JP2000134925A

JP2000134925A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2000134925A
Application number: JP10300881A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1998-10-22
Filing date: 1998-10-22
Publication date: 2000-05-12
Anticipated expiration: 2018-10-22
Also published as: JP4218089B2

Abstract

(57)【要約】【課題】電力変換効率の向上、回路の小型軽量化を図
る。【解決手段】スイッチング電源回路として、絶縁コン
バータトランスにギャップを設けて疎結合とする。そし
て、二次側においては直列共振コンデンサが接続された
倍電圧全波整流回路により二次側直流出力電圧を得るよ
うにして最大負荷電力の増加を図る。一次側は倍電圧整
流回路ではなく、通常の全波整流回路により交流入力電
圧レベルに対応するレベルの整流平滑電圧を入力するよ
うに構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】いわゆるソフトスイッチング電源回路と
して、電圧共振形のスイッチングコンバータを備えたス
イッチング電源回路が知られている。電圧共振形のスイ
ッチングコンバータは、スイッチング出力パルス電圧と
絶縁コンバータトランスに流入するスイッチング出力電
流について滑らかな波形が得られるため低ノイズであ
り、かつ、比較的少数の部品点数により構成することが
できるというメリットを有している。

【０００３】図１２の回路図は、先に本出願人が提案し
た発明に基づいて構成することのできる電圧共振形スイ
ッチング電源回路の一例を示している。この図に示すス
イッチング電源回路は、例えば日本或いは米国などの商
用交流電源がいわゆるＡＣ１００Ｖ系とされ、最大負荷
電力が１５０Ｗ以上の条件に対応するものとされる。

【０００４】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、商用交流電源ＡＣを整流平滑化するための整流平
滑回路として、整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2、及び平滑
コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2から成る、いわゆる倍電圧整流
回路が備えられる。この倍電圧整流回路においては、例
えば交流入力電圧ＶACのピーク値の１倍に対応する直流
入力電圧をＥｉとすると、その約２倍の直流入力電圧２
Ｅｉを生成する。例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖで
あるとすると、直流入力電圧２Ｅｉは約４００Ｖとな
る。このように、整流平滑回路として倍電圧整流回路を
採用するのは、上述したように、交流入力電圧がＡＣ１
００Ｖ系とされ、かつ、最大負荷電力が１５０Ｗ以上と
いう比較的重負荷の条件に対応するためである。つま
り、直流入力電圧を通常の２倍とすることで、後段のス
イッチングコンバータへの流入電流量を抑制し、当該ス
イッチング電源回路を形成する構成部品の信頼性が確保
されるようにするものである。なお、この図に示す倍電
圧整流回路に対しては、その整流電流経路に対して突入
電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時
に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制するように
している。

【０００５】この図における電圧共振形のスイッチング
コンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自
励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子
Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；
接合型トランジスタ）が採用されている。スイッチング
素子Ｑ1 のベースは、起動抵抗ＲS を介して平滑コンデ
ンサＣｉ1（整流平滑電圧２Ｅｉ）の正極側に接続され
て、起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られる
ようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベース
と一時側アース間にはインダクタＬB，検出駆動巻線Ｎ
B，共振コンデンサＣB ，ダンピング抵抗ＲB とからな
る自励発振用の共振回路が直列接続される。この場合、
検出駆動巻線ＮB は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
（Power Isolation Transformer)に巻装されており、イ
ンダクタＬBと共に、スイッチング周波数を設定する所
要のインダクタンスが得られるようにされている。ま
た、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣ
ｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイ
オードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流
れるダンパー電流の経路を形成するようにされており、
また、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端と接続され、エ
ミッタは接地される。

【０００６】また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１、及び直交型制御トラン
スＰＲＴ（ＰｏｗｅｒＲｅｇｕｌａｔｉｎｇＴｒａ
ｎｓｆｏｒｍｅｒ）の被制御巻線ＮR の直列接続によ
り得られる合成インダクタンス（Ｌ1，ＬR）とにより電
圧共振形コンバータの並列共振回路を形成する。そし
て、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素
子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によって
共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖｃｒは、実際には正弦
波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られる
ようになっている。

【０００７】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する
ためのもので、この場合、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1 の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコ
レクタと接続され、他端側は図のように直交型制御トラ
ンスＰＲＴの被制御巻線ＮR と直列に接続されている。

【０００８】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧とされ、
この共振電圧が整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサ
ＣO2からなる半波整流回路と、整流ダイオードＤO2及び
平滑コンデンサＣO2からなる半波整流回路との２組の半
波整流回路に供給される。そして、これら２組の半波整
流回路により、それぞれ直流出力電圧ＥO1，ＥO2が得ら
れる。なお、この半波整流回路を形成する整流ダイオー
ドＤO1，ＤO2は、スイッチング周期の交番電圧を整流す
るために高速型を使用している。

【０００９】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流を、
制御電流として直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎ
C に供給する誤差増幅器である。この場合には、制御回
路１に対して、検出用電圧として直流電圧出力ＥO1が入
力され、動作電源として直流出力電圧ＥO2が入力されて
いる。

【００１０】例えば、交流入力電圧ＶAC或いは負荷電力
の変動に伴って二次側の直流出力電圧ＥO2が変動した時
は、制御回路１によって制御巻線ＮC に流れる制御電流
を例えば１０ｍＡ〜４０ｍＡの範囲で変化させる。これ
により、被制御巻線ＮR のインダクタンスＬR が例えば
０．１ｍＨ〜０．６ｍＨの範囲で変化するようにされ
る。

【００１１】上記被制御巻線ＮR は、前述のように電圧
共振形のスイッチング動作を得るための並列共振回路を
形成していることから、固定とされているスイッチング
周波数に対して、この並列共振回路の共振条件が変化す
るようにされる。スイッチング素子Ｑ1と並列共振コン
デンサＣｒの並列接続回路の両端には、スイッチング素
子Ｑ1のオフ期間に対応して上記並列共振回路の作用に
よって正弦波状の共振パルスが発生するが、並列共振回
路の共振条件が変化することによって共振パルスの幅が
可変制御される。つまり、共振パルスに対するＰＷＭ(P
ulse Width Moduration)制御動作が得られる。共振パル
スの幅のＰＷＭ制御とは即ちスイッチング素子Ｑ1のオ
フ期間の制御であるが、これは換言すれば、固定のスイ
ッチング周波数の条件下でスイッチング素子Ｑ1のオン
期間を可変制御することを意味する。このようにしてス
イッチング素子Ｑ1のオン期間が可変制御されること
で、並列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に
伝送されるスイッチング出力が変化し、二次側の直流出
力電圧（ＥO1，ＥO2）の出力レベルも変化するようにさ
れる。これによって二次側直流電圧（ＥO1，ＥO2）の定
電圧化が図られることになる。なお、このような定電圧
制御方式を、以降はインダクタンス制御方式ということ
にする。

【００１２】また、図１３の回路図に、先に本出願人が
提案した発明に基づいて構成することのできる電圧共振
形スイッチング電源回路の他の例を示す。なお、図１３
において、図１２と同一部分には同一符号を付し、同一
構成とされる部位についての説明は省略する。この図に
示す電源回路においては、直交型制御トランスＰＲＴの
被制御巻線が二次側に設けられている例が示されてい
る。この場合、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線
としては、被制御巻線ＮR，ＮR1の２つが巻装されて備
えられる、そして、被制御巻線ＮRは二次巻線Ｎ2の端部
と整流ダイオードＤO1のアノード間に対して直列に挿入
されるようにして接続される。また、被制御巻線ＮR1
は、二次巻線Ｎ2のタップ出力と整流ダイオードＤO2の
アノードとの間に対して直列に挿入される。このような
接続形態では、二次側の並列共振回路は、被制御巻線Ｎ
R，ＮR1のインダクタンス成分を含んで形成されること
になる。

【００１３】このように、直交型制御トランスＰＲＴの
被制御巻線（ＮR，ＮR1）が二次側に設けられた構成の
場合には、インダクタンス制御方式として、被制御巻線
ＮRのインダクタンスが可変されることで、二次側並列
共振コンデンサＣ2の共振電圧Ｖ2のパルス幅、つまり、
二次側整流ダイオードの導通角を可変制御するように動
作する。これによって、二次側に得られる出力レベルを
制御することで定電圧制御が図られる。

【００１４】ここで、図１２及び図１３に示した電源回
路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造を
図１４により断面的に示す。絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴは、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、Ｃ
Ｒ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型
コアが形成される。この際、中央磁脚には図のようにギ
ャップは形成されない。そして、この中央磁脚に対し
て、ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 を
それぞれ分割した状態で巻装して構成される。これによ
り、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 とでは疎結合（例えば
結合係数ｋ≒０．９）の状態が得られることになる。

【００１５】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにお
いては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）
と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2）の接続との関係に
よって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線
Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭに
ついて、＋Ｍ（加極性モード）となる場合と−Ｍ（減極
性モード）となる場合とがある。例えば、図１５（ａ）
に示す接続形態を採る場合の動作では相互インダクタン
スは＋Ｍとなり、図１５（ｂ）に示す接続形態を採る場
合の動作では相互インダクタンスは−Ｍとなる。

【００１６】また、図１６に、図１２に示した電源回路
のスイッチング周期による動作波形を示す。この図にお
いて、期間ＴON，ＴOFFは、それぞれスイッチング素子
Ｑ1がオン、オフとなる期間を示し、期間ＤON，ＤOFF
は、それぞれ二次側の整流ダイオードＤO1がオン、オフ
となる期間を示している。スイッチング素子Ｑ１／並列
共振コンデンサＣｒの両端に発生する共振電圧Ｖｃｒと
しては、図１６（ａ）に示すようにして、スイッチング
素子Ｑ1 がオフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパ
ルスとなる波形が得られており、スイッチングコンバー
タの動作を電圧共振形としている。この共振電圧Ｖｃｒ
のパルスのレベルとしては、図のようにピークで１８０
０Ｖ程度となる。これは、倍電圧整流によって得られた
２Ｅｉの直流入力電圧に対して、電圧共振形コンバータ
の一次側の並列共振回路のインピーダンスが作用するこ
とに起因する。また、二次側の動作として、二次側の整
流ダイオードＤO1では、図１６（ｃ）に示す波形によ
り、スイッチング素子の期間ＴONにほぼ対応する期間Ｄ
ONにおいて整流電流が流れる動作が得られる。つまり
は、図１５にて説明した＋Ｍ（加極性モード）による動
作となる。これに関しては、整流ダイオードＤO2側にお
いてもほぼ同様の動作タイミングが得られる。そして、
この整流動作に伴い、二次側並列共振コンデンサＣ2の
両端に得られる共振電圧Ｖ2としては、図１６（ｂ）に
示すようにして、整流ダイオードＤO1がオフとなる期間
ＤOFFには直流出力電圧ＥO(ＥO1，ＥO2)の２倍から３．
５倍程度のピークレベルの正弦波状の電圧が印加され、
整流ダイオードＤO1がオンとなる期間ＤONには直流出力
電圧ＥO(ＥO1，ＥO2)と同等の電圧レベルが印加され
る。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図１２
〜図１６を参照して説明した構成による電圧共振形コン
バータでは、交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖ系で最大
負荷電力が１５０Ｗ以上の条件に対応するため、倍電圧
整流方式により２Ｅｉのレベルの直流入力電圧を得るよ
うにしている。このため、図１６（ａ）に示したよう
に、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒの
両端には、スイッチングＱ1のオフ時において１８００
Ｖの共振電圧Ｖｃｒが発生する。このため、スイッチン
グ素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒについては、１８
００Ｖの高耐圧品を選定することが要求される。従っ
て、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒは
相応に大型化してしまう。また、特にスイッチング素子
Ｑ1について高耐圧品を選定した場合においては、飽和
電圧ＶCE(SAT)、蓄積時間ｔSTG、下降時間ｔｆが大き
く、電流増幅率ｈFEが小さくなるため、スイッチング周
波数を高く設定することが困難となる。スイッチング周
波数が低ければスイッチング損失とドライブ電力が増加
するため、それだけ電源回路としての電力損失が大きく
なる。

【００１８】また、倍電圧整流方式により２Ｅｉのレベ
ルの直流入力電圧を得る構成とされていることで、この
直流入力電圧レベルに対応して一次巻線Ｎ1の巻数は相
応に多くなる。図１２及び図１３に示す回路構成では、
直交型制御トランスＰＲＴを設けることでインダクタン
ス制御方式により定電圧制御を行うことは前に述べたと
おりであるが、一次巻線Ｎ1の巻数が多いことで、定電
圧制御としての制御範囲を満足するためには、被制御巻
線ＮRの巻数も増加させて被制御巻線ＮRのインダクタン
ス可変範囲の拡大を図る必要がある。このため、直交型
制御トランスＰＲＴも大型化し高価なものとなる。

【００１９】また、図１２及び図１３に示す構成では、
半波整流回路によって直流出力電圧（ＥO1，ＥO2）を得
ているが、半波整流回路の整流ダイオード（ＤO1，ＤO
2）の非導通時においては、図１６（ｂ）に示したよう
に、直流出力電圧ＥO(ＥO1，ＥO2)の２倍から３．５倍
程度の共振電圧Ｖ2が印加される。このため、半波整流
回路に用いる整流ダイオード（ＤO1，ＤO2）としても、
例えば直流出力電圧が１３５Ｖ程度であるとして５００
Ｖ程度の高耐圧品が必要となり、それだけ順方向電圧降
下ＶFと逆回復時間ｔｒｒが大きくなって電力損失を増
加させる要因となる。例えばスイッチング周波数を高く
すれば、各種部品素子の小型化が可能になるのである
が、上記したような事情により、スイッチング周波数ｆ
ｓを高く設定することが困難で、例えばｆｓ＝５０ＫＨ
ｚ以上では急激に電力変換効率が低下してしまうことが
分かっている。更には、上述したように高レベルの直流
入力電圧を得て信頼性を確保するために倍電圧整流回路
が必要となることで、比較的大型の平滑コンデンサが２
本必要となって基板面積も大きくなる。

【００２０】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、例えばＡＣ１００Ｖ系で最大負荷電力
が１５０Ｗの条件に対応する電圧共振形スイッチング電
源回路として、電力変換効率の向上、基板面積の小型・
軽量化、及び低コスト化等を図ることを目的とする。

【００２１】このため、商用交流電源を入力して、この
商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑
電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手
段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるように
ギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するた
めに設けられる絶縁コンバータトランスと、スイッチン
グ素子を備えて、直流入力電圧を断続して上記絶縁コン
バータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイ
ッチング手段と、少なくとも、絶縁コンバータトランス
の一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と共振コンデ
ンサのキャパシタンスとによって形成されてスイッチン
グ手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路と、絶
縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共
振コンデンサを直列に接続することで、絶縁コンバータ
トランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次
側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって直列
共振回路を形成する二次側直列共振回路と、整流電流経
路に対して二次側直列共振コンデンサを挿入して形成さ
れ、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して倍電圧全波整流動作を行って、入力電圧
レベルのほぼ２倍に対応する二次側直流出力電圧を得る
ように構成された直流出力電圧生成手段と、絶縁コンバ
ータトランスの一次巻線又は二次巻線に対して接続され
る被制御巻線と、この被制御巻線とその巻回方向が直交
するようにされた制御巻線とが巻装される直交型制御ト
ランスを備え、二次側直流出力電圧のレベルに応じて可
変の制御電流を上記制御巻線に流して被制御巻線のイン
ダクタンスを変化させることで定電圧制御を行うように
構成された定電圧制御手段とを備えてスイッチング電源
回路を構成することとした。

【００２２】上記構成によれば、絶縁コンバータトラン
スを疎結合とし、二次側においては二次側直列共振回路
と倍電圧全波整流回路によって二次側直流出力電圧を生
成して負荷に電力を供給するようにされる。つまり、所
要の負荷条件に対しては、基本的に二次側に倍電圧全波
整流回路を備えることで対応するようにされ、これに伴
い、一次側は倍電圧整流回路ではなく、交流入力電圧レ
ベルの１倍に対応する整流平滑電圧を生成する全波整流
回路を備えて構成されることになる。

【００２３】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成例を示してい
る。この図に示す電源回路においては先に説明した図１
２、図１３の場合と同様に、一次側に対しては、１石の
スイッチング素子（バイポーラトランジスタ）による自
励式の電圧共振形スイッチングコンバータが備えられ
る。なお、この図において、図１２及び図１３と同一部
分については同一符号を付して説明を省略する。

【００２４】この図に示す本実施の形態としての電源回
路においては、交流入力電圧ＶACを入力して交流入力電
圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路
Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備
えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整
流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。つまり、本実
施の形態においては、従来のように倍電圧整流回路は備
えられないものである。なお、本明細書においては交流
入力電圧ＶACのレベルの１倍に対応する整流平滑電圧Ｅ
ｉを生成する全波整流回路を「等倍電圧整流回路」とも
いうことにする。

【００２５】また、この図に示す電圧共振形コンバータ
の自励発振駆動回路では、ベース電流制限用の抵抗ＲB
の挿入位置として、スイッチング素子Ｑ1のベースとイ
ンダクタＬB間に挿入されている点が、図１２，図１３
に示す回路と異なるが、このような接続形態であって
も、図１２，図１３にて説明したのと同様にスイッチン
グ素子Ｑ1のための自励発振駆動回路を形成する。

【００２６】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁
コンバータトランスＰＩＴは、図２に示すように、例え
ばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの
磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えら
れ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、一次側と二次
側とで巻装部が分割された分割ボビンＢを利用して一次
巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2dをそれぞれ分割した状態で巻
装している。そして、本実施の形態では、中央磁脚に対
しては図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。このギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２の中央
磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形成す
ることが出来る。これによって、例えば従来例として図
１３に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも小さ
な結合係数による疎結合となるようにして、その分、飽
和状態が得られにくいようにしている。この場合の結合
係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５とされる。

【００２７】本実施の形態の電源回路の二次側において
は、後述するようにして従来とは巻数の異なる二次巻線
Ｎ2dが設けられる。この二次巻線Ｎ2dの一端は二次側ア
ースに接続され、他端は直列共振コンデンサＣｓ1の直
列接続を介して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダ
イオードＤO2のカソードの接続点に対して接続される。
整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の
正極と接続され、整流ダイオードＤO2のアノードは二次
側アースに対して接続される。平滑コンデンサＣO1の負
極側は二次側アースに対して接続される。また、二次巻
線Ｎ2dにはタップが設けられ、このタップ端子は直列共
振コンデンサＣｓ2の直列接続を介して整流ダイオード
ＤO3のアノードと整流ダイオードＤO4のカソードの接続
点に対して接続される。整流ダイオードＤO3のカソード
は平滑コンデンサＣO2の正極と接続され、整流ダイオー
ドＤO4のアノードは二次側アースに対して接続される。
平滑コンデンサＣO2の負極側は二次側アースに対して接
続される。このような接続形態では結果的に、［直列共
振コンデンサＣｓ1，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑
コンデンサＣO1］の組と、［直列共振コンデンサＣｓ
2，整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO2］
の組とから成る２組の倍電圧全波整流回路が設けられる
ことになる。ここで、直列共振コンデンサＣｓ1は、自
身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2dの漏洩インダクタン
ス成分とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／
オフ動作に対応する直列共振回路を形成し、直列共振コ
ンデンサＣｓ2は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2
dの漏洩インダクタンス成分とによって、整流ダイオー
ドＤO3，ＤO4のオン／オフ動作に対応する直列共振回路
を形成する。即ち、本実施の形態の電源回路は、一次側
にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共
振回路が備えられ、二次側には、倍電圧全波整流動作を
得るための直列共振回路が備えられる。なお、本明細書
では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が
備えられて動作する構成のスイッチングコンバータにつ
いては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともい
うことにする。

【００２８】ここで、上記［直列共振コンデンサＣｓ
1，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］
の組による倍電圧全波整流動作としては次のようにな
る。図３は、図１に示す構成の電源回路の要部の動作を
示す波形図である。一次側のスイッチング動作により一
次巻線Ｎ1にスイッチング出力が得られると、このスイ
ッチング出力は二次巻線Ｎ2dに励起される。この動作
は、図３（ｇ）の一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング
出力電流Ｉ1、及び図３（ｂ）の二次巻線Ｎ2dから整流
ダイオードＤO1，ＤO2の整流電流経路に流れる整流電流
ＩC2として示される。そして、整流ダイオードＤO1がオ
フとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間Ｔ１に
おいては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2dとの極性が−Ｍ
となる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ2dの漏洩イ
ンダクタンスと直列共振コンデンサＣｓ1による直列共
振作用によって、整流ダイオードＤO2により整流した整
流電流ＩC2を直列共振コンデンサＣｓ1に対して充電す
る動作が得られる。図３（ｅ）（ｆ）は、それぞれ整流
ダイオードＤO2の整流電流ＩD3及び整流ダイオードＤO2
の両端電圧ＶD3を示す。そして、整流ダイオードＤO2が
オフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動
作を行う期間Ｔ２においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線
Ｎ2dとの極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二次巻
線Ｎ2dに誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ1の
電位が加わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデ
ンサＣO1に対して充電が行われる動作となる。図３
（ｃ）（ｄ）は、それぞれ整流ダイオードＤO1の整流電
流ＩD2及び整流ダイオードＤO1の両端電圧ＶD2を示す。
上記のようにして、加極性モード（＋Ｍ；フォワード動
作）と減極性モード（−Ｍ；フライバック動作）との両
者のモードを利用して整流動作が行われることで、平滑
コンデンサＣO1においては、二次巻線Ｎ2dの誘起電圧の
ほぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO1が得られる。ま
た、［直列共振コンデンサＣｓ2，整流ダイオードＤO
3，ＤO4、平滑コンデンサＣO2］の組とから成る倍電圧
全波整流回路によっても同様の動作によって、二次巻線
Ｎ2dの誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO2
が得られることになる。

【００２９】上記した倍電圧全波整流動作を得るための
構成は、先に図２にて説明したように、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結
合係数による疎結合としたことによって、更に飽和状態
となりにくい状態を得たことで実現されるものである。
例えば、従来のように絶縁コンバータトランスＰＩＴに
対してギャップＧが設けられない場合には、フライバッ
ク動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和
状態となって動作が異常となる可能性が高く、本実施の
形態のような倍電圧整流動作が適正に行われるのを望む
のは難しい。

【００３０】また、本実施の形態としての定電圧制御
は、図１２の場合と同様の構成を採っている、つまり被
制御巻線ＮRを一次巻線Ｎ1に対して直列に接続している
ことで、一次側の並列共振電圧Ｖｃｒの共振パルス（ス
イッチング素子Ｑ1のオフ期間）を制御することによっ
て行われる。

【００３１】上記構成によると、相互インダクタンスが
＋Ｍと−Ｍの動作モードとなる状態を利用して、倍電圧
全波整流を行うことで二次側直流出力電圧を得るように
しているため、それだけ負荷側に供給される電力も増加
して、最大負荷電力の増加が図られることになる。

【００３２】また、上記のようにして最大負荷電力の増
加を図ることで、本実施の形態では、直流入力電圧を生
成する整流平滑回路としては倍電圧整流方式を採って負
荷電力をカバーする必要はない。このため、図１にて説
明したように、例えばブリッジ整流回路による通常の等
倍電圧整流回路の構成を採ることができる。これによ
り、例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖ時における整流
平滑電圧Ｅｉは２００Ｖ程度となる。図３（ａ）に示す
スイッチング素子Ｑ1／二次側並列共振コンデンサＣｒ
の並列接続回路の両端に得られる共振電圧Ｖｃｒは、整
流平滑電圧Ｅｉに対して一次側の並列共振回路が作用す
ることで、スイッチング素子Ｑ1がオフ時に発生する
が、本実施の形態では、上記のように整流平滑電圧Ｅｉ
が倍電圧整流時の約１／２とされていることで、共振電
圧Ｖｃｒは、先に図１２に示した従来例としての電源回
路にて発生する共振電圧Ｖｃｒ（１８００Ｖ）の約１／
２程度に抑えられることになる。つまり、共振電圧Ｖｃ
ｒはピークで９００Ｖ程度にまで抑えられることにな
る。従って、本実施の形態においては、スイッチング素
子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒについては、９００Ｖ
の耐圧品を選定すればよいことになる。

【００３３】また、二次側においては、二次巻線Ｎ2dの
励起電圧が正負の両期間において整流動作を行う倍電圧
全波整流回路を設けたことで、本実施の形態では、図３
（ｄ）（ｆ）に示す整流ダイオードＤO1，ＤO2の両端電
圧ＶD2，ＶD3の波形のように、オフ期間における二次側
整流ダイオードの両端電圧は、二次側直流出力電圧ＥO
と同等のレベルにまで抑制されることになる。これによ
り、二次側の倍電圧整流回路を形成する整流ダイオード
としては、二次側直流出力電圧ＥOのレベルに対応する
耐圧品を選定すればよいことになる。

【００３４】また、倍電圧整流回路によって二次側直流
出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍電圧
整流回路（半波整流回路）によって得られる二次側直流
出力電圧と同等のレベルを得ようとすれば、本実施の形
態の二次巻線Ｎ2dとしては、従来の１／２の巻数で済む
ことになる。この巻数の削減は、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの小型軽量化、及び低コスト化につながる。

【００３５】更に本実施の形態では、スイッチング素子
Ｑ1、並列共振コンデンサＣｒ，二次側の整流ダイオー
ドについて、従来備えられるべきものよりも低耐圧品を
用いることができるため、素子としてはそれだけ安価と
なる。このため、特にコストアップを考慮することな
く、例えばスイッチング素子Ｑ1及びブリッジ整流回路
ＤOについて特性の向上されたもの（スイッチング素子
Ｑ1であれば、飽和電圧ＶCE(SAT)、蓄積時間ｔSTG、下
降時間ｔｆ、電流増幅率ｈFE等の特性の良好なもの、ま
た、整流ダイオードであれば順方向電圧降下ＶF、逆回
復時間ｔｒｒ等の特性の良好なもの）を選定することが
できる。このような特性の向上によって、本実施の形態
では、従来よりもスイッチング周波数を高く設定できる
ことになり、それだけ電力損失の低減、及び各種部品の
小型・軽量化が促進されることにもなる。つまり、従来
よりも電力変換効率など諸特性の向上を図ることが可能
になると共に、小型軽量化及び低コスト化を促進するこ
とが可能になる。

【００３６】更に、電源回路の小型・軽量化の観点から
すれば、従来のように直流入力電圧の生成のために倍電
圧整流回路を備える構成では、それぞれ２組の整流ダイ
オードと平滑コンデンサが必要とされたのであるが、本
実施の形態では、例えば通常のブリッジ整流回路による
全波整流回路とされるため、１組のブロック型の平滑コ
ンデンサとブリッジ整流ダイオードを採用することがで
きるので、それだけ、コストの削減及び部品の小型化が
図られるものである。

【００３７】更には、等倍電圧整流回路とされたこと
で、従来よりも一次巻線Ｎ1の巻数が削減されるため、
結果的に、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線のイ
ンダクタンス可変範囲を従来よりも狭くしても安定して
定電圧制御が行われることになる。即ち、被制御巻線の
巻数を従来よりも削減して、直交型制御トランスＰＲＴ
の小型軽量化及び低コスト化を図ることが出来る。

【００３８】実際の実験結果として、例えば図１２及び
図１３に示した従来としての電源回路の構成では、交流
入力電圧ＶAC＝１００Ｖ±２０％時において、スイッチ
ング周波数ｆｓ＝５０ＫＨｚ、対応可能な最大負荷電力
が１８０Ｗであったのに対して、図１に示す本実施の形
態の電源回路では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ±２０
％時において、スイッチング周波数ｆｓ＝１００ＫＨ
ｚ、対応可能な最大負荷電力が１６０Ｗと、スイッチン
グ周波数が２倍に向上された上で、ほぼ同等の最大負荷
電力に対応している。

【００３９】図４は、本発明の第２の実施の形態として
のスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、
この図において、図１及び図１２，図１３と同一部分に
ついては同一符号を付して説明を省略する。

【００４０】この図に示す、複合共振形スイッチングコ
ンバータとしての電源回路においては、二次側に対して
直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線が備えられる構
成を採っている。本実施の形態の場合、直交型制御トラ
ンスＰＲＴにおいては、２つの被制御巻線ＮR，ＮRAが
巻装される。被制御巻線ＮRは、二次巻線Ｎ2dの一端と
二次側直列共振コンデンサＣｓ1の間に直列に挿入され
ることで、二次側直列共振コンデンサＣｓ1のキャパシ
タンスと、二次巻線Ｎ2dの漏洩インダクタンス成分と被
制御巻線ＮRのインダクタンスとの合成インダクタンス
とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／オフ動
作に対応する直列共振回路を形成する。被制御巻線ＮRA
は、二次巻線Ｎ2dのタップ出力と二次側直列共振コンデ
ンサＣｓ2の間に直列に挿入されることで、二次側直列
共振コンデンサＣｓ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2
dの漏洩インダクタンス成分と被制御巻線ＮRAのインダ
クタンスとの合成インダクタンスとによって、整流ダイ
オードＤO3，ＤO4のオン／オフ動作に対応する直列共振
回路を形成する。なお、本実施の形態においても絶縁コ
ンバータトランスＰＲＴは図２により説明した構成を採
る。

【００４１】このような構成においても、第１の実施の
形態と同様に、二次側の直列共振動作を含む倍電圧整流
動作が得られることで、二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2
としては、二次巻線Ｎ2dに得られる励起電圧の２倍に対
応するレベルが得られる。

【００４２】また、この場合には、二次側に対して直交
型制御トランスＰＲＴの被制御巻線が備えられること
で、先の図１３に示す電源回路により説明したインダク
タンス制御方式による定電圧制御が行われる。つまり、
被制御巻線のインダクタンスの可変に応じて二次側整流
ダイオードの導通角を可変制御することで、定電圧制御
を行うものである。図５に、第２の実施の形態におけ
る、二次側直列共振周波数と二次側直流出力電圧ＥO
（Ｅ01，Ｅ02）との関係を示す。この場合には横軸に周
波数をとり、縦軸に二次側直流出力電圧ＥOのレベルを
とっている。この図においては、二次側直列共振周波数
ｆｏ１，ｆｏ２がスイッチング周波数ｆｓと共に示され
ている。二次側直列共振周波数ｆｏ１は、最大交流入力
電圧（Ｖａｃｍａｘ）、最小負荷電力（Ｐｏｍｉｎ）時
に得られる周波数であり、二次側直列共振周波数ｆｏ２
は、最小交流入力電圧（Ｖａｃｍｉｎ）、最大負荷電力
（Ｐｏｍａｘ）時に得られる周波数である。また、この
場合の二次側直列共振周波数は、スイッチング周波数ｆ
ｓよりも低い周波数の領域（ローワーサイド）に有るよ
うに設定される。本実施の形態では、このような特性の
もとで、直流出力電圧ＥOが一定となるように、被制御
巻線のインダクタンスを可変する（即ち、二次側直列共
振周波数を可変する）ように制御回路１が動作する。こ
のような第２の実施の形態としての構成によっても、先
に説明した第１の実施の形態と同様の効果が得られる。

【００４３】図６は、本発明の第３の実施の形態として
の、複合形スイッチングコンバータを備えたスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図であり、図１、図４、及
び図１２、図１３と同一部分には同一符号を付して説明
を省略する。本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2d及び駆動
巻線ＮBに加え、一次巻線Ｎ1を巻き上げるようにして巻
線Ｎ3が備えられる。なお、この絶縁コンバータトラン
スＰＩＴも、先に図２に示したようにして中央磁脚に対
してギャップが形成され、一次側と二次側で所要の結合
係数による疎結合が得られるようにされている。

【００４４】本実施の形態において、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を巻き上げるようにして形
成された巻線Ｎ3の端部は、後述するブースト電圧生成
用の平滑コンデンサＣｉBの正極と接続される。平滑コ
ンデンサＣｉBの負極は平滑コンデンサＣｉの正極（Ｅ
ｉライン）と接続される。また、本実施の形態において
はブースト用ダイオードＤBが設けられる。このブース
ト用ダイオードＤBは、アノードが平滑コンデンサＣｉB
の負極と平滑コンデンサＣｉの正極との接続点（Ｅｉラ
イン）と接続され、カソードは直交型制御トランスＰＲ
Ｔの被制御巻線ＮRの直列接続を介して、一次巻線Ｎ1と
巻線Ｎ3との接続点に対して接続される。このような接
続形態によると、巻線Ｎ3に得られたスイッチング出力
電圧をブースト用ダイオードＤBにより整流して平滑コ
ンデンサＣｉBにより平滑化することで、平滑コンデン
サＣｉBの両端にブースト電圧ＶBを生成するブースト回
路が形成されることになる。但し、上述のようにこのブ
ースト回路には被制御巻線ＮRが直列に挿入されてい
る。

【００４５】上記のようにブースト回路を備えた構成で
は、直列接続された平滑コンデンサＣｉB−平滑コンデ
ンサＣｉの両端には、整流平滑電圧Ｅｉに対してブース
ト電圧ＶBが重畳されたブースト平滑電圧ＥBが得られる
ことになるが、このブースト平滑電圧ＥBは、

【数１】により表すことができる。そして、巻線Ｎ3及び一次巻
線Ｎ1のインダクタンスとしてＬ3＝Ｌ1の関係が得られ
るようにし、整流平滑電圧Ｅｉ、ブースト用ダイオード
ＤBの降下電圧ＶF、及びスイッチング素子Ｑ1の飽和電
圧Ｖ(SAT)についてＥｉ≫ＶF，Ｖ(SAT)の関係が成立し
ているとすると、ブースト平滑電圧ＥBは上記（数１）
に基づいて、

【数２】により示されることになる。この場合、図６に示す電源
回路では、例えば、直交型トランスＰＲＴの被制御巻線
ＮRのインダクタンスＬRを、０．１×Ｌ1〜１．２×Ｌ1
の範囲で変化させることで、ブースト平滑電圧ＥBにつ
いて、ほぼＥｉ〜２Ｅｉ（Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉ
の両端に得られる整流平滑電圧レベルに相当する）の範
囲で可変することが可能とされる。

【００４６】また、本実施の形態の電源回路の接続形態
では、ブースト用の整流ダイオードＤBを介して、一次
巻線Ｎ1と平滑コンデンサＣｉの正極間に対して被制御
巻線ＮRが直列に挿入されているものと見ることが出来
るので、一次側の並列共振回路は、被制御巻線ＮRのイ
ンダクタンスＬRを含んで形成されることになる。従っ
て、この場合には、図１に示した電源回路と同様に、共
振電圧Ｖｃｒのパルス幅を制御することによって二次側
出力の安定化が行われる。

【００４７】本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ1
を備えて成る電圧共振形スイッチングコンバータは、上
述のブースト平滑電圧ＥBを動作電源としてスイッチン
グ動作を行うようにされる。つまり、本実施の形態で
は、ブースト回路によって、電圧共振形スイッチングコ
ンバータに供給すべき見かけ上の直流入力電圧レベルを
上昇させているものである。このブースト回路の動作に
よって直流入力電圧レベルを引き上げていることで、本
実施の形態では、倍電圧整流回路によって直流入力電圧
を得る構成（即ち従来例）の場合とほぼ同等の最大負荷
電力に対応することが可能となる。そして、先の各実施
の形態と同様にして、二次側直列共振動作を利用した倍
電圧整流回路により直流出力電圧を得るようにされてい
ることで、結果的には２００Ｗ程度の最大負荷電力に対
応することが可能となる。なお、本実施の形態において
も、先の第１の実施の形態にて説明した効果は同様に得
られるものである。

【００４８】図７は、本発明の第４の実施の形態として
の、複合共振形スイッチングコンバータを備えた電源回
路の構成を示す回路図であり、図１、図４、図６及び図
１２、図１３と同一部分には同一符号を付して説明を省
略する。

【００４９】この図に示す電源回路においては、一次巻
線としてはセンタータップが設けられて、一次巻線Ｎ1A
（インダクタンスＬ1A），Ｎ1B（インダクタンスＬ1B）
に分割される。このセンタータップ端子は、直交型制御
トランスＰＲＴの被制御巻線ＮR（インダクタンスＬR）
の直列接続を介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続さ
れる。

【００５０】この図に示す電圧共振形コンバータは、２
石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えた他励式の構成を
採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2に
は、ＭＯＳ−ＦＥＴが採用されている。この場合、スイ
ッチング素子Ｑ1 のドレインは一次巻線Ｎ1Aの端部と接
続され、ソースは一次側アースに接地される。また、ス
イッチング素子Ｑのドレイン−ソース間には、スイッチ
ングオフ時の帰還電流の経路を形成するダンパーダイオ
ードＤD1、及び並列共振コンデンサＣｒ1が並列に接続
される。スイッチング素子Ｑ2 のドレインは一次巻線Ｎ
1Bの端部と接続され、ソースは一次側アースに接地され
る。また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間
に対しても、ダンパーダイオードＤD2及び並列共振コン
デンサＣｒ2が並列に接続される。

【００５１】並列共振コンデンサＣｒ1は、自身のキャ
パシタンスと、インダクタンスＬ1A，インダクタンスＬ
Rの合成インダクタンスとによって、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング動作を電圧共振形とする並列共振回
路を形成される。同様にして、並列共振コンデンサＣｒ
2は、自身のキャパシタンスと、インダクタンスＬ1B，
インダクタンスＬRの合成インダクタンスとによって、
スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作を電圧共振形
とする並列共振回路を形成する。

【００５２】この接続形態では、スイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2がそれぞれ電圧共振形のスイッチング動作を行う
ようにされた、二系統のスイッチング回路系が備えられ
ることになる。なお、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の
スイッチング出力点は、一次巻線Ｎ1のセンタータップ
となる。

【００５３】発振ドライブ回路２は、起動抵抗ＲSによ
り起動されるようになっており、例えばスイッチング周
波数ｆｓ＝１００ＫＨｚに対応する周波数信号を発振出
力すると共に、この周波数信号に基づいてスイッチング
駆動信号（駆動電圧）を生成して、スイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2のゲートに印加する。この際、スイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2のゲートに印加するスイッチング駆動信号とし
ては、互いに反転した逆極性の信号である。

【００５４】上記発振ドライブ回路２によってスイッチ
ング素子Ｑ1，Ｑ2が駆動されると、スイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2は、例えばスイッチング周波数ｆｓ＝１００ＫＨ
ｚで、交互にオン／オフとなるタイミングでスイッチン
グ動作を行うことになる。つまり、スイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2の両者によるスイッチング動作は、いわゆるプッ
シュプル動作となり、例えば１石のスイッチング素子に
よる、いわゆるシングルエンド動作の場合よりも大きな
電力を負荷側に対して供給することができる。これによ
り、本実施の形態では最大負荷電力２００Ｗ以上の重負
荷の条件に対応する。

【００５５】また、この場合には直交型制御トランスＰ
ＲＴの被制御巻線ＮRは一次巻線に対して接続されるこ
とから、例えば図１に示した電源回路と同様に、インダ
クタンス制御方式として、スイッチング素子と並列共振
コンデンサの並列接続回路の両端に得られる共振電圧を
ＰＷＭ制御することで定電圧制御を行うようにされる。

【００５６】図７に示す構成によっても、複合形共振コ
ンバータとされたことによる効果、及び等倍電圧整流回
路によって直流入力電圧を得たことによるよる効果が、
先の各実施の形態と同様に得られるものである。

【００５７】これまでの実施の形態の説明においては、
スイッチング素子Ｑ1（及びＱ2）として、１石のバイポ
ーラトランジスタ（ＢＪＴ）、或いはＭＯＳ−ＦＥＴを
採用した場合を例に挙げていたが、本発明の実施の形態
としては、以降示すようなスイッチング回路或いはスイ
ッチング素子をスイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）に代えて採
用することも可能である。図８は、スイッチング素子Ｑ
1（Ｑ2）に代えて、２本のバイポーラトランジスタＱ1
1，Ｑ12をダーリントン接続した回路を使用する例を示
している。この場合の接続形態としては、トランジスタ
Ｑ11のコレクタとトランジスタＱ12のコレクタを接続
し、トランジスタＱ11のエミッタをトランジスタＱ12の
エミッタと接続し、トランジスタＱ12のエミッタをアー
スに接地している。また、ダンパーダイオードＤD1のア
ノードをトランジスタＱ11のエミッタと接続し、ダンパ
ーダイオードＤD1のカソードを抵抗Ｒ11を介してトラン
ジスタＱ11のベースに接続している。ダンパーダイオー
ドＤD2のアノードは、トランジスタＱ12のエミッタに接
続され、カソードはトランジスタＱ12のコレクタに接続
されている。抵抗Ｒ12は、トランジスタＱ12のベース−
エミッタ間に対して並列に接続されている。このように
して形成したダーリントン接続回路においては、トラン
ジスタＱ11のベースが先の各実施の形態に示したスイッ
チング素子Ｑ1（Ｑ2）のベースと等価となり、トランジ
スタＱ11，Ｑ12のコレクタ接点がスイッチング素子Ｑ1
（Ｑ2）のコレクタと等価となる。また、トランジスタ
Ｑ12のエミッタがスイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）のエミッ
タと等価となる。

【００５８】また、第１〜第３の実施の形態に対応する
図１、図４、図６の電源回路のようにして、１つのスイ
ッチング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行う構成
を採る場合にも、図９に示すようにして、バイポーラト
ランジスタのスイッチング素子Ｑ1に代えて、ＭＯＳ−
ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ；金属酸化膜半
導体）を使用することができる。ＭＯＳ−ＦＥＴを用い
る場合、ドレイン−ソース間に対して、スイッチングオ
フ時の帰還電流の経路を形成するためのツェナーダイオ
ードＺＤが図に示す方向により並列に接続される。つま
り、アノードがＭＯＳ−ＦＥＴのソースと接続され、カ
ソードがツェナーダイオードＺＤのドレインと接続され
る。この場合、先の各実施の形態に示したスイッチング
素子Ｑ1のベース、コレクタ、エミッタは、それぞれ、
ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート、ドレイン、ソースに置き換わ
ることになる。また、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いる場合に
は、図７に示したような他励式の構成を採るなどして、
電流駆動ではなく、電圧駆動する必要がある。

【００５９】図１０は、スイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）に
代えて、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジス
タ）を使用した例が示されている。ＩＧＢＴのコレクタ
−エミッタ間に対しては、スイッチングオフ時の帰還電
流の経路を形成するためのダイオードＤが並列に接続さ
れる。ここでは、ダイオードＤのアノード、カソードは
それぞれＩＧＢＴのコレクタ，エミッタに対して接続さ
れている。この回路では、先の各実施の形態に示したス
イッチング素子Ｑ1（Ｑ2）のベース、コレクタ、エミッ
タは、それぞれ、ＩＧＢＴのゲート、コレクタ、エミッ
タに置き換わる。

【００６０】図１２は、スイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）に
代えて、ＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）を使用した例が
示されている。このＳＩＴのコレクタ−エミッタ間に対
しても、スイッチングオフ時の帰還電流の経路を形成す
るためのダイオードＤが並列に接続され、ダイオードＤ
のアノード、カソードがそれぞれＳＩＴのカソード，ア
ノードに対して接続される。上記図８〜図１２に示す何
れの構成を採った場合にも、本実施の形態では更なる高
効率化を図ることが可能になる。なお、図８〜図１２に
示す構成を採る場合、ここでは図示しないが、実際にス
イッチング素子Ｑ1（Ｑ2）に代えて採られるべき構成に
適合するようにして、その駆動回路の構成を変更して構
わないものである。また、実施の形態として上記各図に
示した構成の細部は、実際の使用条件等に応じて変更さ
れて構わない。

【００６１】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、スイッチ
ング電源回路として、一次側に電圧共振形スイッチング
コンバータを備えたうえで、絶縁コンバータトランスを
疎結合とすることで、一次巻線と二次巻線の相互インダ
クタンスが互いに逆極性となる動作モード（＋Ｍ／−
Ｍ）が得られるようにしている。更に、二次側において
は、二次巻線に二次側直列共振回路を直列に接続して直
列共振回路を形成して、この直列共振回路を利用した倍
電圧全波整流回路を備えることで、二次巻線に得られる
交番電圧（励起電圧）の二倍に対応する二次側直流出力
電圧を得るようにされる。

【００６２】上記のようにして倍電圧全波整流回路によ
って負荷に電力供給をする結果、本発明では、例えば従
来のように半波整流回路により等倍の二次側直流出力電
圧を得る場合よりも、対応可能な最大負荷電力を向上さ
せることが可能になる。そしてこれに伴い、一次側は倍
電圧整流回路ではなく、通常の全波整流回路により交流
入力電圧レベルに対応するレベルの整流平滑電圧を入力
するように構成しても、充分に上記した条件に対応する
ことができることになる。

【００６３】以上の構成から次のようなことが言える。
例えば従来においては、上記の条件に対応する場合に
は、倍電圧整流回路により交流入力電圧レベルの２倍に
対応する整流平滑電圧を得る必要があり、このため、ス
イッチング素子や一次側の並列共振コンデンサには、整
流平滑電圧レベルに応じて発生するスイッチング電圧に
応じた耐圧品を選定する必要があった。また、従来にお
いては、二次側において半波整流回路により直流出力電
圧を生成するようにしていたことで、整流ダイオードの
非導通期間において整流平滑電圧の２．５倍〜３．５倍
程度の電圧が印加されるため、この電圧レベルに応じた
耐圧品を選定していた。

【００６４】これに対して本発明では、整流平滑電圧レ
ベルに依存するスイッチング電圧が従来の１／２となる
ことから、スイッチング素子や一次側の共振コンデンサ
について、従来の１／２程度の耐圧品を用いることがで
きる。また、二次側においては、前述したように、倍電
圧全波整流回路が設けられるが、ここで倍電圧全波整流
回路は、交番電圧が正／負の両期間で整流動作を行う全
波整流動作である結果、整流ダイオードに印加される電
圧は整流平滑電圧レベルとほぼ同等に抑制されるため、
二次側の整流ダイオードについても従来より耐圧の低い
ものを選定することができる。これによって、先ずスイ
ッチング素子、一次側の並列共振コンデンサ、及び二次
側整流ダイオード等にかかるコストを削減することがで
きる。また、スイッチング素子及び二次側整流ダイオー
ドの特性の向上したものを選定して、スイッチング周波
数を高く設定することも容易に可能となり、これによっ
て、電力変換効率の向上が図られることになる。また、
スイッチング素子周辺の回路部品の小型・軽量化を図る
ことも可能になるものである。また、前述のように、商
用交流電源から整流平滑電圧を得る回路が通常の等倍電
圧整流回路とされたことで、例えば通常の１組のブロッ
ク型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオードを採用
することができるので、この点でも、コストの削減及び
回路規模の縮小が図られる。更には、被制御巻線の巻数
が削減されて、定電圧制御に用いる直交型制御トランス
の小型軽量化及び低コスト化も図られるものである。

【００６５】更に本発明として、二次側に設けられる整
流回路については倍電圧全波整流回路が採用されること
で、例えば等倍電圧整流回路が備えられる場合と同等レ
ベルの直流出力電圧を得ようとすれば、二次巻線の巻数
を従来の１／２程度にまで少なくすることが可能にな
る。また、本発明の構成では、従来よりも狭い被制御巻
線のインダクタンス可変範囲によって二次側出力の安定
化動作を確保できるので、その分被制御巻線の巻数を削
減して直交型制御トランスの小型軽量化及び低コスト化
を図ることが可能である。

【００６６】更には、スイッチング手段としてプッシュ
プル動作を行う構成を採れば、比較的簡略な回路構成に
よっても、対応可能な負荷電力を更に増加させることが
可能になる。

【００６７】また、スイッチング素子としては、バイポ
ーラトランジスタを備えて形成されるダーリントン回
路、又はＭＯＳ型電界効果トランジスタ、絶縁ゲートバ
イポーラトランジスタ、又は静電誘導サイリスタにより
構成することが可能であり、この場合には、例えば１石
のバイポーラトランジスタにより上記スイッチング手段
を形成する場合よりも、更に電力変換効率を向上させる
ことが可能となる。

【００６８】このように本発明では、電圧共振形コンバ
ータを備えた電源回路の低コスト化、小型軽量化、及び
電力変換効率等の諸特性の向上が促進されるものであ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路の絶縁コンバータトラ
ンスの構成を示す断面図である。

【図３】第１の実施の形態の電源回路の要部の動作を示
す波形図である。

【図４】本発明の第２の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図５】図４に示す回路の二次側直列共振周波数に対す
るスイッチング周波数、及び二次側直流出力電圧との関
係を示す説明図である。

【図６】本発明の第３の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図７】本発明の第４の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図８】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示
す回路図である。

【図９】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示
す回路図である。

【図１０】本発明の実施の形態の変形例としての構成を
示す回路図である。

【図１１】本発明の実施の形態の変形例としての構成を
示す回路図である。

【図１２】従来例としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図１３】従来例としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図１４】従来例としての絶縁コンバータトランスの構
成を示す断面図である。

【図１５】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各
動作を示す説明図である。

【図１６】図１２及び図１３に示す電源回路における要
部の動作を示す波形図である。

【符号の説明】

１制御回路、２発振・ドライブ回路、Ｃｉ，ＣｉB
平滑コンデンサ、Ｃｒ並列共振コンデンサ、Ｃｓ
1，Ｃｓ2 二次側直列共振コンデンサ、Ｄｉブリッジ
整流回路、ＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4 整流ダイオード、
ＰＩＴ絶縁コンバータトランス、ＰＲＴ直交型制御
トランス、ＮC 制御巻線、ＮR 被制御巻線、Ｑ1，Ｑ2
スイッチング素子、ＤB ブースト用ダイオード、Ｎ3
（ブースト用）巻線

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用交流電源を入力して、この商用交流
電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生
成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
けられる絶縁コンバータトランスと、スイッチング素子を備えて、上記直流入力電圧を断続し
て上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するよ
うにされたスイッチング手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
含む漏洩インダクタンス成分と共振コンデンサのキャパ
シタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段
の動作を電圧共振形とする一次側共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
直列共振コンデンサを直列に接続することで、上記絶縁
コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成
分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンス
とによって直列共振回路を形成する二次側直列共振回路
と、整流電流経路に対して上記二次側直列共振コンデンサを
挿入して形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次
巻線に得られる交番電圧を入力して倍電圧全波整流動作
を行って、入力電圧レベルのほぼ２倍に対応する二次側
直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成
手段と、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線又は二次巻線に
対して接続される被制御巻線と、該被制御巻線とその巻
回方向が直交するようにされた制御巻線とが巻装される
直交型制御トランスを備え、上記二次側直流出力電圧の
レベルに応じて可変の制御電流を上記制御巻線に流して
上記被制御巻線のインダクタンスを変化させることで定
電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記整流平滑電圧に対して、上記スイッ
チング手段のスイッチング出力を利用して生成したブー
スト電圧を重畳してブースト整流平滑電圧を得て、この
ブースト整流平滑電圧を上記直流入力電圧として上記ス
イッチング手段に供給するようにされていると共に、上
記被制御巻線を含むことにより、この被制御巻線のイン
ダクタンスの変化によって上記ブースト整流平滑電圧を
一定とするように制御可能な構成をとるブースト手段、を設けたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
グ電源回路。
【請求項３】上記スイッチング手段は、自励式により
スイッチング動作を行うための自励発振駆動回路を備え
ていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング
電源回路。
【請求項４】上記スイッチング手段は、他励式により
スイッチング動作を行うための駆動回路を備えているこ
とを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
路。
【請求項５】上記スイッチング手段は、スイッチング
素子としてバイポーラトランジスタを備えて形成される
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
路。
【請求項６】上記スイッチング手段は、バイポーラト
ランジスタを備えて形成されるダーリントン回路を１つ
のスイッチング素子として用いるように構成されている
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
路。
【請求項７】上記スイッチング手段は、スイッチング
素子としてＭＯＳ型電界効果トランジスタを備えて形成
されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング
電源回路。
【請求項８】上記スイッチング手段は、スイッチング
素子として絶縁ゲートバイポーラトランジスタを備えて
形成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチ
ング電源回路。
【請求項９】上記スイッチング手段は、スイッチング
素子として静電誘導サイリスタを備えて形成されること
を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１０】上記スイッチング手段は２組とされ
て、プッシュプルによるスイッチング動作が得られるよ
うに構成されていることを特徴とする請求項１に記載の
スイッチング電源回路。