とについては、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＢＪＴ、ＩＧＢＴ等を採用するものとしているが、ほかにも例えばＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）などの他の素子を採用することも考えられるものである。また、メインスイッチング素子Ｑ1を他励式により駆動するためのスイッチング駆動部の構成も各図に示したものに限定される必要はなく、適宜適切とされる回路構成に変更されて構わない。
また、二次側共振回路を含んで形成される二次側の整流回路としても、実施の形態としての各図に示した構成に限定されるものではなく、他の回路構成が採用されて構わないものである。
【００７９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明のスイッチング電源回路では、一次側に電圧共振形コンバータを備え、二次側には並列共振回路を備える複合共振形スイッチングコンバータの構成に対して、その一次側にアクティブクランプ回路を設けることで、一次側並列共振コンデンサの両端に生じる並列共振電圧パルスをクランプして、そのレベルを抑制するようにされる。これによって、電源回路に備えられるスイッチング素子、及び一次側並列共振コンデンサ等の各素子の耐圧については、これまでよりも低耐圧品を選定することができる。
【００８０】
また、本発明のアクティブクランプ回路としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線を巻き上げて形成した駆動巻線を備えた自励式駆動回路を備えていることで、駆動回路系が簡略化されて部品点数も少なくて済むため、特に回路の小型軽量化に大きく寄与できるものである。
さらに、このような駆動回路系の構成では、スイッチング周波数制御に伴う１スイッチング周期内の可変動作として、スイッチング素子（メイン及び補助）のオン期間とオフ期間が同時に制御される動作となるために、定電圧制御範囲が拡大されるという効果も有している。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】本実施の形態のスイッチング電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図３】本実施の形態のスイッチング電源回路の特性として、負荷電力に対する、電力変換効率、スイッチング周波数、期間ＴON／ＴOFFを示す特性図である。
【図４】本実施の形態のスイッチング電源回路の特性として、直流入力電圧に対する、電力変換効率、スイッチング周波数、期間ＴON／ＴOFFを示す特性図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図８】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図９】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図である。
【図１０】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動作を示す等価回路図である。
【図１１】図７及び図８に示すスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図１２】図７及び図８に示すスイッチング電源回路についての、交流入力電圧に対する特性を示す説明図である。
【符号の説明】
１０ スイッチング駆動部、１１ 発振回路、１２ ドライブ回路、２０,２０Ａ アクティブクランプ回路、３０ フォトカプラ、Ｑ1 メインスイッチング素子、Ｑ2 補助スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃｒ一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＣCL クランプコンデンサ、駆動巻線Ｎｇ、コンデンサＣｇ、Ｒ1，Ｒ2 抵抗
Claims (1)
- 入力された直流入力電圧を断続して出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、
一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、
上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、
上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線を巻き上げるようにして形成される駆動巻線を少なくとも備えて成る自励式駆動回路と、
この自励式駆動回路によりスイッチング駆動される補助スイッチング素子を備え、上記メインスイッチング素子がオフとなる期間において上記一次側並列共振コンデンサの両端に発生する一次側並列共振電圧をクランプするように設けられるアクティブクランプ手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記メインスイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御すると共に、スイッチング周期内のオン／オフ期間を可変するようにして上記メインスイッチング素子をスイッチング駆動することで定電圧制御を行うようにされるスイッチング駆動手段と、
を備え、
上記アクティブクランプ手段は、
上記駆動巻線から供給される電圧を微分して微分電圧を得るための微分回路を形成するコンデンサおよび抵抗と、
上記微分電圧をゲートに印加してオン／オフのスイッチングをおこなうようにする上記補助スイッチング素子としての電界効果トランジスタと、
上記電界効果トランジスタのドレインに接続されるクランプコンデンサと、を具備し、
上記補助スイッチング素子と上記クランプコンデンサとの直列回路を上記一次側巻線に並列に接続するように形成され、
上記スイッチング手段の動作が電圧共振形とされることによって得られる上記微分電圧によって上記補助スイッチング素子をオンとするようにし、上記メインスイッチング素子がオフとなる時間から所定時間遅れて上記補助スイッチング素子がオンとなるようにされる、
スイッチング電源回路。
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