JP4357674B2

JP4357674B2 - 周波数シンセサイザ

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Publication number: JP4357674B2
Application number: JP33317399A
Authority: JP
Inventors: 浩三一丸
Original assignee: 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社
Priority date: 1999-11-24
Filing date: 1999-11-24
Publication date: 2009-11-04
Anticipated expiration: 2019-11-24
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は周波数シンセサイザの技術分野にかかり、特に、リップル電流を正確に補償できる周波数シンセサイザに関する。
【０００２】
【従来の技術】
セルラー電話機は周波数マルチチャネルアクセス方式であり、使用周波数を空きチャネルに移行させるために、高速ロックアップが可能な周波数シンセサイザが必要となる。
【０００３】
図３の符号１０１は、そのような周波数シンセサイザの従来技術のものであり、分数分周方式のＰＬＬ(Phase lock loop)回路が用いられている。
この周波数シンセサイザ１０１は、セルラー電話機の送受信回路を構成する半導体集積回路装置内に設けられており、発振器１３１、分周器１３２、基準クロック信号発生器１３３、位相比較器１３４、チャージポンプ回路１３５、ローパスフィルタ１３６、補償回路１３７、制御回路１３８を有している。発振器１３１内では、所定周波数の外部出力信号ＯＵＴが生成されており、その外部出力信号ＯＵＴは、分周器１３２と、この周波数シンセサイザ１０１が設けられた半導体集積回路装置内の他の回路とに出力されている。
【０００４】
分周器１３２は、入力された外部出力信号ＯＵＴを分周し、比較信号を生成し、位相比較器１３４に出力しており、該位相比較器１３４は、分周器１３２から入力された比較信号と、基準クロック信号発生器１３３から入力された基準クロック信号の位相を比較し、位相差に応じた信号をチャージポンプ回路１３５に出力している。チャージポンプ回路１３５は、入力された位相差に応じた信号に基づいて、出力電流を流入／流出させており、その出力電流は、ローパスフィルタ１３６を介して、制御信号として発振器１３１に出力されている。
【０００５】
発振器１３１は、入力された制御信号により、外部出力信号ＯＵＴの周波数を変化させ、比較信号の位相を基準クロック信号の位相に一致させるように動作する。その結果、外部出力信号ＯＵＴの周波数は、基準クロック信号の周波数を分周器１３２の分周値倍した値となる。
【０００６】
上記分周器１３２は、制御回路１３８によって制御され、分周値が周期的に変化するように構成されており、例えば、基準クロック信号の周波数が２００ｋＨｚのとき、分周値が、その７周期(３５μｓｅｃ)の期間は５０００、また、１周期(５μｓｅｃ)の期間は５００１である場合、８周期を平均した平均分周値は５０００．１２５(＝５０００＋１／８)になり、外部出力信号ＯＵＴの周波数は、基準クロック信号の平均分周値倍の、１００００２５ｋＨｚでロックされる。
【０００７】
８周期中、６周期の分周値を４０００、２周期の分周値を４００１とすれば、平均分周値は４０００．２５となり、外部出力信号ＯＵＴの周波数は８００．０５０ＭＨｚとなる。
【０００８】
このように、平均分周値が小数点以下の桁まで値を有すれば、２５ｋＨｚや１２．５ｋＨｚ等の狭いチャネル間隔で、８００ＭＨｚや１ＧＨｚ等の高周波を用いることが可能となる。
【０００９】
しかし、上記のように分周値を周期的に変化させた場合、外部出力信号ＯＵＴが所望周波数にロックされた後でも、比較信号の位相と基準クロック信号の位相とは一致せず、位相差が生じる。そのため、位相比較器１３４から出力される制御信号にはリップル電流が含まれてしまう。
【００１０】
図４の符号ａは、分周値をＮとＮ＋１とで変化させた場合に、外部出力信号ＯＵＴがロックされた後、分周器１３２から入力される比較信号の波形を示している。符号ｂは基準クロック信号の波形を示しており、符号ｃは、比較信号の位相と基準クロック信号の位相とが一致しない結果、チャージポンプ回路１３５から出力される制御信号に含まれるリップル電流の波形である。
【００１１】
制御信号に含まれるリップル電流は、外部出力信号ＯＵＴにスプリアスを発生させてしまい、セルラー電話機等の通信機の受信特性を悪化させるばかりでなく、送信の際の妨害成分となってしまうので、大変大きな問題となる。
【００１２】
この周波数シンセサイザ１０１には、ＤＡコンバータ１４１とコンデンサ１４２とを有する補償回路１３７が設けられており、ＤＡコンバータ１４１がコンデンサ１４２に印加する電圧を変化させ、リップル電流の電荷量と同じ電荷量で逆極性の補償電流を生成し、当該補償電流をチャージポンプ回路１３５が出力する制御信号に重畳し、リップル電流をキャンセルしており、その結果、スプリアス成分のない外部出力信号ＯＵＴが得られる。
【００１３】
時間とともに変化するリップル電流の電荷量は、理論上は所定の単位電荷量の整数倍になるように変化することになる。その単位電荷量は、理想的には比較信号と基準クロック信号との位相差と、チャージポンプ回路１３５の出力電流との積で示される。
【００１４】
一例として、上記のように、外部出力信号ＯＵＴの周波数が１００００２５ｋＨｚの場合、チャージポンプ回路１３５の出力電流が＋１ｍＡ又は−１ｍＡの定電流であるものとすると、下記Ｑ_r、
Ｑ_r＝(1/8)×(1/1000025kHz)×1mA×1/2＝62.5×10^-15(Coulomb)……(１０１)
が単位電荷量となる。
【００１５】
そして、リップル電流は、この単位電荷量Ｑ_rの±１倍から最大±７倍(±７Ｑ_r)の電荷量で、＋７Ｑ_r→＋５Ｑ_r→＋３Ｑ_r→＋１Ｑ_r→−１Ｑ_r→−３Ｑ_r→−５Ｑ_r→−７Ｑ_rの順序で、基準クロック信号と同じ周期で発生することになる。
【００１６】
そのようなリップル電流を補償するためには、コンデンサ１４２の容量をＣ_tとした場合、次式を満たす電圧Ｖ_e、
Ｃ_t・Ｖ_e＝Ｑ_r……(１０２)
を単位とし、ＤＡコンバータ１４１が順次−７Ｖ_e、−５Ｖ_e、−３Ｖ_e、−１Ｖ_e、＋１Ｖ_e、＋３Ｖ_e、＋５Ｖ_e、＋７Ｖ_eの大きさでコンデンサ１４２に印加する電圧Ｖ_dを変化させ、リップル電流と同じ電荷量で極性が逆向きの補償電流を発生させて、チャージポンプ回路１３５の出力電流に重畳すると、リップル電流をキャンセルすることができる。
【００１７】
このようにして、上記の周波数シンセサイザ１０１では、補償電流を重畳することでリップル電流を正確に補償できるように予め設定されているが、回路素子の回路定数のばらつきなど、何らかの原因で実際に出力されるリップル電流が変動してしまったときには、リップル電流を正確に補償することができないという問題がある。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記従来技術の不都合を解決するために創作されたものであり、その目的は、リップル電流を正確に補償できる技術を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の周波数シンセサイザは、制御信号に応じて発振信号の周波数を制御する発振器と、上記発振信号を周期的に変化する分周値で分周して比較信号を生成する分数分周方式の分周器と、基準クロック信号を生成する基準クロック信号発生器と、上記比較信号の位相と上記基準クロック信号の位相とを比較して位相差信号を出力する位相比較器と、上記位相差信号に応じた電流を出力するチャージポンプ回路と、上記チャージポンプ回路から出力される電流の高周波成分を除去して上記制御信号として上記発振器に供給するローパスフィルタと、上記チャージポンプ回路の出力端と上記ローパスフィルタとの間に接続されているスイッチ回路と、上記制御信号に含まれるリップル電流を補償するための補償電流を上記チャージポンプ回路の出力端に出力する補償回路と、上記チャージポンプ回路の出力端の電流を検出して上記補償電流を補正するための補正回路と、を有し、上記補正回路は、上記分周器の分数分周の周期中に上記スイッチ回路がオフ状態であるときに上記チャージポンプ回路の出力端の上記補償電流が重畳された出力電流を検出し、当該検出結果に応じて上記補償電流を補正する。
また、請求項２に記載の周波数シンセサイザは、請求項１に記載の周波数シンセサイザであって、上記スイッチ回路が、上記分周器の分数分周の１周期中に２回オフ状態とされ、上記補正回路が、上記分周値が変化する前後の上記検出結果の差分に基づいて上記補償電流を補正する。
また、請求項３に記載の周波数シンセサイザは、請求項１に記載の周波数シンセサイザであって、上記補正回路が、上記検出結果の極性に応じて上記補償電流を補正する。
【００２０】
本発明は以上のように構成されており、発振器が出力する発振信号を分周器が分周値を周期的に変化させながら分周して、比較信号を生成しており、その比較信号と、基準クロック信号とが位相比較器に出力されている。
【００２１】
位相比較器は、チャージポンプ回路を動作させており、入力された基準クロック信号の位相と比較信号の位相とを比較し、その位相差に応じてチャージポンプ回路から定電流の出力電流を流入又は流出させ、ローパスフィルタで高周波成分を除去することで、制御信号を生成している。
【００２２】
発振器には制御信号が入力され、発振器はその制御信号に基いて、基準クロック信号と比較信号との位相差を小さくする方向に発振信号の周波数を変化させる。その結果、発振信号の周波数は、基準クロック信号の周波数の平均分周値倍になる。
【００２３】
この周波数シンセサイザには、補償回路が設けられており、チャージポンプ回路の出力電流に含まれるリップル電流と逆極性の補償電流を発生させるように構成されており、出力電流に補償電流が重畳されると、リップル電流がキャンセルされ、発振信号からスプリアス成分が除去されるようにされている。
【００２４】
かかる補償電流を設定する際に、回路定数などに基づいて、リップル電流の電流量を予め求めて、このリップル電流を正確にキャンセルすることができるように予め設定していた従来では、何らかの原因でリップル電流が変動したときに、リップル電流を正確にキャンセルすることができなくなっていた。
【００２５】
しかしながら、本発明の周波数シンセサイザは、補正回路を有しており、補正回路で、補償電流が重畳された出力電流を直接検出することができ、検出された出力電流の検出結果に基づいて、補償電流の電流量を調整することができるので、リップル電流が何らかの原因で変動しても、変動したリップル電流の電流量に基づいて補償電流の電流量を調整することができる。
【００２６】
従って、リップル電流の変動に応じて補償電流の電流量を調整して、リップル電流を正確にキャンセルすることが可能になる。
なお、本発明の周波数シンセサイザはスイッチ回路を有しており、スイッチ回路でチャージポンプ回路の出力とローパスフィルタの入力とを切り離すことができるようにされ、補正回路は、所望のタイミングで、補償電流が重畳された出力電流を検出できるようにされているので、チャージポンプ回路の出力とローパスフィルタの入力とが切り離されたときに、補償電流が重畳された出力電流を検出することができる。
【００２７】
また、チャージポンプ回路の出力電流がローパスフィルタを介して出力されると、ローパスフィルタでリップル電流は積分されてしまうので、周期的に変化するリップル電流は平均化されてしまい、検出することが困難になるが、本発明では、補償電流が重畳されたチャージポンプの出力電流を直接検出することができるので、積分されて平均化されていないリップル電流に、補償電流が重畳された電流を検出することができるので、リップル電流を確実に検出することができる。
【００２８】
さらに、リップル電流は、一般に周期的に変動する。全体としてリップル電流の電流量が小さい場合、リップル電流の電流量が小さくなるタイミングで出力電流を検出すると、検出された出力電流は非常に小さくなり、ひどいときには検出できなくなり、実際に生じているリップル電流が生じていないと判断され、正確にリップル電流をキャンセルすることができないことがあったが、本発明では、所望のタイミングで補償電流が重畳された出力電流を検出することができるので、リップル電流の電流値が大きくなるタイミングで、出力電流を検出することができる。
【００２９】
従って、全体としてリップル電流の電流量が小さく、検出しにくい場合でも、検出された出力電流は比較的大きくなるので、リップル電流を検出しやすくなり、精度良くリップル電流を検出することができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下で図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。
図１の符号１は、本発明の実施形態の周波数シンセサイザを示している。
【００３１】
この周波数シンセサイザ１は、セルラー電話機の送受信回路を構成する半導体集積回路装置内に設けられており、発振器３１と、分周器３２と、基準クロック信号発生器３３と、位相比較器３４と、チャージポンプ回路３５と、ローパスフィルタ３６と、分数分周制御回路３８と、スイッチ回路３９と、補償回路４１、補正回路４３とを有している。発振器３１は、外部出力信号ＯＵＴを出力しており、その外部出力信号ＯＵＴは、分周器３２と、この周波数シンセサイザ１が設けられた半導体集積回路装置内の他の回路とに入力されている。
【００３２】
上記分周器３２は、制御回路３８によって制御され、分周値が周期的に変化するように構成されており、入力された外部出力信号ＯＵＴをその分周値によって分周して、比較信号を生成するようにされている。
【００３３】
基準クロック信号発生器３３は、所定周波数の基準クロック信号を発生させており、その基準クロック信号と、上記比較信号とが位相比較器３４に入力されている。
位相比較器３４は、両方の信号の位相を比較して位相差を求め、その位相差を示す信号をチャージポンプ回路３５に出力するようにされている。
【００３４】
チャージポンプ回路３５は、位相差を示す信号が入力されると、位相差に応じた時間だけ、定電流を流入／流出させ、スイッチ回路３９及びローパスフィルタ３６を介して発振器３１に出力することができるように構成されている。
【００３５】
スイッチ回路３９は、オン状態になったときにチャージポンプ回路３５とローパスフィルタ３６とを接続し、チャージポンプ回路３５の出力電流を、ローパスフィルタ３６に出力できるようにされている。
【００３６】
ローパスフィルタ３６は、チャージポンプ回路３５から流入／流出する定電流の高周波成分を除去し、制御信号として発振器３１に出力するようにされている。
発振器３１は、入力された制御信号に従い、比較信号の位相と基準クロック信号の位相との位相差を小さくする方向に外部出力信号ＯＵＴの周波数を変化させている。
【００３７】
補償回路４１は補償用コンデンサ６１と電圧発生器６２とを有している。
補償用コンデンサ６１は、チャージポンプ回路３５の出力にその一端が接続され、他端が電圧発生器６２の出力に接続されている。なお、周波数シンセサイザ１には後述するアップダウンカウンタ４５が設けられており、アップダウンカウンタ４５には所定のディジタルデータが予め設定されている。電圧発生器６２は、所定のディジタルデータに基づいて電圧を生成し、当該電圧を補償用コンデンサ６１に出力して充放電をさせることで、チャージポンプ回路３５の出力電流に、補償電流を重畳することができる。
【００３８】
上記のような構成を有する周波数シンセサイザ１では、スイッチ回路３９は予めオン状態にされ、チャージポンプ回路３５の出力とローパスフィルタ３６の入力を接続し、発振器３１から、分周器３２、位相比較器３４、チャージポンプ回路３５、スイッチ回路３９、ローパスフィルタ３６を介して発振器３１へ、フィードバックループが形成される。この状態で周波数シンセサイザ１が動作を開始すると、フィードバックループはＰＬＬ動作をし、分周器３２から出力される比較信号の位相と、基準クロック信号の位相との誤差が、動作開始時に比して徐々に小さくなるように動作する。
【００３９】
ＰＬＬループがロックするまでの間、補償回路４１は、上述した所定のディジタルデータに基づいて補償電流を生成し、チャージポンプ回路３５の出力電流に重畳している。
【００４０】
上記した動作を繰り返すと、比較信号の位相を基準クロック信号の位相に一致させるようにすることができ、両者の位相がほぼ一致して、外部出力信号ＯＵＴの周波数が、平均分周値倍された基準クロック信号の周波数と一致すると、ＰＬＬループがロックした状態になる。
【００４１】
以上のようにして補償電流を供給させながらＰＬＬループをロックさせると、補償電流を供給させずにＰＬＬループを動作させた場合に比して、ＰＬＬループがロックするまでの時間が短くなる。
【００４２】
しかしながら、制御信号にはリップル電流が重畳されてしまうので、本実施形態の周波数シンセサイザ１には、補正回路４３が更に設けられている。
補正回路４３は、センスアンプ４４と、アップダウンカウンタ４５と、ＤＡコンバータ４０と、タイミング発生回路４６とを有している。
【００４３】
センスアンプ４４は、その入力が、チャージポンプ回路３５と補償回路４１との出力に接続されており、補償電流が重畳されたチャージポンプ回路３５の出力電圧を検出することができるようにされている。
【００４４】
アップダウンカウンタ４５は、その入力がセンスアンプ４４の出力に、出力がＤＡコンバータ４０の入力に、それぞれ接続され、予め設定された所定のディジタルデータをＤＡコンバータ４０に出力できるようにされており、センスアンプ４４の出力に基づいてディジタルデータを１だけ増減して、ＤＡコンバータ４０に出力できるようにされている。
【００４５】
ＤＡコンバータ４０は、入力されたディジタルデータをＤＡ変換して、ディジタルデータの大きさに応じたアナログ信号を電圧発生器６２に出力し、このアナログ信号で電圧発生器６２の出力電圧値を制御して、補償電流の電流量を制御することができるようにされている。
【００４６】
ここでは、分周器３２の分周値が、例えば基準クロック信号の７周期の期間はＮ、１周期の期間はＮ＋１として、７周期と１周期の合計の８周期を単位として(以下でこの単位を分数分周の一周期と称する)、周期的に変化し、平均分周値がＮ＋１／８となる場合について説明する。従って、分数分周の一周期内には、８個の基準クロック信号が含まれることになる。
【００４７】
タイミング発生回路４６は、位相比較器３４を介して基準クロック信号が入力できるようにされ、ＰＬＬループがロックした後に、分数分周の一周期内で計２回、スイッチ回路３９をオフ状態にすることができるように設定されている。ここでは、分数分周の一周期内に含まれる８個の基準クロック信号のうち、１個目、８個目の基準クロック信号の立ち上がり時刻で、スイッチ回路３９をオフ状態にするように設定されているものとする。
【００４８】
上述の周波数シンセサイザ１では、ＰＬＬループがロックした状態になった後に、タイミング発生回路４６が、最初にスイッチ回路３９をオフさせる時刻(分数分周の一周期内において、１個目の基準クロック信号が立ち上がる時刻)で、スイッチ回路３９をオフ状態にしてＰＬＬループを切断させる。
このとき、センスアンプ４４の入力はチャージポンプ回路３５と補償回路４１の出力に接続されたままであり、ローパスフィルタ３６からは切断されている。
【００４９】
ＰＬＬループがロックした後にスイッチ回路３９をオフ状態にしているので、チャージポンプ回路３５からはリップル電流のみが出力されている。他方、補償回路４１もまた動作しており、ロックされた状態で、アップダウンカウンタ４５に予め設定された所定のディジタルデータに基づいて、補償回路４１が補償電流を出力している。
【００５０】
従って、チャージポンプ回路３５の出力端子には、チャージポンプ回路３５から出力されるリップル電流に補償電流が重畳されていることになる。
センスアンプ４４は、チャージポンプ回路３５の出力端子の電圧を検出して増幅し、第１の検出電圧としてアップダウンカウンタ４５に出力する。アップダウンカウンタ４５は、入力された第１の検出電圧を一旦保持しておく。
【００５１】
第１の検出電圧の検出動作が終了すると、タイミング発生回路４６はオフ状態にあったスイッチ回路３９を再びオン状態にし、ＰＬＬループを形成させる。そして、次にスイッチ回路３９をオフ状態にする時刻になるまで、スイッチ回路３９はオン状態を維持して、ＰＬＬループを動作させる。
【００５２】
その後、次にスイッチ回路３９をオフ状態にする時刻(８個目の基準クロック信号の立ち上がり時刻)で、タイミング発生回路４６がスイッチ回路３９を再びオフ状態にし、ＰＬＬループを切断する。すると、チャージポンプ回路３５の出力端子の電圧がセンスアンプ４４に入力される。センスアンプ４４は、チャージポンプ回路３５の出力端子の電圧を検出して増幅し、第２の検出電圧としてアップダウンカウンタ４５に出力する。
【００５３】
第２の検出電圧が入力されると、アップダウンカウンタ４５は、既に保持された第１の検出電圧から、新たに入力された第２の検出電圧を減じる。第１の検出電圧から第２の検出電圧を減じた電圧値が正のときには、予め設定されていた所定のディジタルデータの値を１だけ増し、負のときには１だけ減じてＤＡコンバータ４０に出力する。ＤＡコンバータ４０は入力されたディジタルデータをＤ／Ａ変換して、ディジタルデータの大きさに応じたアナログ信号を電圧発生器６２に出力する。
【００５４】
電圧発生器６２は、アナログ信号が大きくなった場合は、補償用コンデンサ６１に出力する電圧を増して補償電流を増大させ、アナログ信号が減少した場合は、補償用コンデンサ６１に出力する電圧を減じて補償電流を減少させる。
【００５５】
このように、周波数シンセサイザ１は、第１の検出電圧から第２の検出電圧を減じた値が正のときには、ロックするまでに出力されていた補償電流に比して補償電流が増大し、負のときには補償電流が減少するように動作している。
【００５６】
図２(ａ)に、リップル電流と、補償電流の一例を示す。符号ａは、チャージポンプ回路３５から出力されるリップル電流を示す波形であって、符号ｂは、補償電流を示す波形である。分数分周の一周期内において、１〜８個目の基準クロック信号の出力タイミングで発生するリップル電流をそれぞれ符号ａ₁〜ａ₈で示しており、各リップル電流ａ₁〜ａ₈をキャンセルするように生成される補償電流を符号ｂ₁〜ｂ₈でそれぞれ示している。
【００５７】
図２(ａ)に示すように、１個目から４個目の基準クロック信号が出力されるタイミングで発生するリップル電流ａ₁〜ａ₄は正極性で、５個目から８個目の基準クロック信号が出力されるタイミングで発生するリップル電流ａ₅〜ａ₈は負極性である。補償電流は、リップル電流ａ₁〜ａ₈とは逆極性であって、補償電流ｂ₁〜ｂ₄は負極性であり、ｂ₅〜ｂ₈は正極性である。
【００５８】
リップル電流が補償電流に比して大きいときに、補償電流が重畳されたリップル電流の波形を符号ｃに示し、リップル電流が補償電流に比して小さいときに、補償電流が重畳されたリップル電流の波形を符号ｄに示す。そして符号ｃ₁〜ｃ₈、符号ｄ₁〜ｄ₈は、１〜８個目の基準クロック信号が出力されるときに、補償電流が重畳されたリップル電流を示している。
【００５９】
リップル電流が補償電流に比して大きい場合、第１、第２の検出電圧はそれぞれ図２(ａ)のｃ₁、ｃ₈に相当し、リップル電流が補償電流に比して小さい場合、第１、第２の検出電圧はそれぞれ図２(ａ)のｄ₁、ｄ₈に相当する。ｃ₁、ｃ₈はそれぞれ正、負の値を有し、ｄ₁、ｄ₈はそれぞれ負、正の値を有する。
【００６０】
そして、リップル電流が補償電流に比して大きい場合に、第１の検出電圧から第２の検出電圧を減じると、その減算結果(ｃ₁−ｃ₈)は正になる。他方、リップル電流が補償電流に比して小さい場合に、第１の検出電圧から第２の検出電圧を減じた減算結果(ｄ₁−ｄ₈)は負になる。
【００６１】
一方、上述したように、周波数シンセサイザ１は、第１の検出電圧から第２の検出電圧を減じた値が正のときには、ロックするまでに出力されていた補償電流を増大させ、負のときにはこの補償電流を減少させるように動作する。
【００６２】
従って、周波数シンセサイザ１は、補償電流に比してリップル電流が大きいときには補償電流を大きくし、補償電流に比してリップル電流が小さいときには補償電流を小さくするように動作するので、リップル電流と補償電流の誤差が小さくなるように修正される。
【００６３】
次いで、次の分数分周の一周期中では、直前に修正された補償電流が出力される。そして、１個目、８個目の基準クロック信号の立ち上がり時刻に、修正された補償電流が重畳されたリップル電流をセンスアンプ４４が電圧変換し、その電圧をアップダウンカウンタ４５が第１、第２の検出電圧として保持し、第１の検出電圧から第２の検出電圧を減じる。その減算結果の正負に応じて、アップダウンカウンタ４５は、その直前に修正されたディジタルデータを再び１だけ増減させることで再び補償電流を修正し、補償電流とリップル電流との誤差をさらに小さくさせる。
【００６４】
このようにして、分数分周の一周期ごとに補償電流を修正する動作を繰り返すと、リップル電流と補償電流との誤差が徐々に小さくなる。
上記動作を所定時間繰り返せば、リップル電流と補償電流との誤差が一定の許容範囲内に収まるようになるので、補償電流の修正の開始時刻から、所定時間が経過したら補償電流の修正動作が終了する。こうして修正された補償電流は、リップル電流が変動した場合でも、従来に比してリップル電流を正確に補償することができるようにされている。
【００６５】
以上のようにして補償電流の修正が終了したら、タイミング回路４６はスイッチ回路３９をオン状態とする。それ以降スイッチ回路３９はオン状態を維持し、周波数シンセサイザ１が通常のＰＬＬ動作に移行する。通常のＰＬＬ動作中には、最終的に修正された補償電流が補償回路４１から出力される。
【００６６】
ところで、上述の周波数シンセサイザ１では、分数分周の一周期中において、基準クロック信号の１周期目と８周期目でスイッチ回路３９をオフ状態にして、補償電流が重畳されたリップル電流を検出しているが、その理由について以下で説明する。
【００６７】
図２(ｂ)の符号ｅ′に基準クロック信号の位相を、符号ｆ₁′〜ｆ₈′に、基準クロック信号の位相を基準としたときの比較信号の位相のずれをそれぞれ示す。このうちｆ₁′〜ｆ₈′は、分数分周の一周期のうち、１個目〜８個目の基準クロック信号が出力されるときにそれぞれ対応した位相を示している。
【００６８】
図２(ｂ)に示すように、分周値がＮの間すなわち基準クロック信号の１周期目から７周期目までの間は、比較信号の位相はｆ₂′からｆ₈′までずれ、分周値が(Ｎ＋１)の間すなわち基準クロック信号の８周期目ではｆ₈′からｆ₁′までずれる。位相がｆ₁′、ｆ₈′のときが、基準クロック信号との位相とのずれが最大になるので、位相のずれに起因するリップル電流もこのときに最大となる。
【００６９】
このように位相がｆ₁′、ｆ₈′のとき、すなわちリップル電流が最大になる期間に、補償電流が重畳されたリップル電流を検出すると、全体としてリップル電流の電流量が小さい場合でも、検出された出力電流は比較的大きくなるので、リップル電流を検出しやすくなり、確実にリップル電流を検出して、キャンセルさせることができる。このため、本実施形態では、基準クロック信号の１周期目と８周期目で、補償電流が重畳されたリップル電流を検出している。
【００７０】
なお、本実施形態では、補正回路４３にセンスアンプ４４を設けておき、補償電流が重畳されたリップル電流を補償用コンデンサ６１で電圧変換して、その電圧値をセンスアンプ４４で検出しているが、本発明はこれに限らず、補償電流が重畳されたリップル電流を直接検出し、その電流値に基づいて補償電流を制御するような構成にしてもよい。
【００７１】
また、本実施形態では、分数分周の一周期中に基準クロック信号の８周期が含まれる場合について説明しているが、本発明はこれに限らず、例えば分数分周の一周期中に基準クロック信号の１６周期が収まるようにしてもよい。
【００７２】
さらに、基準クロック信号の１周期目〜７周期目までに分周値がＮであり、８周期目に(Ｎ＋１)になる場合について説明しているが、本発明はこれに限らず、５周期目の分周値だけが(Ｎ＋１)で、他の分周値はＮであるというような構成にしてもよい。このときには、分周値がＮから(Ｎ＋１)に変化する周期である基準クロック信号の５周期目と６周期目とが、リップル電流が最大になるので、この期間にスイッチ回路３９をオフ状態に転じさせて、補償電流が重畳されたリップル電流を検出すればよい。
【００７３】
また、本実施形態では、補償電流が重畳されたリップル電流を分数分周の一周期内で２回検出して、第１、第２の検出電圧を求めてそれらの差分をとり、その極性によってリップル電流と補償電流の大小関係を判別しているが、本発明はこれに限らず、１回の検出ごとに得られる検出電圧の極性によって、リップル電流と補償電流の大小関係を判別できるような構成にしてもよい。この場合には分数分周の一周期内で２回検出しなくともよく、最低１回検出されていれば足りる。
【００７４】
【発明の効果】
回路定数のばらつきなどによってリップル電流が変動しても、その変動に対応して補償電流を生成してリップル電流に重畳できるので、リップル電流を正確にキャンセルすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の周波数シンセサイザの一実施形態を示すブロック図
【図２】(ａ)：リップル電流と補償電流との関係を説明するタイミングチャート
(ｂ)：基準クロック信号と、分周器の出力信号との位相のずれを説明する図
【図３】従来技術の周波数シンセサイザを示すブロック図
【図４】リップル電流を説明するためのタイミングチャート
【符号の説明】
１……周波数シンセサイザ３１……発振器３２……分周器３４……位相比較器３５……チャージポンプ回路３６……ローパスフィルタ３８……分数分周制御回路４１……補償回路４３……補正回路

Claims

制御信号に応じて発振信号の周波数を制御する発振器と、
上記発振信号を周期的に変化する分周値で分周して比較信号を生成する分数分周方式の分周器と、
基準クロック信号を生成する基準クロック信号発生器と、
上記比較信号の位相と上記基準クロック信号の位相とを比較して位相差信号を出力する位相比較器と、
上記位相差信号に応じた電流を出力するチャージポンプ回路と、
上記チャージポンプ回路から出力される電流の高周波成分を除去して上記制御信号として上記発振器に供給するローパスフィルタと、
上記チャージポンプ回路の出力端と上記ローパスフィルタとの間に接続されているスイッチ回路と、
上記制御信号に含まれるリップル電流を補償するための補償電流を上記チャージポンプ回路の出力端に出力する補償回路と、
上記チャージポンプ回路の出力端の電流を検出して上記補償電流を補正するための補正回路と、
を有し、
上記補正回路は、上記分周器の分数分周の周期中に上記スイッチ回路がオフ状態であるときに上記チャージポンプ回路の出力端の上記補償電流が重畳された出力電流を検出し、当該検出結果に応じて上記補償電流を補正する、
周波数シンセサイザ。
上記スイッチ回路が、上記分周器の分数分周の１周期中に２回オフ状態とされ、
上記補正回路が、上記分周値が変化する前後の上記検出結果の差分に基づいて上記補償電流を補正する、
請求項１に記載の周波数シンセサイザ。
上記補正回路が、上記検出結果の極性に応じて上記補償電流を補正する、
請求項１に記載の周波数シンセサイザ。