JP4400426B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に負荷の状況に応じたスイッチングを行うスイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源装置は、スイッチング素子をオン、オフするスイッチング動作を行い、スイッチング動作によってインダクタに蓄積した電気エネルギを変成して負荷に供給する。負荷の状況に応じたスイッチング動作を行うスイッチング電源装置には、次の特許文献１，２に記載されたものがある。
特開２００２−１７１７６０号公報 特開２００２−１７１７６１号公報

特許文献１のスイッチング電源装置は、負荷が軽くなった場合に、間欠的にスイッチング動作をするスイッチング電源装置である。一方、特許文献２のスイッチング電源装置は、負荷が軽くなったときにスイッチング周波数を下げる低周波数動作モードを持つスイッチング電源装置である。

図７は、従来の低周波数動作モードを持つスイッチング電源装置の一例を示す構成図である。
このスイッチング電源装置では、発振器（ＯＳＣ）１の発振周波数に同期してリセットセットフリップフロップ（以下、単にフリップフロップという）２をセットする。フリップフロップ２がセットされると、スイッチング素子３がオンする。スイッチング素子３がオンすることにより、変圧器（以下、トランスという）４の一次巻線に電源１８からスイッチング電流が流れ、トランス４にエネルギが蓄積される。

抵抗５は、スイッチング電流に対応する電圧を発生する。比較器６は、抵抗５が発生する電圧が、目標電圧Ｖｍを超えたときにフリップフロップ２をリセットする。目標電圧Ｖｍは、基準電圧源７が発生する基準電圧ＥＳ１を抵抗８の抵抗値及びフォトカプラの受光素子９の抵抗値とで分圧した電圧である。
フリップフロップ２がリセットされることにより、スイッチング素子３がオフし、トランス４に蓄積されたエネルギがダイオード１０及びキャパシタ１１で直流化されて負荷に供給される。出力電圧検出回路１２は、出力電圧と所定値との差分を検出し、フォトカプラの発光素子１３がその差分に応じて発光する。発光素子１３の発光により、受光素子９の抵抗値が変化し、目標電圧Ｖｍが変化する。このような制御を行うことにより、負荷が大きくなると、目標電圧Ｖｍが高くなり、スイッチング素子３のオンしているオン期間が長くなる。目標電圧Ｖｍは、スイッチ１５を介して発振器１にも与えられる。目標電圧Ｖｍが低くなると、発振器１の発振周波数が低くなる。

比較器１４は、目標電圧Ｖｍと基準値Ｖｂとを比較する。負荷が軽くなり、目標電圧Ｖｍが低くなると、比較器１４の出力が、高レベル（以下、“Ｈ”という）から低レベル（以下、“Ｌ”という）に遷移し、“Ｌ”でオンするスイッチ１５をオンする。スイッチ１５がオンすると、目標電圧Ｖｍが発振器１に入力されるため、発振器１での発振周波数が低周波化され、通常モードから低周波動作モードに移行する。なお、低周波動作モードに移行した後にノイズ等で直ちに通常モードに戻らないように、基準値Ｖｂを２段階に変化させて比較器１４の出力にヒステリシスを持たせる場合もある。

図８は、間欠動作を行うスイッチング電源装置の一例を示す構成図であり、図７中の要素と共通する要素には共通の符号が付されている。
このスイッチング電源装置では、フリップフロップ２の出力端子がＡＮＤゲート２０の一方の入力端子に接続され、ＡＮＤゲート２０の出力端子がスイッチング素子３に接続されている。ＡＮＤゲート２０の他方の入力端子は、比較器１４の出力端子が接続され、スイッチング電源装置の起動時には、“Ｈ”が入力される。

起動後、発振器１の発振周波数に同期してフリップフロップ２がセットされると、ＡＮＤゲート２０の出力信号が“Ｈ”になり、スイッチング素子３がオンしてトランス４の一次巻線にスイッチング電流を流す。抵抗５は、スイッチング電流に対応する電圧を発生し、比較器６は、抵抗５が発生する電圧が目標電圧Ｖｍを超えたときにフリップフロップ２をリセットする。図７と同様に、目標電圧Ｖｍは、基準電圧源７が発生する基準電圧ＥＳ１を抵抗８の抵抗値及びフォトカプラの受光素子９の抵抗値とで分圧した電圧である。

フリップフロップ２がリセットされることにより、ＡＮＤゲート２０の出力信号が“Ｌ”に遷移し、スイッチング素子３がオフする。これにより、トランス４に蓄積されたエネルギがダイオード１０及びキャパシタ１１を介して負荷に供給される。出力電圧検出回路１２は、出力電圧と所定値との差分を検出し、フォトカプラの発光素子１３がその差分に応じて発光する。発光素子１３の発光により、受光素子９の抵抗値が変化し、目標電圧Ｖｍが変化する。このような制御を行うことにより、負荷が大きくなると、目標電圧Ｖｍが高くなり、スイッチング素子３のオンしているオン期間が長くなる。

比較器１４は、目標電圧Ｖｍと基準値Ｖｂとを比較する。負荷が軽くなり、目標電圧Ｖｍが低くなると、比較器１４の出力が“Ｈ”から“Ｌ”に遷移する。これにより、ＡＮＤゲート２０は、フリップフロップ２の出力信号にかかわらず、“Ｌ”を出力するようになり、スイッチング素子３のスイッチングが停止される。すなわち、通常動作モードが待機モードに切り替わる。

従来の図７及び図８のスイッチング電源装置では、負荷が一定でも、電源１８からの入力電圧Ｖｉｎが高くなると目標電圧Ｖｍの値が低くなり、入力電圧Ｖｉｎが低くなると目標電圧Ｖｍの値が高くなる。
ここで、図７及び図８に示した例では、入力電圧Ｖｉｎが高い状態でも、低い状態でも、スイッチング電流ｉのピーク値は、理論上一定となる。これは、スイッチング１回あたりのエネルギεが
ε＝１／２＊Ｌ＊ｉ^２
であるため、臨界モードで固定周波数のＰＷＭ制御では、出力電力Ｐｏが
Ｐｏ＝ε＊ｆ
となるためである。
ところが、実際の回路においては、図示しないノイズ防止用のフィルタや比較器６の検出遅れ時間がある。入力電圧Ｖｉｎが高い場合は、スイッチング電流の傾きが急峻となり、入力電圧Ｖｉｎが低い場合は、スイッチング電流の傾きが緩やかになる。すなわち、検出時間が異なる。
そのため、目標電圧Ｖｍは、前述の遅れをフィードバック回路により吸収した値となり、入力電圧Ｖｉｎが高い場合は低く、入力電圧Ｖｉｎが低い場合は高くなる。
これに対し、低周波動作モード或いは待機モードに入ることを決定するための基準値Ｖｂは一定なので、低周波動作モード或いは待機モードに遷移する時の負荷電流Ｉｏは、入力電圧Ｖｉｎが高い場合は大きく、入力電圧Ｖｉｎが低い場合は小さくなる。
このため、入力電圧Ｖｉｎが高い状態で、低周波動作モード或いは待機モードに切り替わると、スイッチングエネルギが高く、許容できない騒音が発生する危険がある。騒音が発生しないように設定すると、入力電圧Ｖｉｎが低いときに低周波動作モード或いは待機モードに切り替わらず、軽負荷時の消費電力を低減できないという問題があった。

本発明は、入力電圧にかかわらす、確実に消費電力の低減を実現できるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の第１の観点に係るスイッチング電源装置
は、
電源と、
インダクタと、
オン・オフ動作し、オンしたときに前記インダクタと前記電源とを接続して該インダクタにスイッチング電流を流すスイッチング素子と、
前記スイッチング電流が流れることにより前記インダクタに蓄えられたエネルギを変成して負荷に供給する変成手段と、
負荷の状態を検出する検出手段と、
前記検出手段が前記負荷が所定値よりも軽いことを検出したときに前記スイッチング素子がオンする周波数を通常モードよりも低くするか、または該スイッチング素子がオンすることを停止させて低消費電力動作モードを設定するモード切替手段と、
前記通常モードから前記低消費電力動作モードに切り替わる時点を前記電源からの入力電圧に応じて変化させるモード切替点補正手段と、
を備えることを特徴とする。

この場合、前記モード切替点補正手段は、前記負荷に流れる負荷電流が概ね一定になるように、前記通常モードから前記低消費電力モードに切り替わる時点を変化させてもよい。

また、前記モード切替点補正手段は、前記スイッチング素子のオンする長さが前記入力電圧が高い場合の方が低い場合よりも短くなるように、前記通常モードから前記低消費電力モードに切り替わる時点を変化させてもよい。

また、前記モード切替点補正手段は、前記スイッチング電流が前記入力電圧が高い場合の方が低い場合よりも小さくなるように、前記通常モードから前記低消費電力モードに切り替わる時点を変化させてもよい。

上記目的を達成するために、本発明の第２の観点に係るスイッチング電源装置
は、
電源と、
インダクタと、
オン・オフ動作し、オンしたときに前記インダクタと前記電源とを接続して該インダクタにスイッチング電流を流すスイッチング素子と、
前記スイッチング電流が流れることにより前記インダクタに蓄えられたエネルギを変成して負荷に供給する変成手段と、
負荷の状態を検出する検出手段と、
前記検出手段が前記負荷が所定値よりも軽いことを検出したときに前記スイッチング素子がオンする周波数を通常モードよりも低くするか、または該スイッチング素子がオンすることを停止させて低消費電力動作モードを設定するモード切替手段と、
前記通常モードから前記低消費電力動作モードに切り替わる時点の前記スイッチング素子の１回のスイッチングで前記インダクタに蓄積されるエネルギを、前記電源から与えられる入力電圧の値に無関係に一定化させる手段と、
を備えることを特徴とする。

本発明によれば、スイッチング電源装置の低消費電力モードで消費電力を効率よく低減できる。

以下、図面に基づき、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
［第１の実施形態］
図１は、本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。

このスイッチング電源装置は、直流−直流コンバータであり、電源３０の正極に一次巻線３１ａの一端が接続された変圧器（以下、トランスという）３１と、発振器(ＯＳＣ)３２と、スイッチング素子であるＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ(以下、ＮＭＯＳという)３３とを備えている。

トランス３１の一次巻線３１ａは、スイッチング電流を流すインダクタであり、一次巻線３１ａの他端に、ＮＭＯＳ３３のドレインが接続されている。ＮＭＯＳ３３のソースは、抵抗３４の一端に接続され、抵抗３４の他端が電源３０の負極に接続されている。

発振器３２の出力端子は、リセットセットフリップフロップ（以下、ＲＳ−ＦＦという）３５のセット端子（Ｓ）に接続されている。ＲＳ−ＦＦ３５の出力端子は、ＮＭＯＳ３３のゲートに接続されている。

抵抗３４の一端は、比較器３６の一方の入力端子（＋）に接続されている。抵抗３４の他端には、基準電圧源３７の負極と、可変抵抗３８の一端と、基準電圧源３９の負極と、基準電圧源４０の負極とが接続されている。

基準電圧源３７の正極に抵抗４１の一端が接続されている。抵抗４１の他端は、比較器３６の他方の入力端子（−）と、スイッチ４３の一端と、比較器４４の一方の入力端子（＋）に接続されるとともに、フォトカプラの受光素子４２を介して抵抗３４の他端に接続されている。比較器３６の出力端子は、ＲＳ−ＦＦ３５のリセット端子（Ｒ）に接続されている。

スイッチ４３の他端は、発振器３２に接続されている。発振器３２は、スイッチ４３を介して与えられた電圧に応じた周波数で発振する。
可変抵抗３８は、電源３０から与えられる入力電圧Ｖｉｎに応じて抵抗値が変化する。入力電圧Ｖｉｎが高ければ抵抗値が低くなり、入力電圧Ｖｉｎが低ければ抵抗値が高くなる。

可変抵抗３８の他端は、抵抗４５の一端と比較器４４の他方の入力端子（−）とに接されている。比較器４４の出力端子は、スイッチ４３に接続されるとともに、スイッチ４６に接続されている。

抵抗４５の他端に、スイッチ４６の一端が接続されている。スイッチ４６は、切り替えスイッチであり、比較器４４の出力が“Ｌ”の時には、抵抗４５を基準電圧源４０の正極に接続し、比較器４４の出力が“Ｈ”のときに抵抗４５を基準電圧源３９の正極に接続する。スイッチ４３は、比較器４４の出力が“Ｌ”のときには、抵抗４１と受光素子４２の接続点を発振器３２に接続し、比較器４４の出力が“Ｈ”のときに、抵抗４１と受光素子４２の接続点を発振器３２から切り離す。

トランス３１の二次巻線３１ｂの一端には、ダイオード５０のアノードが接続されている。ダイオード５０のカソードがキャパシタ５１の一方の電極と出力端子＋ＯＵＴに接続されている。二次巻線３１ｂの他端は、キャパシタ５１の他方の電極と出力端子−ＯＵＴとに接続されている。出力端子＋ＯＵＴ及び−ＯＵＴ間には、出力電圧検出回路５２が接続され、出力電圧検出回路５２には、フォトカプラの発光素子５３が接続されている。

次に、図１のスイッチング電源装置の動作を説明する。
発振器３２が発振して“Ｈ”を出力すると、それに同期してＲＳ−ＦＦ３５がセットされる。セットされたＲＳ−ＦＦ３２は“Ｈ”を出力するので、ＮＭＯＳ３３がオンする。ＮＭＯＳ３３がオンすることにより、トランス３１の一次巻線３１ａにスイッチング電流が流れ、トランス３１にエネルギが蓄積される。
抵抗３４は、スイッチング電流に対応する電圧をその両端から発生する。比較器３６は、抵抗３４の両端の電圧が、目標電圧Ｖｍを超えたときにＲＳ−ＦＦ３５をリセットする。目標電圧Ｖｍは、基準電圧源３７が発生する基準電圧ＥＳ１を抵抗４１の抵抗値及びフォトカプラの受光素子４２の抵抗値とで分圧した電圧である。

ＲＳ−ＦＦ３５がリセットされることにより、ＮＭＯＳ３３がオフし、トランス３１に蓄積されたエネルギがダイオード５０及びキャパシタ５１で直流化されて負荷に供給される。出力電圧検出回路５２は、出力電圧と所定値との差分を検出し、フォトカプラの発光素子５３がその差分に応じて発光する。発光素子５３の発光により、フォトカプラの受光素子４２の抵抗値が変化し、目標電圧Ｖｍが変化する。

このような制御を行うことにより、負荷が大きくなると、目標電圧Ｖｍが高くなり、ＮＭＯＳ３３のオンしている期間、すなわちオン幅が長くなる。目標電圧Ｖｍは、スイッチ４３を介して発振器３２にも与えられる。目標電圧Ｖｍが低くなると、発振器３２の発振周波数が低くなる。以上の動作により、出力電圧Ｖｏが一定化される。

比較器４４は、目標電圧Ｖｍと基準値Ｖｂとを比較する。基準値Ｖｂは、スイッチ４６が抵抗４５と基準電圧源４０とを接続しているときには、その基準電圧源４０の発生する電圧を抵抗４５の抵抗値と可変抵抗３８の抵抗値とで分圧した値である。通常モードでは、目標電圧Ｖｍが基準値Ｖｂよりも高い。

負荷が軽くなると、受光素子４２の抵抗値が減少し、目標電圧Ｖｍが低くなる。目標電圧Ｖｍが低下し、目標電圧Ｖｍが基準値Ｖｂ以下になると、比較器４４の出力が、“Ｈ”から“Ｌ”に遷移し、スイッチ４３をオンする。スイッチ４３がオンすると、目標電圧Ｖｍが発振器１に入力されるため、発振器３２での発振周波数が低周波化され、通常モードから低周波動作モード（低消費電力モード）に移行する。比較器４４の出力が“Ｌ”に遷移すると、スイッチ４６が抵抗４５を基準電圧源３９の正極に接続する。これにより、ヒステリシスが設定され、低周波動作モードから通常モードに移行することが抑制され、モード変換時の安定性が向上する。低周波動作モードでは、スイッチング周波数が低周波化され、消費電力が低減される。

次に、このスイッチング電源装置の効果を従来のスイッチング電源装置と対比させて説明する。
図２は、従来の図７のスイッチング電源装置の課題を説明するための説明図である。

図７のスイッチング電源装置では、負荷が一定でも、電源からの入力電圧Ｖｉｎが高くなると目標電圧Ｖｍの値は低くなり、入力電圧Ｖｉｎが低くなると目標電圧Ｖｍの値は高くなる。これに対し、低周波動作モードに入ることを決定するための基準値Ｖｂは一定なので、低周波動作モードに遷移するときの負荷電流Ｉｏは、入力電圧Ｖｉｎが高い場合に大きく、入力電圧Ｖｉｎが低い場合に小さくなる。そのため、入力電圧Ｖｉｎが高い状態で、低周波動作モードに切り替わると、スイッチチングエネルギが高く、許容できない騒音が発生する危険性がある。

一方、低周波動作モードの時の発振周波数は、スイッチングロスを低減するために、できるだけ低いことが望ましく、近年では数１００Ｈｚ〜数ｋＨｚまで低下している。この周波数は、可聴周波数である。可聴周波数でスイッチング１回当たりのエネルギが大きいと、トランス４等の部品から騒音が発生する。

また、低周波動作モードにおいても、待機状態を維持するためにわずかに電力を消費する必要がある。消費電力を減らすためにはなるべく低周波でスイッチングさせた方がよいが、スイッチング電流が大きい状態で低周波動作をさせると、スイッチング１回当たりのエネルギが大きくなり、騒音が大きくなる。そのため、低周波動作モードでのスイッチング素子３のスイッチング電流のピーク値を、騒音が許容できるぎりぎりの大きさに設定する必要があった。

ところが、このスイッチング電流のピーク値を適切に設定することは、なかなか困難である。図７のスイッチング電源装置では、入力電圧Ｖｉｎが変化すると目標電圧Ｖｍが変化し、図２のように低周波動作モードに遷移するときの負荷に流す負荷電流Ｉｏも変化する。入力電圧Ｖｉｎが高くなると、負荷電流Ｉｏが増加し、入力電圧Ｖｉｎが低くなると、負荷電流Ｉｏが減少する。

ある特定の負荷条件で低周波動作となるように設定して効率改善を行う場合に、確実に低周波動作モードに移行できるように、入力電圧Ｖｉｎが低い場合を想定して設定する必要がある。このように設定した場合、入力電圧Ｖｉｎが高くなると、通常モードと低周波動作モードとが切り替わる時点の負荷電流Ｉｏが大きくなり、騒音が大きくなるという問題が発生した。これに対し、入力電圧Ｖｉｎが高い場合に騒音が問題にならないように、入力電圧Ｖｉｎが最大で騒音が問題とならないように、通常モードと低周波動作モードとが切り替わる時点のスイッチング電流のピーク値を設定すると、負荷電流Ｉｏが同じであっても、入力電圧Ｖｉｎが低いときに、低周波動作モードに移行せず、消費電流を低減できないことがあった。

図３は、従来の図８のスイッチング電源装置の課題を説明するための説明図である。
図８のスイッチング電源装置では、負荷が一定でも、電源からの入力電圧Ｖｉｎが高くなると目標電圧Ｖｍの値は低くなり、入力電圧Ｖｉｎが低くなると目標電圧Ｖｍの値は高くなる。これに対し、待機モードに入ることを決定するための基準値Ｖｂは一定であるので、待機モードに遷移するときの負荷電流Ｉｏは、入力電圧Ｖｉｎが高い場合は大きく、入力電圧Ｖｉｎが低い場合は小さくなる。そのため、入力電圧Ｖｉｎが高い状態では、待機モードに切り替わると、スイッチングエネルギが高く、許容できない騒音が発生する危険性があった。

一方、待機モードを挟んでスイッチングさせる場合も、スイッチングロスを低減するために、スイッチング周波数はできるだけ低いことが望ましく、待機モードを挟んでスイッチングさせるスイッチング周波数が、近年では数１００Ｈｚ〜数ｋＨｚまで低下している。この周波数は、可聴周波数である。可聴周波数でスイッチング１回当たりのエネルギが大きいと、トランス４等の部品から騒音が発生する。

また、消費電力からみても、消費電力を減らすためにはなるべく低周波でスイッチングさせた方がよいが、スイッチング電流が大きい状態でスイッチングさせると、スイッチング１回当たりのエネルギが大きくなり、騒音が大きくなる。そのため、待機モードを挟んでスイッチングを行う場合のスイッチング素子３のスイッチング電流のピーク値を、騒音が許容できるぎりぎりの大きさに設定する必要があった。

ところが、このスイッチング電流のピーク値を適切に設定することは、なかなか困難である。図７のスイッチング電源装置と同様に、図８のスイッチング電源装置では、入力電圧Ｖｉｎが変化すると目標電圧Ｖｍが変化し、図３のように待機モードに遷移する時の負荷に流す負荷電流Ｉｏも変化する。入力電圧Ｖｉｎが高くなると、負荷電流Ｉｏが増加し、入力電圧Ｖｉｎが低くなると、負荷電流Ｉｏが低くなる。

ある特定の負荷条件で低周波動作となるように設定して効率改善を行う場合に、確実に待機モードに移行できるように、入力電圧Ｖｉｎが低い場合を想定して設定する必要がある。このように設定した場合、入力電圧Ｖｉｎが高くなると、通常モードと待機モードとが切り替わる時点の負荷電流Ｉｏが大きくなり、騒音が大きくなるという問題が発生した。これに対し、入力電圧Ｖｉｎが高い場合に騒音が問題にならないように、入力電圧Ｖｉｎが最大で騒音が問題とならないように、通常モードと待機モードとが切り替わる時点のスイッチング電流のピーク値を設定すると、負荷電流Ｉｏが同じであっても、入力電圧Ｖｉｎが低いときに、待機モードに移行せず、消費電流を低減できないことがあった。

図４は、図１のスイッチング電源装置の効果を説明するための説明図である。
本実施形態に係る図１のスイッチング電源装置では、電源３０からの入力電圧Ｖｉｎが増加することで目標電圧Ｖｍが増加しても、可変抵抗３８の抵抗値が減少する。すなわち、目標電圧Ｖｍと比較される基準値Ｖｂが図４のように低下し、通常モードと低周波動作モードとが切り替わるときの目標電圧Ｖｍの値が低くなり、通常モードと低周波動作モードとが切り替わるときのスイッチング電流のピーク値が低くなる。これにより、通常モードと低周波動作モードとが切り替わるときの負荷電流Ｉｏが概ね一定になるとともに、スイッチングエネルギも概ね一定になる。よって、入力電圧Ｖｉｎに関係なく騒音を抑制できる。また、負荷電流が同じであれば入力電圧Ｖｉｎに係わらず、低消費電力の効率が大きく変化しない。

［第２の実施形態］
図５は、本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。

このスイッチング電源装置は、直流−直流コンバータであり、電源６０の正極に一次巻線６１ａの一端が接続されたトランス６１と、発振器(ＯＳＣ)６２と、スイッチング素子であるＮＮＭＯＳ６３とを備えている。

トランス６１の一次巻線６１ａは、スイッチング電流を流すインダクタであり、一次巻線６１ａの他端に、ＮＭＯＳ６３のドレインが接続されている。ＮＭＯＳ６３のソースは、抵抗６４の一端に接続され、抵抗６４の他端が電源６０の負極に接続されている。

発振器６２の出力端子は、ＲＳ−ＦＦ６５のセット端子（Ｓ）に接続されている。ＲＳ−ＦＦ６５の出力端子は、ＡＮＤゲート６６の一方の入力端子に接続され、ＡＮＤゲート６６の出力端子がＮＭＯＳ６３のゲートに接続されている。

抵抗６４の一端は、比較器６７の一方の入力端子（＋）に接続されている。抵抗６４の他端には、基準電圧源６８の負極と、可変抵抗６９の一端と、基準電圧源７０の負極と、基準電圧源７１の負極とが接続されている。

基準電圧源６８の正極に抵抗７２の一端が接続されている。抵抗７２の他端は、比較器６７の他方の入力端子（−）と、比較器７３の一方の入力端子（＋）に接続されるとともに、フォトカプラの受光素子７４を介して抵抗６４の他端に接続されている。比較器６７の出力端子が、ＲＳ−ＦＦ６５のリセット端子（Ｒ）に接続されている。

可変抵抗６９は、電源６０から与えられる入力電圧Ｖｉｎに応じて抵抗値が変化する。入力電圧Ｖｉｎが高ければ、抵抗値が低くなり、入力電圧Ｖｉｎが低ければ抵抗値が高くなる。可変抵抗６９の他端は、抵抗７５の一端と比較器７３の他方の入力端子（−）とに接されている。比較器７３の出力端子は、ＡＮＤゲート６６の他方の入力端子に接続されるとともに、スイッチ７６に接続されている。

スイッチ７６は、切り替えスイッチであり、比較器７３の出力が“Ｌ”の時には、抵抗７５を基準電圧源７０の正極に接続し、比較器７３の出力が“Ｈ”のときに抵抗７５を基準電圧源７１の正極に接続する。

トランス６１の二次巻線６１ｂの一端には、ダイオード８０のアノードが接続されている。ダイオード８０のカソードがキャパシタ８１の一方の電極と出力端子＋ＯＵＴに接続されている。二次巻線６１ｂの他端は、キャパシタ８１の他方の電極と出力端子−ＯＵＴとに接続されている。出力端子＋ＯＵＴ及び−ＯＵＴ間には、出力電圧検出回路８２が接続され、出力電圧検出回路８２には、フォトカプラの発光素子８３が接続されている。

次に、図５のスイッチング電源装置の動作を説明する。
このスイッチング電源装置では、ＡＮＤゲート６６の他方の入力端子は、比較器７３の出力端子に接続され、スイッチング電源装置の起動時には“Ｈ”が入力される。

起動後、発振器６２が発振して“Ｈ”を出力すると、それに同期してＲＳ−ＦＦ６５がセットされる。ＲＳ−ＦＦ６５がセットされると、ＡＮＤゲート６６の出力信号が“Ｈ”になり、ＮＭＯＳ６３がオンする。ＮＭＯＳ６３がオンすることにより、トランス６１の一次巻線６１ａにスイッチング電流が流れる。抵抗６４の両端には、スイッチング電流に対応する電圧が発生する。

比較器６７は、抵抗６４が発生する電圧が目標電圧Ｖｍを超えたときにＲＳ−ＦＦ６５をリセットする。目標電圧Ｖｍは、基準電圧源６８が発生する基準電圧を抵抗７２の抵抗値及びフォトカプラの受光素子７４の抵抗値とで分圧した電圧である。

ＲＳ−ＦＦ６５がリセットされることにより、ＡＮＤゲート６６の出力信号が“Ｌ”に遷移し、ＮＭＯＳ６３がオフする。これにより、トランス６１に蓄積されたエネルギがダイオード８０及びキャパシタ８１を介して負荷に供給される。出力電圧検出回路８２は、出力電圧と所定値との差分を検出し、フォトカプラの発光素子８３がその差分に応じて発光する。発光素子８３の発光により、受光素子７４の抵抗値が変化し、目標電圧Ｖｍが変化する。このような制御を行うことにより、負荷が大きくなると、目標電圧Ｖｍが高くなり、ＮＭＯＳ６３のオン幅が長くなる。

比較器７３は、目標電圧Ｖｍと基準値Ｖｂとを比較する。基準値Ｖｂは、スイッチ７６が抵抗７５と基準電圧源７０とを接続しているときには、その基準電圧源７０の発生する電圧を抵抗７５の抵抗値と可変抵抗６９の抵抗値とで分圧した値である。通常モードでは、目標電圧Ｖｍが基準値Ｖｂよりも高い。

負荷が軽くなると、受光素子７４の抵抗値が減少し、目標電圧Ｖｍが低くなる。目標電圧Ｖｍが低下し、目標電圧Ｖｍが基準値Ｖｂ以下になると、比較器７３の出力が“Ｈ”から“Ｌ”に遷移する。

これにより、ＡＮＤゲート６６は、ＲＳ−ＦＦ６５の出力信号にかかわらず、“Ｌ”を出力するようになり、ＮＭＯＳ６３のスイッチングが停止される。すなわち、通常動作モードが待機モード（低消費電力モード）に切り替わる。

次に、本実施形態のスイッチング電源装置の効果を説明する。
図６は、図５のスイッチング電源装置の効果を説明するための説明図である。
本実施形態に係る図５のスイッチング電源装置では、電源６０からの入力電圧Ｖｉｎが増加することで目標電圧Ｖｍが低下しても、可変抵抗６９の抵抗値が減少する。すなわち、目標電圧Ｖｍと比較される基準値Ｖｂが図６のように低下し、通常モードと待機モードとが切り替わるときの目標電圧Ｖｍの値が低くなり、通常モードと待機モードとが切り替わるときのオン幅が短くなる。これにより、通常モードと待機モードとが切り替わるときの負荷電流Ｉｏが概ね一定になるとともに、スイッチングエネルギも概ね一定になる。よって、入力電圧Ｖｉｎに関係なく騒音を抑制できる。また、負荷電流Ｉｏが同じであれば入力電圧Ｖｉｎに係わらず、低消費電力の効率が大きく変化しない。

なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

例えば、上記第１の実施形態及び第２の実施形態では、可変抵抗３８，６９を備え、通常モードから低周波動作モード或いは待機モードに切り替わる時点のスイッチング素子のオン幅を入力電圧Ｖｉｎに応じて可変にしているが、入力電圧Ｖｉｎが大きくなると、スイッチング電流が小さくなるようにしてもよい。具体的には、可変抵抗３８，６９を抵抗値の変化しない抵抗に置換し、抵抗３４，６４を、入力電圧Ｖｉｎが大きくなると抵抗値が大きくなる可変抵抗に置換してもよい。この場合も、第１及び第２の実施形態のスイッチング電源装置と同様の作用効果を奏する。

また、入力電圧Ｖｉｎが大きくなると、スイッチング電流が少なくなるとともにオン幅が短くなる構成とし、入力電圧Ｖｉｎにかかわらず、スイッチングエネルギを一定化させてもよい。
さらに、図５では、ＡＮＤゲート６６をＲＳ−ＦＦ６５とＮＭＯＳ６３との間に挿入したが、ＡＮＤゲート６６を発振器６２とＲＳ−ＦＦ６５との間に挿入することも可能である。

本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 従来の図７のスイッチング電源装置の課題を説明するための説明図である。 従来の図８のスイッチング電源装置の課題を説明するための説明図である。 図１のスイッチング電源装置の効果を説明するための説明図である。 本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 図５のスイッチング電源装置の効果を説明するための説明図である。 従来の低周波数動作モードを持つスイッチング電源装置の回路図である。 従来の間欠動作を行うスイッチング電源装置の回路図である。

符号の説明

３０，６０ 電源
３１，６１ トランス
３２，６２ 発振器
３３，６３ ＮＭＯＳ
５０，８０ ダイオード
５１，８１ キャパシタ
５２，８２ 出力電圧検出回路
３６，４４，６７，７３ 比較器
４１，４５，７２，７５ 抵抗
４２，７４ フォトカプラの受光素子
３８，６９ 可変抵抗

Claims (5)

1. 電源と、
   インダクタと、
   オン・オフ動作し、オンしたときに前記インダクタと前記電源とを接続して該インダクタにスイッチング電流を流すスイッチング素子と、
   前記スイッチング電流が流れることにより前記インダクタに蓄えられたエネルギを変成して負荷に供給する変成手段と、
   負荷の状態を検出する検出手段と、
   前記検出手段が前記負荷が所定値よりも軽いことを検出したときに前記スイッチング素子がオンする周波数を通常モードよりも低くするか、または該スイッチング素子がオンすることを停止させて低消費電力動作モードを設定するモード切替手段と、
   前記通常モードから前記低消費電力動作モードに切り替わる時点を前記電源からの入力電圧に応じて変化させるモード切替点補正手段と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記モード切替点補正手段は、前記負荷に流れる負荷電流が概ね一定になるように、前記通常モードから前記低消費電力モードに切り替わる時点を変化させることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記モード切替点補正手段は、前記スイッチング素子のオンする長さが前記入力電圧が高い場合の方が低い場合よりも短くなるように、前記通常モードから前記低消費電力モードに切り替わる時点を変化させることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記モード切替点補正手段は、前記スイッチング電流が前記入力電圧が高い場合の方が低い場合よりも小さくなるように、前記通常モードから前記低消費電力モードに切り替わる時点を変化させることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
5. 電源と、
   インダクタと、
   オン・オフ動作し、オンしたときに前記インダクタと前記電源とを接続して該インダクタにスイッチング電流を流すスイッチング素子と、
   前記スイッチング電流が流れることにより前記インダクタに蓄えられたエネルギを変成して負荷に供給する変成手段と、
   負荷の状態を検出する検出手段と、
   前記検出手段が前記負荷が所定値よりも軽いことを検出したときに前記スイッチング素子がオンする周波数を通常モードよりも低くするか、または該スイッチング素子がオンすることを停止させて低消費電力動作モードを設定するモード切替手段と、
   前記通常モードから前記低消費電力動作モードに切り替わる時点の前記スイッチング素子の１回のスイッチングで前記インダクタに蓄積されるエネルギを、前記電源から与えられる入力電圧の値に無関係に一定化させる手段と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。

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