JP2001327167A

JP2001327167A - スイッチング電源回路

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Publication number: JP2001327167A
Application number: JP2000149815A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-05-17
Filing date: 2000-05-17
Publication date: 2001-11-22
Anticipated expiration: 2020-05-17
Also published as: JP4501224B2

Abstract

(57)【要約】【課題】電力変換効率の向上、及び回路の小型軽量化【解決手段】一次側に電圧共振形コンバータを備え、
二次側には並列共振回路を備える複合共振形スイッチン
グコンバータの構成に対して、その一次側にアクティブ
クランプ回路を設けることで一次側並列共振コンデンサ
の両端に生じる並列共振電圧パルスをクランプし、その
レベルを抑制する。これによって、電源回路に備えられ
るスイッチング素子、及び一次側並列共振コンデンサ等
の各素子の耐圧について低耐圧品を選定することができ
る。アクティブクランプ回路の補助スイッチング素子Ｑ
2は、絶縁コンバータトランスの一次巻線を１Ｔ巻き上
げて形成される自励式の発振回路により駆動される構成
を採っており、これによって、アクティブクランプ回路
の駆動回路系を簡略なものとしている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図７の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入
力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流
平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデ
ンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電
圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生
成するようにされる。

【０００４】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は他励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1に
は例えばＭＯＳ−ＦＥＴが使用される。スイッチング素
子Ｑ1のドレインは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続
され、ソースは一次側アースに接続される。

【０００５】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に
接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタ
ンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に得られるリーケージインダクタンスとによって一次側
並列共振回路を形成するものとされている。そして、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この
並列共振回路による共振動作が得られるようにされるこ
とで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として
は電圧共振形となる。

【０００６】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、いわゆるボディダイオードによる
クランプダイオードＤDが並列に接続されていること
で、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクラン
プ電流の経路を形成する。さらにこの場合は、スイッチ
ング素子Ｑ1のドレインが、次に説明するスイッチング
駆動部１０内の発振回路１１に対して接続されている。
この発振回路１１に対して入力されるドレインの出力
は、後述するようにしてスイッチング周波数制御時にお
けるスイッチングのオン期間を可変制御するために利用
される。

【０００７】上記スイッチング素子Ｑ1は、発振回路１
１及びドライブ回路１２を統合的に備えるスイッチング
駆動部１０によって、そのスイッチング駆動されると共
に、定電圧制御のためにスイッチング周波数が可変制御
される。なお、この場合のスイッチング駆動部１０は、
例えば１つの集積回路（ＩＣ）として備えられる。ま
た、このスイッチング駆動部１０は、起動抵抗Ｒｓを介
して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されており、例え
ば電源起動時において、上記起動抵抗Ｒｓを介して電源
電圧が印加されることで起動するようにされている。

【０００８】スイッチング駆動部１０内の発振回路１１
では、発振動作を行って発振信号を生成して出力する。
そして、ドライブ回路１２においてはこの発振信号をド
ライブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1のゲートに
対して出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ1
は、発振回路１１にて生成される発振信号に基づいたス
イッチング動作を行うようにされる。従って、スイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッチン
グ周期内のオン／オフ期間のデューティは、発振回路４
にて生成される発振信号に依存して決定される。

【０００９】ここで、上記発振回路１１では、後述する
ようにしてフォトカプラ２を介して入力される二次側直
流出力電圧ＥOのレベルに基づいて発振信号周波数（ス
イッチング周波数ｆｓ）を可変する動作を行うようにさ
れている。また、このスイッチング周波数ｆｓを可変す
ると同時に、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴO
FFは一定とした上で、スイッチング素子Ｑ1がオンとな
る期間ＴON（導通角）が可変されるように、発振信号波
形の制御を行うようにされている。この期間ＴONの可変
制御は、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られるスイ
ッチング共振パルス電圧Ｖ1のレベルに基づいて行うよ
うにされる。こうした発振回路１２の動作により、後述
するようにして二次側直流出力電圧ＥOについての安定
化が図られる。

【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図９に示すように、
例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互
いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備
えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビ
ンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ
分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対し
ては図のようにギャップＧを形成するようにしている。
これによって、所要の結合係数による疎結合が得られる
ようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ
２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形
成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例え
ばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしてお
り、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。

【００１１】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻終わり端部は、図７に示すようにスイッチ
ング素子Ｑ1のドレインと接続され、巻始め端部は平滑
コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続され
ている。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、ス
イッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生す
る。

【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１３】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１４】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデ
ンサＣOから成る整流平滑回路を備えることで二次側直
流出力電圧ＥOを得るようにしている。つまり、この構
成では二次側においてブリッジ整流回路ＤBRによって全
波整流動作を得ている。この場合、ブリッジ整流回路Ｄ
BRは二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力
することで、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧とほぼ
等倍レベルに対応する二次側直流出力電圧ＥOを生成す
る。また、二次側直流出力電圧ＥOは、フォトカプラ３
０を介することで一次側と二次側を直流的に絶縁した状
態で、一次側のスイッチング駆動部１０内の発振回路１
１に対して入力されるようにもなっている。

【００１５】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側の動作としては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の
極性（巻方向）と整流ダイオードＤO（ＤO1，ＤO2）の
接続関係と、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の極性
変化によって、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次
巻線Ｎ2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭ
について、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図１０（ａ）に示す回路と等価となる場合に相
互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１０（ｂ）に示す回
路と等価となる場合に相互インダクタンスは−Ｍとな
る。これを、図７に示す二次側の動作に対応させてみる
と、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正極性のときに
ブリッジ整流回路ＤBRに整流電流が流れる動作は＋Ｍの
動作モード（フォワード動作）と見ることができ、また
逆に二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が負極性のときに
ブリッジ整流ダイオードＤBRに整流電流が流れる動作は
−Ｍの動作モード（フライバック動作）であると見るこ
とができる。二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正／負
となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍのモー
ドで動作することになる。

【００１６】このような構成では、一次側並列共振回路
と二次側並列共振回路の作用によって増加された電力が
負荷側に供給され、それだけ負荷側に供給される電力も
増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。これは、
先に図９にて説明したように、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数に
よる疎結合としたことによって、更に飽和状態となりに
くい状態を得たことで実現されるものである。例えば、
絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設
けられない場合には、フライバック動作時において絶縁
コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異
常となる可能性が高く、上述した全波整流動作が適正に
行われるのを望むのは難しい。

【００１７】また、この図７に示す回路における安定化
動作は次のようになる。一次側のスイッチング駆動部１
０内の発振回路１１に対しては、前述したように、フォ
トカプラ３０を介して二次側直流出力電圧ＥOが入力さ
れる。そして、発振回路１１においては、この入力され
た二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じて、発振
信号の周波数を可変して出力するようにされる。これは
即ち、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可
変する動作となるが、これにより、一次側電圧共振形コ
ンバータと絶縁コンバータトランスＰＩＴとの共振イン
ピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側に伝送されるエネルギーも変化することになる。
この結果、二次側直流出力電圧ＥOとしては、所要のレ
ベルで一定となるように制御されることになる。即ち、
電源の安定化が図られる。

【００１８】また、この図７に示す電源回路において
は、発振回路１１においてスイッチング周波数を可変す
るのにあたり、先にも述べたように、スイッチング素子
Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえで、オン
となる期間ＴONを可変制御するようにされる。つまり、
この電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチン
グ周波数を可変制御するように動作することで、スイッ
チング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、こ
れと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素
子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行うようにされている
ものである。そして、この複合的な制御動作を１組の制
御回路系によって実現している。なお、本明細書では、
このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。

【００１９】また、図８に、本出願人が提案した内容に
基づいて構成される電源回路としての他の例を示す。な
お、この図において図７と同一部分には同一符号を付し
て説明を省略する。図８に示す電源回路の一次側には、
１石のスイッチング素子Ｑ1によりシングルエンド動作
を行う電圧共振形コンバータ回路として、自励式の構成
が示される。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高
耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トラン
ジスタ）が採用されている。

【００２０】スイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース
電流制限抵抗ＲB−起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサ
Ｃｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動
時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしてい
る。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アー
ス間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電
流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用
の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素子
Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アー
ス）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、ス
イッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経
路を形成するようにされており、また、スイッチング素
子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは接地され
る。

【００２１】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。そしてこの場合にも、並列共振
コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダ
クタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並
列共振回路を形成する。

【００２２】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略する
が、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互
いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成
する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対
して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線
ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して
構成される。

【００２３】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直
列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線
ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいて
は、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力
がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されること
で、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が
発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形
成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵
抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子
Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング
素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定され
るスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことに
なる。そして、そのコレクタに得られるとされるスイッ
チング出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1に伝達するようにされている。

【００２４】また、この図８に示す回路に備えられる絶
縁コンバータトランスＰＩＴとしても、先に図９により
説明したのと同様の構造を有するものとされていること
で、一次側と二次側は疎結合の状態が得られるようにさ
れている。

【００２５】そして図８に示す回路の絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次側においても、二次巻線Ｎ2に対し
て二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されるこ
とで、二次側並列共振回路が形成されており、従って、
この電源回路としても複合共振形スイッチングコンバー
タとしての構成を得ている。

【００２６】また、この電源回路の二次側では、二次巻
線Ｎ2に対して１本のダイオードＤOと平滑コンデンサＣ
Oから成る半波整流回路が備えられていることで、フォ
ワード動作のみの半波整流動作によって二次側直流出力
電圧ＥOを得るようにされている。この場合、二次側直
流出力電圧ＥOは制御回路１に対しても分岐して入力さ
れ、制御回路１においては、直流出力電圧ＥOを検出電
圧として利用するようにしている。

【００２７】制御回路１では、二次側の直流出力電圧レ
ベルＥOの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流
（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トラ
ンスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンス
ＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダ
クタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1の
ための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が
変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ周波数を可変する動作となり、この動作によって二次
側の直流出力電圧を安定化する。また、このような直交
形制御トランスＰＲＴを備えた定電圧制御の構成にあっ
ても、一次側のスイッチングコンバータが電圧共振形と
されていることで、スイッチング周波数の可変制御と同
時にスイッチング周期におけるスイッチング素子の導通
角制御（ＰＷＭ制御）も行う、複合制御方式としての動
作が行われる。

【００２８】図１１は、上記図７及び図８に示した電源
回路における一次側電圧共振形コンバータの動作を示す
波形図である。図１１（ａ）（ｂ）（ｃ）は、それぞれ
交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、最大負荷電力Ｐｏmax
＝２００Ｗ時の動作を示し、図１１（ｄ）（ｅ）（ｆ）
は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、最小負荷
電力Ｐｏmin＝０Ｗとされる無負荷時の動作を示してい
る。

【００２９】スイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作
を行うと、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF
においては、一次側並列共振回路の共振動作が得られ
る。これによって、並列共振コンデンサＣｒの両端に得
られる並列共振電圧Ｖ1としては、、図１１（ａ）
（ｄ）に示すようにして、期間ＴOFFにおいて正弦波状
の共振パルスが現れる波形となる。また、期間ＴOFFに
おいて並列共振動作が得られることで、並列共振コンデ
ンサＣｒに流れる並列共振電流Ｉｃｒとしては、図１１
（ｃ）（ｆ）に示すようにして、この期間ＴOFFにおい
て、略正弦波状によって正方向から負の方向に遷移する
ようにして流れることになる。

【００３０】ここで、図１１（ａ）と図１１（ｄ）を比
較して分かるように、負荷電力Ｐｏが小さくなるのに従
ってスイッチング周波数ｆｓは高くなるように制御され
ており、また、期間ＴOFFを一定として、スイッチング
素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONについて可変を行うこと
でスイッチング周波数ｆｓ（スイッチング周期）を可変
するようにされている。即ち、前述した複合制御方式と
しての動作が示されているものである。また、図７及び
図８に示される電圧共振形コンバータの構成では、上記
並列共振電圧Ｖ1のレベルは負荷電力変動に対応して変
化し、例えば、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には
５５０Ｖｐとなり、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時に
は、３００Ｖｐとなる。即ち、負荷電力が重くなるのに
従って、並列共振電圧Ｖ1は上昇する傾向を有する。

【００３１】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン又
はコレクタに流れるスイッチング出力電流ＩQ1は、図１
１（ｂ）（ｅ）に示すようにして、期間ＴOFFには０レ
ベルで、期間ＴONにおいて図示する波形によって流れ
る。このスイッチング出力電流ＩQ1のレベルもまた、負
荷電力Ｐｏが重くなるのに応じて高くなる傾向を有して
おり、例えばこの図によれば、最大負荷電力Ｐｏmax＝
２００Ｗ時には３．８Ａとなり、最小負荷電力Ｐｏmin
＝０Ｗ時には、１Ａとなる。

【００３２】また、図７及び図８に示した電源回路の特
性として、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時におけ
る、交流入力電圧ＶACに対するスイッチング周波数ｆ
ｓ、スイッチング周期内の期間ＴOFFと期間ＴON、及び
並列共振電圧Ｖ1の変動特性を、図１２に示す。

【００３３】図１２に示されるように、先ず、スイッチ
ング周波数ｆｓとしては、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜
１４０Ｖの変動範囲に対してｆｓ＝１１０ＫＨｚ〜１４
０ＫＨｚ程度の範囲で変化することが示されている。こ
れは即ち、直流入力電圧変動に応じて二次側直流出力電
圧ＥOの変動を安定化する動作が行われることを示して
いる。交流入力電圧ＶACの変動に対しては、この交流入
力電圧ＶACのレベルが高くなるのに応じてスイッチング
周波数を上昇させるように制御を行うようにされてい
る。

【００３４】そして、１スイッチング周期内における期
間ＴOFFと期間ＴONについてであるが、期間ＴOFFはスイ
ッチング周波数ｆｓに対して一定であり、期間ＴONがス
イッチング周波数ｆｓの上昇に応じて二次曲線的に低く
なっていくようにされており、スイッチング周波数制御
として複合制御方式の動作となっていることがここでも
示される。

【００３５】また、並列共振電圧Ｖ1も、商用交流電源
ＶACの変動に応じて変化するものとされ、図示するよう
に、交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じてそのレベル
が上昇するように変動する。

【００３６】

【発明が解決しようとする課題】例えば図７及び図８に
示したように、複合制御方式により二次側直流出力電圧
を安定化する構成を採る電源回路では、上記図１１
（ａ）（ｂ）及び図１２にも示されるように、並列共振
電圧Ｖ1のピークレベルは、負荷条件及び交流入力電圧
ＶACの変動に応じて変化する。そして、特に最大負荷電
力に近い重負荷の状態で、例えば１００Ｖ系の商用交流
電源ＡＣとしての交流入力電圧ＶACのレベルが１４０Ｖ
にまで上昇したとされる場合には、図１２に示したよう
にして、並列共振電圧Ｖ1は最大で７００Ｖｐにまで上
昇する。

【００３７】このために、並列共振電圧Ｖ1が印加され
る並列共振コンデンサＣｒ及びスイッチング素子Ｑ1に
ついては、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系に対応する場合
には８００Ｖの耐圧品を選定し、また、商用交流電源Ａ
Ｃ２００Ｖ系に対応する場合には１２００Ｖの耐圧品を
選定する必要があることになる。これにより、並列共振
コンデンサＣｒ及びスイッチング素子Ｑ1としては共に
大型となり、またコストも高くなる。

【００３８】また、スイッチング素子としては、これを
高耐圧な構造とするほどその特性は低下するという特質
を有している。このため、上記のようにしてスイッチン
グ素子Ｑ1について高耐圧のものを選定することで、ス
イッチング動作による電力損失は増加して電力変換効率
の低下を招くことにもなる。

【００３９】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮し、複合共振形スイッチングコンバータとし
ての構成を採るスイッチング電源回路として、電力変換
効率を向上し、また、小型軽量化を図ることを目的とす
る。

【００４０】このため本発明としてはスイッチング電源
回路として次のように構成する。つまり、入力された直
流入力電圧を断続して出力するためのメインスイッチン
グ素子を備えて形成されるスイッチング手段と、このス
イッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共
振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共
振コンデンサと、一次側と二次側とについて疎結合とさ
れる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成さ
れ、一次側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力
を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスとを備え
る。また、絶縁コンバータトランスの二次側巻線に対し
て二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形
成される二次側並列共振回路と、絶縁コンバータトラン
スの二次側巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作
を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成され
る直流出力電圧生成手段と、絶縁コンバータトランスの
一次側巻線を巻き上げるようにして形成される駆動巻線
を少なくとも備えて成る自励式駆動回路と、この自励式
駆動回路によりスイッチング駆動される補助スイッチン
グ素子を備え、メインスイッチング素子がオフとなる期
間において一次側並列共振コンデンサの両端に発生する
一次側並列共振電圧をクランプするように設けられるア
クティブクランプ手段と、二次側直流出力電圧のレベル
に応じて、上記メインスイッチング素子のスイッチング
周波数を可変制御すると共に、スイッチング周期内のオ
ン／オフ期間を可変するようにして上記メインスイッチ
ング素子をスイッチング駆動することで定電圧制御を行
うようにされるスイッチング駆動手段とを備えるもので
ある。

【００４１】上記構成によれば、一次側においては電圧
共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回路
を備え、二次側には、二次側巻線及び二次側並列共振コ
ンデンサとにより形成される二次側並列共振回路とが備
えられた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバータ
の構成が得られる。そして一次側においては、メインス
イッチング素子のオフ時に発生する並列共振電圧をクラ
ンプするためのアクティブクランプ手段が備えられるこ
とで、この並列共振電圧レベルを抑制するようにされ
る。また、このアクティブクランプ手段は、絶縁コンバ
ータトランスの一次側巻線を巻き上げて形成した駆動巻
線を備えた自励発振駆動回路により駆動される。これは
つまり、例えば簡略な駆動回路構成であっても、メイン
スイッチング素子に同期したオン／オフタイミングで、
補助スイッチング素子をスイッチング駆動することが可
能とされることを意味する。そしてまた、定電圧制御と
しては、スイッチング周波数と共に、１スイッチング周
期内のオン／オフ期間のデューティ比を可変制御するこ
とで行うようにされる。

【００４２】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。
なお、この図において図７及び図８と同一部分には同一
符号を付して説明を省略する。また、この図１に示す電
源回路も、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共
に二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイッチ
ングコンバータとしての構成を採り、従ってこの場合に
も先に図９に示した構造の絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔを備えているものとされる。これについては、後述す
る他の実施の形態としての電源回路についても同様とさ
れる。

【００４３】図１に示す電源回路の一次側の全体構成と
しては、先ず、メインとなるメインスイッチング素子Ｑ
1を備え、基本的にはシングルエンド方式としてのスイ
ッチング動作を他励式により行う電圧共振形コンバータ
が設けられる。また、これに加えて、後述するようにし
て、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振
電圧Ｖ1をクランプするためのアクティブクランプ回路
２０が備えられる。なお、この場合、メインスイッチン
グ素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2には、共にＭＯ
Ｓ−ＦＥＴが使用される。

【００４４】本実施の形態のスイッチング駆動部１０
は、例えば図７と同様の構成を採る。つまり、発振回路
１１及びドライブ回路１２を備え、発振回路１１は、二
次側直流出力電圧ＥOの変化に応じて発振周波数（スイ
ッチング周波数ｆｓ）を可変し、一次側の並列共振電圧
Ｖ1のパルスのレベルに応じて、１スイッチング周期内
の波形のデューティ比を可変し、このようにして発生さ
せた発信信号をドライブ回路１２に出力することで、メ
インスイッチング素子Ｑ1を駆動する。これにより、メ
インスイッチング素子Ｑ1は、負荷変動、交流入力電圧
変動に応じてスイッチング周波数が変化すると同時に、
１スイッチング周期内のオン／オフ期間が変化するよう
にされる。特に本実施の形態においては、後述するよう
にして、アクティブクランプ回路２０の補助スイッチン
グ素子Ｑ2が、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装さ
れた駆動巻線Ｎｇを備える自励駆動回路によって駆動さ
れることで、１スイッチング周期内のオン期間だけでは
なく、オフ期間も可変制御される。即ち、本実施の形態
としては、複合制御方式として、メインスイッチング素
子Ｑ1のスイッチング周波数、１スイッチング周期内に
おけるオン期間及びオフ期間の３つのパラメータ変化に
よる定電圧制御が行われるものである。

【００４５】この場合、アクティブクランプ回路２０
は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデンサＣC
L，クランプダイオードＤD2を備えて形成される。クラ
ンプダイオードＤD2には、例えば、いわゆるボディダイ
オードが選定される。また、補助スイッチング素子Ｑ2
を駆動するための駆動回路系として、駆動巻線Ｎｇ，コ
ンデンサＣｇ，抵抗Ｒ1，Ｒ2を備えて成る。

【００４６】補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソ
ース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続
される。ここでは、クランプダイオードＤD2のアノード
がソースに対して接続され、カソードがドレインに対し
て接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のドレ
インはクランプコンデンサＣCLの一方の端子と接続され
て、その他方の端子は、整流平滑電圧Ｅｉのラインと一
次巻線Ｎ1の巻始め端部との接続点に対して接続され
る。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは一次巻
線Ｎ1の巻終わり端部に対して接続される。つまり、本
実施の形態のアクティブクランプ回路２０としては、上
記補助スイッチング素子Ｑ2／／クランプダイオードＤD
2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣCLを
直列に接続して成るものとされる。そして、このように
して形成される回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構成されるもので
ある。

【００４７】また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ2のゲートに対して、抵抗Ｒ1−コンデンサＣｇ−駆動
巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。この直列接続回
路は補助スイッチング素子Ｑ2ののための自励発振駆動
回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻終わり端
部側を巻き上げるようにして形成されており、この場合
の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これ
により、駆動巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ1に得られる交
番電圧により励起された電圧が発生する。また、この場
合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ1と駆動巻
線Ｎｇとは逆極性の電圧が得られる。なお、実際として
は駆動巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであればその動作は保
証されるが、これに限定されるものではない。また、抵
抗Ｒ2は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
と駆動巻線Ｎｇの接続点との間に対して挿入される。

【００４８】また、この電源回路の二次側としては、二
次巻線Ｎ2と二次側並列共振コンデンサＣ2とによる二次
側並列共振回路が備えられたうえで、図示するように、
二次巻線Ｎ2の巻始め端部側に接続される１本の整流ダ
イオードＤｏと平滑コンデンサＣｏから成る半波整流回
路が形成され、この半波整流回路によって二次側直流出
力電圧Ｅｏを得るようにされている。

【００４９】図２の波形図は、上記図１に示した回路の
動作として、主として一次側のスイッチング動作を示し
ている。つまり、アクティブクランプ回路２０が設けら
れた電圧共振形コンバータとしての動作が示されている
ものである。この図２に示される動作は、図１に示す回
路についてＡＣ１００Ｖ系に対応する構成とした場合に
得られるものとされ、図２（ａ）〜（ｈ）には、交流入
力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００
Ｗとされる条件での各部の動作が示され、図２（ｉ）〜
（ｐ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最小負荷電
力Ｐｏmin＝２０Ｗとされる条件での図２（ａ）〜
（ｈ）と同じ部位の動作が示される。

【００５０】先ず、図２（ａ）〜（ｈ）に示される最大
負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作から説明する。こ
の図においては、１スイッチング周期内の動作モードに
ついて、モード〜までの５段階の動作モードが示さ
れる。メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなるように
制御されるのは、期間ＴONにおいてであり、この期間Ｔ
ONにおいてはモードとしての動作が得られる。なお、
補助スイッチング素子Ｑ2は、この期間ＴONにおいては
オフ状態にあるように制御される。

【００５１】モード（期間ＴON）においては、図２
（ｂ）に示す波形により、メインスイッチング素子Ｑ1
のドレインにスイッチング出力電流Ｉ1が流れるのであ
るが、このスイッチング出力電流Ｉ1は、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージ
インダクタンスＬ1を介してメインスイッチング素子Ｑ1
に流れるものである。このときのスイッチング出力電流
Ｉ1としては、図２（ｂ）の期間ＴONに示すように、初
期において負の方向から正の方向に反転する波形とな
る。ここで、スイッチング出力電流Ｉ1が負の方向に流
れる期間は、直前の期間ｔｄ２の終了を以て並列共振コ
ンデンサＣｒにおける放電が終了することでクランプダ
イオードＤD1が導通し、クランプダイオードＤD1→一次
巻線Ｎ1を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流すこと
で、電源側に電力を回生するモードとなる。そして、ス
イッチング出力電流Ｉ1（図２（ｂ））が負の方向から
正の方向に反転するタイミングにおいては、メインスイ
ッチング素子Ｑ1は、ＺＶＳ(Zero Volt Switching)及び
ＺＣＳ(Zero Current Switching)によりターンオンす
る。

【００５２】そして、次の期間ｔｄ１においては、モー
ドとしての動作となる。この期間では、メインスイッ
チング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1に
流れていた電流は、並列共振コンデンサＣｒに流れるこ
とになる。このときに、並列共振コンデンサＣｒに流れ
る電流Ｉｃｒは、図２（ｆ）に示すように、正極性によ
りパルス的に現れる波形を示す。これは部分共振モード
としての動作とされる。また、このときには、メインス
イッチング素子Ｑ1に対して並列に並列共振コンデンサ
Ｃｒが接続されていることで、メインスイッチング素子
Ｑ1はＺＶＳによりターンオフされるものである。

【００５３】続いては、補助スイッチング素子Ｑ2がオ
ン状態となるように制御されると共に、メインスイッチ
ング素子Ｑ1がオフ状態にあるように制御される期間と
なり、これは、図２（ｃ）に示す補助スイッチング素子
Ｑ2の両端電圧Ｖ2が０レベルとなる期間ＴON2に相当す
る。この期間ＴON2は、アクティブクランプ回路２０の
動作期間であり、先ずモードとしての動作を行った後
にモードとしての動作を行うようにされる。

【００５４】先のモードの動作では、一次巻線Ｎ1か
ら流れる電流によって並列共振コンデンサＣｒへの充電
が行われるが、これによりモードの動作としては、一
次巻線Ｎ1に得られている電圧レベルが、初期時（期間
ＴON2開始時）におけるクランプコンデンサＣCL1の両端
電圧レベルに対して同電位もしくはそれ以上となる。こ
れにより、補助スイッチング素子Ｑ2に並列接続される
クランプダイオードＤD2の導通条件が満たされて導通す
ることで、クランプダイオードＤD2→クランプコンデン
サＣCL1の経路で電流が流れるようにされ、クランプ電
流ＩCLとしては、図２（ｅ）の期間ＴON2開始時以降に
おいて、負方向から時間経過に従って０レベルに近づく
鋸歯状波形が得られることになる。ここで、例えば、ク
ランプコンデンサＣCL1のキャパシタンスが並列共振コ
ンデンサＣｒのキャパシタンスの５０倍以上となるよう
に選定すれば、このモードとしての動作によっては、
大部分の電流がクランプ電流ＩCLとしてクランプコンデ
ンサＣCL1に対して流れるようにされ、並列共振コンデ
ンサＣｒに対してはほとんど流れない。これにより、こ
の期間ＴON2時にメインスイッチング素子Ｑ1にかかる並
列共振電圧Ｖ1の傾きは緩やかとなるようにされ、結果
的には図２（ａ）に示すようにして、３００Ｖｐにまで
抑制されてその導通角は広がることになる。即ち、並列
共振電圧Ｖ1に対するクランプ動作が得られる。これに
対して、先行技術としての回路（図７及び図８の回路）
において得られる並列共振電圧Ｖ1は、５５０Ｖｐのレ
ベルを有するパルス波形とされていたものである。

【００５５】そして、期間ＴON2において上記モード
が終了すると引き続いてモードとしての動作に移行す
る。このモード開始時は、図２（ｄ）に示すクランプ
電流ＩCLが負の方向から正方向に反転するタイミングと
される。このタイミングでは、補助スイッチング素子Ｑ
2は、このクランプ電流ＩCLが負の方向から正方向に反
転するタイミングで、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオ
ンする。このようにして補助スイッチング素子Ｑ2がオ
ンとなる状態では、このときに得られる一次側並列共振
回路の共振作用によって、一次巻線Ｎ1→クランプコン
デンサＣCLを介して、補助スイッチング素子Ｑ2のドレ
イン→ソースにクランプ電流ＩCLが流れ、図２（ｄ）に
示すように、正方向に増加していく波形が得られる。

【００５６】ここで、図示していないが、補助スイッチ
ング素子Ｑ2のゲートに印加される電圧は、駆動巻線Ｎ
ｇに誘起された電圧とされ、これは矩形波状のパルス電
圧となる。また、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに
流れるゲート流入電流Ｉｇは、コンデンサＣｇと抵抗Ｒ
2とにより形成される微分回路によって、図２（ｄ）に
示すようにして微分波形となって、期間ｔｄ１の終了直
後と、期間ｔｄ２において流れるようにされる。期間ｔ
ｄ１及び期間ｔｄ２は、メインスイッチング素子Ｑ1及
び補助スイッチング素子Ｑ2が共にオフとなるスレッシ
ュホールド期間とされ、上記ゲート流入電流Ｉｇが流れ
ることによってこのスレッシュホールド期間が保持され
るものである。

【００５７】上記モードの動作は、補助スイッチング
素子Ｑ2がターンオンしていることで、これまで期間ＴO
FFにおいて０レベルとされていた、補助スイッチング素
子Ｑ2の両端電圧Ｖ2が立ち上がりを開始するタイミング
を以て終了するようにされ、続いては、期間ｔｄ２にお
けるモードとしての動作に移行する。モードでは、
並列共振コンデンサＣｒが一次巻線Ｎ1に対して放電電
流を流す動作が得られる。つまり部分共振動作が得られ
る。このときにメインスイッチング素子Ｑ1にかかる並
列共振電圧Ｖ1は、上述もしたように並列共振コンデン
サＣｒのキャパシタンスが小さいことに因って、その傾
きが大きいものとなり、図２（ａ）に示すようにして、
急速に０レベルに向かって下降するようにして立ち下が
っていく。そして、補助スイッチング素子Ｑ2は、上記
モードが終了してモードが開始されるタイミングで
ターンオフを開始するが、このときには、上記したよう
にして並列共振電圧Ｖ1が或る傾きを有して立ち下がる
ことで、ＺＶＳによるターンオフ動作となる。また、補
助スイッチング素子Ｑ2がターンオフすることによって
発生する電圧は、上記したようにして並列共振コンデン
サＣｒが放電を行うことで、急峻には立ち上がらないよ
うにされる。この動作は、例えば図２（ｃ）の補助スイ
ッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2として示されるように、
期間ｔｄ２（モード時）を以て、或る傾きを有して０
レベルからピークレベルに遷移する波形として示されて
いる。なお、この補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧
Ｖ2としては、補助スイッチング素子Ｑ2がオフとされる
期間ＴOFF2において、例えば３００Ｖｐを有すると共
に、この期間ＴOFF2の開始期間である期間ｔｄ１（モー
ド時）を以て０レベルに遷移し、終了期間である期間
ｔｄ２（モード時）を以て、上述のように０レベルか
ら３００Ｖｐに遷移する波形となる。そして、以降は、
１スイッチング周期ごとにモード〜の動作が繰り返
される。

【００５８】また、二次側の動作としては、図２（ｇ）
に二次巻線Ｎ2（二次側並列共振コンデンサＣ2）の両端
に得られる二次側交番電圧Ｖ3が示され、図２（ｈ）に
二次側整流ダイオードＤOに流れる二次側整流電流Ｉｏ
が示される。二次側交番電圧Ｖ3は、二次側整流ダイオ
ードＤO1が導通してオンとなる期間ＤONにおいて、二次
側直流電圧ＥO1のレベルでクランプされ、オフとなる期
間ＤOFFにおいて、負極性の方向にピークとなる正弦波
上の波形が得られる。また、二次側整流電流Ｉｏは、期
間ＤOFFには０レベルで、期間ＤONにおいて図示する波
形により流れるものとなる。

【００５９】また、上記図２（ａ）〜（ｈ）に示した各
部の動作波形は、例えば最小負荷電力Ｐｏmin＝２０Ｗ
にまで負荷電力が小さくなった条件の下では、それぞ
れ、図２（ｉ）〜（ｐ）に示すようにして変化する。

【００６０】ここで、例えば図２（ａ）と図２（ｉ）の
一次側並列共振電圧Ｖ1を比較して分かるように、図２
（ｉ）に示す波形のほうが、メインスイッチング素子Ｑ
1がオンとなる期間ＴONが顕著に短くなっており、これ
によってスイッチング周波数は図２（ａ）に示す最大負
荷電力時よりも高くなっている。なお、実際としては、
メインスイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴOFFも若
干の変化が得られている。これは、一次側のメインスイ
ッチング素子Ｑ1は、負荷電力が小さくなって二次側出
力電圧ＥO1が上昇するのに応じて、スイッチング周波数
が高くなるように制御され、これと同時に１スイッチン
グ周期内のオン／オフ期間が可変制御されることを示し
ている。即ち、前述した３つのパラメータ（スイッチン
グ周波数ｆｓ、期間ＴON、ＴOFF）を可変制御する複合
制御方式による定電圧動作が得られていることを示して
いる。

【００６１】一方、補助スイッチング素子Ｑ2は、駆動
巻線Ｎｇに得られる電圧波形に従ったタイミングで駆動
されるもので、駆動巻線Ｎｇに得られる電圧は、一次巻
線Ｎ1に発生する交番電圧によって励起されるものであ
る。従って、上記のようにしてメインスイッチング素子
Ｑ1のスイッチング動作が制御されるのに同期するよう
にして、補助スイッチング素子Ｑ2は、オン期間ＴON2及
びオフ期間ＴOFF2が可変されることで、やはりスイッチ
ング周波数が可変制御される。つまり、本実施の形態に
おいては、補助スイッチング素子Ｑ2側については自励
式で駆動しているのに関わらず、メインスイッチング素
子Ｑ1のオン／オフ期間の変化に対応するようにして、
補助スイッチング素子Ｑ2のオン／オフ期間も同時に制
御されるものである。これは、負荷変動及び整流平滑電
圧Ｅｉ等の変動に応じて駆動巻線Ｎｇの誘起電圧が変化
するために、補助スイッチング素子Ｑ2のドライブ電圧
レベルが変化することに起因するものである。

【００６２】そして、このような軽負荷の条件の下で
も、図２（ｉ）〜（ｐ）側に示すタイミングでモード
〜の動作が行われることで、一次側並列共振電圧Ｖ1
のピークレベルが抑制され、また、補助スイッチング素
子Ｑ2の両端電圧Ｖ2のピークレベルも例えば２４０Ｖｐ
程度にまで抑制される。特に一次側並列共振電圧Ｖ1
は、最小負荷電力時においては、１５０Ｖｐにまで抑制
される。

【００６３】参考のために、上記図２に示した実験結果
を得た際の、図１に示した電源回路における要部の素子
についての選定値を示しておく。先ず、メインスイッチ
ング素子Ｑ1には４００Ｖ／１０Ａの低オン抵抗品を選
定し、補助スイッチング素子Ｑ2については、４００Ｖ
／３Ａの低オン抵抗品を選定した。また、残る各素子に
ついては以下のような値を選定した。並列共振コンデンサＣｒ＝３３００ｐＦクランプコンデンサＣCL＝０．１μＦ二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦ一次巻線Ｎ1＝二次巻線Ｎ2＝４３ＴコンデンサＣｇ＝０．３３μＦ抵抗Ｒ1＝２２Ω 抵抗Ｒ2＝１００Ω そして、これらの素子を選定した場合に設定すべきスイ
ッチング周波数ｆｓの可変範囲としては、例えば１００
ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚとなる。

【００６４】また、図３に、図１に示した電源回路の特
性として、負荷電力Ｐｏに対する、電力変換効率ηDC→
DC、スイッチング周波数ｆｓ、メインスイッチング素子
Ｑ1の期間ＴON，ＴOFFとの関係を示す。ただし、この図
に示す特性は、ＡＣ２００Ｖ系の条件に対応した場合の
特性とされ、整流平滑電圧Ｅｉ＝２５０Ｖで一定とされ
る条件のもとで測定されている。この図に示すようにし
て、負荷電力が重くなっていくのに従い、メインスイッ
チング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONが長くなっていく
ようにＰＷＭ制御（導通角制御）が行われ、これと同時
に、オフとなる期間ＴOFFもより緩やかではあるが長く
なっていくようにＰＷＭ制御が行われていることが分か
る。そしてこれと同時に、スイッチング周波数ｆｓが低
くなるように制御されている。そして、一次側並列共振
電圧Ｖ1は、負荷が重くなるのに従って、やや上昇して
はいくものの、６００Ｖ程度の範囲で抑制されているこ
とが分かる。また、電力変換効率は、負荷電力Ｐｏ＝５
０Ｗ程度の系負荷時には９２パーセント程度であるが、
負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ程度以上で９４％以上が維持さ
れているという良好な結果が得られている。

【００６５】また、図４には、図１に示した電源回路の
特性として、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対す
る、電力変換効率ηDC→DC、スイッチング周波数ｆｓ、
メインスイッチング素子Ｑ1の期間ＴON，ＴOFFとの関係
を示す。なお、この特性は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの
条件で得られたものとされる。

【００６６】この場合にも、メインスイッチング素子Ｑ
1がオンとなる期間ＴONは、整流平滑電圧Ｅｉの上昇に
応じて短くなるように制御され、これと同時に、オフと
なる期間ＴOFFは、緩やかな傾きを有して長くなってい
く。そして総合的には、スイッチング周波数ｆｓは、整
流平滑電圧Ｅｉの上昇に応じて高くなっていくように制
御される。また、一次側並列共振電圧Ｖ1は、整流平滑
電圧Ｅｉの上昇に応じて高くなっていくのではあるが、
例えばＥｉ＝４００Ｖ時でもＶ1＝８００Ｖ程度未満に
抑制されるものである。また、電力変換効率に関して
は、整流平滑電圧Ｅｉの変化に関わらず、９４パーセン
ト以上が維持される。

【００６７】これまでの説明から分かるように、図１に
示す回路では、メインスイッチング素子Ｑ1のオフ時に
発生するとされる並列共振電圧Ｖ1に対するクランプが
行われて、そのレベルが抑制されることになる。そし
て、例えば最大負荷条件のもとでＡＣ１００Ｖ系として
ＶAC＝１４４Ｖ程度までに上昇したとしても、並列共振
電圧Ｖ1は３００Ｖｐ程度に抑えられる。また、ＡＣ２
００Ｖ系の場合でも、並列共振電圧Ｖ1のピークレベル
の最大値としては、通常動作時では６００Ｖ程度に抑制
することが可能になる。従って、図１に示す回路として
は、メインスイッチング素子Ｑ1について、ＡＶ１００
Ｖ系に対応する場合には４００Ｖの耐圧品を選定し、ま
た、ＡＣ２００Ｖ系に対応する場合には、８００Ｖの耐
圧品を選定すればよいことになる。つまり、例えば図７
及び図８に示した回路の場合よりも定耐圧品を選定する
ことができる。また、補助スイッチング素子Ｑ2につい
ても同様の耐圧品を選定すればよい。

【００６８】これにより、図１に示す回路としては、図
７及び図８に示す回路の場合よりもスイッチング素子の
特性が向上する。例えばスイッチング素子がＭＯＳ−Ｆ
ＥＴとされる場合には、オン抵抗が低下するものであ
る。そしてこれにより電力変換効率の向上が図られる。
例えば、実験結果としては、図７及び図８に示す回路が
９２％の電力変換効率であるのに対して、図１に示す回
路では９３％（交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時）という
結果が得られている。また、本実施の形態としては、先
にも述べたようにして、スイッチング周波数ｆｓと、ス
イッチング素子のオン期間及びオフ期間の３つの要素を
可変制御する複合制御方式としての動作が得られること
で、定電圧制御のための制御範囲も拡大されるものであ
る。

【００６９】また、スイッチング素子について低耐圧品
が選定されることで、スイッチング素子の小型化も図ら
れることになる。例えば図７及び図８に示す回路に使用
されるスイッチング素子は、１０００Ｖ以上の耐圧品が
必要となることから、そのパッケージのサイズが比較的
大型となるのに対して、図１に示す回路における各スイ
ッチング素子Ｑ1，Ｑ2としては、より小さなパッケージ
品を使用することが可能になるものである。また、並列
共振電圧Ｖ1のレベルが抑制されることで、図１に示す
回路では、並列共振コンデンサＣｒについても、図７及
び図８の回路の場合より低耐圧品を採用することが可能
になり、従って、並列共振コンデンサＣｒの小型化も図
られる。また、この図に示す電源回路では、負荷電力
（二次側出力電圧）の変動に応じて一次側スイッチング
コンバータのスイッチング周波数が可変制御されるため
に、負荷短絡時においては、スイッチング周波数を低下
させるように動作する。例えば図７及び図８に示した回
路では、負荷短絡時におけるスイッチング周波数の低下
によってオン期間が長くなることで、スイッチング素子
や並列共振コンデンサにかかる電圧が上昇する。このた
めに、負荷短絡時に生じる高レベルの電圧、電流を制限
してスイッチング素子を保護するための保護回路が必要
とされていた。これに対して、本実施の形態の電源回路
においては、負荷変動に対する並列共振電圧Ｖ1の変化
が少ないことから、例え負荷短絡時においてスイッチン
グ周波数が低下したとしても並列共振電圧Ｖ1の上昇は
抑制され、負荷短絡時に対応する保護回路を省略するこ
とが可能となる。

【００７０】そして、特に本実施の形態においては、ア
クティブクランプ回路２０において補助スイッチング素
子Ｑ2をスイッチング駆動させるのに、駆動巻線Ｎｇ，
コンデンサＣｇ，抵抗Ｒ1，Ｒ2から成る、自励式の駆動
回路系が備えられることに１つの特徴を有している。例
えば、補助スイッチング素子Ｑ2をスイッチング駆動す
るための他の構成として、スイッチング駆動部１０にお
いて、補助スイッチング素子Ｑ2を複合制御により駆動
するための他励式による駆動回路系を追加的に備えるこ
とが考えられる。つまり、メインスイッチング素子Ｑ1
と共に補助スイッチング素子Ｑ2を他励式ＩＣなどの回
路により駆動するものである。しかし、この構成では、
メインスイッチング素子Ｑ1についてのスイッチング周
波数制御とＰＷＭ制御を同時に行うための他励式の回路
系と、補助スイッチング素子Ｑ2についてのスイッチン
グ周波数制御とＰＷＭ制御を同時に行うための他励式の
回路系とを設ける必要がある。従って、それだけ、回路
構成が複雑になると共に部品点数も増加して、回路の小
型軽量化の妨げとなる。これに対して、本実施の形態と
して上記したような構成を採れば、補助スイッチング素
子Ｑ2の駆動回路系としては、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴに巻装される１Ｔのみの巻線と、２本の抵抗、及
び１本のコンデンサという、非常に簡略な回路構成とな
るものであり、他励式の場合と同様の動作が実現できる
ものである。

【００７１】図５は、本発明の第２の実施の形態として
の電源回路の構成を示す回路図である。この電源回路
は、一次側に電圧共振形コンバータを備え、二次側に並
列共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータ
とされる。また、一次側電圧共振形コンバータは、１石
のスイッチング素子を備えたシングルエンド方式の構成
を採る。なお、この図に示す電源回路において、図１，
図７，図８と同一部分には同一符号を付して説明を省略
する。

【００７２】図５に示す電源回路は、一次側の構成とし
ては、先に図８に示した自励シングルエンド方式の電圧
共振形コンバータを備える。また、複合制御方式による
定電圧制御を行うために、直交型制御トランスＰＲＴを
備える構成を採っている。そして、この構成に対して、
自励式により動作するアクティブクランプ回路２０Ａが
備えられる。

【００７３】アクティブクランプ回路２０Ａは、この場
合にはＢＪＴである補助スイッチング素子Ｑ2を備えて
成る。この補助スイッチング素子Ｑ2のコレクタはクラ
ンプコンデンサＣCLを介して一次巻線Ｎ1の巻始め端部
と接続される。この場合、一次巻線Ｎ1の巻始め端部
は、電流検出巻線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正
極端子に接続される。補助スイッチング素子Ｑ2のエミ
ッタは、スイッチング素子Ｑ1のコレクタに対して接続
される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のベースに
は、抵抗Ｒ1−コンデンサＣｇ−駆動巻線Ｎｇの直列接
続回路から成る自励式のための駆動回路が接続される。
この場合にも、駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わり端部を１Ｔ巻き上げ
るようにして形成されている。また、補助スイッチング
素子Ｑ2のベース−エミッタ間にはターンオン時のクラ
ンプ電流の経路を形成するクランプダイオードが並列に
接続される。この場合、図１に示す回路において設けら
れていた抵抗Ｒ2は省略される。

【００７４】また、この電源回路の二次側の整流回路系
は、図７と同様の構成を採っている。つまり、二次側並
列共振回路（二次巻線Ｎ2／／二次側並列共振コンデン
サＣ2）に対してブリッジ整流回路ＤBRを接続している
もので或る。この場合には、二次側直流出力電圧Ｅ0を
分岐して制御回路１の検出電圧として入力している。制
御回路１及び直交型制御トランスＰＲＴによる複合制御
方式としての定電圧制御動作については、図８により説
明したとおりである。ただし、この場合にも、複合制御
方式としては、スイッチング周波数ｆｓと、スイッチン
グ素子のオン期間及びオフ期間の３つの要素を可変制御
するように動作することで制御範囲を拡大している。

【００７５】このような構成においても、例えば図２の
波形図により説明したのと同様の動作が得られるもので
あり、一次側並列共振電圧Ｖ1の抑制と、これに伴うス
イッチング素子、及び各種コンデンサの小型化及び低コ
スト化が図られる。

【００７６】図６は、第３の実施の形態としての電源回
路の構成例を示している。なお、この図において図１、
図５、図７、図８と同一部分には同一符号を付して説明
を省略する。図６に示す電源回路の一次側においては、
メインスイッチング素子Ｑ1と補助スイッチング素子Ｑ2
とについて、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジ
スタ）が選定されている。また、これ以外の一次側にお
ける構成は、図１に示した回路と同様となる。このよう
な構成であっても、先の各実施の形態と同様の作用効果
が得られると共に、ＩＧＢＴを選定することで、例えば
より高い電力変換効率を得ることが可能になるものであ
る。

【００７７】また、この図に示す電源回路の二次側にお
いては、二次側並列共振回路（二次巻線Ｎ2／／二次側
並列共振コンデンサＣ2）に対して、２本の整流ダイオ
ードＤO1，ＤO2、及び２本の平滑コンデンサＣO1，O2
が、図示する接続形態によって接続されることで、倍電
圧整流回路を形成している。これにより、平滑コンデン
サＣO1の正極端子と二次側アース間に得られる電圧、即
ち二次側直流電圧Ｅｏとしては、二次巻線Ｎ2に得られ
る交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られるこ
とになる。従って、例えば二次側直流電圧Ｅｏのレベル
として、通常の等倍電圧整流回路を接続した場合と同等
レベルが得られればよいとされる場合には、二次巻線Ｎ
2の巻数を１／２に低減することが可能であり、例えば
その分、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型軽量化を
図ることが可能となる。

【００７８】なお、本発明の実施の形態として各図に示
した構成に限定されるものではない。例えば、上記実施
の形態では、メインとなるスイッチング素子と補助スイ
ッチング素子とについては、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＢＪＴ、
ＩＧＢＴ等を採用するものとしているが、ほかにも例え
ばＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）などの他の素子を採用
することも考えられるものである。また、メインスイッ
チング素子Ｑ1を他励式により駆動するためのスイッチ
ング駆動部の構成も各図に示したものに限定される必要
はなく、適宜適切とされる回路構成に変更されて構わな
い。また、二次側共振回路を含んで形成される二次側の
整流回路としても、実施の形態としての各図に示した構
成に限定されるものではなく、他の回路構成が採用され
て構わないものである。

【００７９】

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路では、一次側に電圧共振形コンバータを備
え、二次側には並列共振回路を備える複合共振形スイッ
チングコンバータの構成に対して、その一次側にアクテ
ィブクランプ回路を設けることで、一次側並列共振コン
デンサの両端に生じる並列共振電圧パルスをクランプし
て、そのレベルを抑制するようにされる。これによっ
て、電源回路に備えられるスイッチング素子、及び一次
側並列共振コンデンサ等の各素子の耐圧については、こ
れまでよりも低耐圧品を選定することができる。

【００８０】また、本発明のアクティブクランプ回路と
しては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線を巻
き上げて形成した駆動巻線を備えた自励式駆動回路を備
えていることで、駆動回路系が簡略化されて部品点数も
少なくて済むため、特に回路の小型軽量化に大きく寄与
できるものである。さらに、このような駆動回路系の構
成では、スイッチング周波数制御に伴う１スイッチング
周期内の可変動作として、スイッチング素子（メイン及
び補助）のオン期間とオフ期間が同時に制御される動作
となるために、定電圧制御範囲が拡大されるという効果
も有している。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図２】本実施の形態のスイッチング電源回路における
要部の動作を示す波形図である。

【図３】本実施の形態のスイッチング電源回路の特性と
して、負荷電力に対する、電力変換効率、スイッチング
周波数、期間ＴON／ＴOFFを示す特性図である。

【図４】本実施の形態のスイッチング電源回路の特性と
して、直流入力電圧に対する、電力変換効率、スイッチ
ング周波数、期間ＴON／ＴOFFを示す特性図である。

【図５】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図６】本発明の第３の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図８】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の
構成例を示す回路図である。

【図９】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図で
ある。

【図１０】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各
動作を示す等価回路図である。

【図１１】図７及び図８に示すスイッチング電源回路の
動作を示す波形図である。

【図１２】図７及び図８に示すスイッチング電源回路に
ついての、交流入力電圧に対する特性を示す説明図であ
る。

【符号の説明】

１０スイッチング駆動部、１１発振回路、１２ド
ライブ回路、２０,２０Ａアクティブクランプ回路、
３０フォトカプラ、Ｑ1 メインスイッチング素子、
Ｑ2 補助スイッチング素子、ＰＩＴ絶縁コンバータ
トランス、Ｃｒ一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次
側並列共振コンデンサ、ＣCL クランプコンデンサ、駆
動巻線Ｎｇ、コンデンサＣｇ、Ｒ1，Ｒ2 抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力された直流入力電圧を断続して出力
するためのメインスイッチング素子を備えて形成される
スイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係
数が得られるようにギャップが形成され、一次側巻線に
得られる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送す
る絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に対して二次
側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成され
る二次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に得られる交
番電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力
電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コンバータトランスの一次側巻線を巻き上げる
ようにして形成される駆動巻線を少なくとも備えて成る
自励式駆動回路と、この自励式駆動回路によりスイッチ
ング駆動される補助スイッチング素子を備え、上記メイ
ンスイッチング素子がオフとなる期間において上記一次
側並列共振コンデンサの両端に発生する一次側並列共振
電圧をクランプするように設けられるアクティブクラン
プ手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記メイン
スイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御する
と共に、スイッチング周期内のオン／オフ期間を可変す
るようにして上記メインスイッチング素子をスイッチン
グ駆動することで定電圧制御を行うようにされるスイッ
チング駆動手段と、を備えて構成されることを特徴とするスイッチング電源
回路。