JP4430078B2 - 直交周波数分割多重方式を用いる通信システムにおけるサブチャンネルの割当装置および方法 - Google Patents

Description

本発明は、直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭＡ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ；以下、「ＯＦＤＭＡ」と称する）方式を用いる通信システム（以下、「ＯＦＤＭＡ通信システム」と称する）に係り、詳しくは、動的にサブチャンネルを割り当てる装置および方法に関する。

一般に、４世代（４Ｇ：４ｔｈ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）の移動通信システムは、前世代の移動通信システムのような単なる無線通信サービスに留まらず、有線通信ネットワークと無線通信ネットワークとの効率的な連動および統合サービスを目指してその標準化が進んできている。このため、無線通信ネットワークには、有線通信ネットワークの容量に近い大容量のデータを送信しうる技術開発が望まれている。

そこで、上記４世代移動通信システムにおいては、有無線チャンネルにおいて高速なデータ転送に有用な方式として、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；以下、「ＯＦＤＭ」と称する）方式についての研究が盛んに行われてきており、上記ＯＦＤＭ方式は、マルチ−キャリアを用いてデータを転送する方式であって、直列にて入力するシンボル列を並列のものに変換して、これらのそれぞれを互いに直交性を有する多数のサブキャリア、すなわち、多数のサブキャリアチャンネルに変調して転送するマルチキャリア変調（ＭＣＭ：Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式の一種である。

このようなマルチキャリア変調方式を適用するシステムは、１９５０年代の後半に軍隊向けのＨＦラジオに最初に適用されたものであって、多数の直交するサブキャリアを畳み込ませるＯＦＤＭ方式は、１９７０年代から発展し始めていたが、マルチキャリア間の直交変調の具現が困難であるため、実際にシステムに適用するには限界があった。しかしながら、１９７１年にＷｅｉｎｓｔｅｉｎらが、上記ＯＦＤＭ方式を用いる変復調は離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を用いることで、効率的な処理が可能になることを発表し、これに伴い、ＯＦＤＭ方式についての技術の開発が急速に発展してきた。また、保護期間の使用と循環プレフィックスのような保護期間の挿入方式が知られるに伴い、多重経路および遅延拡散についてのシステムの悪影響を一層軽減するようになった。そこで、このようなＯＦＤＭ方式の技術は、デジタルオーディオ放送（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ：ＤＡＢ）とデジタルテレビ、無線近距離通信網（ＷＬＡＮ：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）、そして無線非同期転送モード（ＷＡＴＭ：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｍｏｄｅ）などのデジタル送信技術に広範に適用されている。すなわち、ハードウェア的な複雑度によってその広範な使用に制限を受けていたものの、最近、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；以下、「ＦＦＴ」と称する）と逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；以下、「ＩＦＦＴ」と称する）を含む各種のデジタル信号処理技術が発展を重ねるに伴い、実現可能なものとなった。上記ＯＦＤＭ方式は、従来の周波数分割多重化（ＦＤＭ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式に類似しているが、もっとも、多数のサブキャリア間の直交性を保持して転送することにより、高速データ送信に際して最適な送信効率が得られるという特徴を有する。また、周波数の使用効率が良く、且つ、多重経路フェーディングに強靭な特性があることから、高速データ送信に際して最適な送信効率が得られるという特徴を有する。なお、周波数スペクトルを畳み込ませて用いることから、周波数の使用が効率的であり、周波数の選択的なフェーディングに強いほか、多重経路フェーディングに強く、保護期間を用いてシンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の影響を軽減でき、ハードウェア的に等化器の構造を簡単に設計することが可能になり、インパルス性雑音に強いという長所を有する。これらの理由から、通信システムの構造に積極的に用いられている傾向にある。

一方、上記ＯＦＤＭ方式に基づく多重接続方式が、上記ＯＦＤＭＡ方式である。上記ＯＦＤＭＡ方式は、１のＯＦＤＭシンボル内のサブキャリアが多数のユーザー、すなわち、多数の端末に振り分けられて用いられる方式である。上記ＯＦＤＭＡ方式を用いる通信システムとしては、ＩＥＥＥ（Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１６ａ通信システムおよびＩＥＥＥ８０２．１６ｅ通信システムなどが挙げられる。ここで、上記ＩＥＥＥ８０２．１６ａ通信システムは、上記ＯＦＤＭＡ方式を用いる固定広域無線接続（ＢＷＡ：Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ａｃｃｅｓｓ）通信システムである。また、上記ＩＥＥＥ８０２．１６ｅ通信システムは、上記ＩＥＥＥ８０２．１６ａ通信システムに端末の移動性をも考慮したものであって、現在、ＩＥＥＥ８０２．１６ａ通信システムおよびＩＥＥＥ８０２．１６ｅ通信システムは、２０４８ポイントと１７０２本のサブキャリアを用いる。上記ＩＥＥＥ８０２．１６ａ通信システムおよびＩＥＥＥ８０２．１６ｅ通信システムは、上記１７０２本のサブキャリアのうち１６６本のサブキャリアはパイロットサブキャリアとして用い、上記１６６本のサブキャリアを除く１５３６本のサブキャリアはデータサブキャリアとして用いる。また、上記１５３６本のデータサブキャリアを４８本ずつ分類して、合計で３２本のサブチャンネルを生成し、上記サブチャンネルをシステムの状況に見合うように多数のユーザーに割り当てる。ここで、上記サブチャンネルとは、多数のサブキャリアよりなるチャンネルを意味し、ここでは、４８本のサブキャリアが１のサブチャンネルを構成する。結果的に、上記ＯＦＤＭＡ通信システムは、システムに用いられる全体のサブキャリア、特に、データサブキャリアを全体の周波数帯域に分散させて周波数ダイバーシティ利得を得ることを目指す通信システムである。

一方、特定の端末に割り当てられるサブキャリアを動的に変更する方式が、周波数跳躍（ＦＨ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｈｏｐｐｉｎｇ；以下、「ＦＨ」と称する）方式である。そして、上記ＦＨ方式と上記ＯＦＤＭ方式を組み合わせた方式がＦＨ−ＯＦＤＭ方式である。上記ＦＨ−ＯＦＤＭ方式を用いる通信システム（以下、「ＦＨ−ＯＦＤＭ通信システム」と称する）は、端末に割り当てられるサブキャリアの周波数帯域を上記ＦＨ方式を用いて跳躍させる。すなわち、上記ＦＨ−ＯＦＤＭ通信システムも同様に、全体のサブキャリア、特に、データサブキャリアを全体の周波数帯域に分散させて周波数ダイバーシティ利得を得ることを目指している通信システムである。

上述したように、広域、例えば、１０［ＭＨｚ］の広域を周波数領域だけでサブチャンネル単位に分割して用いるシステムが、上記ＩＥＥＥ８０２．１６ａ通信システムおよびＩＥＥＥ８０２．１６ｅ通信システムである。上記ＩＥＥＥ８０２．１６ａ通信システムおよびＩＥＥＥ８０２．１６ｅ通信システムは、２０４８ポイントのＩＦＦＴを用いて１のＯＦＤＭシンボル当たり１７０２本のサブキャリアを用いる。このため、多重セルの環境下でサブチャンネル間の衝突特性が比較的に良好なリードソロモン（ＲＳ：Ｒｅｅｄ Ｓｏｌｏｍｏｎ）シーケンスを用いてサブチャンネルを割り当てる場合、４１×４０＝１６４０となるため、約４０個のセルを区分することが可能である。例えば、ガロアフィールド（Ｑ）において定義されたリードソロモンシーケンスを用いる場合、合計の使用サブキャリアはＱ（Ｑ−１）として定義される。このため、８０２．１６ａ／ｅでのように、サブキャリアを１６００本程度用いるとした場合、４０近くの素数の３７、４１、４３のうち４１を選択する。これにより、１６４０本のサブキャリアを用いるシステムが生成される。このため、８０２．１６ａ／ｅの場合、１サブチャンネル当たりサブキャリアの数を４８本にしているため、サブチャンネル間の衝突特性が悪くなってしまう。ここで、上記ガロアフィールドについては、後述する。

しかしながら、通信システムの発展に伴い、ネットワークの設計を容易にするためには、区分可能なセルの数を少なくとも１００個まで増やす必要がある。区分可能なセルの数の側面から、周波数領域だけでサブチャンネルを構成する上記ＯＦＤＭＡ方式には限界がある。

一方、１．２５［ＭＨｚ］の狭帯域を用いるＦｌａｓｈ−ＯＦＤＭ方式は、１２８ポイントのＩＦＦＴを用いて１１３個のＯＦＤＭシンボルよりなる１周期中に相異なるサブキャリアを跳躍する１１３個の跳躍シーケンスを基本的な資源割当て単位として定義する。上記Ｆｌａｓｈ−ＯＦＤＭ方式を用いる通信システム（以下、「Ｆｌａｓｈ−ＯＦＤＭ通信システム」と称する）は、ネットワークを設計するに当たり、上記跳躍シーケンスを１１３個のセルのそれぞれごとに異ならせて定義することにより、相異なる１１３個のセルを区分することが可能である。

しかしながら、上記Ｆｌａｓｈ−ＯＦＤＭ方式も、依然として、狭帯域専用の方式に欠かせない容量の増大には寄与し得ないという問題点を有する。

そこで、本発明の目的は、ＯＦＤＭＡ通信システムにおけるサブチャンネルの割り当て装置及び方法を提供するところにある。

本発明の他の目的は、ＯＦＤＭＡ通信システムにおける時間−周波数２次元のサブチャンネルの割当装置及び方法を提供するところにある。

本発明のさらに他の目的は、ＯＦＤＭＡ通信システムにおける基地局の区分のためのサブチャンネルの割当装置及び方法を提供するところにある。

本発明のさらに他の目的は、ＯＦＤＭ通信システムにおける隣り合う基地局のサブチャンネル間の衝突を最小化するサブチャンネルの割当装置及び方法を提供するところにある。

本発明のさらに他の目的は、ＯＦＤＭ通信システムにおいてダイバーシティ利得を得るためのサブチャンネルの割当装置及び方法を提供するところにある。

上記目的を達成するために、本発明の第１の方法は、無線通信システムにおける基地局によるサブチャンネルを割り当てる方法であって、サブキャリア帯域を分類してサブキャリア群を生成するステップと、第1のシーケンスに対応して前記サブキャリア群のそれぞれからサブキャリア帯域を検出するステップと、前記第1のシーケンスに対応して前記検出されたサブキャリア帯域を第1のサブチャンネルとして割り当てるステップと、第２のシーケンスに対応して前記サブキャリア群のそれぞれからサブキャリア帯域を検出するステップと、前記第２のシーケンスに対応して前記検出されたサブキャリア帯域を第２のサブチャンネルとして割り当てるステップと、を含み、前記第1のシーケンスに対応して前記検出されたサブキャリア帯域は前記第２のシーケンスに対応して前記検出されたサブキャリア帯域とは異なることを特徴とする。

上記目的を達成するために、本発明の第２の方法は、無線通信システムにおける基地局によるサブチャンネルを割り当てる方法であって、全体の周波数帯域をｍ個のサブキャリア群に分割する場合、それぞれのｍ個のサブキャリア群はサブキャリア群インデックスにマップされ、一つのサブチャネルは、サブキャリア群インデックスシーケンスに対応したｍ個のサブキャリア群のそれぞれから選択されるｎ個のサブキャリアを含み、第1のタイミングポイント中に転送するために必要な第1のデータを決定するステップと、第1のサブキャリア群インデックスシーケンスを使用して、前記第1のタイミングポイント中に第1のサブチャネルを割り当てるステップと、前記第1のサブキャリア群インデックスシーケンスは、第２のタイミングポイント中に第２のサブチャネルを割り当てられるために使用される第２のサブキャリア群インデックスシーケンスとは異なることを特徴とする。

上記目的を達成するために、本発明の第１の装置方法は、無線通信システムにおけるサブチャンネルを割り当てる装置であって、前記装置は、サブキャリア帯域を分類してサブキャリア群を生成し、第1のシーケンスに対応して前記サブキャリア群のそれぞれからサブキャリア帯域を検出し、前記第1のシーケンスに対応して前記検出されたサブキャリア帯域を第1のサブチャンネルとして割り当て、第２のシーケンスに対応して前記サブキャリア群のそれぞれからサブキャリア帯域を検出し、前記第２のシーケンスに対応して前記検出されたサブキャリア帯域を第２のサブチャンネルとして割り当てるるサブチャンネル割り当て手段を含み、
前記第1のシーケンスに対応して前記検出されたサブキャリア帯域は前記第２のシーケンスに対応して前記検出されたサブキャリア帯域とは異なることを特徴とする。

上記目的を達成するために、本発明の第２の装置は、無線通信システムにおけるサブチャンネルを割り当てる装置であって、全体の周波数帯域をｍ個のサブキャリア群に分割する場合、それぞれのｍ個のサブキャリア群はサブキャリア群インデックスにマップされ、一つのサブチャネルは、サブキャリア群インデックスシーケンスに対応したｍ個のサブキャリア群のそれぞれから選択されるｎ個のサブキャリアを含み、第1のタイミングポイント中に転送するために必要な第1のデータを決定し、第1のサブキャリア群インデックスシーケンスを使用して、前記第1のタイミングポイント中に第1のサブチャネルを割り当てるサブチャネルを割り当て手段を含み、前記第1のサブキャリア群インデックスシーケンスは、第２のタイミングポイント中に第２のサブチャネルを割り当てられるために使用される第２のサブキャリア群インデックスシーケンスとは異なることを特徴とする。

本発明は、ＯＦＤＭＡ方式を用いる通信システムにおいて区分可能な基地局の数を最大数にするサブチャンネル割当を可能にするという利点を有する。

また、本発明に係るサブチャンネルの割当は、隣り合う基地局のサブチャンネル間の衝突が生じる確率を最小化してサブチャンネルの衝突によるシステム性能の低下を防止するという利点を有する。

また、本発明は、割り当てられたサブチャンネルの一部をパイロットチャンネルにより構成し、セルの探索およびチャンネル推定の効率性を極大化させるという利点を有する。

また、本発明は、サブチャンネルの割当時ごとにサブチャンネルをなすサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群を異ならせて設定することにより、ダイバーシティ利得が得られるという利点を有する。

以下、本発明の好適な実施の形態を添付図面を参照して詳述する。下記の説明においては、本発明による動作を理解する上で必要となる部分だけが述べられ、それ以外の部分の説明は、本発明の要旨を曖昧にしない範囲内で省かれているということに留意すべきである。

本発明は、ＯＦＤＭＡ通信システムにおいて、時間−周波数領域の２次元領域においてサブチャンネルを割り当てる。このため、本発明は、上記ＯＦＤＭＡ通信システムにおいて区分可能なセル、すなわち基地局（ＢＳ：Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）の数を増加させ、また、隣り合う基地局間のサブチャンネル間の衝突を極力抑える。また、本発明は、ＯＦＤＭＡ通信システムにおいてバーストエラーの発生を最小化するようにサブチャンネルを割り当てる。ここで、上記基地局は一つのセルを司りながらサービスを提供することもでき、多数のセルを司りながらサービスを行うこともできるが、ここでは、説明の都合上、一つの基地局は一つのセルだけを司るとする。

以下、図１を参照して、本発明の実施の形態によるＯＦＤＭＡ通信システムの第１の送信器の構造を説明する。
図１は、本発明の実施の形態における機能を行うためのＯＦＤＭＡ通信システムの第１の送信器の構造を概略的に示す図である。
図１を参照すると、まず、上記ＯＦＤＭＡ通信システムの第１の送信器は、循環冗長検査（ＣＲＣ：Ｃｙｃｌｉｃｋ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ、以下、「ＣＲＣ」と称する）挿入器１１１と、エンコーダー１１３と、シンボルマッピング器１１５と、サブチャンネル割当器１１７と、直列／並列切り替え器１１９と、パイロットシンボル挿入器１２１と、ＩＦＦＴ器１２３と、並列／直列切り替え器１２５と、保護期間挿入器１２７と、デジタル／アナログ切り替え器１２９と、無線周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、以下、「ＲＦ」と称する）処理器１３１と、を備える。
まず、転送したいユーザーデータビットおよび制御データビットが生成されると、上記ユーザーデータビットおよび制御データビットは上記ＣＲＣ挿入器１１１に入力される。ここで、上記ユーザーデータビットおよび制御データビットを「情報データビット」と称する。上記ＣＲＣ挿入器１１１は、上記情報データビットを入力してＣＲＣビットを挿入した後、上記エンコーダー１１３に出力する。上記エンコーダー１１３は、上記ＣＲＣ挿入器１１１からの信号を入力して、予め定められた設定コーディング方式によりコーディングした後、上記シンボルマッピング器１１５に出力する。ここで、上記コーディング方式は、所定のコーディングレートを持つターボコーディング方式であっても良く、畳み込みコーディング方式などであっても良い。

上記シンボルマッピング器１１５は、上記エンコーダー１１３からのコーディングされたビットを予め定められた設定変調方式により変調して変調シンボルとして生成した後、上記サブチャンネル割当器１１７に出力する。ここで、上記変調方式としては、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式と、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式と、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式などがある。上記サブチャンネル割当器１１７は、上記シンボルマッピング器１１５からの変調シンボルを入力してサブチャンネルを割り当てた後、上記直列／並列切り替え器１１９に出力する。ここで、上記サブチャンネル割当器１１７のサブチャンネルの割当動作は、本発明から提案するサブチャンネルの割当て方式に見合うように行い、本発明から提案するサブチャンネルの割当て方式は後述するため、ここではその詳細な説明を省く。上記直列／並列切り替え器１１９は、上記サブチャンネル割当器１１７から出力されるサブチャンネルが割り当てられた直列変調シンボルを入力して、並列変換した後、上記パイロットシンボル挿入器１２１に出力する。上記パイロットシンボル挿入器１２１は、上記直列／並列切り替え器１１９からの並列に変換されて変調されたシンボルにパイロットシンボルを挿入した後、上記ＩＦＦＴ器１２３に出力する。

上記ＩＦＦＴ器１２３は、上記パイロットシンボル挿入器１２１からの信号を入力してＮ−ポイントのＩＦＦＴを行った後、上記並列／直列切り替え器１２５に出力する。上記並列／直列切り替え器１２５は、上記ＩＦＦＴ器１２３からの信号を入力して直列変換した後、上記保護期間挿入器１２７に出力する。上記保護期間挿入器１２７は、上記並列／直列切り替え器１２５からの信号を入力して保護期間信号を挿入した後、上記デジタル／アナログ切り替え器１２９に出力する。ここで、上記保護期間は、上記ＯＦＤＭＡ通信システムにおいてＯＦＤＭシンボルを送信するとき、以前のＯＦＤＭシンボル時間に送信していたＯＦＤＭシンボルと現在のＯＦＤＭシンボル時間に送信する現在のＯＦＤＭシンボルとの間における干渉を除去するために挿入される。また、上記保護期間は、一定の期間のヌルデータを挿入する形態として提案されたが、上記保護期間にヌルデータを転送する形態のものは、受信器においてＯＦＤＭシンボルの開始点を誤って推定する場合、サブキャリア間に干渉が起こり、受信ＯＦＤＭシンボルの誤判の確率が高くなるという短所が存在する。このため、時間領域のＯＦＤＭシンボルの最後の一定のサンプルをコピーして有効なＯＦＤＭシンボルに挿入する形態の循環プレフィックス方式や、時間領域のＯＦＤＭシンボルの最初の一定のサンプルをコピーして有効なＯＦＤＭシンボルに挿入する循環プレフィックス方式として使用可能である。

上記デジタル／アナログ切り替え器１２９は、上記保護期間挿入器１２７からの信号を入力してアナログ変換した後、上記ＲＦ処理器１３１に出力する。ここで、上記ＲＦ処理器１３１は、フィルターと前処理器などの構成要素を備え、上記デジタル／アナログ切り替え器１２９からの信号を実際にエアー上において転送可能にＲＦ処理を施した後、送信アンテナを介してエアー上において転送する。

以下、本発明から提案するサブチャンネル割当ておよび上記割り当てられたサブチャンネルを用いる方式について説明する。
（１）時間−周波数２次元領域におけるサブチャンネルの割当方式
サブチャンネルをなすサブキャリアのインデックスは、リードソロモンシーケンスを用いて割り当て、上記割り当てられたサブキャリアインデックスに該当するサブキャリアをもって上記サブチャンネルを構成する。上記ＯＦＤＭＡ通信システムをなす全体のサブキャリアは（Ｑ−１）個の群、すなわち、サブキャリア群に分類され、上記（Ｑ−１）個のサブキャリア群のそれぞれは、Ｑ個の連続するサブキャリアにより構成される。

一方、上記リードソロモンシーケンスは、ガロアフィールド（Ｑ）において定義され、上記ガロアフィールド（Ｑ）は、Ｑ個のエレメント｛０、１、２、．．．、Ｑ−１｝により構成される。ここで、上記Ｑは、ガロアフィールドの大きさを示し、上記Ｑが少数の場合にガロアフィールド（Ｑ）における加え算と掛け算は、下記式１のように定義される。

一方、上記ガロアフィールド（Ｑ）において定義されるシーケンスＳは、上記（Ｑ−１）個のサブキャリア群のそれぞれにおいて割り当てられた、サブチャンネルをなすサブキャリアの位置を示すサブチャンネルシーケンスである。上記サブチャンネルをなすサブキャリアのインデックスは、下記式２のように表わされる。

式中、ｉは上記ＯＦＤＭＡ通信システムの全体（Ｑ−１）個のサブキャリア群のうちどのサブキャリア群に該当するかどうかを示すサブキャリア群のインデックスを示し、上記サブキャリア群のインデックスｉは、０、１、．．．、Ｑ−２のうちいずれかの値を持つ。また、式中、上記Ｓ（ｉ）は順列Ｓの（ｉ＋１）番目のエレメントであって、該当サブキャリア群のサブキャリアの位置を示す。

上記式２のようなシーケンス、すなわち、上記サブチャンネルをなすサブキャリアのインデックスを示すシーケンスが定義されると、上記シーケンスに対応するサブチャンネルが定義可能である。例えば、上記ＯＦＤＭＡ通信システムの全体のサブキャリアが｛０、１、２、．．．、４１｝の４２本であるとしたとき、上記４２本のサブキャリアを６個のサブキャリア群に分類することができる。そして、長さが６のシーケンスを用いて特定のサブチャンネルをなす６本のサブキャリアを割り当てることができる。すなわち、サブチャンネルシーケンスＳが｛３、２、６、４、５、１｝として与えられると、該当サブチャンネルはサブキャリア｛３、９、２０、２５、３３、３６｝により構成される。

また、任意の基地局と上記任意の基地局内のサブチャンネルの区分には、基本シーケンスの循環とオフセットを用いる。ここで、上記基本シーケンスを「Ｓ_０」と定義し、上記基本シーケンスＳ_０は、下記式３のように表わされる。

上記ガロアフィールドの大きさＱが７の場合（Ｑ＝７）、３がプリミティブエレメントαとなり、基本シーケンスＳ_０はＳ_０＝｛３、３２、３３、．．．、３５、３６｝ｍｏｄ７＝｛３、２、６、４、５、１｝となる。ここで、上記基本シーケンスＳ_０は、上記ＯＦＤＭＡ通信システムをなす多数の基地局のうち基準となる基準基地局の０番目のサブチャンネルに割り当てられるシーケンスを示す。ここで、上記基準基地局は０番目の基地局であるとし、上記０番目の基地局が上記ＯＦＤＭＡ通信システムをなす基地局のうち第１の基地局となる。また、上記０番目のサブチャンネルがＱ本のサブチャンネルのうち第１のサブチャンネルとなる。

そして、任意のｍ番目のセルに割り当てられたシーケンスＳ_ｍは、上記基本シーケンスＳ_０をｍ回だけ循環させたシーケンスであって、下記式４のように表わされる。

ここで、上記Ｓ_ｍは、ｍ番目の基地局の０番目のサブチャンネルとして割り当てられるシーケンスを示す。

また、上記ｍ番目の基地局内のサブチャンネルのそれぞれを定義するためのシーケンスＳ_ｍ、βは、上記ｍ番目のセルの０番目のサブチャンネルとして割り当てられるシーケンスＳ_ｍにオフセットβを加算したものとなり、上記ｍ番目の基地局内のサブチャンネルのそれぞれを定義するためのシーケンスＳ_ｍ、βは、下記式５のように表わされる。

式中、ＧＦ（Ｑ）は、ガロアフィールド（Ｑ）を示す。
こうして上記全体ＯＦＤＭＡ通信システムの（Ｑ−１）台の基地局のそれぞれについてサブチャンネル割当が可能であり、これにより、上記（Ｑ−１）台の基地局のそれぞれについてＱ個のサブチャンネルシーケンスが得られる。こうして得られたサブチャンネルシーケンスは、隣り合うセル、すなわち、隣り合う基地局間に最大１本のサブチャンネルだけ衝突を起こす可能性が存在し、サブチャンネルの衝突によるシステム性能の低下も防止するという利点を有する。以下、下記表１および表２を参照して、ガロアフィールドの大きさＱが７（ガロアフィールド（Ｑ）＝７）であり、上記ガロアフィールド（Ｑ）のプリミティブエレメント（α）は３（α＝３）であり、基本シーケンスＳ_０＝｛３、２、６、４、５、１｝である場合の０番目のサブチャンネルについての基地局別のシーケンスと上記０番目の基地局内の各サブチャンネルを指定するためのシーケンスを説明する。

上記表１は、相異なるセルの０番目のサブチャンネルを割り当てるシーケンスを示すものであり、上記表２は、０番目の基地局内のサブチャンネルのそれぞれを割り当てるシーケンスを示すものである。上記表１に示すように、最大１本のサブチャンネル程度に衝突を起こす可能性が存在し、サブチャンネルの衝突によるシステムの性能低下は防がれる。

一方、周波数の再使用頻度が１となるセルラー通信システムにおいては、ネットワーク設計を容易にするために、すなわち、基地局の設置を容易にするために、全体のシステムにおいて区分可能な基地局の数を増やす必要がある。こうして区分可能な基地局の数を増やすには、上記ガロアフィールド（Ｑ）のＱ値を高める必要がある。また、本発明においては、上記区分可能な基地局の数を増やすために、周波数領域だけではなく、時間領域までも考慮に入れて２次元のサブチャンネル割当方式を提案する。例えば、１のＯＦＤＭシンボル当たり１５５２＝９７＊１６本のサブキャリアを送信するとし、６個のＯＦＤＭシンボルを１つのサブキャリアの割当単位として用いると、９７×１６×６＝９７×９６本のデータサブキャリアを用いると見なせる。この場合、上記サブチャンネル数の列をガロアフィールド９７の上において定義すると、９６個のセルそれぞれにおいて９７本のサブチャンネルを割り当てることが可能になる。ガロアフィールド９７上のプリミティブエレメントである５を用いた基本シーケンスＳ_０は、上記式３にＱ＝９７、α＝５を代入して計算することができ、この基本シーケンスＳ_０は、下記式６のように表わされる。

以下、図２を参照して、時間−周波数２次元領域においてサブチャンネルを割り当てる過程を説明する。
図２は、本発明の実施の形態による時間−周波数２次元領域においてサブチャンネルを割り当てる過程を概略的に示す図面である。
図２を説明するに先立ち、まず、上述したＯＦＤＭＡ通信システムにおいて９６台の基地局を区分可能であり、上記９６台の基地局のそれぞれについて９７本のサブチャンネルを区分可能にサブキャリアを割り当てる場合を想定する。すなわち、上記図２に示すように、９７×９６本のサブキャリアを時間−周波数領域において６ＯＦＤＭシンボル期間中に９６個のサブキャリア群を構成し、上記９６個のサブキャリア群のそれぞれに９７本の連続するサブキャリアを配置する。上記図２中、縦軸は周波数領域のサブキャリアインデックスを示し、横軸は時間領域のＯＦＤＭシンボルインデックスを示す。

上記図２中、上記ガロアフィールドの大きさＱ＝９７であるため、上記式６の基本シーケンスＳ_０と上記式４および上記式５を用いると、任意のｍ番目の基地局内のサブチャンネルのそれぞれを定義するためのシーケンスを生成することができる。これにより、９６台の基地局のそれぞれについて９７本のサブチャンネルを割り当てることが可能になる。

一方、上記ＯＦＤＭＡ通信システムにおいてＱ（Ｑ−１）本のサブキャリアを用いる場合、１のＯＦＤＭシンボル内においては、Ｑ×Ｎ本のサブキャリアを用いてＮ個のサブキャリア群を構成し、（Ｑ−１）／Ｎ個のＯＦＤＭシンボルを用いる場合、サブチャンネルのそれぞれをなすサブキャリアのインデックスは、下記式７のように表わされる。

上記図２においては、Ｑ＝９７、Ｎ＝１６であるため、上記サブキャリア群のインデックスｉは０ないし（Ｑ−２）、すなわち、０から９５までのうちいずれかの値を有し、上記シンボルインデックスｎは０から５までのうちいずれかの値を有する。また、０番目の基地局の０番目のサブチャンネルのサブキャリアインデックスは、下記の通りである。

＜０番目の基地局の０番目のサブチャンネルのサブキャリアインデックス＞
Symbol 0: 5, 122, 222, 334, 409, 493, 622, 685, 806, 926, 1041, 1131, 1193, 1309, 1404, 1491
Symbol 1: 83, 124, 232, 384, 465, 579, 664, 701, 789, 938, 1004, 1140, 1238, 1340, 1365, 1490
Symbol 2: 78, 99, 204, 341, 444, 571, 624, 695, 856, 885, 1030, 1076, 1209, 1292, 1416, 1551
Symbol 3: 92, 169, 263, 345, 464, 574, 639, 770, 843, 917, 996, 1100, 1232, 1310, 1409, 1516
Symbol 4: 14, 167, 253, 295, 408, 488, 597, 754, 860, 905, 1033, 1091, 1187, 1279, 1448, 1517
Symbol 5: 19, 192, 281, 338, 429, 496, 637, 760, 793, 958, 1007, 1155, 1216, 1327, 1397, 1456

こうしてサブキャリアを割り当てると、上述したように、相異なるセルに属するサブチャンネル間に最大１本のサブチャンネルだけで衝突が起こる可能性があり、かような衝突の発生確率は既存の通信システムに比べて、極めて低いものである。例えば、上記の従来の技術の欄で述べたＩＥＥＥ８０２．１６ａ通信システムは、毎セルごとに３２本のサブチャンネルを割り当てることが可能であるが、上記相異なるセルのサブチャンネルは０〜５本のサブキャリアの個所において衝突が起こる。一方、本発明のようにサブキャリアを割り当てる場合、サブチャンネルをなすサブキャリア間の衝突回数が０または１に減る。

例えば、上記リードソロモンシーケンスを用いる場合、毎サブチャンネルごとに（Ｑ−１）本のサブキャリアが存在し、相異なるセルのサブチャンネルをなすサブキャリアの衝突回数が最大１となるため、衝突サブキャリアの比率は最大１／（Ｑ−１）となり、この値は、Ｑ値が上がるほど下がる。このため、本発明から提案する時間−周波数の２次元サブキャリアの割当方案は、区分可能なセルの数の増やすだけではなく、衝突サブキャリアの割合も最小化させるという利点を有する。

（２）データの送信のためのサブチャンネルの割当方式
上記ＯＦＤＭＡ通信システムの第１の送信器、すなわち、基地局は、デコーディング遅延時間と送信するデータの量によって１本のサブチャンネルの一部あるいは１以上のサブチャンネルを割り当ててデータを送信する。例えば、上記データを送信するためにサブチャンネル単位で送信するデータを挿入して、合計でＱ個のデータの割当単位をなすことができる。ここで、上記データ割当とは、同じチャンネルのコーディング方式と変調方式を用いる資源の割当単位を示す。上記チャンネルのコーディング方式として、１／２ターボコーディング方式を用いることを想定し、上記変調方式としてＱＰＳＫ方式を用いることを想定する。また、一般に、コーディング利得は、コードワードの長さが大きくなるほど増大され、コードワードに含まれている情報ビットの大きさが１０００ビット以上となると、性能の飽和が起こるため、１サブチャンネル当たり９６本のサブキャリアを用い、変調方式としてＱＰＳＫ方式と１／２チャンネルコードを用いる場合は、１０本程度のサブチャンネルを束ねてチャンネルコーディングを行わなければ、コーディング利得を最大化させることができない。

次いで、図３を参照して、データの送信のためにサブチャンネルを割り当てる過程を説明する。
図３は、本発明の実施の形態によるデータ送信のためのサブチャンネルの割当過程を概略的に示す図面である。
図３を説明するに先立ち、まず、上記図２において述べたように、ＯＦＤＭＡ通信システムにおいて９６台の基地局を区分可能であり、上記９６台の基地局のそれぞれについて９７本のサブチャンネルを区分可能にサブキャリアを割り当てる場合を想定する。上記図３においては、Ｑ＝９７の場合、すなわち、１つのセル内において区分可能なサブチャンネルの数が９７本である場合のサブチャンネルがその使用目的に見合うように割り当てられた例を示している。

上記図３を参照すると、単位四角形は、１６本のサブキャリアにより構成され、上記単位四角形を時間軸として６ＯＦＤＭシンボル期間に束ねると、１本のサブチャンネルが生成されるが、「Ｔｄ」と表記されている。ここで、上記サブチャンネルをなす一部のサブキャリアの１６本のサブキャリアを示す単位四角形を「サブチャンネルユニット」と称する。このため、上記１本のサブチャンネルは６本のサブチャンネルユニットにより構成される。

一方、送信するデータの量が多い場合は、２以上のサブチャンネルを束ねて上記データを送信する上で用いる。図３においては、上記データ送信に用いられるサブチャンネルは、「Ｔｂ」と表記されている。すなわち、上記データを送信するためには、サブチャンネル９３（ＳＣ９３）ないしサブチャンネル９６（ＳＣ９６）の４本のサブチャンネルを用いる。ここで、上記サブチャンネルユニットをなすサブキャリア間の最大の衝突回数は、周波数領域において用いられたサブチャンネルインデックス数と同数である。また、上記Ｔｄにより示されるサブチャンネルとＴｓにより示される一部のサブチャンネル（３つのサブチャンネルユニット）は、隣り合うセル間のサブキャリアの衝突回数がそれぞれ最大１回であり、Ｔｃにより示される相異なるサブチャンネルのサブチャンネルユニットとＴｂにより示されるサブチャンネルは、最大の衝突回数がそれぞれ３と４となる。

上記Ｔｄにより示されるサブチャンネルと、Ｔｃにより示される相異なるサブチャンネルのサブチャンネルユニットと、Ｔｓにより示されるサブチャンネルユニットと、Ｔｂにより示されるサブチャンネルに属するサブキャリアの最大の衝突回数と上記Ｔｄにより示されるサブチャンネルと、Ｔｃにより示される相異なるサブチャンネルのサブチャンネルユニットと、Ｔｓにより示されるサブチャンネルユニットと、Ｔｂにより示されるサブチャンネルに属するＯＦＤＭシンボルの数は、デコーディング遅延の観点からは、下記の通りである。

上記Ｔｄにより示されるサブチャンネルと、Ｔｃにより示される相異なるサブチャンネルのサブチャンネルユニットは同じ面積、すなわち、同数のサブキャリアを用いるが、上記Ｔｄにより示されるサブチャンネルは隣り合うセルのＴｄにより示されるサブチャンネルと衝突が最大１回起こり、デコーディング遅延は６ＯＦＤＭシンボルとなる。これとは逆に、Ｔｃにより示される相異なるサブチャンネルのサブチャンネルユニットは、隣り合うセルのＴｃにより示される相異なるサブチャンネルのサブチャンネルユニットと衝突が最大３回起こり、デコーディング遅延は２ＯＦＤＭシンボルとなる。

すなわち、サブチャンネルインデックスＳＣと時間インデックスｔの２次元領域において、上記サブチャンネルユニットをなすサブキャリアの最大の衝突回数とデコーディング遅延との間にある程度のトレードオフの関係が存在し、６ＯＦＤＭシンボル期間よりも短い期間中にデータを送信する場合は、コーディングレートを高めなければならない。上記Ｔｃにより示される相異なるサブチャンネルのサブチャンネルユニット、すなわち、サブチャンネル３と、サブチャンネル４およびサブチャンネル５を２ＯＦＤＭシンボルの間に用いる場合と、Ｔｓにより示されるサブチャンネルユニット、すなわちサブチャンネル９１を３ＯＦＤＭシンボルの間に用いる場合は比較的に長さが短くてデコーディングｍｐ遅延が小さい必要があるデータを送信する上で有効である。ここで、上記比較的に長さが短くてデコーディング遅延が小さい必要があるデータとしては、例えば、パディングチャンネルデータなどがある。上述したように、サブチャンネルインデックスＳＣと時間インデックスｔの２次元領域においてサブチャンネルをどのように用いるか、すなわち、どのデータを送信するときにどのサブチャンネルを割り当てるかは、上記ＯＦＤＭＡ通信システムにおいて制御チャンネルとデータチャンネルをどのように構成するかによる。

（３）セルラー環境下でのサブチャンネルの割当シナリオ
図４は、本発明の実施の形態によるサブキャリアの割当過程を示すフローチャートである。
上記図４を参照すると、まず、基地局は、ステップＳ４１１において、サブキャリアを割り当てるために必要なパラメーター、すなわち、ガロアフィールドの大きさを示す変数Ｑと、あるＯＦＤＭシンボル内のサブキャリア群の数を示す変数Ｎと、ガロアフィールド（Ｑ）のプリミティブエレメントを示す変数αを初期化する。また、上記基地局は、上記ステップＳ４１１において、上記初期化された変数、すなわち、ガロアフィールドの大きさを示す変数Ｑと、あるＯＦＤＭシンボル内のサブキャリア群の数を示す変数Ｎと、ガロアフィールド（Ｑ）のプリミティブエレメントを示す変数αを用いて基本シーケンスＳ_０を生成した後、ステップＳ４１３へ移る。ここで、上記基本シーケンスＳ_０を生成する過程は、上記式３における説明と同様なため、ここではその詳細な説明を省く。

上記ステップＳ４１３において、上記基地局は、サブキャリアを割り当てる必要がある基地局、例えば、ｍ番目の基地局内のサブチャンネルのそれぞれを定義するためのシーケンス｛Ｓ_ｍ、β｝を生成し、ステップＳ４１５へ移る。ここで、上記ｍ番目の基地局内のサブチャンネルのそれぞれを定義するためのシーケンス｛Ｓ_ｍ、β｝を生成する過程は、上記式４および上記式５でのように、初めに、上記ステップＳ４１１において生成された基本シーケンスＳ_０をｍ回循環させたシーケンスＳ_ｍを生成し、その次に上記基本シーケンスＳ_０をｍ回循環させたシーケンスＳ_ｍにオフセットβを加算した形で、上記ｍ番目の基地局内のサブチャンネルのそれぞれを定義するためのシーケンス｛Ｓ_ｍ、β｝を生成する。ここで、上記ｍ番目の基地局内のサブチャンネルのそれぞれを定義するためのシーケンス｛Ｓ_ｍ、β｝を生成する過程は、上記式４および上記式５での説明と同様なため、ここではその具体的な説明を省く。また、上記基地局は、上記ステップＳ４１５のような動作を状況の発生時ごとに行うような方式で、あるいは、テーブルの形で予め記憶しておき、状況の発生時ごとに上記テーブルから読み込むような方式で用いても良い。

上記ステップＳ４１５において、上記基地局は、送信したいデータを考慮して、上記割り当てられたサブチャンネルを上記データの送信に利用可能に割り当ててから終了する。ここで、上記基地局は、上記式７での説明と同様な使用規則を用い、上記データ送信に用いられるサブチャンネルを割り当て、ここではその具体的な説明を省く。

（４）セルラー環境下でのパイロットチャンネルの構成方式
一般に、セルラー通信システムにおいては、チャンネル推定およびセル区分のためにパイロットサブキャリアを用いるが、本発明においては、上記サブチャンネルの一部をパイロットチャンネルとして用いる方案を提案する。上記ＯＦＤＭＡ通信システムにおいて、サブチャンネル間の衝突特性を保持するためには、サブチャンネル内にパイロットサブキャリアを挿入した後であっても、上記サブチャンネルのそれぞれをなすサブキャリアの位置が変わらない必要がある。

このため、本発明においては、時間−周波数の２次元領域において定義されたサブチャンネルのうち一部をパイロットチャンネルとして用いる方案を提案する。上記サブチャンネルのうち一部をパイロットチャンネルとして用いる場合、上記パイロットチャンネルとして割り当てられたサブチャンネルの間にサブキャリアの衝突が最大１回ずつ起こるため、周波数の再使用率が１となるセルラーシステムに極めて効率的である。また、端末は、初期セル探索やハンドオフ時に上記パイロットサブキャリアのパターンを見てセルを区分することができ、また、上記パイロットサブキャリアをもって隣り合うセルの相対的な信号の大きさを決めることができる。すなわち、端末は、毎セルごとにパイロットサブキャリアの位置が相異なるため、データサブキャリアよりもブーストされたパイロットサブキャリアの位置を見てからセルの探索を行うことができる。ここで、上記パイロットサブキャリアは、データサブキャリアよりも３〜６［ｄＢ］程度ブーストして用いることにより、端末に上記パイロットサブキャリアを簡単に区分させる。すなわち、上記パイロット信号は１種の基地局の区分およびチャンネル推定のための基準信号となる。

（５）ダイバーシティ利得の取得のためのサブチャンネルの割当方式
上記ＯＦＤＭＡ通信システムにおいて前回に送信していたコードワードと同じコードワードを次回の時点において再転送、すなわち、上記前回に送信していたコードワードと同じコードワードを時分割して独立した信号として再転送したり、あるいは、同じコードワードを同じ時点において繰り返し転送する場合がある。例えば、上記ＯＦＤＭＡ通信システムにおいては、基地局と端末との同期合わせのためにプレアンブルシーケンスを用いている。上記プレアンブルシーケンスは、同じ長さを持つコードワードが繰り返される形を持つため、上述したように、同じコードワードを繰り返して転送する。また、同じコードワードを再転送する必要がある場合は、直前に転送していたコードワードにエラーが生じ、同じコードワードを再転送しなければならない場合である。

このように同じコードワードを再転送したり、あるいは同じコードワードを繰り返し転送する場合について、本発明は、時間領域と周波数領域におけるダイバーシティ利得を得るためのサブチャンネルの割当方式を提案する。すなわち、本発明は、上記ダイバーシティ利得を得るために繰り返される同じコードワードのそれぞれをなすビットのそれぞれが相異なるサブキャリア群に属するサブキャリアを介して送信されるようにサブチャンネルを構成する。また、本発明は、上記ダイバーシティ利得を得るために再転送されるコードワードをなすビットのそれぞれが送信されるサブキャリアが直前に送信されていたサブキャリアとは異なるサブキャリア群に属するようにサブチャンネルを構成する。

本発明は、上述したように、ダイバーシティ利得を得るために、上記図２において述べられたサブチャンネルの構成方法とは異なり、サブチャンネルを構成する際、その都度、上記サブチャンネルをなすサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群をランダムに設定されるように制御する。

換言すれば、上記図２において述べられたサブチャンネルの割当方式においては、任意の時点においてある基地局について予め定められた基準期間、すなわち、上記図２に示すような６のＯＦＤＭシンボル期間中にサブチャンネルβを割り当てるとき、上記サブチャンネルβをなす９６本のサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群のインデックスと、上記任意の時点の直後の時点においてサブチャンネルβを割り当てるとき、上記サブチャンネルβをなす９６本のサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群のインデックスが同一である。

しかしながら、上記ダイバーシティ利得を得るために、本発明においては、任意の時点においてサブチャンネルβを割り当てるとき、上記サブチャンネルβをなす９６本のサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群のインデックスと、上記任意の時点の直後の時点においてサブチャンネルβを割り当てるとき、上記サブチャンネルβをなす９６本のサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群のインデックスが相異なるように上記サブキャリア群のインデックスをランダムにインタリービングする。

例えば、任意の時点においてサブチャンネルβを割り当てるとき、上記サブチャンネルβをなす９６本のサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群のインデックスが０、１、２、３、．．．、９３、９４、９５であるとしたとき、上記任意の時点の直後の時点においてサブチャンネルβを割り当てるときは、上記サブチャンネルβをなす９６本のサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群のインデックスが１、２、３、４、．．．、９４、９５、０になるように制御する。他の例として、任意の時点においてサブチャンネルβを割り当てるとき、上記サブチャンネルβをなす９６本のサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群のインデックスが０、１、２、３、．．．、９３、９４、９５であるとしたとき、上記任意の時点の直後の時点においてサブチャンネルβを割り当てるときは、上記サブチャンネルβをなす９６本のサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群のインデックスが３、１１、１、７、．．．、９０、７８、３６になるように制御する。

上記前者の例においては、サブチャンネルの割当時にサブチャンネルをなすサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群のインデックスを循環シフトさせてダイバーシティ利得を得ている。これとは異なり、後者の例においては、サブチャンネルの割当時にサブチャンネルをなすサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群のインデックスをランダムに生成してダイバーシティ利得を得ている。

上述したように、本発明は、サブチャンネルの割当時ごとにサブチャンネルをなすサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群のインデックスを以前のサブチャンネル割当時とは異ならせて設定するように制御し、ダイバーシティ利得を得ている。以上においては、サブチャンネルの構成時ごとにサブチャンネルをなすサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群のインデックスそのものを異ならせて設定する場合を例として説明したが、これとは異なり、上記図２での方式によりサブチャンネルを割り当て、上記割り当てられたサブチャンネルをなすサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群のインデックスをインタリーバー（図示せず）を介してインタリービングすることで、上記ダイバーシティ利得を得ることもできる。すなわち、上記図１のサブチャンネル割当器１１７と直列／並列切り替え器１１９との間にインタリーバーを連携させ、上記サブチャンネル割当器１１７において割り当てられたサブチャンネルをなすサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群のインデックスを上記インタリーバーにおいてインタリービングする。

要するに、上述したように同じコードワードを再転送したり、繰り返し転送する場合、時間領域と周波数領域におけるダイバーシティ利得を得るためには、同じコードワードビットを相異なるサブキャリア群に属するサブキャリアを介して転送する必要がある。一般に、この場合は、コードワードをビットレベルでインタリービングしてダイバーシティを得る。これに対し、本発明においては、サブチャンネル割当器１１７において、図２に示すサブキャリア群のインデックスを毎サブチャンネルごとに変化させる方法を提案する。このような動作は、サブキャリア群のインデックスインタリービングとして説明でき、インタリーバーとしてはチャンネル符号化に用いられる任意のインタリーバーを使用できる。

例えば、上記インタリーバーとしてｃｏ−ｐｒｉｍｅインタリーバーを用いる場合、上記サブチャンネルβをなすｋ番目のサブキャリアのサブキャリア群のインデックスは、上記インタリービング動作によってΠ（ｋ）に変わり、これは、下記式８のように表わされる。

式中、ａ、ｂは（Ｑ−１）と互いに素である整数、すなわち、最大公約数が１の整数から選ばれる。また、式中、上記サブチャンネルβと上記ｋの役割を互いに変えても、同じ効果が得られる。

以下、上述したようにサブキャリア群のインデックスを上記インタリーバーを介してインタリービングする動作を図５を参照して説明する。
図５は、本発明の実施の形態による機能を行うためのＯＦＤＭＡ通信システムの第２の送信器の構造を概略的に示す。
図５参照すると、まず、上記ＯＦＤＭＡ通信システムの第２の送信器は、ＣＲＣ挿入器５１１と、エンコーダー５１３と、シンボルマッピング器５１５と、サブチャンネル割当器５１７と、インタリーバー５１９と、直列／並列切り替え器５２１と、パイロットシンボル挿入器５２３と、ＩＦＦＴ器５２５と、並列／直列切り替え器５２７と、保護期間挿入器５２９と、デジタル／アナログ切り替え器５３１と、ＲＦ処理器５３３と、により構成される。上記ＣＲＣ挿入器５１１と、エンコーダー５１３と、シンボルマッピング器５１５と、直列／並列切り替え器５２１と、パイロットシンボル挿入器５２３と、ＩＦＦＴ器５２５と、並列／直列切り替え器５２７と、保護期間挿入器５２９と、デジタル／アナログ切り替え器５３１と、ＲＦ処理器５３３の構成は、上記図１における上記ＣＲＣ挿入器１１１と、エンコーダー１１３と、シンボルマッピング器１１５と、直列／並列切り替え器１１９と、パイロットシンボル挿入器１２１と、ＩＦＦＴ器１２３と、並列／直列切り替え器１２５と、保護期間挿入器１２７と、デジタル／アナログ切り替え器１２９と、ＲＦ処理器１３１との構成と同様なため、ここではその詳細な説明を省く。

但し、上記図５において、上記サブチャンネル割当器５１７は、上述したように、ダイバーシティ利得を得るためにサブチャンネルを割り当てる際、その都度、上記サブチャンネルをなすサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群を異ならせて設定することができ、これは既に述べているため、ここではその具体的な説明を省く。また、上記サブチャンネル割当器５１７においては、上記図１でのサブチャンネル割当器１１７と同様にしてサブチャンネルを割り当て、上記インタリーバー５１９においては、上記サブチャンネル割当器５１７において割り当てられたサブチャンネルをなすサブキャリアのそれぞれが属するサブキャリア群のインデックスをインタリービングすることができ、これもまた上述した通りであるため、ここではその具体的な説明を省く。

以上、本発明の詳細な説明の欄においては具体的な実施の形態について詳述したが、本発明はこれに限定されるものではなく、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の実施の形態が提供可能である。よって、本発明の真の技術的な範囲は上述の実施の形態によって定まるものではなく、特許請求の範囲とその等価物によって定まるべきである。

本発明の実施の形態による機能を行うためのＯＦＤＭＡ通信システムの第１の送信器の構造を概略的に示す図である。 本発明の実施の形態による時間−周波数の２次元領域においてサブチャンネルを割り当てる過程を概略的に示す図である。 本発明の実施の形態によるデータ送信のためのサブチャンネル割当過程を概略的に示す図である。 本発明の実施の形態によるサブキャリアの割当過程を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態による機能を行うためのＯＦＤＭＡ通信システムの第２の送信器の構造を概略的に示す図である。

符号の説明

１１１ ＣＲＣ挿入器
１１３ エンコーダー
１１６ シンボルマッピング器
１１７ サブチャンネル割当器
１１９ 直列／並列変換器
１２１ パイロットシンボル挿入器
１２３ ＩＦＦＴ器
１２７ 保護区間挿入器
１２９ デジタル／アナログ変換器
１３１ ＲＦ処理器

Claims (16)

1. 通信システムにおける送信器のサブチャンネルを割り当てる方法であって、
   全体の周波数帯域をｍ個のサブキャリア群に分割し、
   一つのサブチャンネルがサブキャリア群インデックスシーケンスに対応したｍ個のサブキャリア群のそれぞれから選択されるｎ個のサブキャリアを含むものとして、ｍ個のサブキャリア群のそれぞれをサブキャリア群インデックスにマップし、
   第１のタイミングポイント中に転送するために必要な第１のデータを決定し、
   第１のサブキャリア群インデックスシーケンスを使用して、前記第１のタイミングポイント中に第１のサブチャンネルを割り当て、
   前記第１のサブキャリア群インデックスシーケンスは、第２のタイミングポイント中に第２のサブチャンネルを割り当てられるために使用される第２のサブキャリア群インデックスシーケンスとは異なり、
   前記第１のサブキャリア群インデックスシーケンスは次式に対応してインタリービングすることによって生成されることを特徴とする方法。
   

   

   式中、П（ｋ）はインタリービング式を示し、βは前記第１のサブチャンネルのサブチャンネルインデックスを示し、ｋは前記第１のサブチャンネルに含まれる前記サブキャリアの位置を示し、‘ａ’は（Ｑ−１）と互いに素である整数を示し、前記（Ｑ−１）はそれぞれのサブチャンネル中のサブキャリア数を示す。
2. 前記第１のデータは第２のタイミングポイント中に転送された第２のデータと同一であり、前記第１のデータは前記第２のデータの転送後に再転送されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記第１のサブキャリア群インデックスシーケンスは次式に対応してインタリービングすることによって生成されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
   

   

   式中、‘ｂ’は整数を示し、‘ａ’および‘ｂ’のそれぞれは（Ｑ−１）に関する最大公約数の一つを有する。
4. 通信システムにおける受信器のデータ受信方法であって、
   全体の周波数帯域をｍ個のサブキャリア群に分割し、
   一つのサブチャンネルがサブキャリア群インデックスシーケンスに対応したｍ個のサブキャリア群のそれぞれから選択されるｎ個のサブキャリアを含むものとして、ｍ個のサブキャリア群のそれぞれをサブキャリア群インデックスにマップし、
   第１のサブチャンネルを使用してデータを受信し、
   第１のタイミングポイント中に第１のデータが転送されるべきであると送信器が決定した場合、前記第１のサブチャンネルは、前記送信器により第１のサブキャリア群インデックスシーケンスを使用して前記第１のタイミングポイント中に割り当てられ、前記第１のサブキャリア群インデックスシーケンスは、前記送信器によって第２のタイミングポイント中に第２のサブチャンネルを割り当てるために使用される第２のサブキャリア群インデックスシーケンスとは異なり、
   前記第１のサブキャリア群インデックスシーケンスは次式に対応してインタリービングすることによって生成されることを特徴とする方法。
   

   

   式中、П（ｋ）はインタリービング式を示し、βは前記第１のサブチャンネルのサブチャンネルインデックスを示し、ｋは前記第１のサブチャンネルに含まれる前記サブキャリアの位置を示し、‘ａ’は（Ｑ−１）と互いに素である整数を示し、前記（Ｑ−１）はそれぞれのサブチャンネル中のサブキャリア数を示す。
5. 前記第１のデータは前記第２のタイミングポイント中に転送された第２のデータと同一であり、前記第１のデータは前記第２のデータの転送後に再転送されることを特徴とする請求項４に記載の方法。
6. 前記第１のサブキャリア群インデックスシーケンスは次式に対応してインタリービングすることによって生成されることを特徴とする請求項４に記載の方法。
   

   

   式中、‘ｂ’は整数を示し、‘ａ’および‘ｂ’のそれぞれは（Ｑ−１）に関する最大公約数の一つを有する。
7. 通信システムにおけるサブチャンネルを割り当てる装置であって、
   全体の周波数帯域がｍ個のサブキャリア群に分割され、ｍ個のサブキャリア群のそれぞれはサブキャリア群インデックスにマップされ、一つのサブチャンネルは、サブキャリア群インデックスシーケンスに対応したｍ個のサブキャリア群のそれぞれから選択されるｎ個のサブキャリアを含むものとして、第１のタイミングポイント中に第１のデータが転送されるべきであると送信器が判断した場合、第１のサブキャリア群インデックスシーケンスを使用して、前記第１のタイミングポイント中に第１のサブチャンネルを割り当てるサブチャンネル割り当て器を備え、
   前記第１のサブキャリア群インデックスシーケンスは、第２のタイミングポイント中に第２のサブチャンネルを割り当てられるために使用される第２のサブキャリア群インデックスシーケンスとは異なり、
   前記第１のサブキャリア群インデックスシーケンスは次式に対応してインタリービングすることによって生成されることを特徴とする装置。
   

   

   式中、П（ｋ）はインタリービング式を示し、βは前記第１のサブチャンネルのサブチャンネルインデックスを示し、ｋは前記第１のサブチャンネルに含まれる前記サブキャリアの位置を示し、‘ａ’は（Ｑ−１）と互いに素である整数を示し、前記（Ｑ−１）はそれぞれのサブチャンネル中のサブキャリア数を示す。
8. 前記第１のデータは前記第２のタイミングポイント中に転送された第２のデータと同一であり、前記第１のデータは前記第２のデータの転送後に再転送されることを特徴とする請求項７に記載の装置。
9. 前記第１のサブキャリア群インデックスシーケンスは次式に対応してインタリービングすることによって生成されることを特徴とする請求項７に記載の装置。
   

   

   式中、‘ｂ’は整数を示し、‘ａ’および‘ｂ’のそれぞれは（Ｑ−１）に関する最大公約数の一つを有する。
10. 通信システムにおいてデータを受信するための装置であって、
    第１のサブチャンネルを使用してデータを受信するための受信器を備え、
    全体の周波数帯域がｍ個のサブキャリア群に分割され、ｍ個のサブキャリア群のそれぞれはサブキャリア群インデックスにマップされ、一つのサブチャンネルは、サブキャリア群インデックスシーケンスに対応したｍ個のサブキャリア群のそれぞれから選択されるｎ個のサブキャリアを含み、
    第１のタイミングポイント中に第１のデータが転送されるべきであると送信器が判断した場合、前記送信器によって第１のサブキャリア群インデックスシーケンスを使用して前記第１のタイミングポイント中に前記第１のサブチャンネルが割り当てられ、
    前記第１のサブキャリア群インデックスシーケンスは、前記送信器によって第２のタイミングポイント中に第２のサブチャンネルを割り当てるために使用される第２のサブキャリア群インデックスシーケンスとは異なり、
    前記第１のサブキャリア群インデックスシーケンスは次式に対応してインタリービングすることによって生成されることを特徴とする装置。
    

    

    式中、П（ｋ）はインタリービング式を示し、βは前記第１のサブチャンネルのサブチャンネルインデックスを示し、ｋは前記第１のサブチャンネルに含まれる前記サブキャリアの位置を示し、‘ａ’は（Ｑ−１）と互いに素である整数を示し、前記（Ｑ−１）はそれぞれのサブチャンネル中のサブキャリア数を示す。
11. 前記第１のデータは前記第２のタイミングポイント中に転送された第２のデータと同一であり、前記第１のデータは前記第２のデータの転送後に再転送されることを特徴とする請求項１０に記載の装置。
12. 前記第１のサブキャリア群インデックスシーケンスは次式に対応してインタリービングすることによって生成されることを特徴とする請求項１０に記載の装置。
    

    

    式中、‘ｂ’は整数を示し、‘ａ’および‘ｂ’のそれぞれは（Ｑ−１）に関する最大公約数の一つを有する。
13. 無線通信システムにおける送信器によるサブチャンネルの割り当て方法であって、
    サブキャリアを分類してサブキャリア群を生成し、
    所定のインターリービング式に対応する前記サブキャリア群のうちの少なくとも一つをインターリービングし、
    前記インターリービングされたサブキャリア群を使用してサブチャンネルを構成し、
    前記構成されたサブチャンネルを転送に割り当て、
    前記所定のインターリビング式は次式によって表される方法。
    

    

    式中、βはサブチャンネルインデックスを示し、ｋはβサブチャンネルに含まれる前記サブキャリアの位置を示し、‘ａ’は（Ｑ−１）と互いに素である整数を示し、前記（Ｑ−１）はそれぞれのサブチャンネル中のサブキャリア数を示す。
14. 前記所定のインターリービング式は次式によって表される請求項１３記載の方法。
    

    

    式中、‘ｂ’は整数を示し、‘ａ’および‘ｂ’のそれぞれは（Ｑ−１）に関する最大公約数の一つを有する整数を表す。
15. 無線通信システムにおけるサブチャンネルを割り当てる装置であって、
    サブキャリアを分類することによりサブキャリア群を生成し、少なくとも一つのインターリービングされたサブキャリア群を使用してサブチャンネルを構成し、前記構成されたサブチャンネルを転送に割り当てるサブチャンネル割り当て手段と、
    所定のインターリービング式に対応する前記生成されたサブキャリア群のうちの少なくとも一つのサブキャリア群をインターリービングするインターリービング手段と
    を備え、
    前記所定のインターリビング式は次式によって表される装置。
    

    

    式中、βはサブチャンネルインデックスを示し、ｋはβサブチャンネルに含まれる前記サブキャリアの位置を示し、‘ａ’は（Ｑ−１）と互いに素である整数を示し、前記（Ｑ−１）はそれぞれのサブチャンネル中のサブキャリア数を示す。
16. 前記所定のインターリービング式は次式によって表される請求項１５記載の装置。
    

    

    式中、‘ｂ’は整数を示し、‘ａ’および‘ｂ’のそれぞれは（Ｑ−１）に関する最大公約数の一つを有する整数を表す。

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