JP4287777B2 - 送信装置及び受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、デジタル信号の伝送方式に係わり、特に直交周波数分割多重伝送方式（Ｏ
ＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送方式）における送信装置及び受信装置に関する。

地上デジタル放送の伝送方式として、マルチパスやゴーストに対する耐性に優れ、移動
受信も可能な方式として注目されているＯＦＤＭ伝送方式が採用されている。この方式は、
周波数方向で互いに直交する多数の搬送波(キャリア)を用いてデータを変調する伝送方式であり、時間方向でみると、各搬送波において伝送速度が抑えられているため、マルチパスによる遅延波の影響を、相対的に長くなる伝送シンボルとの対比で緩和することができる。伝送シンボルは、有効シンボルとガードインターバルとを組み合わせた単位により構成され、有効シンボルは実際にデータ信号を伝送する期間であり、ガードインターバルはマルチパスによる影響を軽減するための期間である。ここで、ガードインターバルは、有効シンボルの信号波形の一部を巡回的に繰り返したものである。

さらに、上記したＯＦＤＭ伝送方式は、各キャリアが相互に直交しているので、最も伝送効率の高い伝送方式の1つであり、かつＦＦＴ(Fast Fourier
Transform)回路技術の進展により、比較的簡易なハードウェア構成で実現することが可能となっている。このため、無線ＬＡＮや第４世代携帯電話をはじめ、近年、通信の分野でも注目を集めている。

一方、広帯域移動通信では、利用できる周波数帯域が制限されていること、マルチメディア通信の需要などにより、高品質かつ固定通信並みの高い周波数利用効率の達成が求められるようになっている。そこで、このような要求を満たすことのできる技術として、ＭＩＭＯ通信技術が注目されている。

図１５は、ＭＩＭＯ通信用伝送システム１０００の構成を示すブロック図である。同図に示すように、ＭＩＭＯ通信では、複数の送信アンテナ１００１_１〜１００１_ｍ＿ｔと複数の受信アンテナ１１０１_１〜１１０１_ｍ＿ｒを用いて、ＭＩＭＯ伝搬路を構成し、複数の異なるデータ信号(図１５の例では、元来１系統のデータを符号化ユニット１０１０による符号化の過程あるいは直並列変換（Ｓ／Ｐ）を通じて複数の異なる信号としている)を、同一の周波数上あるいは周波数帯が重なる状態の電波により、複数の伝搬路を経て送受信（送信ユニット１００２_１〜１００２_ｍ＿ｔ、受信ユニット１１０２_１〜１１０２_ｍ＿ｒを用いて送受信）する。

各受信ユニット１１０２_１〜１１０２_ｍ＿ｒで受信された複数系統の信号に対しては、復号化ユニット１１１０内の等化器または干渉除去器または軟判定器あるいはそのすべてまたはいずれかの組み合わせにより各伝搬路を分離する操作を行い、復調することにより大容量化あるいはダイバーシティ効果によるロバスト化が図れる。

上記した各伝搬路の分離のためには、各送信アンテナ１００１_１〜１００１_ｍ＿ｔと各受信アンテナ１１０１_１〜１１０１_ｍ＿ｒとの間の伝搬路の応答特性を把握する必要がある。かかる観点から、ＯＦＤＭシステムの効率化および性能改善を意図して、ＭＩＭＯ伝搬路を適用する技術が開示されている（例えば、特許文献１、非特許文献１、非特許文献２参照）。これら技術によれば、各送信機（ｉ：送信機の番号）は、データ信号のＯＦＤＭブロック（キャリア本数Ｋ）を送信するに当り、事前にトレーニングシーケンスを設け、離散時間（またはシンボル）nの時にパイロット信号ｔ＿ｉ〔ｎ，ｋ〕（ｋ：キャリア番号、ｋ＝０，１，・・・，Ｋ−１）のＯＦＤＭブロック(キャリア本数Ｋ)を送信する。

一方、各受信機（ｊ：受信機の番号）は、トレーニングシーケンスの間、伝搬路応答Ｈ＿ｉｊ〔ｎ，ｋ〕を反映した信号ｒ＿ｊ〔ｎ，ｋ〕を受信する。ここで、伝搬路の周波数応答Ｈ＿ｉｊ〔ｎ，ｋ〕は、伝搬路の時間応答である遅延プロファイルｈ＿ｉｊ〔ｎ，ｌ〕（ｌ＝０，１，・・・，Ｋ＿０−１，Ｋ＿０＜＜Ｋ）とフーリエ変換の関係にあることを用いて、ｈ＿ｉｊ〔ｎ，ｌ〕を推定することにより、Ｈ＿ｉｊ〔ｎ，ｋ〕を推定する。

また、受信信号ｒ＿ｊ〔ｎ，ｋ〕と送信パイロット信号ｔ＿ｉ〔ｎ，ｋ〕に対し、共役パイロット信号ｔ＿ｉ^＊〔ｎ，ｋ〕及びｔ＿ｊ^＊〔ｎ，ｋ〕との積を各々求め、その各々の積のフーリエ変換を各々ｐ＿ｉｊ〔ｎ〕，ｑ＿ｉｊ〔ｎ〕とすると、遅延プロファイルｈ＿ｉｊ〔ｎ，ｌ〕の推定値を成分とする行列ｈ〔ｎ〕と、ｐ＿ｉｊ〔ｎ〕及びｑ＿ｉｊ〔ｎ〕
を各々成分とする行列Ｐ〔ｎ〕及びＱ〔ｎ〕とは、次の関係を持つ。

ｈ〔ｎ〕＝Ｑ〔ｎ〕^−１Ｐ〔ｎ〕 （１）
ここで、Ｑ〔ｎ〕^−１はＱ〔ｎ〕の逆行列である。よって、トレーニングシーケンスにおいて、伝搬路応答ｈ〔ｎ〕が推定される。この推定された伝搬路応答を基に、データ信号は
最尤復号あるいは最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum
Mean-Square Error）を基準に復号される。

さらに、ある送信機から送信されるデータ信号に対し、他の送信機から送信されるデータ信号は干渉信号となるが、この他の送信機からのデータによる干渉信号を白色化できるように、データ信号に対し、時空間符号化（ＳＴＣ：Space-Time Coding）並びにその他の符号化のプロセスを加える。また、復号精度の高いデータ信号を受信信号から除去し、残るデータ信号の復号精度を高めるプロセスや推定伝搬路応答の平均値を求め、その偏差を基に伝搬路特性の推定値に重み付けするプロセスを加える技術が開示されている。

また、各送信アンテナと各受信アンテナとを結ぶ伝搬路応答を推定するために、各送信機は、トレーニングシーケンスの間、パイロット信号を送信するが、図１６に示すように、パイロット信号（図中、Ｐ＿１，Ｐ＿２，・・・，Ｐ＿Ｎ）が時間軸上で重なり合わないように、他の送信機がパイロット信号を送信しているときには、自身のパイロット信号を送信しないように、送信機毎に順番に送信する技術が開示されている（例えば、特許文献２参照）。この技術によれば、各受信機において受信される送信機毎には干渉のない伝搬路応答の推定値に基づき伝達関数が求められ、受信機数対送信機数で表される行列の逆行列が計算される。これにより、各送信機から時間軸上に重なり合わさって送信されるデータ信号の復号を実現している。

また、同期用パイロット信号に続いて、伝搬路推定用のパイロット信号を送信し、それらに続くデータ信号を復号する技術が開示されている（例えば、非特許文献３参照）。この技術によれば、パイロット信号には、送信機単位で異なる直交符号が配置されており、各受信機においては、送信機毎の直交符号のレプリカとの相互相関により伝搬路を分離して、当該送信機の送信アンテナと自身の受信アンテナとの間の伝搬路応答の推定値が求められる。

以上の技術による伝搬路推定は、いずれもパイロット信号とデータ信号の送信時間を変
えて行うものであり、特に、キャリア数を多くするか伝送シンボルを長くする必要がある
場合、伝搬路推定を行う周期が比較的長くなるため、高速移動を伴う移動通信のようにフ
ェージングなど伝搬路応答の変化が激しい場合には適用が難しくなる。

通常、マイクロ波帯やミリ波帯などのより高い周波数帯を用いる場合や、より高速での移動を伴うデータの送受信を行う場合には、フェージングなどの伝搬路応答も高速で変動する。一対向のＯＦＤＭ伝送システムに関しては、伝搬路応答が高速変動する上記のような事例に対しても適用可能な、波形等化のためのパイロット信号配置方法ならびに送受信装置に関する技術が、本発明の出願人により開示されている（例えば、特許文献３参照）。

一対向、つまり、１つの送信アンテナから１つの受信アンテナへ伝送する１入力１出力
の他の信号による干渉がない環境での伝送であって、かつＯＦＤＭ信号並びにガードイン
ターバルを用いていても、遅延波の影響により、受信信号には周波数選択性フェージング
など波形ひずみが生じる。従来のＯＦＤＭ伝送方式の送受信装置では、この波形ひずみを等化するために、パイロット信号を用いて伝搬路応答(周波数特性)を求めている。

図１７に、特許文献３で開示された技術による伝送フレームの構成例を示す。この伝送フレームは、各キャリアの変調方式にＤＱＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどを用いる場合に適用されるもので、復調の際の基準となるパイロットキャリアとデータキャリアから構成されている。なお、この伝送フレームにおいて、復調処理に関係しない伝送制御情報のＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）キャリアや付加情報のＡＣ（Auxiliary Channel）キャリアは省略してある。

図１７に示す伝送フレームは、周波数方向および時間方向の２次元で表現されている。周波数方向にはキャリアが配置され、キャリア番号は０，１，２，・・・，Ｋ−１と表記されている。時間方向には伝送シンボルが配置され、伝送シンボル番号は０，１，２，・・・，Ｌ−１と表記されている。よって、この伝送フレームはキャリアがＫ本、伝送シンボルがＬ個から構成されている。ここで、伝送シンボルの有効シンボル長をＴｅ、ガードインターバル長をＴｇ、ガードインターバル長と有効シンボル長との比（以下、ガードインターバル比と呼ぶ）をＲ（Ｒ＝Ｔｇ／Ｔｅ）とし、さらにガードインターバル比の逆数（１／Ｒ）以下の任意の整数をＱとすると、キャリア数Ｋの値が（Ｑの倍数＋１）の条件の下、復調の際の基準となるパイロットキャリアを両端のキャリアからＱ本ごとに一定間隔で配置している。これを、パイロットキャリアが伝送される位置（図１７の黒丸の位置）のインデックスｋとして非負の整数ｐを用いて表現すると、次式のようになる。

ｋ＝Ｑ×ｐ （２）
なお、図１７においてはＱの値を８としている。

ここで、パイロットキャリアの間隔とガードインターバル比の関係について確認する。
一例として、図１７に従いガードインターバル比Ｒが１／８の場合を取り上げると、ガードインターバル比の逆数（１／Ｒ）以下の最大整数Ｍは８である。つまり、パイロットキャリアの間隔を８以下の任意の整数とできる。ＯＦＤＭ伝送方式では、ゴーストの遅延時間がガードインターバル長Ｔｇ（ここでは、Ｔｇ＝Ｔｅ／８）を越えると、シンボル間干渉が発生して急激に特性が劣化するので、ゴーストの遅延時間がこのＴｇを超えないように設計される。

ところで、ゴーストが入ったときの伝搬路の周波数応答とゴースト遅延時間には一定の関係があり、ゴースト遅延時間をτとすれば、伝搬路の周波数応答における変化の周期Ｆはその逆数である１／τとなる。つまり、その変化の周期が最小になるのは、Ｔｅ／８のゴースト遅延波が存在するときであり、その値Ｆｍｉｎは８×（１／Ｔｅ）である。ここで、（１／Ｔｅ）は有効シンボル長の逆数であり、ＯＦＤＭ信号のキャリア間隔を表しているので、伝搬路の周波数応答の最小周期Ｆｍｉｎは８キャリア間隔に相当する。そこで、パイロットキャリアを８キャリアおきに１本の割合で挿入すると、この伝搬路の周波数応答を内挿によって正確に求めることが可能となる。すなわち、パイロットキャリアの間隔を８以下の任意の整数とすればよいことがわかる。換言すれば、パイロットキャリアを、ガードインターバル比Ｒの逆数である（１／Ｒ）以下の任意の整数間隔で挿入すればよい。

上記のように図１７のような伝送フレームを構成することで、ＯＦＤＭ信号の１伝送シンボル単位で、伝搬路の周波数応答を推定可能となる。そこで、パイロットキャリアを時間方向に連続的に配置することによって、伝搬路の周波数応答の変化に追随させるようにしている。このような方式による伝搬路推定は、一対向のＯＦＤＭ伝送にのみに適用できる。
特開２００２−４４０５１号公報 特開２００２−３７４２２４号公報 特開２００２−９７２４号公報 Ye Li et al, "ChannelEstimation for OFDM Systems with Transmitter Diversity in Mobile WirelessChannels'', IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol.17, No.3,pp.461-471, 1999 Ye Li et al, "SimplifiedChannel Estimation for OFDM Systems with MultipleTransmitAntennas", IEEE Transactions on Wireless Communications, Vol.1, No.1,pp.67-75, 2002 平ほか,"有相関MIMO伝送路におけるマルチキャリアシステムの受信特性",2003年電子情報通信学会総合大会B-5-157

複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとの間で、同一の周波数帯、あるいは周波数帯が重なる電波を利用するＭＩＭＯ伝搬環境下において、データを送受信するには、すべての電波が自身の遅延波も含み混信した状態で受信した信号から、各送信アンテナが送信したデータを各々分離あるいは干渉を除去する必要がある。

各送信アンテナから各受信アンテナヘの電波の通路である伝搬路は、時間変化する伝達
関数(「従来の技術」では、「伝搬路の周波数応答」あるいは「伝搬路応答」と記載)として理解される。そこで、送信信号に求めるべき伝搬路の伝達関数が乗算されたものが、受信信号であるから、トレーニングシーケンスを設け、その間に送信した既知のパイロット信号から、例えば、上記（１）式の関係を利用して、求めるべき伝搬路の伝達関数を演算処理するものが上記した従来技術である。

しかしながら、上記従来技術では、データ送信とは別にトレーニングシーケンスを設けるため、データの復調に、求めた伝搬路の伝達関数を適用する期間が長くなり、高速のフェージングに対して、伝搬路応答の推定操作が対応していかないという欠点が生じる。さらに、伝搬路の伝達関数の推定精度を高めるために、平均化処理を加えることを想定すると、現状以上の高速フェージングヘの対応は難しい。

一方、従来技術のＯＦＤＭ伝送方式には、放送素材伝送などの目的で、広帯域な信号を、
高速移動を考慮して伝送する目的から、伝送シンボルとガードインターバル比との関係を
利用して、データを送信する同一伝送シンボル内に、伝搬路推定のためのパイロットキャ
リアを合わせて多重する。これにより、単一シンボル内で完結して遅延波による波形ひず
みを除去する仕組みを有する技術がある。

しかしながら、この手法では、同時に周波数帯を共有して伝送された電波を区別することができないため、ＭＩＭＯ環境では使用できないといった問題が生じる。

本発明は、上記のような問題点に鑑みてなされたもので、その課題とするところは、高い周波数帯の電波を用いて、あるいは高速で移動する場合、または、その両方の条件下でのＭＩＭＯ伝搬環境においても、ＯＦＤＭ信号を伝送することのできる送信装置及び受信装置を提供することである。

上記課題を解決するため、本発明は、請求項１に記載されるように、復調基準となる既知のパイロットキャリアが周期的に挿入されたＯＦＤＭ信号を、複数のアンテナが送信側と、受信側に設けられ、無線によりデータの送受信が行われるＭＩＭＯ伝搬環境下で伝送するＯＦＤＭ伝送方式における送信装置であって、前記復調基準となる既知のパイロットキャリアの配置をフレーム構成パターンとして予め記憶するキャリア配置記憶手段と、複数の送信アンテナの数をｍ＿ｔとし、ｍ＿ｔ以上の整数をＷと定義して、該送信アンテナ毎に割り当てられるビット長Ｗの直交符号を生成する直交符号生成手段と、前記直交符号生成手段により生成された直交符号を用いて前記パイロットキャリアを変調するパイロットキャリア直交符号化手段と、前記キャリア配置記憶手段に記憶されたフレーム構成パターンに従って、前記パイロットキャリアを所定のキャリア位置に挿入して伝送フレームを構成する伝送フレーム構成手段と、を備えることを特徴としている。

また、本発明の請求項２によれば、前記送信装置であって、前記直交符号生成手段は、前記ビット長Ｗの直交符号を記憶する直交符号記憶手段と、前記直交符号記憶手段に記憶された直交符号を、シンボル数Ｗの時間連続する伝送シンボルに対しビット長Ｗの直交符号が各々割り当たるようにＯＦＤＭ信号の伝送シンボル毎に出力する直交符号発生手段と、を備えることを特徴としている。

また、本発明の請求項５によれば、復調基準となる既知のパイロットキャリアが周期的に挿入されたＯＦＤＭ信号を、複数のアンテナが送信側と、受信側に設けられ、無線によりデータの送受信が行われるＭＩＭＯ伝搬環境下で伝送するＯＦＤＭ伝送方式における送信装置であって、前記直交符号記憶手段、前記直交符号発生手段、前記パイロットキャリア直交符号化手段の代わりに、複数の送信アンテナの数をｍ＿ｔとし、ｍ＿ｔ以上の整数をＷと定義して、送信アンテナ毎に割り当てられる直交符号により変調される前記パイロットキャリアを、該直交符号のビット長Ｗまたはその整数倍の周期に相当する伝送シンボル長にわたって記憶するパイロットキャリア記憶手段と、前記パイロットキャリア記憶手段により記憶された前記パイロットキャリアを、シンボル数Ｗの時間連続する伝送シンボルに対しビット長Ｗの直交符号が各々割り当たるように読み出して、前記伝送フレーム構成手段に送る直交符号化パイロットキャリア制御手段と、を備えることを特徴としている。

また、本発明の請求項６によれば、請求項１ないし請求項５のいずれか一項に記載の送信装置から伝送されてくるＯＦＤＭ信号を受信信号として受けるＯＦＤＭ伝送方式における受信装置であって、複数の送信アンテナの数をｍ＿ｔとし、ｍ＿ｔ以上の整数をＷと定義して、該ｍ＿ｔ本の送信アンテナを介して前記送信装置より送信されたＯＦＤＭ伝送シンボルを受信する場合に、 所定シンボル数毎に受信したパイロットキャリアと既知のパイロットキャリアを用いてパイロットキャリア位置の伝搬路応答を求める伝搬路応答推定手段と、前記伝搬路応答推定手段により求められる所定本毎のパイロットキャリア位置の伝搬路応答を内挿することにより、すべてのキャリア位置の伝搬路応答を求める伝搬路応答内挿手段と、前記伝搬路応答内挿手段により求めた該すべてのキャリア位置の伝搬路応答のうち少なくともデータキャリア位置の伝搬路応答について、ビット長Ｗ、ｍ＿ｔ種類の直交符号で復号するｍ＿ｔ組の直交符号復号手段と、前記ｍ＿ｔ組の直交符号復号手段により直交復号化されたｍ＿ｔ組の該キャリア位置の伝搬路応答を平均化演算して分離する伝搬路応答分離手段と、を備え、前記ｍ＿ｔ組の各キャリア位置で推定された伝搬路応答を、データキャリアの復調に利用することを特徴としている。

また、本発明の請求項７によれば、前記受信装置であって、前記所定シンボル数が１シンボルであることを特徴としている。

また、本発明の請求項９によれば、前記受信装置であって、前記伝搬路応答内挿手段は、パイロットキャリア位置の伝搬路応答の直交復号並びに平均化演算を含む伝搬路応答処理における最終段に配置されることを特徴としている。

また、本発明の請求項１０によれば、前記受信装置であって、前記伝搬路応答推定手段と、前記直交符号復号手段の代わりに、前記送信装置のｍ＿ｔ本の送信アンテナに割り当てられた直交符号により変調された既知のパイロットキャリアを、所定周期で記憶するパイロットキャリア記憶手段と、前記受信したパイロットキャリアを、前記パイロットキャリア記憶手段に記憶されている既知のパイロットキャリアを用いて除算して、パイロットキャリア位置の伝搬路応答を求めるｍ＿ｔ組の直交符号復号手段と、を備え、前記ｍ＿ｔ組の各キャリア位置で推定された伝搬路応答を、該ｍ＿ｔ本の送信アンテナから個別に送信されるｍ＿ｔ式のデータキャリアの復調に利用することを特徴としている。

また、本発明の請求項１１によれば、前記受信装置であって、前記直交符号復号手段は、伝搬路応答処理における入力段に配置されることを特徴としている。

また、本発明の請求項１２によれば、前記受信装置であって、前記伝搬路応答分離手段による平均化演算処理と前記伝搬路応答推定手段による除算処理の順番を入れ替えて実行することを特徴としている。

本発明によれば、復調基準となる既知のパイロットキャリアを周波数軸上に所定間隔で配置するとともに時間軸上に連続して配置し、かつ上記パイロットキャリアに対し送信アンテナ毎に異なる直交符号を割り当て、ＯＦＤＭ信号の伝送フレームを構成するので、ＭＩＭＯ伝搬環境において、高い周波数帯の電波を用いて高速で移動するなど伝搬路の環境が高速に変動するような場合であっても、伝搬路応答に追随する速さで、高精度の伝搬路推定を実現することが可能である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

まず、図１を用いて、本発明に係るキャリア配置方法について説明する。図1は、本発明のＯＦＤＭ伝送方式におけるキャリアの配置方法が適用される伝送フレームの構成例を示す図である。この伝送フレームは、各キャリアの変調方式にＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどを用いる場合に適用されるものであり、復調の際の基準となるパイロットキャリアとデータキャリアから構成される。なお、図１の伝送フレームにおいては、復調処理に関係しない伝送制御情報のＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）キャリアや付加情報のＡＣ（Auxiliary Channel）キャリアは省略している。ただし、これらの情報を搬送するキャリアは、データキャリアの位置に配置されることを付記しておく。

同図に示されるように、この伝送フレームは、周波数方向および時間方向の２次元で表現されている。横軸の周波数方向にはキャリアが配置され、キャリア番号は０，１，・・・，Ｋ−１と表記されている。一方、縦軸の時間方向には伝送シンボルが配置され、伝送シンボル番号は０，１，・・・，Ｌ−１と表記されている。よって、この伝送フレームはキャリアがＫ本、伝送シンボルがＬ個から構成されている。

ここで、伝送シンボルのガードインターバル比をＲとし、ガードインターバル比の逆数（１／Ｒ）以下の任意の整数をＱとすると、キャリア数Ｋの値が（Ｑの倍数＋１）となっており、復調の際の基準となるパイロットキャリアが両端のキャリアからＱ本ごとに一定間隔で配置されている。ここまでの関係は、前述した特許文献３に開示されているパイロットキャリアの配置方法と同じである（図１７参照）。なお、図１においてはＱの値を８としている。ここで、パイロットキャリアの間隔とガードインターバル比の関係についても前述の特許文献３に記載の従来技術と同じである。

次に、本発明の特徴となる部分を図１と図１７の比較により説明する。

図１を図１７と比較すると、図１７では、パイロットキャリアの同じ組み合わせが、すべての時間連続した伝送シンボルにわたって利用されているのに対し、図１では、パイロットキャリアの各位相が、伝送シンボル単位で変化(反転または非反転)している。この変化の繰り返し周期、及び反転／非反転の組み合わせは、使用する送信アンテナの数ｍ＿ｔ及び割り当てる直交符号によって決まるものとする。図１に示す実施例では、ｍ＿ｔを４とし、ビット長Ｗが４の直交符号{１，−１，−１，１}が割り当てられた送信アンテナから送信されるＯＦＤＭ信号のフレーム構成例を示している。

続いて、図１に示すパイロットキャリア配置を用い、ｍ＿ｔ（＝４）本の送信アンテナからｍ＿ｒ（１以上、例えば４）本の受信アンテナに向けて同時に送信されたＯＦＤＭ信号から、各送信アンテナ間を結ぶ伝搬路の伝達関数(複素数)が求められる過程を説明する。

図１のフレーム構造をもつＯＦＤＭ信号は、上記直交符号と直交関係にある他の直交符号{１，１，１，１}、{１，−１，１，−１}、{１，１，−１，−１}を割り当てられた、他の３つの送信アンテナから送信されるＯＦＤＭ信号と時間同期してＭＩＭＯ伝搬空間に送信される。ここで、各伝搬路の伝達関数を仮にｈ＿ｉｊ（複素数，ｉ：:受信アンテナの番号（ｉ＝１，２，・・・，ｍ＿ｒ），ｊ：送信アンテナの番号（ｊ＝１，２，・・・，ｍ＿ｔ（＝４））とし、図１のフレーム構造をもつＯＦＤＭ信号が送信されるアンテナの番号を４とすると、当該送信アンテナから送信されるＯＦＤＭ信号は、ｈ＿１４の伝達関数をもつ伝搬路を経た結果、番号１の受信アンテナが接続された受信機で受信される。キャリア番号ｋで送信されるパイロットキャリアを考えると、当該送信アンテナから送信されるパイロットキャリアＰ＿４〔ｋ〕は、他の送信アンテナから同時に送信されるパイロットキャリアＰ＿１〔ｋ〕，Ｐ＿２〔ｋ〕，Ｐ＿３〔ｋ〕とともに受信される。例えば、番号１の受信アンテナが接続された受信機では、雑音が無視できる場合、伝送シンボル１においては、ｈ＿１１〔ｋ〕Ｐ＿１〔ｋ〕＋ｈ＿１２〔ｋ〕Ｐ＿２〔ｋ〕＋ｈ＿１３〔ｋ〕Ｐ＿３〔ｋ〕＋ｈ＿１４〔ｋ〕Ｐ＿４〔ｋ〕という受信信号となる。次に示す伝送シンボルが受信される期間では、伝搬路の伝達関数が変化しないとすると、同様に、伝送シンボル２では、ｈ＿１１〔ｋ〕Ｐ＿１〔ｋ〕−ｈ＿１２〔ｋ〕Ｐ＿２〔ｋ〕＋ｈ＿１３〔ｋ〕Ｐ＿３〔ｋ〕−ｈ＿１４〔ｋ〕Ｐ＿４〔ｋ〕、
伝送シンボル３では、
ｈ＿１１〔ｋ〕Ｐ＿１〔ｋ〕＋ｈ＿１２〔ｋ〕Ｐ＿２〔ｋ〕−ｈ＿１３〔ｋ〕Ｐ＿３〔ｋ〕−ｈ＿１４〔ｋ〕Ｐ＿４〔ｋ〕、
伝送シンボル４では、
ｈ＿１１〔ｋ〕Ｐ＿１〔ｋ〕−ｈ＿１２〔ｋ〕Ｐ＿２〔ｋ〕−ｈ＿１３〔ｋ〕Ｐ＿３〔ｋ〕+ｈ＿１４〔ｋ〕Ｐ＿４〔ｋ〕となる。なお、上式において各パイロットキャリアに掛かる符号“＋”または“−”は、パイロットキャリアに乗算された直交符号により変化した位相を表し、ｈ＿ｉｊ〔ｋ〕並びにＰ＿ｊ〔ｋ〕は、キャリアｋにおける伝搬路応答並びにパイロット信号を表す。

そして、上記受信信号の伝送シンボル毎に、先の直交符号{１，−１，−１，１}を各々乗算すると、
ｈ＿１１〔ｋ〕Ｐ＿１〔ｋ〕＋ｈ＿１２〔ｋ〕Ｐ＿２〔ｋ〕＋ｈ＿１３〔ｋ〕Ｐ＿３〔ｋ〕＋ｈ＿１４〔ｋ〕Ｐ＿４〔ｋ〕、
−ｈ＿１１〔ｋ〕Ｐ＿１〔ｋ〕＋ｈ＿１２〔ｋ〕Ｐ＿２〔ｋ〕−ｈ＿１３〔ｋ〕Ｐ＿３〔ｋ〕＋ｈ＿１４〔ｋ〕Ｐ＿４〔ｋ〕、
−ｈ＿１１〔ｋ〕Ｐ＿１〔ｋ〕−ｈ＿１２〔ｋ〕Ｐ＿２〔ｋ〕＋ｈ＿１３〔ｋ〕Ｐ＿３〔ｋ〕＋ｈ＿１４〔ｋ〕Ｐ＿４〔ｋ〕、
ｈ＿１１〔ｋ〕Ｐ＿１〔ｋ〕−ｈ＿１２〔ｋ〕Ｐ＿２〔ｋ〕−ｈ＿１３〔ｋ〕Ｐ＿３〔ｋ〕+ｈ＿１４〔ｋ〕Ｐ＿４〔ｋ〕
となり、さらに、４伝送シンボル分の加算平均を求めると、ｈ＿１４〔ｋ〕Ｐ＿４〔ｋ〕が得られる。よって、残る操作としては既知のパイロットキャリアＰ＿４〔ｋ〕による複素除算を行うのみで、必要な伝搬路の伝達関数ｈ＿１４〔ｋ〕を求めることができる。

他の送信アンテナとの伝搬路の伝達関数も、上記同様に、直交符号の乗算と加算平均、パイロットキャリアによる複素除算を行うことで全て求めることが可能である。また、受信アンテナが異なる場合も同様である。

以上を一般的な表記で表すと、次のようになる。まず、伝送シンボルｌ、キャリア番号ｋにおいて、受信アンテナｉで受信される信号ｒ＿ｉ〔ｌ，ｋ〕は、送信アンテナｊ（ｊ＝１，２，・・・，ｍ＿ｔ）で送信されるビット長Ｗの直交符号ｗ＿ｊ〔ｍｏｄ（ｌ，Ｗ）〕
（ここで、ｍｏｄ（ｌ，Ｗ）は、ｌをＷで割った時の余りを表し、０，１，２，・・・，Ｗ−１の値を取る）並びに伝搬路応答の伝達関数ｈ＿ｉｊ〔ｌ，ｋ〕を用いて次式で表せる。

なお、上記（３）式の受信信号は、雑音が０として得られるものである。

また、上記（３）式の結果は、ｍ＿ｔ式の送信アンテナから送信される全ての信号が、伝搬路応答に応じた配分で混信した状態で受信されることを示している。この受信信号から特定の伝搬路に対応する応答、例えば、送信アンテナｊからこの受信アンテナｉへ至る伝達関数を求めるためには、単に、任意のＷ個の伝送シンボルｌ’，ｌ’＋１，・・・，ｌ’＋Ｗ−１に含まれるパイロットキャリアを抜き出して、該当する直交符号ｗ＿ｊ〔ｍｏｄ（ｌ’＋ｏｆｆｓｅｔ，Ｗ）〕，ｗ＿ｊ〔ｍｏｄ（ｌ’＋１＋ｏｆｆｓｅｔ，Ｗ）〕，・・・，ｗ＿ｊ〔ｍｏｄ（ｌ’＋Ｗ-１＋ｏｆｆｓｅｔ，Ｗ）〕（ここで、ｏｆｆｓｅｔは、送信と受信で直交符号が一致するように調整する整数値である。実際には、タイミング同期回路により決定する）と各伝送シンボルにおいて掛け合わせ、加算平均を求めてやればよい。つまり、

というように、ｈ＿ｉｊ〔ｌ’＋Δ，ｋ〕Ｐ＿ｊ〔ｋ〕が分離し、Ｐ＿ｊ〔ｋ〕が既知であることから、必要な伝達関数ｈ＿ｉｊ〔ｌ’＋Δ，ｋ〕が得られる。ここで、Δは（Ｗ−１）／２に最も近い整数とし、Ｗ個の伝送シンボルの間でｈ＿ｉｊ〔ｌ，ｋ〕はほとんど変化しないこととしている。また、ｏｆｆｓｅｔは０（零）とした。

以上の説明は、パイロットキャリアを送信アンテナに毎に違えて、ｊ番目の送信アンテナから出力されるｋ番目のパイロットキャリアをＰ＿ｊ〔ｋ〕としてきたが、これを送信アンテナについては同じものとして、伝送シンボル毎に違える構成としてもよい。具体的には、次の通りである。

まず、伝送シンボルｌ、キャリア番号ｋにおいて、送信されるパイロットキャリアをＰｔ〔ｌ，ｋ〕とすると、上記（３）式の受信アンテナｉで受信される信号ｒ＿ｉ〔ｌ，ｋ〕は、次式のようになる。

なお、上記（５）式の受信信号は、雑音が０として得られるものである。

また、上記（５）式の結果は、上記（３）式と同様に、ｍ＿ｔ式の送信アンテナから送信される全ての信号が、伝搬路応答に応じた配分で混信した状態で受信されることを示している。

上記（５）式において、Ｐｔ〔ｌ，ｋ〕は送信アンテナに依存しない。つまり、ｊに依存しない。そこで、伝送シンボルを特定されＰｔ〔ｌ，ｋ〕が既知であることを利用して、各伝送シンボルにおいて、受信信号ｒ＿ｉ〔ｌ，ｋ〕を既知のパイロットキャリアＰｔ〔ｌ，ｋ〕で複素除算するプロセス（Ｐｔ〔ｌ，ｋ〕をＢＰＳＫ変調波とすれば、１または−１の掛け算で実現できる。反転／非反転の操作も可）をこの時点で行う。その結果、上記（５）式は、次式に変形される。

上記（６）式のＲ＿ｉ〔ｌ，ｋ〕に変換された受信信号から特定の伝搬路に対応する応答、例えば、送信アンテナｊからこの受信アンテナｉへ至る伝達関数を求めるためには、任意のＷ個の伝送シンボルｌ´，ｌ´＋１，・・・，ｌ´＋Ｗ−１に含まれる受信信号Ｒ＿ｉ〔ｌ´，ｋ〕，Ｒ＿ｉ〔ｌ´＋１，ｋ〕，・・・，Ｒ＿ｉ〔ｌ´＋Ｗ−１，ｋ〕と、該当する直交符号ｗ＿ｊ〔ｍｏｄ（ｌ´＋ｏｆｆｓｅｔ，Ｗ）〕，ｗ＿ｊ〔ｍｏｄ（ｌ´＋１＋ｏｆｆｓｅｔ，Ｗ）〕，・・・，ｗ＿ｊ〔ｍｏｄ（ｌ´＋Ｗ−１＋ｏｆｆｓｅｔ，Ｗ）〕とを各伝送シンボルにおいて掛け合わせ、加算平均を求めてやればよい。つまり、

というように、ｈ＿ｉｊ〔ｌ´＋Δ，ｋ〕が分離する。

ここで、上記（４）式での処理と同様に、ｏｆｆｓｅｔは０とし、ｈ＿ｉｊ〔ｌ，ｋ〕は、Ｗ個の伝送シンボルの間でほとんど変化しないこととしている。

なお、上記では、伝送シンボル毎に、ｋ番目のパイロットキャリアＰｔ〔ｌ，ｋ〕が全て異なるかのように説明してきたが、より好ましくは、１種類あるいは２、３種類のパイロットキャリアの組み合わせ（パイロットキャリアの本数が１０８本ならば、１種類当たり１０８個の既知情報の組み合わせ）を適宜繰り返して利用するのが望ましい。

１伝送シンボル分のパイロットキャリアの総数は、有限の値（例えば、１０８本）を取るため、その組み合わせもまた有限である。

また、多数の組み合わせのパイロットキャリアを送信機および受信機において記憶するのは経済的ではないが、上記のように、数種類のパイロットキャリアの組み合わせを利用すれば、大容量のメモリを必要とせず、装置の小型化、低コスト化が図れるという点で有効である。

なお、具体的な複数組の既知パイロットキャリアＰｔ〔ｌ，ｋ〕の例をいくつかあげると、次のようなものがある。

（例１）生成多項式ｇ（ｘ）＝ｘ^１１＋ｘ^２＋１で生成される擬似ランダム系列のうち、初期値の異なる複数組の符号パターンでＢＰＳＫ変調された信号。

（例２）異なる生成多項式ｇ（ｘ）＝ｘ^１１＋ｘ^２＋１，ｇ（ｘ）＝ｘ^１１＋ｘ^７＋ｘ^３＋ｘ^２＋１，ｇ（ｘ）＝ｘ^１１＋ｘ^１０＋ｘ^９＋ｘ^７＋ｘ^６＋ｘ^４＋ｘ^３ｘ^２＋１，ｇ（ｘ）＝ｘ^１１＋ｘ^９＋ｘ^８＋ｘ^７＋ｘ^６＋ｘ^５ｘ^４＋ｘ^２＋ｘ＋１などを用いて生成される擬似ランダム系列による符号パターンでＢＰＳＫ変調された信号。

また、上記（３）式から（４）式または上記（５）式から（７）式において、既に明示的ではあるが、ｋ番目のパイロットキャリアを全ての送信アンテナ、全ての伝送シンボルにおいて同じＰｔ〔ｋ〕としてもよい。

このように本実施形態における上記操作は、単純な位相反転と加算平均のみで実現できるので、装置構成を簡易にすることができる。

また、従来と比して、平均化の効果の分、雑音に対し推定精度が向上するという効果を奏する。

さらに、伝送シンボルがパイロットキャリアとデータキャリアをともに含む分、処理に要する伝送シンボル数が少なくて済むという効果を奏する。このことの効果については後述する。

なお、本実施形態において伝搬路を認識するために、送信アンテナ毎に異なる直交符号を割り当てることは、受信側で各送信端末を認識することをも意味する。このことは、分散して存在する送信端末とそこから送信される情報を受信側で区別できることも意味し、マルチユーザのシステムにおけるユーザの認識など別の応用も期待できる。

次に、伝送シンボルと伝搬路応答のサンプリングについて説明する。図２は、フェージングによる受信電力の変化と伝送シンボルによるサンプリングの関係を模式的に表した図である。ここで、縦軸の受信電力は、一対向、つまり１入力１出力の条件であるものとし、横軸は時間を表す。図２（ａ）は、時間の変化に対し伝搬路の伝達関数が激しく変化した場合に受信アンテナが受信する電力を表している。以下、この受信信号をＯＦＤＭ信号の伝送シンボルに多重したパイロットキャリアにより、如何にサンプリングしていくかを説明する。

図２（ｂ）は、パイロットキャリア配置を有するＯＦＤＭ信号により、フェージングの最大周波数に対し８倍のオーバーサンプリングができている状況を示している。同図に示すように、フェージングによる電力の変化を正確にサンプリングしている様子が確認できる。これに対し、図２（ｃ）は、サンプリングした４伝送シンボル単位で分割して各単位で平均化した点を示している。この場合には、ピークレベルを必ずしも捕まえていないものの、４伝送シンボルの中心位置の単位では、ある程度のサンプリングができていると言える。しかしながら、受信信号から干渉を除くための復号処理を行うためには、各伝送シンボルにおいて各サンプル点を得る必要があり、補間処理が必要となる。

また、変化が緩やかな場合には、単純に０次内挿（時間方向に結果をホールド）しても対応可能だが、同図のような変化がある場合には、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを用いた内挿処理を行う。ピーク位置をある程度サンプリングしている場合には、事前にサンプリングの周波数応答を把握してサンプリング結果に重み付けを行えば、サンプリングは有効に機能すると考えられる。

しかしながら、ピーク位置をサンプリングできていない場合には、実際の状況をモニターできているとは言えない。そこで、同じ４伝送シンボル単位で平均化するとしても、平均化を行う４伝送シンボルの組み合わせを伝送シンボル毎にスライドさせながら平均化することで、サンプル点を補間する。図２（ｄ）は、そのようにして平均化した結果を示す図である。同図に示されるように、サンプリングの周波数応答で重み付けを行うことで、ほぼ実際の状態をサンプリングできることがわかる。

なお、上述では、伝送シンボルの周期がフェージングの最大周波数に対し８倍のオーバーサンプリングに相当する場合を想定し説明したが、これを４倍に下げた時点で、伝送シンボル毎のサンプリングそのものがフェージング変動を十分に捉えることができなくなることを考えると、本発明におけるビット長４程度の直交符号によるパイロットキャリアの位相変調並びに復調時の平均化は、伝搬路を推定するための応答速度に対し大きな劣化を与えないと考えられる。一方、従来の技術では、トレーニングシーケンスとデータシーケンスとに分離しており、伝搬路応答をサンプリングしないデータシーケンスの間に変化した分を捕捉できない。このため、本発明のようなスライディング平均によるサンプリングの高速化を保証することは難しい。

次に、上記ＯＦＤＭ伝送方式を採用するシステムに用いられる送信装置及び受信装置について説明する。なお、上記送信装置と受信装置を含んで構成されるシステムは、図１５に示すＭＩＭＯ通信用伝送システムの構成例と同じである。前述したように、このＭＩＭＯ通信用伝送システムは、複数の送信アンテナ１００１_１〜１００１_ｍ＿ｔと複数の受信アンテナ１１０１_１〜１１０１_ｍ＿ｒを用いて、ＭＩＭＯ伝搬路を構成し、複数の異なるデータ信号を、同一の周波数帯上あるいは周波数帯が重なる状態の電波により、複数の伝搬路を経て送受信する。なお、１系統のデータを符号ユニット１０１０による符号化あるいは直並列変換（Ｓ／Ｐ）を通じて複数の異なる信号としてもよい。

また、送信ユニット１００２_１〜１００２_ｍ＿ｔ、受信ユニット１１０２_１〜１１０２_ｍ＿ｒを用いて送受信される複数系統のＯＦＤＭ信号には、各送信アンテナ１００１_１〜１００１_ｍ＿ｔと各受信アンテナ１１０１_１〜１１０１_ｍ＿ｒとの間の各伝搬路を分離するために必要となる伝搬路の応答特性を推定するために、お互いが直交関係にあり送信アンテナ毎に異なる直交符号を用いて位相変調されたパイロットキャリアが各々について多重される。

受信装置の復号化ユニット１１１０内においては、多重されたパイロットキャリアを抜き出して、図１の説明を通じて示した原理により各伝搬路を推定し、推定された伝搬路応答を基に受信された信号から個々の送信アンテナ１００１_１〜１００１_ｍ＿ｔから送信された信号を分離する操作がなされる。その後、送信された信号の復調が行なわれる。

なお、復号化ユニット１１１０に実装される復号アルゴリズムや符号化ユニット１０１０に実装される符号アルゴリズムは、大容量化あるいはダイバーシティ効果によるロバスト化を図るかに応じて任意に選択される。図１５に示すＭＩＭＯ通信用伝送システムでは、単方向の態様が例示されているが、送信時の符号化のために、受信装置側からフィードバックが受けられるように双方向のシステムを構成する場合もある。

次に、上記ＭＩＭＯ通信用伝送システムを構成する送信装置及び受信装置の詳細について説明する。その前に、本発明に係る送信装置及び受信装置の動作の理解を助けるために、ＯＦＤＭ伝送方式に使用する送受信装置の基本構成を、図３を参照して説明する。

図３は、ＯＦＤＭ伝送方式に使用する送受信装置の基本構成を示す図である。同図（ａ）は送信装置の構成を、同図（ｂ）は受信装置の構成を表している。この送受信装置の構成は、例えば、ＡＲＩＢ規格ＳＴＤ−Ｂ３３「テレビジョン放送番組素材伝送用可搬型ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム」に基づくものである。

同図（ａ）に示す送信装置１０は、送信するデータ（ここでは、ＭＰＥＧ２システムのトランスポートストリーム（ＴＳ）を想定する）に対し、エネルギー拡散処理や誤り訂正符号の付加、インターリーブなどの符号化処理（符号化回路１１）を施した後、各種変調方式（ＤＱＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなど）でデータキャリア化(マッピング回路１２)し、パイロットキャリアなどともに伝送フレームを作成(フレーム構成回路１３)する。

その後、その伝送フレームに対しＩＦＦＴ（Inverse
FFT、ＩＦＦＴ回路１４）を施し、ガードインターバルを付加（ＧＩ付加回路１５）してアナログ信号に変換（同図では、デジタル−アナログ変換回路を省略している）した後、送信する周波数帯に変換（周波数変換回路１６）し、送信アンテナ１７から送信する。

一方、受信装置２０は、受信アンテナ２１で信号を受信した後、周波数変換により中間周波数帯に変換（周波数変換回路２２）し、それをデジタル信号に変換（同図では、アナログ−デジタル変換回路を省略している）する。そして、ガードインターバルを除去（ＧＩ除去回路２３）した後、ＦＦＴ（ＦＦＴ回路２４）し、データキャリア並びにパイロットキャリアを抽出（フレーム分離回路２５）する。パイロットキャリアは、伝搬路応答の情報を含んでおり、必要な処理により、伝搬路応答の推定値を算出（伝搬路応答推定回路２６）する。この結果を利用して、受信したデータキャリアに対し干渉除去や波形等化（波形等価回路２７）を行い、送信されたデータに復調（デマッピング回路２８）、復号（復号化回路２９）する。なお、以上の操作では、周波数／位相同期、サンプリング周波数同期、タイミング同期、クロック変換などの各種同期ならびにその回路については説明を省略したが、実際の回路には組み込まれている。

次に、本発明に係るパイロットキャリアの多重と分離、伝搬路推定と復調に関わる部分について説明する。

図４は、図３に図示の送信装置におけるフレーム構成回路を本発明に適用した場合の回路構成を示すブロック図である。本実施形態におけるフレ一ム構成回路は、信号をＭＩＭＯ伝搬路において送信アンテナ毎に分離可能とするために図１に示すパイロット配置方法を実現するとともに、配置された各キャリアをＩＦＦＴ回路へ受け渡す機能を有する。

同図において、このフレーム構成回路は、直交符号化パイロットキャリア生成回路４０、フレーム構成パターンメモリ５０並びに伝送フレーム多重回路６０により構成される。さらに、直交符号化パイロットキャリア生成回路４０は、パイロットキャリア生成部４１、直交符号生成部４２、直交符号化用位相変調回路４３を備え、伝送フレーム多重回路６０は、スイッチ６１とスイッチ制御部６２とを備えている。

上記直交符号化パイロットキャリア生成回路４０は、図１に示す伝送フレーム構成におけるビット長Ｗで送信アンテナ毎に固有の直交符号を反映したパイロットキャリアの伝送シンボル毎の位相変化を与える。

パイロットキャリア生成部４１は、送受信装置の間で既知となるパイロットキャリアの１伝送シンボル分の組（パイロットキャリアの本数が１０８本ならば、１０８個の既知情報の組み合わせ）を１伝送シンボル時間の間に生成する。ここで、上記送受信装置がＡＲＩＢ規格ＳＴＤ−Ｂ３３に従うとすると、予め規定された初期値の下、生成多項式ｇ（ｘ）＝ｘ^１１＋ｘ^２+１により、パイロットキャリアパターンが生成される。そして、同部４１では、擬似ランダム系列の出力ビットをＢＰＳＫ変調して割り当てる。このような操作を行うことにより、パイロットキャリアは送受信装置間で既知となる。

また、パイロットキャリア生成部４１は、既知のパターンを有することから、予めパターンメモリに記憶させておき、所定の読み出し速度で繰り返し読み出すようにしてもよい。

直交符号生成部４２は、送信アンテナ毎に固有に割り当てられる直交符号を生成する回路である。例えば、図１の伝送フレーム構成の実施例に対応させるとすると、ビット長Ｗが４の直交符号{１，−１，−１，１}が、付属するパターンメモリに予め記憶させてあり、その符号列に従って伝送シンボル毎に変化させて、４伝送シンボルで１周期となるように繰り返し出力される。この場合には、送信アンテナの数ｍ＿ｔは４以下の整数である。

また、直交符号生成部４２は、予めパターンメモリに記憶させてある既知のパターンを有することから、そのメモリに記憶された内容を所定の読み出し速度で繰り返し読み出すようにしてもよい。

直交符号化用位相変調回路４３は、パイロットキャリア生成部４１により出力されるパイロットキャリアを直交符号生成部４２から出力される直交符号により伝送シンボル単位で位相変調する回路である。ここで、送受信装置間で既知とされるパイロットキャリアを、図1の伝送フレーム構成の実施例にあるように、送受信装置間で既知とされる直交符号に従って伝送シンボル毎に反転または非反転させる。

以上の説明では、直交符号化パイロットキャリア生成回路４０をパイロットキャリア生成部４１、直交符号生成部４２、及び直交符号化用位相変調回路４３の組み合わせによる構成としたが、Ｗ個の伝送シンボル単位で同じパイロットキャリアの組み合わせを繰り返し送信することから、上記の直交符号化したパイロットキャリアのパターンをパターンメモリ上に記憶しておいて読み出す構成としてもよい。この具体的な方法としては、Ｗ伝送シンボル分パイロットキャリアを記憶して有するものと、反転と非反転の２組のパイロットキャリアパターンとその各組を出力するＷ伝送シンボル分の順番を記憶して有するものが想定される。前者は、単純に、パターンを読み出せばよいので構成が簡単であるメリットがあり、後者は、別途制御回路が必要となるが、メモリ量を少なくできるメリットがある。

なお、直交符号のビット長Ｗは、図１に示す伝送フレームシンボル数Ｌの約数とすれば好適であるが、直交符号のビット長Ｗの連なりが途中で切れることなく繰り返されるのであれば、複数の伝送フレームにわたって配置される場合があっても構わない。

フレーム構成パターンメモリ５０は、データキャリア、パイロットキャリア、ＴＭＣＣキャリア、並びにＡＣキャリアの配置が予め記憶され格納されている記憶素子あるいは回路である。

伝送フレーム多重回路６０は、フレーム構成パターンメモリ５０に格納されている内容に従って、データキャリア、パイロットキャリア、ＴＭＣＣキャリア、及びＡＣキャリアを予め決められたキャリア配置位置に挿入する。

スイッチ制御部６２は、フレーム構成パターンメモリに格納されている内容に従って、データキャリア、パイロットキャリア、ＴＭＣＣキャリア、及びＡＣキャリアといった入力信号を切り替えるための制御信号を発生する回路である。

スイッチ６１は、上記スイッチ制御部の出力する制御信号を受けて入力信号を切り替え、データキャリア、パイロットキャリア、ＴＭＣＣキャリア、及びＡＣキャリアを予め決められたキャリア配置位置に挿入し、所望の伝送フレームを構成する。伝送フレーム多重回路の出力は、ＩＦＦＴ回路へ送られる。

なお、上記した伝送フレーム多重回路６０は、従来技術を適用することが可能であるが、同様な機能を有すれば、その他の構成例であってもよい。例えば、バッファメモリやレジスタなどの一時記憶回路に、フレーム構成パターンメモリ５０に格納されている内容に従ってアドレス割当てして、データキャリア、パイロットキャリア、ＴＭＣＣキャリア、及びＡＣキャリアを順次配置し、並直列回路を経てあるいはそのままＩＦＦＴ回路へ向けて伝送シンボルの周期で出力する構成例が考えられる。

また、バッファメモリなどの一時記憶回路及び直並列回路、並びに並直列回路を組み合わせて、フレーム構成パターンメモリ５０に格納されている内容に従って接続し、データキャリア、パイロットキャリア、ＴＭＣＣキャリア、及びＡＣキャリアを多重する構成例も考えられる。

上述した本実施形態におけるフレーム構成回路の構成例では、個々のハードウェアの構成例を示し、各ブロックの動作を説明したが、このフレーム構成回路を含む送信装置の各機能(アナログ回路で構成される部分を除く。除外される回路には、送信アンテナ、周波数変換回路、デジタル−アナログ変換回路などがある)をソフトウェアとして実現するプログラムとしてもよい。例えば、コンピュータやデジタルシグナルプロセッサによるソフトウェア構成やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などプログラマブルロジックにより動作する回路として実現することが可能である。

次に、図５から図１２を用いて、受信装置における伝搬路応答処理回路について説明する。上記伝搬路応答処理回路は、図３に図示の受信装置内の伝搬路応答推定回路に相当する。この伝搬路応答処理回路は、受信アンテナ毎（ｍ＿ｒ式）に存在し、ｍ＿ｔ本の送信アンテナ各々に対するキャリア本数（Ｋ本）分の伝搬路応答ｈ＿ｉｊ（複素数、ｉ：受信アンテナの番号（ｉ＝１，２，・・・，ｍ＿ｒ），ｊ：送信アンテナの番号（ｊ＝１，２，・・・，ｍ＿ｔ））を出力する。なお、伝搬路応答処理回路の出力は、後段の復調処理回路へ入力され、データキャリアの復調に利用される。

最初に、伝搬路応答処理回路の第１実施例を、図５を用いて説明する。

同図において、ＦＦＴ回路の出力からフレーム分離回路１００に入力された受信信号は、ここで、データ抽出部１０１及びパイロット抽出部１０２を経てデータキャリア及びパイロットキャリアが各々分離出力される。このうち、パイロットキャリアを処理して、伝搬路応答を出力するものが、伝搬路応答処理回路１１０である。なお、フレーム分離回路１００の出力には、ＴＭＣＣキャリアやＡＣキャリアなどもあるが、説明の都合上省略している。

図５に示す伝搬路応答処理回路１１０は、既知パイロット発生部１１１、複素除算回路１１２及びキャリア内挿回路１１３といった波形等化処理を行う部分と、ＭＩＭＯ伝搬路を分離するために付加されたｍ＿ｔ式の既知直交符号生成部１１４_１〜１１４_ｍ＿ｔ、ｍ＿ｔ式の直交復号化用位相変調回路１１５_１〜１１５_ｍ＿ｔ及びｍ＿ｔ式の平均化演算回路１１６_１〜１１６_ｍ＿ｔにより構成される。

図中、既知パイロット発生部１１１及び既知直交符号生成部１１４_１〜１１４_ｍ＿ｔは、送信装置の直交符号化パイロットキャリア生成回路４０（図３参照）におけるパイロットキャリア生成部４１及び直交符号生成部４２（図３参照）と各々同等のものである。

既知パイロット生成部１１１は、送信装置で発生させるものと対の関係となっている送受信装置の間で既知となるパイロットキャリアの１伝送シンボル分の組（パイロットキャリアの本数が１０８本ならば、１０８個の既知情報の組み合わせ）を１伝送シンボル時間の間に生成する。送信装置の場合と同様に、ＡＲＩＢ規格のＳＴＤ−Ｂ３３に従うとすると、パイロットキャリアのパターンとして、予め規定された初期値の下、生成多項式ｇ（ｘ）＝ｘ^１１＋ｘ^２+１で生成される擬似ランダム系列の出力ビットをＢＰＳＫ変調して割り当てる。

上記した既知パイロットキャリア生成部１１１は、既知のパターンを有することから、予めパターンメモリに記憶させておき、所定の読み出し速度で繰り返し読み出すように構成してもよい。

一方、既知直交符号生成部１１４_１〜１１４_ｍ＿ｔは、各送信アンテナに固有に割り当てられる直交符号を生成する。受信装置では、送信アンテナの個数分、つまり、ｍ＿ｔ式のこの回路を有し、各々が該当する直交符号を各々に付属するパターンメモリに予め記憶している。

各既知直交符号生成部１１４_１〜１１４_ｍ＿ｔは、その所有する符号列に従って出力を伝送シンボル毎に変化させて、Ｗ個の伝送シンボルで１周期となるように繰り返し出力する（図１に示す伝送フレーム構成の場合には、Ｗ＝４）。また、既知直交符号生成部１１４_１〜１１４_ｍ＿ｔは、予めパターンメモリに記憶させてある既知のパターンを有することから、所定の読み出し速度で繰り返し読み出すようにしてもよい。

複素除算回路１１２は、パイロットキャリア情報及びＦＦＴ回路出力並びに伝搬路応答出力がそれぞれ複素数であることに対応し、ＦＦＴ回路出力から抜き出された受信パイロットキャリアＰｒを、送信したものと同一の既知のパイロットキャリアＰｔで複素除算（規格化、Ｐｒ／Ｐｔ）することにより、伝搬路を経てのパイロットキャリアの変化分を算出する回路である。つまり、この計算を全パイロットキャリアに適用することにより、各パイロットキャリア位置での伝搬路応答を求めることになる。

キャリア内挿回路１１３は、複素除算回路１１２において算出された各パイロットキャリア位置での伝搬路応答を基に、各パイロットキャリアの間にあるデータキャリア位置での伝搬路応答を補間（内挿）により算出する回路である。この内挿処理には、例えば、ＦＩＲローパスフィルタが用いられる。そして、キャリア内挿回路１１３を経て、ＯＦＤＭ信号全キャリアに対応する伝搬路応答が算出される。

なお、キャリア内挿回路１１３出力時点では、各伝搬路応答は、全送信アンテナからの全ての伝搬路の特性を反映し、かつ各送信アンテナに対応する直交符号化が施された状態で混合されたものとなっている。そこで、それに続く直交復号化用位相変調回路１１５_１〜１１５_ｍ＿ｔは、該当する送信アンテナからの伝搬路応答を求めるために、復号したい直交符号、つまり、該当する送信アンテナに各々対応する既知直交符号生成部１１４_１〜１１４_ｍ＿ｔから出力される直交符号の符号列を用いて伝送シンボル毎に再度位相変調する。これにより、キャリア内挿回路１１３により出力される全キャリア分の伝搬路応答のうち復号したい送信アンテナからの伝搬路応答のみが復号され、図１に示す伝送フレーム構成の事例のような伝送シンボル毎に反転または非反転された状態から図１７のような元のパイロットキャリアの位相状態に戻される。なお、それ以外の送信アンテナからの伝搬路応答は、ビット長Ｗの間、加算平均がとられ０に保たれるよう動作する。

平均化演算回路１１６_１〜１１６_ｍ＿ｔは、直交復号化用位相変調回路１１５_１〜１１５_ｍ＿ｔから出力された各キャリア位置における直交復号化された伝搬路応答を、直交符号のビット長Ｗに対応するＯＦＤＭ信号の伝送シンボルＷ個分平均化する。これにより、特定の伝搬路、つまり、復号したい送信アンテナからの伝搬路の周波数応答を分離抽出する。

各受信装置においては、上記した伝搬路応答をｍ＿ｔ組並列計算し、全送信アンテナに 対応する推定値を算出する。

なお、キャリア内挿回路を直交復号処理の前に配置する場合、上記説明では、全キャリア分の伝搬路応答に対し、直交復号処理を行っているが、データキャリア位置のみを対象とするもので足りる。

次に、伝搬路応答処理回路で使用される平均化演算回路について説明する。図６から図８は、平均化演算回路の第１実施例〜第３実施例の構成を示すブロック図である。図６〜図８に示す平均化演算回路は、図２で示した伝送シンボルによるフェージングのサンプリングと平均化の影響との対応関係により、使い分けられる。

図６は、比較的緩やかな変化をする伝搬路に対して適用される平均化演算回路の第１実施例の構成を示すブロック図である。同図に示すように、この平均化演算回路は、直交復号化用位相変調回路１１５_１〜１１５_ｍ＿ｔからの出力信号を、直並列変換回路（Ｓ／Ｐ）１５１により、送信装置で適用した直交符号のビット長Ｗに対応するＷ出力で直並列変換を行い、並列化したＷ系列の各伝送シンボル（シンボル時間は、元の「ＯＦＤＭ伝送シンボル」のＷ倍）を加算回路１５２により加算して１系列の信号とし、除算回路１５３によりＷで割る操作を行う。なお、Ｗで割る除算回路１５３は、利得１／Ｗの増幅器でよい。この結果、Ｗ個のＯＦＤＭ伝送シンボル毎に、送信アンテナと受信アンテナが特定された各キャリア位置の伝搬路応答の平均値が算出される。これは、図２（ｃ）で示したフェージングのサンプリングに相当するため、比較的緩やかな伝搬路の変化にのみ対応する。

上記のようにしてＯＦＤＭ伝送シンボルのＷ個毎に計算された伝搬路応答は、シンボル内挿回路１５４により全伝送シンボルに内挿される。シンボル内挿手段としては、０次内挿、直線補間、ＦＩＲローパスフィルタの３種類が適宜利用される。本実施形態では、緩やかな伝搬路の変化を対象とするため、回路構成の簡略化を考慮すると、０次内挿か直線補間のどちらかを主に利用する。重み付け回路１５５は、平均化によるサンプリングの劣化を補償するために、周波数特性による利得調整を行う回路であるが、本実施形態の場合には、省略されることが多い。なお、平均化演算回路の出力は、伝搬路応答処理回路の出力となる。

図７は、平均化演算回路の第２実施例の構成を示すブロック図である。本実施形態における平均化演算回路は、より回路を簡略化することをねらって、図５に示した既知直交符号生成部１１４_１〜１１４_ｍ＿ｔと直交復号化用位相変調回路１１５_１〜１１５_ｍ＿ｔを組み込んだ整合フィルタ回路１６１を適用している。

同図に示すように、この平均化演算回路では、キャリア内挿回路からの出力信号は、直交復号化用位相変調回路を経ることなく、直接この回路に入力される。図６と同様に、Ｓ／Ｐ１６２で直並列化された信号は、直交符号パターンメモリ１６３に格納され、並列化されたＷ系列の各伝送シンボルに各々該当する直交符号により反転または非反転の変換を施された後、加算回路１６４により出力される。この結果、図５において既知直交符号生成部１１４_１〜１１４_ｍ＿ｔと直交復号化用位相変調回路１１５_１〜１１５_ｍ＿ｔと平均化演算回路１１６_１〜１１６_ｍ＿ｔの３回路で構成された機能が、平均化演算回路１つで実現できる。

なお、除算回路１６５、シンボル内挿回路１６６及び重み付け回路１６７の動作は、図６に示したものにおける動作と同様であるため、その説明は省略する。

図８は、平均化演算回路の第３実施例の構成を示すブロック図である。本実施形態における平均化演算回路は、高速フェージング環境においても、伝搬路応答がその変化に追随することを意識した構成となっている。これは、図２（ｄ）で示したフェージングのサンプリングに相当する。

同図に示すように、本実施形態における平均化演算回路では、ＯＦＤＭ伝送シンボルＷ個分のスライド平均を得るために、図６において直並列回路とした部分に（Ｗ−１）個のシンボル遅延回路１７２_１〜１７２_Ｗ−１を利用している。これにより、各ＯＦＤＭ伝送シンボルにおいて、最大シンボル差（Ｗ−１），Ｗ系列の伝搬路応答信号が加算回路１７３に入力され、図２（ｄ）で示したような応答で、伝搬路応答の平均化出力が得られる。なお、本実施形態の場合には、シンボル内挿回路は不要である。

また、除算回路１７４及び重み付け回路１７５の動作は、図６に示した除算回路１５３及び重み付け回路１５５の動作と基本的に同様であるが、図８の平均化演算回路では、重み付け回路１７５の動作は重要である。すなわち、より高速なフェージングを反映した伝搬路応答を求めるためには、実際の周波数応答を正確に再現するように、劣化する高周波数域の特性を持ち上げたり、変化する伝搬路応答により不十分となる伝搬路応答の分離特性（上記（４）または（７）式の右辺を得るためには加算平均を行うＷシンボル内で、伝搬路応答がほぼ一定となる必要がある）を補償したりする必要がある。

かかる必要性から、実際にはＯＦＤＭ伝送シンボルの３個毎の変化量を基準に利得を変化させるアルゴリズムを組み込んだ回路や、この３個毎の伝送シンボルで平均化演算を行う追加のスライド平均化演算回路、あるいはその両方を組み合わせた回路が用いられる。

図９から図１２は、図５に示した伝搬路応答処理回路の変形例を示す構成図である。以下、伝搬路応答処理回路の変形例を順次説明するが、図５に示した同一の構成（フレーム分離回路１００）には、同じ符号を付して詳細な説明を省略する。

図９は、図６で示した伝搬路応答処理回路の構成において、キャリア内挿回路を最終段に移して接続した第１変形例の構成を示す図である。本実施形態では、キャリア内挿回路２１６_１〜２１６_ｍ＿ｔは、ｍ＿ｔ式必要となるが、ここまでの処理はパイロットキャリアにのみ適用されるので、このキャリア内挿回路２１６_１〜２１６_ｍ＿ｔが実質的にＦＩＲフィルタであることを考慮すると、複雑な信号処理を行う並列数を減らすことが可能となる。

本実施形態の場合、図６から図８に示す平均化演算回路は、その出力がキャリア内挿回路に接続されることを除いて、図５の場合と同様に利用できる。なお、図７の平均化演算回路への入力には、複素除算回路の出力が接続される。

また、本実施形態の伝搬路応答処理回路のように、キャリア内挿回路２１６_１〜２１６_ｍ＿ｔを平均化演算回路２１５_１〜２１５_ｍ＿ｔの後段に接続する場合には、図７の平均化演算回路における直交符号パターンメモリ１６３に格納される内容を既知パイロットキャリアの逆数に直交符号を掛け合わせたパターンとすることにより、既知パイロット発生部２１１と複素除算回路２１２を省略することも可能である。

図１０は、図９の伝搬路応答処理回路の構成から直交復号化用位相変調回路２１３_１〜２１３_ｍ＿ｔを省略し、直交符号化既知パイロット生成回路２３０を組み込んだ伝搬路応答処理回路の第２変形例の構成を示す図である。本実施形態における伝搬路応答処理回路では、既知パイロット発生部２２１と既知直交符号生成部２２３_１〜２２３_ｍ＿ｔとを直交符号化既知パイロット生成回路２３０内に移動し、直交符号化用位相変調回路２２２_１〜２２２_ｍ＿ｔにより、各送信アンテナから送信されるものと同じ直交符号化された既知のパイロットキャリアを再生するものが、直交符号化既知パイロット生成回路２３０である。

本実施形態の場合、フレーム分離回路１００のパイロット抽出部１０２からの出力Ｐｒに対し、複素除算回路２２４_１〜２２４_ｍ＿ｔにおいて、各パイロットキャリア位置における直交符号化既知パイロット生成回路２３０からの出力Ｐｔ’を用いて伝送シンボル毎に複素除算を行うことにより、伝搬路応答の算出と直交復号化の処理を同時に行う。

また、要求される伝搬路応答の変動速度に応じて図６と図８の平均化演算回路を選択的に適用する。この場合、平均化演算回路の入力は複素除算回路２２４_１〜２２４_ｍ＿ｔの出力であり、平均化演算回路の出力はキャリア内挿回路２２６_１〜２２６_ｍ＿ｔに送られる。キャリア内挿回路２２６_１〜２２６_ｍ＿ｔの動作は、他の実施例と同じであるので、その説明は省略する。

なお、本実施形態における伝搬路応答処理回路内の直交符号化既知パイロット生成回路２３０をパターンメモリとその内容を読み出す構成とすることで、回路構成を簡略化できる。

図１１は、図９の伝搬路応答処理回路の構成において、直交復号化用位相変調回路２５１_１〜２５１_ｍ＿ｔを入力段に移動した第３変形例の構成を示す図である。本実施形態では、複素除算回路２５３_１〜２５３_ｍ＿ｔがｍ＿ｔ式となっている。本実施形態の場合、要求される伝搬路応答の変動速度に応じて図６と図８の平均化演算回路が選択的に適用される。また、複素除算回路２５３_１〜２５３_ｍ＿ｔの出力を入力して、キャリア内挿回路２５６_１〜２５６_ｍ＿ｔに出力する。

本実施形態において、図７に示す平均化演算回路が適用される場合には、その直交符号パターンメモリ１６３（図７参照）に格納される内容を既知パイロットキャリアの逆数に直交符号を掛け合わせたパターンとする実施例を適用すればよい。その場合には、直交復号化用位相変調回路２５１_１〜２５１_ｍ＿ｔと複素除算回路２５３_１〜２５３_ｍ＿ｔが省略されるので、当該平均化演算回路は、フレーム分離回路１００のパイロット抽出部１０２出力に直接接続される。

図１２は、図１１の伝搬路応答処理回路の構成において、平均化演算回路と複素除算回
路の順番を交換した第４変形例の構成を示す図である。同図に示されるように、本実施形態では、複素除算の前に平均化演算を行うことで、雑音の影響を小さくし、ダイナミックレンジを改善した状態で複素除算が行われる。

本実施形態の場合、図６から図８の平均化演算回路は、図９の伝搬路応答処理回路の場合と同様に利用できる。ただし、図７の平均化演算回路の入力はフレーム分離回路のパイロット抽出部出力に直接接続され、図６から図８の平均化演算回路の出力は複素除算回路に接続される。

なお、上記の実施例の伝搬路応答処理回路において、送信アンテナから送信されるパイロットキャリアの取扱いおよび伝搬路応答の伝達関数の分離は、次のようになっている。まず、図５及び図９から図１１に記載の伝搬路応答処理回路では、複素除算回路を平均化演算回路の前においている。これは、直交復号の前段で送信したパイロットキャリアにより規格化を行う伝送シンボル毎に全送信アンテナのパイロットキャリアを同じとする上記（５）式から（７）式の操作を用いている。

一方、図１２に記載の伝搬路応答処理回路では、複素除算回路を平均化演算回路の後段に置いている。こちらは、送信アンテナ毎には異なってもよいが、伝送シンボルに対しては同一のパイロットキャリアを用いる上記（３）式から（４）式の操作を用いている。なお、全送信アンテナ、全伝送シンボルにわたり、同一のパイロットキャリアを用いる場合には、図５及び図９から図１２に記載のいずれの伝搬路応答処理回路を適用してもかまわない。

これまで説明した伝搬路応答処理回路の実施例では、個々のハードウェアの構成で機能を実現する態様を例示したが、上記伝搬路応答処理回路を含む受信装置の各機能(アナログ回路で構成される部分を除く。なお、除外される回路には、受信アンテナ、周波数変換回路、アナログ−デジタル変換回路などがある)をソフトウェアとして実現するプログラムとしてもよい。例えば、コンピュータやデジタルシグナルプロセッサによるソフトウェア構成やＦＰＧＡなどプログラマブルロジックにより動作する回路として実現することが可能である。

次に、本実施形態における受信装置において、伝搬路応答の推定処理を利用して、データキャリアの復調処理を行う動作を説明する。

図１３及び図１４は、各キャリア位置における各送信アンテナからのデータキャリアの
復調処理として、推定した各キャリアの伝搬路応答を用いて、逆行列による干渉除去を行って復調するための構成と、受信信号のレプリカを算出して最も受信信号と似ている信号
を送信した信号と判定する手法(最尤推定)による復調を行うための構成を、各々実施例としている。

まず、図１３に示す実施例を説明する。図１３は、本実施形態における受信装置に適用されるＭＩＭＯ用干渉除去回路の構成を示すブロック図である。ここで、ｍ＿ｔ本の送信アンテナから異なるＯＦＤＭ信号が同時に伝送される場合を想定すると、受信装置は、ｍ＿ｒ（ｍ＿ｒはｍ＿ｔ以上の整数）本の受信アンテナと、その受信アンテナにより受信した信号を処理するｍ＿ｒ式の図３に示す各回路を備え、かつこれまで図５及び図９から図１２を用いて説明してきた伝搬路応答処理回路のいずれかをｍ＿ｒ式備える。

本実施形態におけるＭＩＭＯ用干渉除去回路では、ｍ＿ｒ式のＦＦＴ回路から出力される周波数軸上にマッピングされた各ＯＦＤＭ信号（１ＯＦＤＭ信号当りＫ本のキャリアが多重されているとする）から、ｍ＿ｒ式のフレーム分離回路３０１_１〜３０１_ｍ＿ｒにより、各々Ｐ本のパイロットキャリアがパイロット抽出部３０３（代表）より、各々（Ｋ−Ｐ）本のデータキャリア（ＴＭＣＣキャリア及びＡＣキャリアなどの制御情報もこの中に含まれる）が、データ抽出部３０２（代表）より出力される。このうち、パイロットキャリアは、これまで述べてきた伝搬路応答処理回路３１１_１〜３１１_ｍ＿ｒにおいて、各伝搬路応答処理回路３１１_１〜３１１_ｍ＿ｒの入力でＰ本のパイロットキャリアから、全キャリア位置（Ｋ本）におけるｍ＿ｔ組の各送信アンテナと各受信アンテナを結ぶ各伝搬路の周波数応答の推定値として出力される。この出力ｈ＿ｉｊ〔ｋ〕（複素数，ｉ：受信アンテナの番号（ｉ＝１，２，・・・，ｍ＿ｒ），ｊ：送信アンテナの番号（ｊ＝１，２，・・・，ｍ＿ｔ），ｋ：キャリア番号）を行列化回路３１２で行列化すると、各キャリア位置においてｍ＿ｒ×ｍ＿ｔの次元を有する伝搬路応答の推定値行列Ｈが得られる。

なお、ここでは、伝搬路応答の推定値行列Hをｍ＿ｒ×ｍ＿ｔの次元を有し、ｈ＿ｉｊ〔ｋ〕を成分とするとしたが、これは、送信信号ベクトルをＴとしたとき、受信信号ベクトルＤが（雑音がない場合）行列積ＨＴに等しいことを背景としている。この転置の行列Ｈ^Ｔを用いても、Ｄは行列積（Ｔ
Ｈ^Ｔ）^Ｔを用いて表せることから、ｈ＿ｉｊ〔ｋ〕ではなく、ｈ＿ｊｉ〔ｋ〕としてｍ＿ｔ×ｍ＿ｒの次元の伝搬路行列を求めて処理を行っても、結果は同じになる。

一方、データキャリアＤｒ＿ｊ〔ｋ〕は、ベクトル化回路３２１でベクトル化することにより、各キャリア位置においてｍ＿ｒ次元のベクトルＤとなる。この時点では、Ｄは全送信アンテナから送信された信号が、各伝搬路における応答を受けて混信した状態の信号となっている。

そこで、本実施形態では、Ｄから干渉を除いて元のｍ＿ｔ組の送信信号を再現するために、逆行列演算回路３１３において伝搬路応答Ｈの逆行列Ｈ^−１を算出して、複素行列乗算回路３２３においてデータベクトルＤとの複素行列積を求めている。

なお、遅延時間調整回路３２２は、伝搬路応答の推定結果を得るのに要する遅延時間をデータ側に付加して、復調すべきデータと伝搬路応答が正しく対応するように調整する回路である。上述した復調処理の結果、キャリア毎にｍ＿ｔ式の復調データが出力され、ｍ＿ｔ式のデマッピング回路へ送られる。

続いて、図１４に示す実施例を説明する。図１４は、本実施形態における受信装置に適用されるＭＩＭＯ用最尤推定復調回路の構成を示すブロック図である。

本実施形態におけるＭＩＭＯ用最尤推定復調回路と、上記した図１３のＭＩＭＯ用干渉除去回路との違いは、受信アンテナ数ｍ＿ｒの値が必ずしもｍ＿ｔ以上である必要がないことと、逆行列演算回路の代わりに、送信データキャリア組み合わせパターンメモリ及びレプリカ演算回路が、複素行列乗算回路の代わりに、最尤推定回路が用いられている点である。

本実施形態では、送信データキャリア組み合わせパターンメモリ４３０は、多値数Ｍのデータキャリアの場合、Ｍのｍ＿ｔ乗の送信データキャリアの組み合わせパターンを記憶している。レプリカ演算回路４１３は、伝搬路応答行列Ｈと送信データキャリア組み合わせパターンメモリ４３０に格納されている全てのパターンの送信データキャリアＲとの複素行列積（ＨＲ）を計算し、その結果を最尤推定回路４２３に送る。最尤推定回路４２３では、伝搬路応答を反映してレプリカ演算回路４１３から出力された全パターンの受信予定データＤｘと実際に受信したデータＤとを比較して、最も近い結果となるレプリカを送信されたデータと判定する。その後、その送信データキャリア組み合わせパターンメモリ４３０上でのアドレスまたはインデックスを出力し、該当する送信データキャリアの組み合わせを送信データキャリア組み合わせパターンメモリ４３０から読み出して後段のデマッピング回路へ出力する。

以上の操作を行うことで、本実施形態におけるＭＩＭＯ用最尤推定復調回路は、ｍ＿ｔ本の送信アンテナからｍ＿ｒ本の受信アンテナヘｍ＿ｔ式のＯＦＤＭ信号を送信するＭＩＭＯ伝搬による伝送を実現することが可能である。

これまで説明してきたように、本実施形態によれば、復調基準となる既知のパイロットキャリアを周波数軸上に所定間隔で配置するとともに時間軸上に連続して配置し、かつ上記パイロットキャリアに対し送信アンテナ毎に異なる直交符号を割り当て、ＯＦＤＭ信号の伝送フレームを構成し、データ伝送を行うことで、高い周波数帯の電波を用いて高速で移動するなど伝搬路の環境が高速に変動するような場合であっても、ＭＩＭＯ伝搬を構成する複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとの間の伝搬路の応答に追随する速さで、各々伝搬路推定することが可能となる。

これにより、ＵＨＦ帯のような低い周波数帯だけでなく、移動によるドップラー周波数
やフェージング変動速度が大きいマイクロ波帯やミリ波帯のような電波を用いてのより広帯域なＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式による無線伝送が可能となる。その結果、ダイバーシティ効果の改善に加えて、より飛躍的な周波数利用効率の向上に寄与することができる。

また、本実施形態によれば、復調のための平均化演算により雑音の影響を減らすことができるので、雑音成分を抑圧した高精度の伝搬路推定を実現することが可能である。

上記の如く、本実施形態では、伝搬路を認識するために、送信アンテナ毎に異なる直交符号を割り当てる。このことは、受信側で各送信端末を認識することをも意味する。すなわち、分散して存在する送信端末とそこから送信される情報を受信側で区別できることも意味し、マルチユーザのシステムにおけるユーザの認識など別の応用も期待できる。

本発明のＯＦＤＭ伝送方式におけるキャリアの配置方法が適用される伝送フレームの構成例を示す図である。 フェージングによる受信電力の変化と伝送シンボルによるサンプリングの関係を模式的に表した図である。 ＯＦＤＭ伝送方式に使用する送受信装置の基本構成を示す図である。 図３に図示の送信装置におけるフレーム構成回路を本発明に適用した場合の回路構成を示すブロック図である。 伝搬路応答処理回路の第１実施例の構成を示す図である。 平均化演算回路の第１実施例の構成を示すブロック図である。 平均化演算回路の第２実施例の構成を示すブロック図である。 平均化演算回路の第３実施例の構成を示すブロック図である。 伝搬路応答処理回路の第１変形例の構成を示す図である。 伝搬路応答処理回路の第２変形例の構成を示す図である。 伝搬路応答処理回路の第３変形例の構成を示す図である。 伝搬路応答処理回路の第４変形例の構成を示す図である。 本実施形態における受信装置に適用されるＭＩＭＯ用干渉除去回路の構成を示すブロック図である。 本実施形態における受信装置に適用されるＭＩＭＯ用最尤推定復調回路の構成を示すブロック図である。 ＭＩＭＯ通信システムの一例を示す図である。 従来のパイロット信号多重例を示す図である。 ＯＦＤＭ伝送方式におけるキャリアの配置方法が適用される従来の伝送フレームの構成例を示す図である。

符号の説明

１０ 送信装置
１１ 符号化回路
１２ マッピング回路
１３ フレーム構成回路
１４ ＩＦＦＴ回路
１５ ＧＩ付加回路
１６、２２ 周波数変換回路
１７ 送信アンテナ
２０ 受信装置
２１ 受信アンテナ
２３ ＧＩ除去回路
２４ ＦＦＴ回路
２５、１００、３０１_１〜３０１_ｍ＿ｒ、４０１_１〜４０１_ｍ＿ｒ フレーム分離回路
２６ 伝搬路応答推定回路
２７ 波形等化回路
２８ デマッピング回路
２９ 復号化回路
４０ 直交符号化パイロットキャリア生成回路
４１ パイロットキャリア生成部
４２ 直交符号生成部
４３ 直交符号化用位相変調回路
５０ パターン構成パターンメモリ
６０ 伝送フレーム多重回路
６１ スイッチ
６２ スイッチ制御部
１０１、３０２、４０２ データ抽出部
１０２、３０３、４０３ パイロット抽出部
１１０、２１０、２２０、２５０、２７０、３１１_１〜３１１_ｍ＿ｒ、４１１_１〜４１１_ｍ＿ｒ 伝搬路応答処理回路
１１１、２１１、２２１、２５４、２７５ 既知パイロット発生部
１１２、２１２、２２４_１〜２２４_ｍ＿ｔ、２５３_１〜２５３_ｍ＿ｔ、２７４_１〜２７４_ｍ＿ｔ 複素除算回路
１１３、２１６_１〜２１６_ｍ＿ｔ、２２６_１〜２２６_ｍ＿ｔ、２５６_１〜２５６_ｍ＿ｔ、２７６_１〜２７６_ｍ＿ｔ キャリア内挿回路
１１４_１〜１１４_ｍ＿ｔ、２１４_１〜２１４_ｍ＿ｔ、２２３_１〜２２３_ｍ＿ｔ、２５２_１〜２５２_ｍ＿ｔ、２７２_１〜２７２_ｍ＿ｔ 既知直交符号生成部
１１５_１〜１１５_ｍ＿ｔ、２１３_１〜２１３_ｍ＿ｔ、２２２_１〜２２２_ｍ＿ｔ、２５１_１〜２５１_ｍ＿ｔ、２７１_１〜２７１_ｍ＿ｔ 直交復号化用位相変調回路
１１６_１〜１１６_ｍ＿ｔ、２１５_１〜２１５_ｍ＿ｔ、２２５_１〜２２５_ｍ＿ｔ、２５５_１〜２５５_ｍ＿ｔ、２７３_１〜２７３_ｍ＿ｔ 平均化演算回路
１５１、１６２ 直並列変換回路（Ｓ／Ｐ）
１５２、１６４、１７３ 加算回路
１５３、１６５、１７４ 除算回路
１５４、１６６ シンボル内挿回路
１５５、１６７、１７５ 重み付け回路
１６１ 整合フィルタ回路
１６３ 直交符号パターンメモリ
１７１ スライディング平均演算回路
１７２_１〜１７２_Ｗ−１ シンボル遅延回路
３１２、４１２ 行列化回路
３１３ 逆行列演算回路
３２１、４２１ ベクトル化回路
３２２、４２２ 遅延時間調整回路
３２３ 複素行列乗算回路
４１３ レプリカ演算回路
４２３ 最尤推定判定回路
４３０ 送信データキャリア組み合わせパターンメモリ
１０００ ＭＩＭＯ通信用伝送システム
１００１_１〜１００１_ｍ＿ｔ 送信アンテナ
１００２_１〜１００２_ｍ＿ｔ 送信ユニット
１０１０ 符号化ユニット（またはＳ／Ｐユニット）
１１０１_１〜１１０１_ｍ＿ｒ 受信アンテナ
１１０２_１〜１１０２_ｍ＿ｒ 受信ユニット
１１１０ 復号化ユニット

Claims (12)

1. 復調基準となる既知のパイロットキャリアが周期的に挿入されたＯＦＤＭ信号を、複数のアンテナが送信側と、受信側に設けられ、無線によりデータの送受信が行われるＭＩＭＯ伝搬環境下で伝送するＯＦＤＭ伝送方式における送信装置であって、
   前記復調基準となる既知のパイロットキャリアの配置をフレーム構成パターンとして予め記憶するキャリア配置記憶手段と、
   複数の送信アンテナの数をｍ＿ｔとし、ｍ＿ｔ以上の整数をＷと定義して、該送信アンテナ毎に割り当てられるビット長Ｗの直交符号を生成する直交符号生成手段と、
   前記直交符号生成手段により生成された直交符号を用いて前記パイロットキャリアを変調するパイロットキャリア直交符号化手段と、
   前記キャリア配置記憶手段に記憶されたフレーム構成パターンに従って、前記パイロットキャリアを所定のキャリア位置に挿入して伝送フレームを構成する伝送フレーム構成手段と、
   を備えることを特徴とする送信装置。
2. 請求項１に記載の送信装置であって、
   前記直交符号生成手段は、前記ビット長Ｗの直交符号を記憶する直交符号記憶手段と、
   前記直交符号記憶手段に記憶された直交符号を、シンボル数Ｗの時間連続する伝送シンボルに対しビット長Ｗの直交符号が各々割り当たるようにＯＦＤＭ信号の伝送シンボル毎に出力する直交符号発生手段と、
   を備えることを特徴とする送信装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載の送信装置であって、
   前記複数の送信アンテナ数ｍ＿ｔを２、及び前記ビット長Ｗを２とし、
   前記直交符号生成手段は、前記直交符号として｛１，１｝及び｛１，−１｝を生成し、
   前記パイロットキャリア直交符号化手段は、前記伝送シンボルに対し前記直交符号が各々割り当たるようにＯＦＤＭ信号の伝送シンボル毎に前記パイロットキャリアを変調することを特徴とする送信装置。
4. 請求項１又は請求項２に記載の送信装置であって、
   前記複数の送信アンテナ数ｍ＿ｔを４、及び前記ビット長Ｗを４とし、
   前記直交符号生成手段は、前記直交符号として｛１，１，１，１｝及び｛１，−１，１，−１｝及び｛１，−１，−１，１｝及び｛１，１，−１，−１｝を生成し、
   前記パイロットキャリア直交符号化手段は、前記伝送シンボルに対し前記直交符号が各々割り当たるようにＯＦＤＭ信号の伝送シンボル毎に前記パイロットキャリアを変調することを特徴とする送信装置。
5. 復調基準となる既知のパイロットキャリアが周期的に挿入されたＯＦＤＭ信号を、複数のアンテナが送信側と、受信側に設けられ、無線によりデータの送受信が行われるＭＩＭＯ伝搬環境下で伝送するＯＦＤＭ伝送方式における送信装置であって、
   前記直交符号記憶手段、前記直交符号発生手段、前記パイロットキャリア直交符号化手段の代わりに、
   複数の送信アンテナの数をｍ＿ｔとし、ｍ＿ｔ以上の整数をＷと定義して、送信アンテナ毎に割り当てられる直交符号により変調される前記パイロットキャリアを、該直交符号のビット長Ｗまたはその整数倍の周期に相当する伝送シンボル長にわたって記憶するパイロットキャリア記憶手段と、
   前記パイロットキャリア記憶手段により記憶された前記パイロットキャリアを、シンボル数Ｗの時間連続する伝送シンボルに対しビット長Ｗの直交符号が各々割り当たるように読み出して、前記伝送フレーム構成手段に送る直交符号化パイロットキャリア制御手段と、
   を備えることを特徴とする送信装置。
6. 請求項１ないし請求項５のいずれか一項に記載の送信装置から伝送されてくるＯＦＤＭ信号を受信信号として受けるＯＦＤＭ伝送方式における受信装置であって、
   複数の送信アンテナの数をｍ＿ｔとし、ｍ＿ｔ以上の整数をＷと定義して、該ｍ＿ｔ本の送信アンテナを介して前記送信装置より送信されたＯＦＤＭ伝送シンボルを受信する場合に、
   所定シンボル数毎に受信したパイロットキャリアと既知のパイロットキャリアを用いてパイロットキャリア位置の伝搬路応答を求める伝搬路応答推定手段と、
   前記伝搬路応答推定手段により求められる所定本毎のパイロットキャリア位置の伝搬路応答を内挿することにより、すべてのキャリア位置の伝搬路応答を求める伝搬路応答内挿手段と、
   前記伝搬路応答内挿手段により求めた該すべてのキャリア位置の伝搬路応答のうち少なくともデータキャリア位置の伝搬路応答について、ビット長Ｗ、ｍ＿ｔ種類の直交符号で復号するｍ＿ｔ組の直交符号復号手段と、
   前記ｍ＿ｔ組の直交符号復号手段により直交復号化されたｍ＿ｔ組の該キャリア位置の伝搬路応答を平均化演算して分離する伝搬路応答分離手段と、
   を備え、
   前記ｍ＿ｔ組の各キャリア位置で推定された伝搬路応答を、データキャリアの復調に利用することを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
7. 請求項６記載の受信装置であって、
   前記所定シンボル数が１シンボルであることを特徴とする受信装置。
8. 請求項７に記載の受信装置であって、
   前記伝搬路応答推定手段は、スライディング平均演算回路を有して、シンボル毎に前記パイロットキャリア位置の伝搬路応答を求めることを特徴とする受信装置。
9. 請求項６ないし請求項８のいずれか一項に記載の受信装置であって、
   前記伝搬路応答内挿手段は、パイロットキャリア位置の伝搬路応答の直交復号並びに平均化演算を含む伝搬路応答処理における最終段に配置されることを特徴とする受信装置。
10. 請求項９に記載の受信装置であって、
    前記伝搬路応答推定手段と、前記直交符号復号手段の代わりに、前記送信装置のｍ＿ｔ本の送信アンテナに割り当てられた直交符号により変調された既知のパイロットキャリアを、所定周期で記憶するパイロットキャリア記憶手段と、
    前記受信したパイロットキャリアを、前記パイロットキャリア記憶手段に記憶されている既知のパイロットキャリアを用いて除算して、パイロットキャリア位置の伝搬路応答を求めるｍ＿ｔ組の直交符号復号手段と、
    を備え、
    前記ｍ＿ｔ組の各キャリア位置で推定された伝搬路応答を、該ｍ＿ｔ本の送信アンテナから個別に送信されるｍ＿ｔ式のデータキャリアの復調に利用することを特徴とするＯＦＤＭ伝送方式における受信装置。
11. 請求項９記載の受信装置であって、
    前記直交符号復号手段は、伝搬路応答処理における入力段に配置されることを特徴とする受信装置。
12. 請求項１１に記載の受信装置であって、
    前記伝搬路応答分離手段による平均化演算処理と前記伝搬路応答推定手段による除算処理の順番を入れ替えて実行することを特徴とする受信装置。

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