JP3996781B2 - 直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送方式として互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：以下ＯＦＤＭ方式と記す）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線装置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式としてＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代のテレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮ等の分野で多くの応用研究が進められている。この内、ＵＨＦ帯の地上ディジタル放送の開発動向と方式については、映像情報メディア学会誌１９９８Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１に詳しく記されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式伝送信号は、図２に模式的に示す様に、一定の伝送帯幅内に互いに直交する複数本、例えば約１４００本のキャリア（搬送波）を設け、情報符号によって、指定キャリアを６４ＱＡＭ等の変調方式で変調して伝送する方式である。また、その時間波形は、図３に模式的に示す様に、有効シンボル期間Ｔｓの信号の一部ｂの部分を先頭部分ｂ’にコピーして構成するガードインターバルＴｓ’を有している。この信号構造により、ＯＦＤＭ方式ではマルチパスに強い特性が得られる。
【０００４】
しかし、ＯＦＤＭ方式といえども万能ではなく、更なる改善が要望されている。通常、携帯電話や自動車電話等における多重電波伝播環境や移動受信環境下での受信特性の改善にはダイバーシティ受信方式が用いられており、ＯＦＤＭ方式への適用の検討も進められている。
【０００５】
その方法として、例えば３本のアンテナで受信したＯＦＤＭ信号の中の互い同じ周波数（番号）のキャリアの信号同士を比較し、信頼性の高い方のキャリアの信号を選択して復号する方法が、特開平１１−２０５２７３号公報と特開２００１−１５６７３８号公報に提案されている。
【０００６】
以下、前者を取り上げ、この方法について更に詳しく説明する。
図４は、この前者の従来のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。アンテナ１ａで受信された信号であるアンテナ信号ａは受信回路２ａでベースバンドの信号にダウンコンバートされた後、ＦＦＴ回路をメインとして構成されるＯＦＤＭ復調回路３ａで、アンテナ信号ａに含まれるＯＦＤＭ信号が各キャリア信号に分解されて復調され、キャリア信号列ａとして出力される。
【０００７】
ＯＦＤＭ復調回路３ａから出力されたキャリア信号列ａは３つに分岐され、その第１の分岐は伝送路周波数応答算出回路４ａに入力され、第２の分岐は歪補償回路５ａに入力され、第３の分岐は直接ブランチ選択回路６に入力される。
【０００８】
この内、伝送路周波数応答算出回路４ａでは、内蔵されている参照周波数スペクトルと入力されたキャリア信号列ａを比較して伝送路周波数応答特性（以下伝送路特性と記す）を算出し、算出して得た歪信号列ａを歪補償回路５ａに入力する。
【０００９】
歪補償回路５ａでは、入力された歪信号列ａを用いて、第２の分岐として同時に入力されるキャリア信号列ａが持つ歪を順次補償し、補償されたキャリア信号列を等化キャリア信号列ａとしてブランチ選択回路６に入力する。
【００１０】
他のアンテナ１ｂ，・・で受信された信号に対しても、アンテナ１ａに繋がる太い破線で囲むブランチ回路ａと同じ構成のブランチ回路で同様の処理が実施され、ＯＦＤＭ復調回路３ｂ，・・から出力されたキャリア信号列ｂ，・・と歪補償回路５ｂ，・・から出力された等化キャリア信号列ｂ，・・がブランチ選択回路６に入力される。ただし、図４においてはスペースの都合上、他のアンテナに接続されるブランチ回路ｂ，・・は太い破線枠のみで示した。
【００１１】
図５はブランチ選択回路６の内部回路の構成を示したものである。入力されたキャリア信号列ａ，ｂ，・・は比較回路７に入力され、同じ番号のキャリアの信号毎にその振幅あるいは電力（振幅の二乗値）が比較される。そして、振幅あるいは電力が最も大きな信号が受信されたブランチ回路の番号が算出され、その番号が選択ブランチ番号列として出力される。
【００１２】
この選択ブランチ番号列は等化キャリア信号列ａ，ｂ，・・と共にセレクタ回路８に入力され、選択ブランチ番号列が指定するブランチ番号に対応する等化キャリア信号列、例えば等化キャリア信号列ａの該当する番号のキャリアの信号を順次選択し、選択キャリア信号列として出力する。
図４のブランチ選択回路６から出力された選択キャリア信号列は、この後、復号回路９でデマッピングされ、復号された符号列として出力される。
【００１３】
この受信装置では、どの番号のキャリア信号も、複数のブランチ回路のＯＦＤＭ復調回路３ａ，３ｂ，・・から出力されるキャリア信号のレベル（振幅あるいは電力）が最も大きく信頼性が最も高いと思われるキャリア信号を選択して復号することになるため、移動受信環境下でも受信特性が改善されたダイバーシティ受信を実現することができる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、このダイバーシティ受信装置を、例えばマイクロ波帯のＦＰＵに適用しようとすると、以下の問題が発生する。
すなわち、ＯＦＤＭ復調回路３ａ，３ｂ，・・から出力されるキャリア信号列ａ，ｂ，・・の信号レベルは、必ずしもアンテナで受信されたＯＦＤＭ信号のレベルを表していない点である。
【００１５】
ＦＰＵの場合、アンテナで受信した高周波数のＲＦ信号を増幅して中間周波数のＩＦ信号にダウンコンバートする回路部にはＡＧＣ回路が組み込まれており、変換されたＩＦ信号レベルがほぼ一定になるように制御される。言い換えると、受信されたＯＦＤＭ信号とＲＦ回路部で発生する雑音成分を加算した、加算信号のレベルが一定になるように制御される。
【００１６】
受信されたＯＦＤＭ信号が主な身の１波のみの場合、アンテナで受信されたＯＦＤＭ信号のレベルがＲＦ回路部で発生する雑音レベルを無視できなくなるレベル以下に低下すると、ＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号成分のレベルも低下する。ＩＦ信号のレベルは、逆に雑音成分のレベルが増加することによって、一定に保たれる。
【００１７】
この時、ＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号成分を各キャリア信号に分解して得られるキャリア信号列の信号レベルも、ＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号成分のレベル低下と共に低下し、雑音の影響を受けて符号誤りが発生し易くなる。
【００１８】
従って、複数のアンテナ信号から得られるキャリア信号列の各キャリア信号のレベルを比較し、レベルが大きなキャリア信号を順次選択して復号することにより、従来例で期待したように、伝送特性を改善されたダイバーシティ受信を実現することができる。
【００１９】
例えば、アンテナで受信するＯＦＤＭ受信レベルが充分高い場合、ＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号と雑音成分のレベルの関係は図６（ａ）の模式図の上段と下段の様な関係になり、このＩＦ信号から得られるキャリア信号列の各信号レベルと雑音レベルの関係は、図６（ｂ）の模式図の様なレベル関係になる。
【００２０】
これに対し、ＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の主波の電力が図７（ａ）の上段の様に１／２になると、この時低下したＯＦＤＭ信号レベル分の電力は図７（ａ）の下段の雑音成分の増加で補われ、ＩＦ信号レベルは一定に保たれる。
【００２１】
この時に得られるキャリア信号列の各信号レベルと雑音レベルの関係は図７（ｂ）の様になり、キャリア信号のＣ／Ｎ値は約０ｄＢとなり、６４ＱＡＭ等の多値数の高い変調方式のＯＦＤＭ信号は復調できないことを判断できる。従って、複数のキャリア信号列ａ，ｂ，・・の中の少しでも信号レベルが高いキャリア信号を選択して復号することにより、伝送特性を改善されたダイバーシティ受信を実現することができる。
【００２２】
なお、図７（ｂ）の破線の矢印は、図６（ｂ）のキャリア信号レベルを表す。この時のキャリア信号レベルを表す実線の矢印が破線の矢印の半分より大きいのは、縦軸を信号振幅レベルで示したためである（電力が１／２倍になると振幅は１／√２倍）。
【００２３】
しかし、受信されたＯＦＤＭ信号に主波と同等レベルの大きな遅延波が混入すると事情が大きく変化する。
この時、ＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号と雑音成分のレベルの関係は図８（ａ）の上段と中断と下段の模式図の様になる。主波のレベルは図７（ａ）の場合と同様に図６（ａ）の場合の約１／２のレベルに低下する。しかしこの場合、主波のレベルの低下は遅延波のレベルで補われているため、図８（ａ）の下段の様に、ＩＦ信号には雑音がほとんど含まれない。
【００２４】
図８（ｂ）は、この時のキャリア信号列の各信号レベルと雑音レベルの関係を示したものである。ここで、キャリア位置によって各キャリア信号レベルが変化するのは、主波と遅延波の位相関係により、その信号が加算されレベルが大きくなるキャリアと、互いに打ち消されてレベルが低下するキャリアが発生するためである。この場合、雑音レベルが充分低いので、キャリア信号のレベルが１／√２に低下しても復号するのに十分なＣ／Ｎ値のキャリア信号が得られ、問題なく復号することができる。混入される雑音レベルによっては、キャリア信号が１／３、１／４と更に低下しても、依然として問題なく復号することも可能になる。
【００２５】
図７（ｂ）の各キャリア信号レベルと図８（ｂ）の各キャリア信号レベルを従来の方法で比較して選択する場合、図８（ｂ）で１／√２のレベル以下になるキャリアでは、全て図７（ｂ）のキャリア信号が選択されることになる。そして、図８（ｂ）で１／√２のレベル以下であってもＣ／Ｎ値は復号に支障のないレベルであったキャリア信号が、レベルはほぼ１／√２であってもＣ／Ｎ値が０ｄＢしかなく復号できないキャリア信号に置き換えられることになる。そのため、ダイバーシティ制御することにより、図８（ｂ）のキャリア信号のみを用いて復号する場合より反って伝送特性が劣化してしまう問題が生じる。
【００２６】
本発明の目的は、上記の問題を解決し、遅延波の存在を考慮して最良のキャリア信号を選択でき良好な、直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置を提供することにある。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ受信装置であって、複数のアンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号を構成するキャリア信号の内、前記複数のアンテナ信号の同じ周波数のキャリア信号毎に、該キャリア信号のＣ／Ｎ値が最も高いアンテナ信号のキャリア信号を選択して復号する手段を備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００２８】
本発明は、互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ受信装置であって、アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力するアンテナ信号入力端子と、該アンテナ信号入力端子から入力されたアンテナ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換してベースバンド信号として出力するダウンコンバータと、該ベースバンド信号を入力し、該ベースバンド信号に含まれるＯＦＤＭ信号を各キャリア信号に分解して復調し、キャリア信号列として出力するＯＦＤＭ信号復調回路と、前記アンテナ信号あるいは前記ベースバンド信号を入力し、入力された信号に含まれるＯＦＤＭ信号のＣ／Ｎ値を算出し、アンテナＣＮ信号として出力するＣＮ算出回路と、前記キャリア信号列を入力し、該アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号が伝播された伝送路の伝送路周波数応答特性を算出して、伝送路周波数特性信号列として出力する伝送路特性算出回路と、該アンテナＣＮ信号と伝送路特性周波数信号列を入力し、該アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出し、キャリアＣＮ信号列として出力するキャリアＣＮ算出回路とを、１つのブランチ回路部に有する複数のブランチ回路部と、該複数のブランチ回路部の各ブランチ回路部のキャリアＣＮ算出回路から出力される複数のキャリアＣＮ信号列を入力し、同じ周波数のキャリアに対応するキャリアＣＮ信号が最も高いブランチの番号を選択し、選択ブランチ番号列として出力するブランチ選択回路部と、前記複数のブランチ回路部の各ブランチ回路部から出力される複数のキャリア信号列と複数の伝送路周波数特性信号列と該ブランチ選択回路部から出力される選択ブランチ番号列を入力し、各番号のキャリア毎に、該選択ブランチ番号列が指定するブランチ回路部から出力されるキャリア信号列と伝送路周波数特性信号列の中の同じ番号のキャリアの信号を順次選択して復号し、復号符号列として出力するダイバーシティ復号回路部とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００２９】
本発明は、前記キャリアＣＮ算出回路が、前記アンテナＣＮ信号と前記キャリア信号列を入力し、前記アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出し、キャリアＣＮ信号列として出力するキャリアＣＮ算出回路であることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３０】
本発明は、互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号で、且つ該ＯＦＤＭ信号の情報符号で変調するキャリアをＤＢＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ，８ＤＰＳＫ等の差動検波を用いる変調方式で変調されたＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ受信装置であって、アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力するアンテナ信号入力端子と、該アンテナ信号入力端子から入力されたアンテナ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換してベースバンド信号として出力するダウンコンバータと、該ベースバンド信号を入力し、該ベースバンド信号に含まれるＯＦＤＭ信号を各キャリア信号に分解して復調し、キャリア信号列として出力するＯＦＤＭ信号復調回路と、前記アンテナ信号あるいは前記ベースバンド信号を入力し、入力された信号に含まれるＯＦＤＭ信号のＣ／Ｎ値を算出し、アンテナＣＮ信号として出力するＣＮ算出回路と、前記アンテナＣＮ信号と前記キャリア信号列を入力し、前記アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出し、キャリアＣＮ信号列として出力するキャリアＣＮ算出回路とを、１つのブランチ回路部に有する複数のブランチ回路部と、該複数のブランチ回路部の各ブランチ回路部のキャリアＣＮ算出回路から出力される複数のキャリアＣＮ信号列を入力し、同じ周波数のキャリアに対応するキャリアＣＮ信号が最も高いブランチの番号を選択し、選択ブランチ番号列として出力するブランチ選択回路部と、前記各ブランチ回路部から出力される複数のキャリア信号列と該ブランチ選択回路部から出力される選択ブランチ番号列を入力し、該遅延検波のためにキャリア信号列をＯＦＤＭ信号の１シンボル期間遅延する遅延回路の後段で、各番号のキャリア毎に、前記選択ブランチ番号列が指定するブランチ回路部から出力されるキャリア信号列と、前記遅延回路から出力された遅延キャリア信号列の中の同じ番号のキャリアの信号を順次選択して差動復号し、復号符号列として出力するダイバーシティ復号回路部とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３１】
本発明は、互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号で、且つ該ＯＦＤＭ信号の情報符号で変調するキャリアをＤＢＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ，８ＤＰＳＫ等の差動検波を用いる変調方式で変調されたＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ受信装置であって、アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力するアンテナ信号入力端子と、該アンテナ信号入力端子から入力されたアンテナ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換してベースバンド信号として出力するダウンコンバータと、該ベースバンド信号を入力し、該ベースバンド信号に含まれるＯＦＤＭ信号を各キャリア信号に分解して復調し、キャリア信号列として出力するＯＦＤＭ信号復調回路とを、１つのブランチ回路部に有する複数のブランチ回路部と、該複数のブランチ回路部の各ブランチ回路部のＯＦＤＭ信号復調回路から出力される複数のキャリア信号列を入力し、同じ周波数のキャリアに対応するキャリア信号の振幅が最も高いブランチの番号を選択し、選択ブランチ番号列として出力するブランチ選択回路部と、前記各ブランチ回路部から出力される複数のキャリア信号列と該ブランチ選択回路部から出力される選択ブランチ番号列を入力し、前記複数のキャリア信号列をＯＦＤＭ信号の１シンボル期間遅延する遅延回路の後段で、各番号のキャリア毎に、前記選択ブランチ番号列が指定するブランチ回路部から出力されるキャリア信号列と、前記遅延回路から出力された遅延キャリア信号列の中の同じ番号のキャリアの信号を順次選択して差動復号し、復号符号列として出力するダイバーシティ復号回路部とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３２】
本発明は、前記ＣＮ算出回路が、前記アンテナ信号あるいは前記ベースバンド信号を入力信号とし、該入力信号に含まれる遅延時間が異なる複数のＯＦＤＭ信号成分の内、前もって定める一定遅延時間範囲内にあるＯＦＤＭ信号成分の総電力と共に増加する値を算出し、アンテナＣＮ信号として出力するＣＮ算出回路であることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３３】
本発明は、前記ＣＮ算出回路が、入力される信号に含まれるＯＦＤＭ信号が有する時間的に同一の波形の信号部分同士の相関値を算出して相関信号として出力するＧ相関算出回路と、該Ｇ相関算出回路から出力される相関信号を入力し、前もって定める一定期間の相関信号の積分値をＯＦＤＭ信号の電力値として出力するＯＦＤＭ信号電力算出回路を有し、該ＯＦＤＭ信号電力算出回路から出力されるＯＦＤＭ信号の電力値をアンテナＣＮ信号として出力するＣＮ算出回路であることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３４】
本発明は、前記キャリアＣＮ算出回路が、入力される前記アンテナＣＮ信号の値をＰとし、雑音が無い１波のＯＦＤＭ信号のみが入力された時の前記アンテナＣＮ信号の値をＰ0とし、入力される前記伝送路周波数特性信号列の番号ｍのキャリアに対応する複素信号の振幅値をＲcp（ｍ）とし、雑音が無い１波のＯＦＤＭ信号のみが入力された時の該伝送路周波数特性信号列の複素信号の振幅の平均値をＲcp0とし、別に前もって定める値をαとする時、次式
｛Ｒcp（ｍ）2／Ｒcp0 2｝／｛１−Ｐ／Ｐ0＋α｝
で算出される値あるいはその近似値、あるいは該算出値か近似値と共に増加する値、あるいはそれらの値を前もって定める最大値以下に制限した値を、キャリアＣＮ信号列の信号として順次出力するキャリアＣＮ算出回路であることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３５】
本発明は、前記キャリアＣＮ算出回路が、入力される前記アンテナＣＮ信号の値をＰとし、雑音が無い１波のＯＦＤＭ信号のみが入力された時の前記アンテナＣＮ信号の値をＰ0とし、入力される前記キャリア信号列の番号ｍのキャリアに対応する複素信号の振幅値あるいは複数シンボルで振幅の二乗値を加算平均した後平方根を求めて得た値をＲcp（ｍ）とし、雑音が無い１波のＯＦＤＭ信号のみが入力された時の前記キャリア信号列の複素信号の振幅の平均値あるいは複素信号の振幅の二乗値を加算平均した後平方根を求めて得た値をＲcp0とし、別に前もって定める値をαとする時、次式
｛Ｒcp（ｍ）2／Ｒcp0 2｝／｛１−Ｐ／Ｐ0＋α｝
で算出される値あるいはその近似値、あるいは該算出値か近似値と共に増加する値、あるいはそれらの値を前もって定める最大値以下に制限した値を、キャリアＣＮ信号列の信号として順次出力するキャリアＣＮ算出回路であることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３６】
本発明において、前記アンテナ信号入力端子は、アンテナ信号が入力されない時に終端抵抗を有するキャップが装着されるか、使用しないときに終端抵抗に接続するスイッチを有することを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３７】
本発明は、前記各ブランチ回路部のキャリアＣＮ算出回路から出力される複数のキャリアＣＮ信号列の中から、前記選択ブランチ番号列が指定するブランチ回路部から出力された該当する番号のキャリアのキャリアＣＮ信号を順次選択し、選択キャリアＣＮ信号を構成すると共に、該選択キャリアＣＮ信号を装置の外部に出力する選択キャリアＣＮ信号出力端子、あるいは該選択キャリアＣＮ信号を表示する表示部を有することを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３８】
本発明は、前記各ブランチ回路部のＯＦＤＭ信号復調回路から出力される複数のキャリア信号列の中から、前記選択ブランチ番号列が指定するブランチ回路部から出力された該当する番号のキャリアのキャリア信号を順次選択してその振幅値あるいは電力値を算出して選択キャリア振幅信号を構成すると共に、該選択キャリア振幅信号を装置の外部に出力する選択キャリア振幅信号出力端子、あるいは該選択キャリア振幅信号を表示する表示部を有することを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３９】
本発明は、前記選択ブランチ番号列から選択されるブランチ回路部の番号が発生する頻度を算出してアンテナ選択頻度信号を構成すると共に、該アンテナ選択頻度信号を装置の外部に出力するアンテナ選択頻度信号出力端子、あるいは該アンテナ選択頻度信号を表示する表示部を有することを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００４０】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の構成を図１に示す。アンテナの本数は任意で良いが、図の煩雑を避けるため、以下、２本の場合を用いて説明する。
【００４１】
アンテナ１０ａに接続された高周波数回路部であるＲＦ回路部から出力された中間周波数のＩＦ信号ａは、アンテナ信号入力端子２１ａを通してブランチ回路部２０ａに入力される。そして、ダウンコンバータ２２ａでベースバンドの信号ａにダウンコンバートされた後、ＯＦＤＭ復調回路３ａとＣＮ算出回路２３ａに入力される。
【００４２】
ＣＮ算出回路２３ａは新たに追加された第１の回路で、ダウンコンバータ２２ａから出力されるベースバンドの信号ａを入力し、その中に含まれるＯＦＤＭ信号成分に対するＣ／Ｎ値を算出する回路である。
【００４３】
図９は、このＣＮ算出回路２３ａの内部回路の構成例である。Ｇ（ガードインターバル）相関算出回路３１は、ダウンコンバータ２２ａから入力されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に含まれる、時間的に同一な信号部分間の相関値を算出して出力する回路である。ＣＮ算出回路２３ａに入力されたベースバンドの信号は、Ｇ相関算出回路３１内の遅延回路３２と相関演算回路３３に入力される。遅延回路３２で１有効シンボル期間Ｔｓ遅延された信号は、相関演算回路３３に入力される。
【００４４】
相関演算回路３３は、ダウンコンバータ２２ａから直接入力されたベースバンドの信号と遅延回路３２で１有効シンボル期間遅延された信号の間の相関値を算出する回路である。
【００４５】
更に具体的には、ダウンコンバータ２２ａから直接入力された図１０（ａ）の信号と１有効シンボル期間遅延された図１０（ｂ）の信号の、同一タイミングの信号同士の複素乗算ｓ（ｔ）×ｓ（ｔ−Ｔｓ）*を実行して得た図１０（ｃ）の信号を、ガードインターバルと同じ期間幅である図１０（ｄ）に模式的に示す範囲で加算した値Σ｛ｓ（ｔ）×ｓ（ｔ−Ｔｓ）*｝を順次算出する。 ここで、ｓ*は複素信号ｓの共役複素信号を表す。この様にして算出された相関信号の波形を図１０（ｅ）に示す。
【００４６】
図８（ａ）の様に主波と遅延波の２波が受信されているときは、この相関信号の波形は図１１に太い実線で模式的に示す様な波形になる。
図９のＧ相関算出回路３１で算出されて出力された相関信号はＯＦＤＭ信号電力算出回路３４に入力される。ＯＦＤＭ信号電力算出回路３４はＯＦＤＭ信号の電力値を算出する回路であり、前もって定める一定期間、例えばガードインターバルの３倍の期間の相関信号の、図１１の斜線部分の信号の総和（面積）を算出することで、この電力値を算出する。そして、算出した電力値をＣＮ算出回路２３ａからアンテナＣＮ信号ａとして出力する。
【００４７】
この演算でＯＦＤＭ信号の電力値に比例する値が算出できるのは、以下の理由による。すなわち、相関演算回路３３で遅延回路３２から出力された信号と複素乗算して得られる図１０（ｃ）の矩形波形の部分のレベルは、各時刻のガードインターバル信号の振幅の二乗値になる。一方、ＯＦＤＭ信号の電力は、この振幅値の二乗値を十分長い時間で加算平均した値である。従って、この矩形の部分の値を加算して得られる図１０（ｅ）のピーク値は、近似的にＯＦＤＭ信号の電力値に比例した値になる。
Ｇ相関算出回路３１から出力される相関信号の波形は、例えば１波しか受信されないときでも、図１２（ａ）の様な三角形の波形になる。しかし、その底辺の長さはガードインターバルの２倍の一定値になるため、その面積は相関信号のピーク値、従ってＯＦＤＭ信号の電力値に比例した値になる。
【００４８】
受信された信号に複数の遅延波が混入した場合、例えば２波のＯＦＤＭ信号が同時に受信された場合の相関信号の波形は図１２（ｂ）の様になるが、この波形は、図１２（ｃ）の２つの三角波形の和として構成される。従って、図１１の斜線部分の面積、すなわち斜線部の信号の和を算出することにより、受信されたＯＦＤＭ信号の電力に比例する値を算出することができる。
【００４９】
なお、図９の回路ではＧ相関算出回路３１を設けるものとして説明した。しかし、ＯＦＤＭ方式の受信装置では、通常、図１の回路図には記していないシンボル同期回路に同様の回路を有している。そのため、実際の回路では、このシンボル同期回路で算出した相関信号を流用することにより、図９の回路をＯＦＤＭ信号電力算出回路３４のみで構成することができる。
【００５０】
図１に戻り、ダウンコンバータ２２ａから出力されるベースバンドの信号ａが入力される第２の回路であるＯＦＤＭ復調回路３ａは従来の回路と同様の回路であり、ベースバンドの信号ａに含まれるＯＦＤＭ信号を各キャリア信号に分解してキャリア信号列ａとして出力する回路である。ＯＦＤＭ復調回路３ａから出力されたキャリア信号列ａは、伝送路特性算出回路２４ａとダイバーシティ復号回路部５０に入力される。
【００５１】
伝送路特性算出回路２４ａは従来の図４の回路の伝送路周波数応答算出回路４ａに対応する回路であり、ＯＦＤＭ復調回路３ａから出力されるキャリア信号列ａを入力し、ＯＦＤＭ信号が伝播される過程で受けた伝送路特性を算出して伝送路周波数特性信号列として出力する回路である。
【００５２】
具体的には、受信されたＯＦＤＭ信号の中に一定キャリア間隔、例えば８キャリア本間隔で挿入されているパーロット信号ＣＰ以外のキャリア信号値を値０に置き換えた後、内挿演算を実施し、得られた信号を伝送路周波数特性信号として出力する。
【００５３】
伝送路特性算出回路２４ａから出力された伝送路周波数特性信号ａは、キャリアＣＮ算出回路２５ａとダイバーシティ復号回路部５０に入力される。
キャリアＣＮ算出回路２５ａは新たに追加された第２の回路で、ＣＮ算出回路２３ａから出力されたアンテナＣＮ信号ａと伝送路特性算出回路２４ａから出力された伝送路周波数特性信号ａを入力し、ベースバンドの信号ａ、従ってアンテナ信号ａに含まれるＯＦＤＭ信号の各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出し、キャリアＣＮ信号列ａとして出力する回路である。
【００５４】
具体的には、以下の方法で各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出する。すなわち、例えばＣＮ算出回路２３ａで算出したアンテナＣＮ信号ａの値をＰとし、入力されたアンテナ信号ａ、従ってベースバンドの信号ａに雑音が無い１波のＯＦＤＭ信号のみが入力された時のアンテナＣＮ信号ａの値をＰ0とする。また、入力される伝送路特性信号列ａの番号ｍのキャリアに対応する複素信号の振幅値をＲcp（ｍ）とし、入力されたアンテナ信号ａに雑音が無い１波のＯＦＤＭ信号のみが入力された時の伝送路特性信号列ａの複素信号の振幅の平均値をＲcp0とする。また、量子化雑音等のディジタル回路で発生する雑音成分の影響を考慮するために別に前もって定める値をαとする時、次式
｛Ｒcp（ｍ）2／Ｒcp0 2｝／｛１−Ｐ／Ｐ0＋α｝ （１）
で算出される値あるいはその近似値、あるいはこの算出値か近似値と共に増加する値、あるいはそれらの値を前もって定める最大値以下に制限した値を、番号ｍのキャリアのＣ／Ｎ値として出力する。そして、同様にして他の番号のキャリアのＣ／Ｎ値も順次算出し、キャリアＣＮ信号列ａの信号として順次出力する。
【００５５】
上式（１）が番号ｍのキャリアのＣ／Ｎ値になる理由は、以下の様に示すことができる。すなわち、ＡＧＣ回路はアンテナ信号ａ、従ってベースバンドの信号ａの総電力を常にほぼ一定値に保つので、ベースバンドの信号ａに含まれるＯＦＤＭ信号の電力がＰ、雑音成分の電力がＮ2とすると、ＰとＰ0の間には次式の関係が成り立つ。
Ｐ＋Ｎ2＝Ｐ0 （２）
また、ＯＦＤＭ信号のキャリア本数をＭ本、伝送路特性信号列ａの番号ｍのキャリアに対応する複素信号の振幅値をＲcp（ｍ）、雑音成分の電力をＮ’2とすると、やはりＡＧＣ回路の特性から、Ｒcp（ｍ）2とＲcp0 2の間には次式の関係が得られる。
Σ｛Ｒcp（ｍ）2｝＋Ｎ’2＝Ｍ×Ｒcp0 2 （３）
ただし、ｍ＝１〜Ｍ
なお、右辺は、１波のＯＦＤＭ信号しか含まれない場合は各キャリア信号のレベルが一定値Ｒcp0 2になること、及び雑音成分が含まれていないことから得られる。
【００５６】
また、Ｐ0とＲcp0 2の値の比は回路の設計値で定まる一定値Ａとなり、次式の関係が成り立つ。
Ｍ×Ｒcp0 2 ＝Ａ・Ｐ0 （４）
また、Ｒcp（ｍ）2の全キャリアの加算値ΣＲcp（ｍ）2は、伝送路特性信号列ａに含まれるＯＦＤＭ信号の総電力である。そのため、アンテナＣＮ信号ａに含まれるＯＦＤＭ信号の総電力Ｐとの間に、次式の関係が成り立つ。
Σ｛Ｒcp（ｍ）2｝＝Ａ・Ｐ （５）
ただし、ｍ＝１〜Ｍ
従って、伝送路特性信号列ａに含まれる雑音成分の電力Ｎ’2は、式（３）と式（５）から導かれる次式により算出することができる。
Ｎ’2＝Ｍ×Ｒcp0 2−Ａ・Ｐ （６）
一方、番号ｍのキャリア信号のＣ／Ｎ値は次式で算出される。
Ｒcp（ｍ）2／｛Ｎ’2／Ｍ＋ｎ2／Ｍ｝ （７）
ここで、ｎ2はディジタル回路で発生する雑音成分の電力を表し、Ｎ’2とｎ2は共に帯域内で平坦な白色雑音とする。
【００５７】
式（１）は、式（７）に式（６）と式（４）を代入して整理することにより得ることができる。この時、αは次式で算出される定数である。
α＝ｎ2／（Ａ・Ｐ0） （８）
なお、以上、伝送路特性信号列のレベルは、番号ｍのキャリア信号をランダムな情報符号で変調した場合に得られる平均レベルであるものとした。
【００５８】
ところで．式（１）を求めるには回路規模が大きな除算回路を３つ用意する必要がある。しかし、ダイバーシティの選択に用いるキャリアＣＮ信号列には必ずしも高い精度は必要ない。そのため、例えばＲcp0 2とＰ0の値を前もって２の冪乗に近い値に設定しておき、式（１）のＲcp0 2とＰ0を２の冪乗値で近似することにより、式（１）の分子と分母の除算を単なるビットシフト回路に置き換えることができる。
【００５９】
また、｛１−Ｐ／Ｐ0＋α｝による除算は、（−Ｐ／Ｐ0＋α）の値が１に比べて充分小さいと仮定して次式の様に近似することにより、簡単な乗算回路と加算回路のみで実現できるようにすることができる。
｛Ｒcp（ｍ）2／Ｒcp0 2｝／｛１−Ｐ／Ｐ0＋α｝
≒｛Ｒcp（ｍ）2／Ｒcp0 2｝×｛１＋Ｐ／Ｐ0−α｝ （９）
この近似は、Ｐ／Ｐ0が１に近づくと成り立たなくなる。しかしこの範囲は、式（１）の発散を防止するため算出値を前もって定める最大値に制限することが必要になる範囲にあり、元々式（１）を算出する必要が無い。そのため、近似の精度の良否は問題にならない。また、Ｐ≒Ｐ0となる時はＣ／Ｎ値が非常に高い場合であり、どのアンテナ信号を用いても問題なく復号することができるため、アンテナ信号の選択を誤っても何の問題も生じない。従って、式（９）の近似は、常に適用できると考えることができる。
【００６０】
また、更に極端な方法として、式（１）の演算を各信号のレベル値の最上位ビットの桁数の加減算で近似することもできる。
この近似では、誤差±１０・ｌｏｇ［２］／２＝１．５ｄＢの精度で各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出することができる。
なお、キャリア信号列の信号の振幅あるいは電力が最も大きな信号を選択する従来の方法は、式（１）の分母の値を１に近似したことに相当するが、近似誤差が大きくなりすぎるため、上述した様な問題が発生することになる。
【００６１】
再び図１に戻り、以上の様にしてキャリアＣＮ算出回路２５ａで算出され出力されたキャリアＣＮ信号列ａは、ブランチ選択回路部４０に入力される。
【００６２】
この様に、太線の破線枠で囲むブランチ回路部２０ａから出力されたキャリア信号列ａと伝送路周波数特性信号ａはダイバーシティ復号回路部５０に入力され、キャリアＣＮ信号列ａはブランチ選択回路部４０に入力される。
【００６３】
他のアンテナ１０ｂ，・・で受信した信号に対しても、ブランチ回路部２０ａの回路と同様のブランチ回路部２０ｂ，・・で信号処理され、それぞれキャリア信号列ｂ，・・と伝送路周波数特性信号ｂ，・・はダイバーシティ復号回路部５０に入力され、キャリアＣＮ信号列ｂ，・・はブランチ選択回路部４０に入力される。
【００６４】
ブランチ選択回路部４０では、各ブランチ回路部２０ａ，２０ｂ，・・から入力されたキャリアＣＮ信号列ａ，ｂ，・・の中の、同じ番号のキャリアに対応するキャリアＣＮ信号同士を比較する。そして、その値が最も高いブランチの番号を選択し、選択ブランチ番号列として出力する。
【００６５】
この回路の構成は各種考えられるが、その一例を図１３に示す。図１のブランチ回路部２０ａ，２０ｂから入力されたキャリアＣＮ信号列ａ，ｂは、それぞれ、引き算回路４１とｓｉｇｎ回路４２からなる第１の比較回路４３とスイッチ回路４４に入力される。第１の比較回路４３では、キャリアＣＮ信号列ａ，ｂの同じ番号のキャリア毎にその大きさを比較し、ａが大きい時は１を出力し、ｂが大きい時は０を出力する。ブランチ回路部２０が２０ａ，２０ｂの２つのみの時は、この比較信号をそのまま選択ブランチ番号列として出力すれば良い。
【００６６】
ブランチ回路部２０が２０ａ，２０ｂ，２０ｃ（図示していない）の３つの時はこの比較信号を更にスイッチ回路４４に入力し、大きな値のキャリアＣＮ信号、例えばキャリアＣＮ信号列ａ（あるいはｂ）の信号を選択する。そして、ブランチ回路部２０ｃから入力されたキャリアＣＮ信号列ｃと共に、引き算回路４５とｓｉｇｎ回路４６からなる第２の比較回路４７に入力して比較し、ａ（あるいはｂ）が大きい時は１を第２の比較信号として出力し、ｃが大きい時は０を第２の比較信号として出力する。そして、第１の比較回路４３から出力された第１の比較信号と共にマトリックス回路４８に入力する。
【００６７】
マトリックス回路４８は、入力された２つの比較信号の値を、当該番号のキャリアに対するキャリアＣＮ信号の値が最も大きいブランチ回路部を表す値に変換する回路である。例えば、第１の比較信号の値が１，第２の比較信号の値が１であって、ブランチ回路部２０ａ，２０ｂ，２０ｃの番号が順に１１，０１，００である時は，マトリックス回路４８からキャリアＣＮ信号の値が最も大きいブランチ回路部２０ａの番号値１１を算出して選択ブランチ番号列として出力すれば良い。
【００６８】
この回路では、単にレベルが大きなキャリア信号を選択するのではなく、実際に復号する時に発生する符号誤り率に直接影響する各キャリア信号のＣ／Ｎ値が最も高いキャリア信号を選択する。そのため、最もＣ／Ｎ値が高く符号誤りを発生し難いブランチ回路部から得られるキャリア信号を選択することができる。この様にしてブランチ選択回路部４０で算出され出力された選択ブランチ番号列は、ダイバーシティ復号回路部５０に入力される。
【００６９】
ダイバーシティ復号回路部５０に入力されたキャリア信号列ａと伝送路周波数特性信号ａが入力される伝送路特性等化回路５１ａは従来の図４の回路の歪補償回路５ａに対応する回路であり、ＯＦＤＭ信号が伝播される過程でキャリア信号列ａが受けた伝送路特性を補償し、等化する回路である。
【００７０】
具体的には、ＯＦＤＭ復調回路３ａから出力される複素数のキャリア信号列ａの番号ｍのキャリアの信号をＺin（ｍ）とし、伝送路特性算出回路２４ａから出力される伝送路周波数特性信号列ａの同じ番号ｍのキャリアの信号をＺref（ｍ）とする時、複素除算Ｚin（ｍ）／Ｚref（ｍ）を実施することで等化する。等化して得られた信号は等化キャリア信号列ａとして出力され、キャリア信号選択回路５２に入力される。
【００７１】
他のブランチ回路部２０ｂ，・・、例えばブランチ回路部２０ｂで算出されたキャリア信号列ｂと伝送路周波数特性信号ｂも伝送路特性等化回路５１ｂで等化され、等化して得られた等化キャリア信号列ｂがキャリア信号選択回路５２に入力される。
【００７２】
キャリア信号選択回路５２には、伝送路特性等化回路５１ａ，５１ｂ，・・から出力される等化キャリア信号列ａ，ｂ，・・と共に、ブランチ選択回路部４０から出力された選択ブランチ番号列が入力される。そして、番号ｍのキャリア信号として、等化キャリア信号列ａ，ｂ，・・の番号ｍの等化キャリア信号の中から、選択ブランチ番号列の番号ｍのキャリアに対する選択ブランチ番号が指定するブランチの等化キャリア信号を選択して出力する。この時、番号ｍのキャリアに対する選択ブランチ番号は、その番号のキャリア信号のＣ／Ｎ値が最も高いブランチの番号であり、選択されるキャリア信号は、複数のブランチ回路部ａ，ｂ，・・で算出したキャリア信号の内で、最もＣ／Ｎ値が高いキャリア信号になる。以下同様に、各番号の等化キャリア信号を順次選択し、選択キャリア信号列として出力する。
【００７３】
キャリア信号選択回路５２から出力された選択キャリア信号列は、従来の図４の回路の復号回路９に対応するキャリア符号復号回路５３でデマッピングされ、選択キャリア符号列として出力される。この時、キャリア符号復号回路５３に入力される選択キャリア信号列は最もＣ／Ｎ値が高いキャリア信号で構成された信号であり、キャリア符号復号回路５３からは、どのアンテナで受信した信号から復号した符号より符号誤りの少ない復号符号が出力される。この様にして算出された選択キャリア符号列が、選択キャリア符号列出力端子５４に出力され、ダイバーシティ受信機で復号された符号列として出力される。
【００７４】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ受信装置では、各ブランチ回路部から得られる同じ番号のキャリア信号の中から、Ｃ／Ｎ値が最も高く復号した場合に最も符号誤りが少なくなる等化キャリア信号を選択して復号する。そのため、受信されるＯＦＤＭ信号に如何なる遅延波が混入していても、常に、どの単独のアンテナ信号から復号した符号より符号誤りが低く伝送特性を改善されたダイバーシティ受信を実現することができる。
【００７５】
本発明の第２の実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の構成を図１４に示す。このダイバーシティ受信装置の各ブランチ回路部２０ａ，２０ｂ，・・の内部の回路構成は図１の各ブランチ回路部２０ａ，２０ｂ，・・の内部の回路構成と同一なので説明を省略し、図１の回路構成と異なるダイバーシティ復号回路部５０の内部の回路構成のみ説明する。
【００７６】
本実施の形態によるダイバーシティ復号回路部５０の内部の回路構成では、各ブランチ回路部２０ａ，２０ｂ，・・から出力されるキャリア信号列ａ，ｂ，・・と伝送路周波数特性信号ａ，ｂ，・・、及びブランチ選択回路部４０から出力された選択ブランチ番号列をキャリア信号選択回路５５に入力し、各キャリア信号列の伝送路特性を等化する前に、各番号のキャリアに対応する選択ブランチ番号が指定するブランチ番号のキャリア信号と伝送路周波数特性信号を選択し、順次選択キャリア信号列と選択伝送路周波数特性信号列として出力する。
【００７７】
その後、選択キャリア信号列と選択伝送路周波数特性信号列を図１と同じ回路構成の伝送路特性等化回路５１に入力して等化し、等化キャリア信号列として出力する。ところで、この伝送路特性等化回路５１は上述したように複素数の除算回路で構成されるため、回路規模が大きい欠点がある。図１の回路では、この回路をブランチ回路部の数だけ設ける必要があり、回路規模が大きくなる欠点があった。しかし、本実施の形態では１つ設けておけばよい。実際の回路製作においては、通常、回路規模が大きな各ブランチ回路部毎に１枚のボードにまとめ、各ボードで算出した信号を選択回路を有する別ボードに配線して構成する。本実施の形態では、図１の回路に比べ、このキャリア信号選択回路５５に入力する信号線のビット数が増えて配線し難くなる欠点が生じるものの、回路規模を小さくすることができる効果が得られる。
【００７８】
この様に、本実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置を用いると、第１の実施の形態と同様の効果の他に、回路規模を小さくできる効果が得られる。
【００７９】
本発明の第３の実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の構成を図１５に示す。このダイバーシティ受信装置の各ブランチ回路部２０ａ，２０ｂ，・・の内部の回路構成は図１の各ブランチ回路部２０ａ，２０ｂ，・・の内部の回路構成と同一なので説明を省略し、図１の回路構成と異なるダイバーシティ復号回路部５０の内部の回路構成のみ説明する。
【００８０】
本実施の形態によるダイバーシティ復号回路部５０の内部の回路構成では、第２の実施の形態とは逆に、各ブランチ回路部から出力される信号毎に伝送路特性等化回路５１ａ，５１ｂ，・・で等化した後、各等化キャリア信号列ａ，ｂ，・・をキャリア符号復号回路５３ａ，５３ｂ，・・で先にデマッピングして復号し、キャリア符号列ａ，ｂ，・・として出力する。その後、キャリア符号選択回路５６で選択するようにする。
【００８１】
この場合、キャリア符号復号回路５３を各ブランチ回路部の数だけ設ける必要があるが、その回路規模は小さく、回路規模の増加はほとんど問題にならない。これに対し、図１の回路の等化キャリア信号の配線には通常、実数部と虚数部各１２ビット程度の多数本の信号線が必要になるが、図１５のキャリア符号列では６４ＱＡＭ方式でも６ビットあれば良く、製作する際のボード間の配線が極めて容易になる効果が得られる。
【００８２】
後段でビタビ復号回路による畳み込み符号の符号誤り訂正を実施する場合は更に軟判定用の信号が必要になる。しかし、この場合でも１２ビット程度あれば充分であり、ビット数が多い等化キャリア信号を配線する場合に比べ、配線が容易になる効果が得られることに変わりない。
【００８３】
この様に、本実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置を用いると、第１の実施の形態と同様の効果の他に、ブランチ回路部の信号を選択する回路に信号を入力するための配線の本数を削減でき、配線が容易になる効果が得られる。
【００８４】
本発明の第４の実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の構成を図１６に示す。この回路は、ブランチ回路部２０ａの内部回路のキャリアＣＮ算出回路２５ａに入力する信号の１つを、伝送路特性算出回路２４ａから出力された伝送路周波数特性信号ａから、ＯＦＤＭ復調回路３ａから出力されたキャリア信号列ａに変更した点のみが異なる。なお、ブランチ回路部２０ｂ，・・についても同様に変更する。
【００８５】
情報符号で変調するデータキャリアをＢＰＳＫ，ＱＰＳＫの様に振幅値が一定になる変調方式で変調されたＯＦＤＭ信号では、このキャリア信号列の振幅の変動が伝送路の振幅特性を表す信号となる。そのため、キャリア信号列の振幅値を伝送路周波数特性信号列の振幅値の代わりに用いることにより、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００８６】
データキャリアを１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ等の様に振幅方向にも変調する方式では、キャリア信号列の振幅値そのままでは伝送路の振幅特性を表さない。しかし、各キャリア信号列の各キャリアの振幅値を二乗して複数シンボルで加算平均した後平方根を求めて得た値（ｒｍｓ値）は、再び伝送路の振幅特性を表す信号になる。
【００８７】
従って、キャリアＣＮ算出回路２５ａ内部において、各キャリア信号列の各キャリア毎に、複数シンボルで加算平均して得たｒｍｓ値を算出し、算出した信号の列を伝送路周波数特性信号列の振幅値の代わりに用いることにより、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
なお、キャリアＣＮ信号の算出方法は、入力信号が変わるだけで、基本的には式（１）と同一になるので説明を省略する。
【００８８】
この様に、本実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置においても、第１の実施の形態と同様、受信されるＯＦＤＭ信号に如何なる遅延波が混入していても、常に、どの単独のアンテナ信号から復号した符号より符号誤りが低く伝送特性を改善されたダイバーシティ受信を実現することができる。
【００８９】
本発明の第５の実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の構成を図１７に示す。本実施の形態は、情報符号で変調するデータキャリアをＤＢＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ，８ＤＰＳＫ等の差動検波を用いる変調方式で変調されたＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ受信装置の回路構成の一例である。
【００９０】
ＯＦＤＭ信号の各キャリアをＤＱＰＳＫ等の差動方式を用いて変調する方式では復調に際してパイロット信号が不要なため、パイロット信号が挿入されていない。しかし、これらの変調方式で変調され送信されるＯＦＤＭ信号のデータキャリアの振幅値は一定であり、受信されたＯＦＤＭ信号のキャリア信号列の振幅の変動が伝送路の振幅特性を表す信号となる。そこで本実施の形態では、第４の実施の形態と同様にキャリア信号列の振幅値を用いて伝送路周波数特性信号列を算出する。この算出方法は第４の実施の形態と同じなので、説明を省略する。
【００９１】
ただし、差動検波を用いる変調方式を用いる場合、符号を復号する際に連続する２シンボルの信号が必要になる。そのため、ダイバーシティ復号回路部５０内部の回路構成において、第１の実施の形態あるいは第４の実施の形態とは異なる注意が必要になる。以下、この点について説明する。
【００９２】
図１７において、ＯＦＤＭ復調回路３ａから出力されたキャリア信号列ａは、ダイバーシティ復号回路部５０内部の遅延回路５７ａと差動検波回路５８ａに入力される。
遅延回路５７ａは、キャリア信号列ａをＯＦＤＭ信号の１シンボル期間Ｔｓ’だけ遅延する回路である。また差動検波回路５８ａは、ＯＦＤＭ復調回路３ａから直接入力されるキャリア信号列ａと遅延回路５７ａで１シンボル期間Ｔｓ’遅延された信号を入力し、差動検波を実施する回路である。
【００９３】
差動検波を用いる方法は、現シンボル期間の複素信号の位相角度と１シンボル期間前の複素信号の位相角度の差の大きさによって符号を伝送する方法である。そこでこの回路では、具体的には、ＯＦＤＭ復調回路３ａから直接入力されるキャリア信号列ａの第ｎシンボル目の第ｍ番の信号をＺin（ｎ，ｍ）とし、同時に遅延回路５７ａから入力された１シンボル期間前の信号をＺin（ｎ−１，ｍ）とする時、例えば複素除算値Ｚin（ｎ，ｍ）／Ｚin（ｎ−１，ｍ）あるいは複素乗算値Ｚin（ｎ，ｍ）×Ｚin（ｎ−１，ｍ）*を順次算出し、算出値を差動検波信号列ａとして出力する。
【００９４】
他のブランチ回路部２０ｂ，・・から入力されるキャリア信号列ｂ，・・も、同様の遅延回路５７ｂ，・・と差動検波回路５８ｂ，・・で差動検波され、算出値が差動検波信号列ｂ，・・として出力される。
【００９５】
各差動検波回路５８ａ，５８ｂ，・・から出力された差動検波信号列ａ，ｂ，・・はブランチ選択回路部４０から出力された選択ブランチ番号列と共にキャリア信号選択回路５２に入力され、選択ブランチ番号列が指定するブランチ番号に対応する差動検波信号列、例えば差動検波信号列ａの該当する番号のキャリアの信号を順次選択し、選択キャリア信号列として出力する。
【００９６】
キャリア信号選択回路５２から出力された選択キャリア信号列は、キャリア符号復号回路５３でデマッピングされ、選択キャリア符号列として出力される。そして、ダイバーシティ受信機で復号された符号列として出力される。
【００９７】
ここで重要点なのは、図１８の様に、遅延回路５７ａ，５７ｂ，・・を通す前にキャリア信号選択回路５９でキャリア信号の選択を実施してはならない点である。図１８の回路では、遅延回路５７と差動検波回路５８がそれぞれ１つあればよいので、ブランチ回路部の数だけこれらの回路が必要になる図１７の回路に比べ、回路規模を縮小できる効果が得られ、一見、図１７の回路より優れた回路のように見える。しかし、この回路では、キャリア信号選択回路５９で選択するキャリア信号列のブランチ番号を変更した直後のシンボル期間において、差動検波回路５８にキャリア信号選択回路５９から直接入力される選択キャリア信号のブランチ番号と、遅延回路５７から入力される選択キャリア信号のブランチ番号が異なってしまう。
【００９８】
そのため、２シンボルのキャリア信号間の正しい位相角度の差を算出できなくなり、このシンボルで復号される符号に大きな符号誤りが発生する問題が発生する。従って、差動検波回路５８に直接入力されるキャリア信号と遅延回路５７から入力されるキャリア信号のブランチ番号が常に同一になるように、キャリア信号の選択は、遅延回路５７ａ，５７ｂ，・・の後段で実施することが不可欠な条件となる。
なお、上記の条件から明らかな様に、図１５の回路と同様にキャリア符号復号回路５３ａ，５３ｂ，・・で復号した後、キャリア符号選択回路５６で選択するようにすることは可能である。
【００９９】
また、ブランチ選択回路部４０では、図１との回路の場合と同様に、同じシンボルのキャリアＣＮ信号列ａ，ｂ，・・のみを比較して選択しても良い。しかし、差動検波の場合、連続する２シンボルの信号を用いて復号するので、この２シンボルの信号の内の一方のＣ／Ｎ値が低くなると、復号した符号の誤りも増加する。そこで、この２シンボルのキャリアＣＮ信号列ａ，ｂ，・・を比較し、連続する２シンボルのキャリアＣＮ信号の内の小さい方の値が、最も大きなブランチ回路部の番号を選択して選択ブランチ番号列として出力することにより、より精度の高い選択ができる効果が得られるようになる。あるいは連続する２シンボルのキャリアＣＮ信号のパワー平均を算出し、その値が最も大きなブランチ回路部の番号を選択して選択ブランチ番号列として出力することにより、より精度の高い選択ができる効果が得られるようになる。
【０１００】
この様に、本実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置においては、パイロット信号を有しないＤＢＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ，８ＤＰＳＫ等の差動検波を用いる変調方式で変調されたＯＦＤＭ信号であっても、第１の実施の形態と同様、受信されるＯＦＤＭ信号に如何なる遅延波が混入していても、常に、どの単独のアンテナ信号から復号した符号より符号誤りが低く伝送特性を改善されたＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信を実現することができる。
【０１０１】
以上、第５の実施の形態では各キャリアのＣ／Ｎ値が最も高いブランチ番号のキャリア信号を選択する例で説明した。しかし、従来と同様にキャリア信号ａ，ｂ，・・の振幅レベルが最も高いブランチ番号のキャリア信号ａ，ｂ，・・を選択して用いる構成の場合においても、ダイバーシティ復号回路部５０の構成方法に関する条件は同一であることを注意しておく。詳しい回路構成の説明は重複するので省略する。
【０１０２】
なお、以上の説明では、ＲＦ回路部が有するＡＧＣ回路の性能が高く、ダイバーシティ回路に入力されるＩＦ信号のレベルが充分一定であるものとして説明した。しかし、このＡＧＣ回路の性能が低く、入力されるＩＦ信号にレベル変動が残る場合は、ディジタル回路でレベル変動を低減しておくのが望ましい。
【０１０３】
また、図１９に示すように、アンテナ信号入力端子２１ａ，２１ｂ，・・は、終端抵抗７１を有するキャップ７２を装着できる構造にしておき、ダイバーシティするアンテナ本数を減らす場合は、空いているアンテナ信号入力端子に終端抵抗を有するキャップを装着する様にするのが望ましい。
【０１０４】
あるいは、図２０に示すように、各アンテナ信号入力端子２１ａ，２１ｂ，・・と各ダウンコンバータ２２ａ，２２ｂ，・・の間に終端抵抗７３ａ，７３ｂ，・・を有するスィッチ７４ａ，７４ｂ，・・を設けておき、使用しないアンテナ信号入力端子は、スイッチの終端抵抗で終端しておくことが望ましい。図２０においては、入力端子２１ａ，２１ｂとスイッチ７３ａ，７３ｂを別々にしたが、一体化して、入力端子にアンテナが装着されないときに終端抵抗で終端しておき、入力端子にアンテナが装着されたときに終端抵抗を放して信号接続するようにしてもよい。
【０１０５】
これにより、接続されていない入力端子に発生する雑音によってアンテナ信号の選択を乱されることが無くなり、安定したダイバーシティ受信を実現することができるようになる。
【０１０６】
また、以上、ＣＮ算出回路は、相関信号を用いて評価する場合のみ説明したが、アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の遅延波成分の分布とレベルが検出できる信号を用いて算出すればよいのは明らかである。例えば、ＯＦＤＭ信号に挿入されているパイロット信号を周波数分析する等の方法で算出した遅延プロファイル信号を用いて算出するようにしても良い。この場合、遅延プロファイルの振幅値が各ＯＦＤＭ信号成分の電力値に比例するときは、相関信号の波形の総和（面積）の代わりに遅延プロファイル信号の波形の総和（面積）を用いて同様の演算を実施するようにすれば良い。
【０１０７】
また、ＣＮ算出回路では、ベースバンドの信号ではなく、アンテナ信号を直接用いて相関値を算出し、この相関信号からアンテナＣＮ信号を算出するようにしても良い。
【０１０８】
また、以上、ＣＮ算出回路とキャリアＣＮ算出回路では、各シンボル毎に各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出して比較する場合を説明した。しかし、これらの算出値が雑音の影響を受けて大きく変動する場合は、ＣＮ算出回路を、第１の実施の形態で説明した方法で算出したアンテナＣＮ信号を更に複数シンボルで加算平均して雑音を低減した後に改めてアンテナＣＮ信号として出力する回路構成にするのが望ましい。同様に、キャリアＣＮ算出回路を、入力された伝送路周波数特性信号列をキャリア毎に複数シンボルで加算平均して雑音を低減した後、この雑音を低減した信号を用いて第１の実施の形態で説明した方法でキャリアＣＮ信号列を算出する回路構成にする、あるいは第１の実施の形態で説明した方法で算出したキャリアＣＮ信号列を更に複数シンボルでキャリア毎に加算平均して雑音を低減した後に改めてキャリアＣＮ信号列として出力する回路構成にするのが望ましい。
【０１０９】
また、例えば図１の様に、ボックス回路部６０を設け、キャリア信号列ａ，キャリア信号列ｂおよび伝送路周波数特性信号ａ，伝送路周波数特性信号ｂを選択回路６１に入力して、または例えば図１４の様に、ダイバーシティ復号回路部５０の選択回路５５で、選択したキャリア信号のＣ／Ｎ値を、絶対値回路６２を経由して出力する選択キャリアＣＮ信号出力端子６３を設けるようにすれば、この出力端子６３から出力される信号をシンクロスコープ等の表示装置で、例えば図２１の様に表示画面上で視覚的に観測しながら選択されるキャリア信号の性能を把握できるので、ダイバーシティの効果を確認しながら実運用ができる、使い勝手が良好なダイバーシティ受信装置を得ることができる。この場合、ダイバーシティ受信装置自身に表示装置を内蔵し、容易に観測できるようにするのが望ましい。
【０１１０】
更に具体的には、例えば各ブランチ回路部のキャリアＣＮ算出回路から出力される複数のキャリアＣＮ信号列の中から、該当する番号のキャリアの選択ブランチ番号列が指定するブランチ回路部から出力されたキャリアＣＮ信号を順次選択し、選択キャリアＣＮ信号列として選択キャリアＣＮ信号出力端子６１から出力し、外部装置に表示するようにすれば良い。あるいはこの選択キャリアＣＮ信号列の信号を内蔵した表示装置に表示させれば良い。
【０１１１】
なお、図１６と図１７の回路の様にキャリア信号列からキャリアＣＮ信号列を算出する場合は、選択キャリアＣＮ信号列の代わりに、選択したブランチ番号のキャリア信号の振幅値あるいは電力値で構成される選択キャリア振幅信号列を算出し、選択キャリア振幅信号出力端子から出力して表示させる、あるいは内臓表示装置に表示させることにより同様の効果が得られるのは明らかである。
【０１１２】
また、例えば図１の選択回路６１、または例えば図１４の選択回路５５で、各アンテナ信号のキャリア信号を選択した頻度を表すアンテナ選択頻度信号をブランチ頻度検出回路６４で算出すると共に、この信号を出力するアンテナ選択頻度信号出力端子６４を設け、この出力端子６４から出力される信号をシンクロスコープ等の表示装置で、例えば図２２（ａ）あるいは図２２（ｂ）の様に視覚的に観測できるようにすることにより、使用頻度の低いアンテナを把握してその方向を調整し直す等の実運用ができる、使い勝手が良好なダイバーシティ受信装置を得ることができる。この場合、ダイバーシティ受信装置自身に表示装置を内蔵し、容易に観測できるようにするのが望ましい。
【０１１３】
なお、この各アンテナ信号を選択した頻度を表す表示の効果は、ＯＦＤＭ方式の伝送装置に限らず、搬送波が１本の通常の伝送信号を受信するダイバーシティ受信装置に適用することにより、同様の効果を得ることができる。
【０１１４】
【発明の効果】
本発明によれば、遅延波の存在を考慮して最良のキャリア信号を選択でき良好な、直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態による直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）伝送信号のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。
【図２】ＯＦＤＭ方式伝送信号のキャリア構造を示す図である。
【図３】ＯＦＤＭ方式伝送信号の構造を示す図である。
【図４】従来のＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。
【図５】従来のＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置のブランチ選択回路の回路構成図である。
【図６】従来のＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の問題に関する第１の説明をするための図である。
【図７】従来のＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の問題に関する第２の説明をするための図である。
【図８】従来のＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の問題に関する第３の説明をするための図である。
【図９】図1におけるＣＮ算出回路の回路構成例を示す図である。
【図１０】図９における相関演算回路で実施する演算を説明するための図である。
【図１１】図９におけるＣＮ算出回路で実施する信号処理の第１の説明をするための図である。
【図１２】図９におけるＣＮ算出回路で実施する信号処理の第２の説明をするための図である。
【図１３】図１におけるブランチ選択回路部の回路構成例を示す図である。
【図１４】本発明の第２の実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。
【図１５】本発明の第３の実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。
【図１６】本発明の第４の実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。
【図１７】本発明の第５実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。
【図１８】本発明の第５の実施の形態の説明における不適格な回路構成である。
【図１９】本発明の実施の形態において、空いているアンテナ信号入力端子の第１の説明をするための図である。
【図２０】本発明の実施の形態において、空いているアンテナ信号入力端子の第２の説明をするための図である。
【図２１】選択したキャリア信号のＣ／Ｎ値の表示例を示す図である。
【図２２】各アンテナ信号を選択した頻度の表示例を示す図である。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ：アンテナ、２ａ：受信回路、３ａ：ＯＦＤＭ復調回路、４ａ：伝送路周波数応答算出回路、５ａ：歪補償回路、６：ブランチ選択回路、７：比較回路、８：セレクタ回路、９：復号回路、１０ａ，１０ｂ：アンテナ、２０ａ，２０ｂ：ブランチ回路部、２１ａ，２１ｂ：アンテナ信号入力端子、２２ａ：ダウンコンバータ、２３ａ：ＣＮ算出回路、２４ａ：伝送路特性算出回路、２５ａ：キャリアＣＮ算出回路、３１：Ｇ相関算出回路、３２：遅延回路、３３：相関演算回路、３４：ＯＦＤＭ信号電力算出回路、４０：ブランチ選択回路部、４１：引き算回路、４２：ｓｉｇｎ回路、４３：第１の比較回路、４４：スイッチ回路、４５：引き算回路、４６：ｓｉｇｎ回路、４７：第２の比較回路、４８：マトリックス回路、５０：ダイバーシティ復号回路部、５１，５１ａ，５１ｂ：伝送路特性等化回路、５２：キャリア信号選択回路、５３，５３ａ，５３ｂ：キャリア符号復号回路、５４：選択キャリア符号列出力端子、５５：キャリア信号選択回路、５６：キャリア符号選択回路、５７，５７ａ，５７ｂ：遅延回路、５８，５８ａ，５８ｂ：差動検波回路、５９：キャリア信号選択回路、６０：ボックス回路部、６１：選択回路、６２：絶対値回路、６３：選択キャリアＣＮ信号出力端子、６４：ブランチ頻度検出回路、６５：アンテナ選択頻度信号出力端子、７１：終端抵抗、７２：キャップ、７３ａ，７３ｂ：終端抵抗、７４ａ，７４ｂ：スィッチ。
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送方式として互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：以下ＯＦＤＭ方式と記す）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線装置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式としてＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代のテレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮ等の分野で多くの応用研究が進められている。この内、ＵＨＦ帯の地上ディジタル放送の開発動向と方式については、映像情報メディア学会誌１９９８Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１に詳しく記されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式伝送信号は、図２に模式的に示す様に、一定の伝送帯幅内に互いに直交する複数本、例えば約１４００本のキャリア（搬送波）を設け、情報符号によって、指定キャリアを６４ＱＡＭ等の変調方式で変調して伝送する方式である。また、その時間波形は、図３に模式的に示す様に、有効シンボル期間Ｔｓの信号の一部ｂの部分を先頭部分ｂ’にコピーして構成するガードインターバルＴｓ’を有している。この信号構造により、ＯＦＤＭ方式ではマルチパスに強い特性が得られる。
【０００４】
しかし、ＯＦＤＭ方式といえども万能ではなく、更なる改善が要望されている。通常、携帯電話や自動車電話等における多重電波伝播環境や移動受信環境下での受信特性の改善にはダイバーシティ受信方式が用いられており、ＯＦＤＭ方式への適用の検討も進められている。
【０００５】
その方法として、例えば３本のアンテナで受信したＯＦＤＭ信号の中の互い同じ周波数（番号）のキャリアの信号同士を比較し、信頼性の高い方のキャリアの信号を選択して復号する方法が、特開平１１−２０５２７３号公報と特開２００１−１５６７３８号公報に提案されている。
【０００６】
以下、前者を取り上げ、この方法について更に詳しく説明する。
図４は、この前者の従来のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。アンテナ１ａで受信された信号であるアンテナ信号ａは受信回路２ａでベースバンドの信号にダウンコンバートされた後、ＦＦＴ回路をメインとして構成されるＯＦＤＭ復調回路３ａで、アンテナ信号ａに含まれるＯＦＤＭ信号が各キャリア信号に分解されて復調され、キャリア信号列ａとして出力される。
【０００７】
ＯＦＤＭ復調回路３ａから出力されたキャリア信号列ａは３つに分岐され、その第１の分岐は伝送路周波数応答算出回路４ａに入力され、第２の分岐は歪補償回路５ａに入力され、第３の分岐は直接ブランチ選択回路６に入力される。
【０００８】
この内、伝送路周波数応答算出回路４ａでは、内蔵されている参照周波数スペクトルと入力されたキャリア信号列ａを比較して伝送路周波数応答特性（以下伝送路特性と記す）を算出し、算出して得た歪信号列ａを歪補償回路５ａに入力する。
【０００９】
歪補償回路５ａでは、入力された歪信号列ａを用いて、第２の分岐として同時に入力されるキャリア信号列ａが持つ歪を順次補償し、補償されたキャリア信号列を等化キャリア信号列ａとしてブランチ選択回路６に入力する。
【００１０】
他のアンテナ１ｂ，・・で受信された信号に対しても、アンテナ１ａに繋がる太い破線で囲むブランチ回路ａと同じ構成のブランチ回路で同様の処理が実施され、ＯＦＤＭ復調回路３ｂ，・・から出力されたキャリア信号列ｂ，・・と歪補償回路５ｂ，・・から出力された等化キャリア信号列ｂ，・・がブランチ選択回路６に入力される。ただし、図４においてはスペースの都合上、他のアンテナに接続されるブランチ回路ｂ，・・は太い破線枠のみで示した。
【００１１】
図５はブランチ選択回路６の内部回路の構成を示したものである。入力されたキャリア信号列ａ，ｂ，・・は比較回路７に入力され、同じ番号のキャリアの信号毎にその振幅あるいは電力（振幅の二乗値）が比較される。そして、振幅あるいは電力が最も大きな信号が受信されたブランチ回路の番号が算出され、その番号が選択ブランチ番号列として出力される。
【００１２】
この選択ブランチ番号列は等化キャリア信号列ａ，ｂ，・・と共にセレクタ回路８に入力され、選択ブランチ番号列が指定するブランチ番号に対応する等化キャリア信号列、例えば等化キャリア信号列ａの該当する番号のキャリアの信号を順次選択し、選択キャリア信号列として出力する。
図４のブランチ選択回路６から出力された選択キャリア信号列は、この後、復号回路９でデマッピングされ、復号された符号列として出力される。
【００１３】
この受信装置では、どの番号のキャリア信号も、複数のブランチ回路のＯＦＤＭ復調回路３ａ，３ｂ，・・から出力されるキャリア信号のレベル（振幅あるいは電力）が最も大きく信頼性が最も高いと思われるキャリア信号を選択して復号することになるため、移動受信環境下でも受信特性が改善されたダイバーシティ受信を実現することができる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、このダイバーシティ受信装置を、例えばマイクロ波帯のＦＰＵに適用しようとすると、以下の問題が発生する。
すなわち、ＯＦＤＭ復調回路３ａ，３ｂ，・・から出力されるキャリア信号列ａ，ｂ，・・の信号レベルは、必ずしもアンテナで受信されたＯＦＤＭ信号のレベルを表していない点である。
【００１５】
ＦＰＵの場合、アンテナで受信した高周波数のＲＦ信号を増幅して中間周波数のＩＦ信号にダウンコンバートする回路部にはＡＧＣ回路が組み込まれており、変換されたＩＦ信号レベルがほぼ一定になるように制御される。言い換えると、受信されたＯＦＤＭ信号とＲＦ回路部で発生する雑音成分を加算した、加算信号のレベルが一定になるように制御される。
【００１６】
受信されたＯＦＤＭ信号が主な身の１波のみの場合、アンテナで受信されたＯＦＤＭ信号のレベルがＲＦ回路部で発生する雑音レベルを無視できなくなるレベル以下に低下すると、ＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号成分のレベルも低下する。ＩＦ信号のレベルは、逆に雑音成分のレベルが増加することによって、一定に保たれる。
【００１７】
この時、ＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号成分を各キャリア信号に分解して得られるキャリア信号列の信号レベルも、ＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号成分のレベル低下と共に低下し、雑音の影響を受けて符号誤りが発生し易くなる。
【００１８】
従って、複数のアンテナ信号から得られるキャリア信号列の各キャリア信号のレベルを比較し、レベルが大きなキャリア信号を順次選択して復号することにより、従来例で期待したように、伝送特性を改善されたダイバーシティ受信を実現することができる。
【００１９】
例えば、アンテナで受信するＯＦＤＭ受信レベルが充分高い場合、ＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号と雑音成分のレベルの関係は図６（ａ）の模式図の上段と下段の様な関係になり、このＩＦ信号から得られるキャリア信号列の各信号レベルと雑音レベルの関係は、図６（ｂ）の模式図の様なレベル関係になる。
【００２０】
これに対し、ＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の主波の電力が図７（ａ）の上段の様に１／２になると、この時低下したＯＦＤＭ信号レベル分の電力は図７（ａ）の下段の雑音成分の増加で補われ、ＩＦ信号レベルは一定に保たれる。
【００２１】
この時に得られるキャリア信号列の各信号レベルと雑音レベルの関係は図７（ｂ）の様になり、キャリア信号のＣ／Ｎ値は約０ｄＢとなり、６４ＱＡＭ等の多値数の高い変調方式のＯＦＤＭ信号は復調できないことを判断できる。従って、複数のキャリア信号列ａ，ｂ，・・の中の少しでも信号レベルが高いキャリア信号を選択して復号することにより、伝送特性を改善されたダイバーシティ受信を実現することができる。
【００２２】
なお、図７（ｂ）の破線の矢印は、図６（ｂ）のキャリア信号レベルを表す。この時のキャリア信号レベルを表す実線の矢印が破線の矢印の半分より大きいのは、縦軸を信号振幅レベルで示したためである（電力が１／２倍になると振幅は１／√２倍）。
【００２３】
しかし、受信されたＯＦＤＭ信号に主波と同等レベルの大きな遅延波が混入すると事情が大きく変化する。
この時、ＩＦ信号に含まれるＯＦＤＭ信号と雑音成分のレベルの関係は図８（ａ）の上段と中断と下段の模式図の様になる。主波のレベルは図７（ａ）の場合と同様に図６（ａ）の場合の約１／２のレベルに低下する。しかしこの場合、主波のレベルの低下は遅延波のレベルで補われているため、図８（ａ）の下段の様に、ＩＦ信号には雑音がほとんど含まれない。
【００２４】
図８（ｂ）は、この時のキャリア信号列の各信号レベルと雑音レベルの関係を示したものである。ここで、キャリア位置によって各キャリア信号レベルが変化するのは、主波と遅延波の位相関係により、その信号が加算されレベルが大きくなるキャリアと、互いに打ち消されてレベルが低下するキャリアが発生するためである。この場合、雑音レベルが充分低いので、キャリア信号のレベルが１／√２に低下しても復号するのに十分なＣ／Ｎ値のキャリア信号が得られ、問題なく復号することができる。混入される雑音レベルによっては、キャリア信号が１／３、１／４と更に低下しても、依然として問題なく復号することも可能になる。
【００２５】
図７（ｂ）の各キャリア信号レベルと図８（ｂ）の各キャリア信号レベルを従来の方法で比較して選択する場合、図８（ｂ）で１／√２のレベル以下になるキャリアでは、全て図７（ｂ）のキャリア信号が選択されることになる。そして、図８（ｂ）で１／√２のレベル以下であってもＣ／Ｎ値は復号に支障のないレベルであったキャリア信号が、レベルはほぼ１／√２であってもＣ／Ｎ値が０ｄＢしかなく復号できないキャリア信号に置き換えられることになる。そのため、ダイバーシティ制御することにより、図８（ｂ）のキャリア信号のみを用いて復号する場合より反って伝送特性が劣化してしまう問題が生じる。
【００２６】
本発明の目的は、上記の問題を解決し、遅延波の存在を考慮して最良のキャリア信号を選択でき良好な、直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置を提供することにある。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ受信装置であって、複数のアンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号を構成するキャリア信号の内、前記複数のアンテナ信号の同じ周波数のキャリア信号毎に、該キャリア信号のＣ／Ｎ値が最も高いアンテナ信号のキャリア信号を選択して復号する手段を備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００２８】
本発明は、互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ受信装置であって、アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力するアンテナ信号入力端子と、該アンテナ信号入力端子から入力されたアンテナ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換してベースバンド信号として出力するダウンコンバータと、該ベースバンド信号を入力し、該ベースバンド信号に含まれるＯＦＤＭ信号を各キャリア信号に分解して復調し、キャリア信号列として出力するＯＦＤＭ信号復調回路と、前記アンテナ信号あるいは前記ベースバンド信号を入力し、入力された信号に含まれるＯＦＤＭ信号のＣ／Ｎ値を算出し、アンテナＣＮ信号として出力するＣＮ算出回路と、前記キャリア信号列を入力し、該アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号が伝播された伝送路の伝送路周波数応答特性を算出して、伝送路周波数特性信号列として出力する伝送路特性算出回路と、該アンテナＣＮ信号と伝送路特性周波数信号列を入力し、該アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出し、キャリアＣＮ信号列として出力するキャリアＣＮ算出回路とを、１つのブランチ回路部に有する複数のブランチ回路部と、該複数のブランチ回路部の各ブランチ回路部のキャリアＣＮ算出回路から出力される複数のキャリアＣＮ信号列を入力し、同じ周波数のキャリアに対応するキャリアＣＮ信号が最も高いブランチの番号を選択し、選択ブランチ番号列として出力するブランチ選択回路部と、前記複数のブランチ回路部の各ブランチ回路部から出力される複数のキャリア信号列と複数の伝送路周波数特性信号列と該ブランチ選択回路部から出力される選択ブランチ番号列を入力し、各番号のキャリア毎に、該選択ブランチ番号列が指定するブランチ回路部から出力されるキャリア信号列と伝送路周波数特性信号列の中の同じ番号のキャリアの信号を順次選択して復号し、復号符号列として出力するダイバーシティ復号回路部とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００２９】
本発明は、前記キャリアＣＮ算出回路が、前記アンテナＣＮ信号と前記キャリア信号列を入力し、前記アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出し、キャリアＣＮ信号列として出力するキャリアＣＮ算出回路であることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３０】
本発明は、互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号で、且つ該ＯＦＤＭ信号の情報符号で変調するキャリアをＤＢＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ，８ＤＰＳＫ等の差動検波を用いる変調方式で変調されたＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ受信装置であって、アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力するアンテナ信号入力端子と、該アンテナ信号入力端子から入力されたアンテナ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換してベースバンド信号として出力するダウンコンバータと、該ベースバンド信号を入力し、該ベースバンド信号に含まれるＯＦＤＭ信号を各キャリア信号に分解して復調し、キャリア信号列として出力するＯＦＤＭ信号復調回路と、前記アンテナ信号あるいは前記ベースバンド信号を入力し、入力された信号に含まれるＯＦＤＭ信号のＣ／Ｎ値を算出し、アンテナＣＮ信号として出力するＣＮ算出回路と、前記アンテナＣＮ信号と前記キャリア信号列を入力し、前記アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出し、キャリアＣＮ信号列として出力するキャリアＣＮ算出回路とを、１つのブランチ回路部に有する複数のブランチ回路部と、該複数のブランチ回路部の各ブランチ回路部のキャリアＣＮ算出回路から出力される複数のキャリアＣＮ信号列を入力し、同じ周波数のキャリアに対応するキャリアＣＮ信号が最も高いブランチの番号を選択し、選択ブランチ番号列として出力するブランチ選択回路部と、前記各ブランチ回路部から出力される複数のキャリア信号列と該ブランチ選択回路部から出力される選択ブランチ番号列を入力し、該遅延検波のためにキャリア信号列をＯＦＤＭ信号の１シンボル期間遅延する遅延回路の後段で、各番号のキャリア毎に、前記選択ブランチ番号列が指定するブランチ回路部から出力されるキャリア信号列と、前記遅延回路から出力された遅延キャリア信号列の中の同じ番号のキャリアの信号を順次選択して差動復号し、復号符号列として出力するダイバーシティ復号回路部とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３１】
本発明は、互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号で、且つ該ＯＦＤＭ信号の情報符号で変調するキャリアをＤＢＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ，８ＤＰＳＫ等の差動検波を用いる変調方式で変調されたＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ受信装置であって、アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力するアンテナ信号入力端子と、該アンテナ信号入力端子から入力されたアンテナ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換してベースバンド信号として出力するダウンコンバータと、該ベースバンド信号を入力し、該ベースバンド信号に含まれるＯＦＤＭ信号を各キャリア信号に分解して復調し、キャリア信号列として出力するＯＦＤＭ信号復調回路とを、１つのブランチ回路部に有する複数のブランチ回路部と、該複数のブランチ回路部の各ブランチ回路部のＯＦＤＭ信号復調回路から出力される複数のキャリア信号列を入力し、同じ周波数のキャリアに対応するキャリア信号の振幅が最も高いブランチの番号を選択し、選択ブランチ番号列として出力するブランチ選択回路部と、前記各ブランチ回路部から出力される複数のキャリア信号列と該ブランチ選択回路部から出力される選択ブランチ番号列を入力し、前記複数のキャリア信号列をＯＦＤＭ信号の１シンボル期間遅延する遅延回路の後段で、各番号のキャリア毎に、前記選択ブランチ番号列が指定するブランチ回路部から出力されるキャリア信号列と、前記遅延回路から出力された遅延キャリア信号列の中の同じ番号のキャリアの信号を順次選択して差動復号し、復号符号列として出力するダイバーシティ復号回路部とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３２】
本発明は、前記ＣＮ算出回路が、前記アンテナ信号あるいは前記ベースバンド信号を入力信号とし、該入力信号に含まれる遅延時間が異なる複数のＯＦＤＭ信号成分の内、前もって定める一定遅延時間範囲内にあるＯＦＤＭ信号成分の総電力と共に増加する値を算出し、アンテナＣＮ信号として出力するＣＮ算出回路であることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３３】
本発明は、前記ＣＮ算出回路が、入力される信号に含まれるＯＦＤＭ信号が有する時間的に同一の波形の信号部分同士の相関値を算出して相関信号として出力するＧ相関算出回路と、該Ｇ相関算出回路から出力される相関信号を入力し、前もって定める一定期間の相関信号の積分値をＯＦＤＭ信号の電力値として出力するＯＦＤＭ信号電力算出回路を有し、該ＯＦＤＭ信号電力算出回路から出力されるＯＦＤＭ信号の電力値をアンテナＣＮ信号として出力するＣＮ算出回路であることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３４】
本発明は、前記キャリアＣＮ算出回路が、入力される前記アンテナＣＮ信号の値をＰとし、雑音が無い１波のＯＦＤＭ信号のみが入力された時の前記アンテナＣＮ信号の値をＰ0とし、入力される前記伝送路周波数特性信号列の番号ｍのキャリアに対応する複素信号の振幅値をＲcp（ｍ）とし、雑音が無い１波のＯＦＤＭ信号のみが入力された時の該伝送路周波数特性信号列の複素信号の振幅の平均値をＲcp0とし、別に前もって定める値をαとする時、次式
｛Ｒcp（ｍ）2／Ｒcp0 2｝／｛１−Ｐ／Ｐ0＋α｝
で算出される値あるいはその近似値、あるいは該算出値か近似値と共に増加する値、あるいはそれらの値を前もって定める最大値以下に制限した値を、キャリアＣＮ信号列の信号として順次出力するキャリアＣＮ算出回路であることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３５】
本発明は、前記キャリアＣＮ算出回路が、入力される前記アンテナＣＮ信号の値をＰとし、雑音が無い１波のＯＦＤＭ信号のみが入力された時の前記アンテナＣＮ信号の値をＰ0とし、入力される前記キャリア信号列の番号ｍのキャリアに対応する複素信号の振幅値あるいは複数シンボルで振幅の二乗値を加算平均した後平方根を求めて得た値をＲcp（ｍ）とし、雑音が無い１波のＯＦＤＭ信号のみが入力された時の前記キャリア信号列の複素信号の振幅の平均値あるいは複素信号の振幅の二乗値を加算平均した後平方根を求めて得た値をＲcp0とし、別に前もって定める値をαとする時、次式
｛Ｒcp（ｍ）2／Ｒcp0 2｝／｛１−Ｐ／Ｐ0＋α｝
で算出される値あるいはその近似値、あるいは該算出値か近似値と共に増加する値、あるいはそれらの値を前もって定める最大値以下に制限した値を、キャリアＣＮ信号列の信号として順次出力するキャリアＣＮ算出回路であることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３６】
本発明において、前記アンテナ信号入力端子は、アンテナ信号が入力されない時に終端抵抗を有するキャップが装着されるか、使用しないときに終端抵抗に接続するスイッチを有することを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３７】
本発明は、前記各ブランチ回路部のキャリアＣＮ算出回路から出力される複数のキャリアＣＮ信号列の中から、前記選択ブランチ番号列が指定するブランチ回路部から出力された該当する番号のキャリアのキャリアＣＮ信号を順次選択し、選択キャリアＣＮ信号を構成すると共に、該選択キャリアＣＮ信号を装置の外部に出力する選択キャリアＣＮ信号出力端子、あるいは該選択キャリアＣＮ信号を表示する表示部を有することを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３８】
本発明は、前記各ブランチ回路部のＯＦＤＭ信号復調回路から出力される複数のキャリア信号列の中から、前記選択ブランチ番号列が指定するブランチ回路部から出力された該当する番号のキャリアのキャリア信号を順次選択してその振幅値あるいは電力値を算出して選択キャリア振幅信号を構成すると共に、該選択キャリア振幅信号を装置の外部に出力する選択キャリア振幅信号出力端子、あるいは該選択キャリア振幅信号を表示する表示部を有することを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００３９】
本発明は、前記選択ブランチ番号列から選択されるブランチ回路部の番号が発生する頻度を算出してアンテナ選択頻度信号を構成すると共に、該アンテナ選択頻度信号を装置の外部に出力するアンテナ選択頻度信号出力端子、あるいは該アンテナ選択頻度信号を表示する表示部を有することを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置である。
【００４０】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の構成を図１に示す。アンテナの本数は任意で良いが、図の煩雑を避けるため、以下、２本の場合を用いて説明する。
【００４１】
アンテナ１０ａに接続された高周波数回路部であるＲＦ回路部から出力された中間周波数のＩＦ信号ａは、アンテナ信号入力端子２１ａを通してブランチ回路部２０ａに入力される。そして、ダウンコンバータ２２ａでベースバンドの信号ａにダウンコンバートされた後、ＯＦＤＭ復調回路３ａとＣＮ算出回路２３ａに入力される。
【００４２】
ＣＮ算出回路２３ａは新たに追加された第１の回路で、ダウンコンバータ２２ａから出力されるベースバンドの信号ａを入力し、その中に含まれるＯＦＤＭ信号成分に対するＣ／Ｎ値を算出する回路である。
【００４３】
図９は、このＣＮ算出回路２３ａの内部回路の構成例である。Ｇ（ガードインターバル）相関算出回路３１は、ダウンコンバータ２２ａから入力されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に含まれる、時間的に同一な信号部分間の相関値を算出して出力する回路である。ＣＮ算出回路２３ａに入力されたベースバンドの信号は、Ｇ相関算出回路３１内の遅延回路３２と相関演算回路３３に入力される。遅延回路３２で１有効シンボル期間Ｔｓ遅延された信号は、相関演算回路３３に入力される。
【００４４】
相関演算回路３３は、ダウンコンバータ２２ａから直接入力されたベースバンドの信号と遅延回路３２で１有効シンボル期間遅延された信号の間の相関値を算出する回路である。
【００４５】
更に具体的には、ダウンコンバータ２２ａから直接入力された図１０（ａ）の信号と１有効シンボル期間遅延された図１０（ｂ）の信号の、同一タイミングの信号同士の複素乗算ｓ（ｔ）×ｓ（ｔ−Ｔｓ）*を実行して得た図１０（ｃ）の信号を、ガードインターバルと同じ期間幅である図１０（ｄ）に模式的に示す範囲で加算した値Σ｛ｓ（ｔ）×ｓ（ｔ−Ｔｓ）*｝を順次算出する。 ここで、ｓ*は複素信号ｓの共役複素信号を表す。この様にして算出された相関信号の波形を図１０（ｅ）に示す。
【００４６】
図８（ａ）の様に主波と遅延波の２波が受信されているときは、この相関信号の波形は図１１に太い実線で模式的に示す様な波形になる。
図９のＧ相関算出回路３１で算出されて出力された相関信号はＯＦＤＭ信号電力算出回路３４に入力される。ＯＦＤＭ信号電力算出回路３４はＯＦＤＭ信号の電力値を算出する回路であり、前もって定める一定期間、例えばガードインターバルの３倍の期間の相関信号の、図１１の斜線部分の信号の総和（面積）を算出することで、この電力値を算出する。そして、算出した電力値をＣＮ算出回路２３ａからアンテナＣＮ信号ａとして出力する。
【００４７】
この演算でＯＦＤＭ信号の電力値に比例する値が算出できるのは、以下の理由による。すなわち、相関演算回路３３で遅延回路３２から出力された信号と複素乗算して得られる図１０（ｃ）の矩形波形の部分のレベルは、各時刻のガードインターバル信号の振幅の二乗値になる。一方、ＯＦＤＭ信号の電力は、この振幅値の二乗値を十分長い時間で加算平均した値である。従って、この矩形の部分の値を加算して得られる図１０（ｅ）のピーク値は、近似的にＯＦＤＭ信号の電力値に比例した値になる。
Ｇ相関算出回路３１から出力される相関信号の波形は、例えば１波しか受信されないときでも、図１２（ａ）の様な三角形の波形になる。しかし、その底辺の長さはガードインターバルの２倍の一定値になるため、その面積は相関信号のピーク値、従ってＯＦＤＭ信号の電力値に比例した値になる。
【００４８】
受信された信号に複数の遅延波が混入した場合、例えば２波のＯＦＤＭ信号が同時に受信された場合の相関信号の波形は図１２（ｂ）の様になるが、この波形は、図１２（ｃ）の２つの三角波形の和として構成される。従って、図１１の斜線部分の面積、すなわち斜線部の信号の和を算出することにより、受信されたＯＦＤＭ信号の電力に比例する値を算出することができる。
【００４９】
なお、図９の回路ではＧ相関算出回路３１を設けるものとして説明した。しかし、ＯＦＤＭ方式の受信装置では、通常、図１の回路図には記していないシンボル同期回路に同様の回路を有している。そのため、実際の回路では、このシンボル同期回路で算出した相関信号を流用することにより、図９の回路をＯＦＤＭ信号電力算出回路３４のみで構成することができる。
【００５０】
図１に戻り、ダウンコンバータ２２ａから出力されるベースバンドの信号ａが入力される第２の回路であるＯＦＤＭ復調回路３ａは従来の回路と同様の回路であり、ベースバンドの信号ａに含まれるＯＦＤＭ信号を各キャリア信号に分解してキャリア信号列ａとして出力する回路である。ＯＦＤＭ復調回路３ａから出力されたキャリア信号列ａは、伝送路特性算出回路２４ａとダイバーシティ復号回路部５０に入力される。
【００５１】
伝送路特性算出回路２４ａは従来の図４の回路の伝送路周波数応答算出回路４ａに対応する回路であり、ＯＦＤＭ復調回路３ａから出力されるキャリア信号列ａを入力し、ＯＦＤＭ信号が伝播される過程で受けた伝送路特性を算出して伝送路周波数特性信号列として出力する回路である。
【００５２】
具体的には、受信されたＯＦＤＭ信号の中に一定キャリア間隔、例えば８キャリア本間隔で挿入されているパーロット信号ＣＰ以外のキャリア信号値を値０に置き換えた後、内挿演算を実施し、得られた信号を伝送路周波数特性信号として出力する。
【００５３】
伝送路特性算出回路２４ａから出力された伝送路周波数特性信号ａは、キャリアＣＮ算出回路２５ａとダイバーシティ復号回路部５０に入力される。
キャリアＣＮ算出回路２５ａは新たに追加された第２の回路で、ＣＮ算出回路２３ａから出力されたアンテナＣＮ信号ａと伝送路特性算出回路２４ａから出力された伝送路周波数特性信号ａを入力し、ベースバンドの信号ａ、従ってアンテナ信号ａに含まれるＯＦＤＭ信号の各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出し、キャリアＣＮ信号列ａとして出力する回路である。
【００５４】
具体的には、以下の方法で各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出する。すなわち、例えばＣＮ算出回路２３ａで算出したアンテナＣＮ信号ａの値をＰとし、入力されたアンテナ信号ａ、従ってベースバンドの信号ａに雑音が無い１波のＯＦＤＭ信号のみが入力された時のアンテナＣＮ信号ａの値をＰ0とする。また、入力される伝送路特性信号列ａの番号ｍのキャリアに対応する複素信号の振幅値をＲcp（ｍ）とし、入力されたアンテナ信号ａに雑音が無い１波のＯＦＤＭ信号のみが入力された時の伝送路特性信号列ａの複素信号の振幅の平均値をＲcp0とする。また、量子化雑音等のディジタル回路で発生する雑音成分の影響を考慮するために別に前もって定める値をαとする時、次式
｛Ｒcp（ｍ）2／Ｒcp0 2｝／｛１−Ｐ／Ｐ0＋α｝ （１）
で算出される値あるいはその近似値、あるいはこの算出値か近似値と共に増加する値、あるいはそれらの値を前もって定める最大値以下に制限した値を、番号ｍのキャリアのＣ／Ｎ値として出力する。そして、同様にして他の番号のキャリアのＣ／Ｎ値も順次算出し、キャリアＣＮ信号列ａの信号として順次出力する。
【００５５】
上式（１）が番号ｍのキャリアのＣ／Ｎ値になる理由は、以下の様に示すことができる。すなわち、ＡＧＣ回路はアンテナ信号ａ、従ってベースバンドの信号ａの総電力を常にほぼ一定値に保つので、ベースバンドの信号ａに含まれるＯＦＤＭ信号の電力がＰ、雑音成分の電力がＮ2とすると、ＰとＰ0の間には次式の関係が成り立つ。
Ｐ＋Ｎ2＝Ｐ0 （２）
また、ＯＦＤＭ信号のキャリア本数をＭ本、伝送路特性信号列ａの番号ｍのキャリアに対応する複素信号の振幅値をＲcp（ｍ）、雑音成分の電力をＮ’2とすると、やはりＡＧＣ回路の特性から、Ｒcp（ｍ）2とＲcp0 2の間には次式の関係が得られる。
Σ｛Ｒcp（ｍ）2｝＋Ｎ’2＝Ｍ×Ｒcp0 2 （３）
ただし、ｍ＝１〜Ｍ
なお、右辺は、１波のＯＦＤＭ信号しか含まれない場合は各キャリア信号のレベルが一定値Ｒcp0 2になること、及び雑音成分が含まれていないことから得られる。
【００５６】
また、Ｐ0とＲcp0 2の値の比は回路の設計値で定まる一定値Ａとなり、次式の関係が成り立つ。
Ｍ×Ｒcp0 2 ＝Ａ・Ｐ0 （４）
また、Ｒcp（ｍ）2の全キャリアの加算値ΣＲcp（ｍ）2は、伝送路特性信号列ａに含まれるＯＦＤＭ信号の総電力である。そのため、アンテナＣＮ信号ａに含まれるＯＦＤＭ信号の総電力Ｐとの間に、次式の関係が成り立つ。
Σ｛Ｒcp（ｍ）2｝＝Ａ・Ｐ （５）
ただし、ｍ＝１〜Ｍ
従って、伝送路特性信号列ａに含まれる雑音成分の電力Ｎ’2は、式（３）と式（５）から導かれる次式により算出することができる。
Ｎ’2＝Ｍ×Ｒcp0 2−Ａ・Ｐ （６）
一方、番号ｍのキャリア信号のＣ／Ｎ値は次式で算出される。
Ｒcp（ｍ）2／｛Ｎ’2／Ｍ＋ｎ2／Ｍ｝ （７）
ここで、ｎ2はディジタル回路で発生する雑音成分の電力を表し、Ｎ’2とｎ2は共に帯域内で平坦な白色雑音とする。
【００５７】
式（１）は、式（７）に式（６）と式（４）を代入して整理することにより得ることができる。この時、αは次式で算出される定数である。
α＝ｎ2／（Ａ・Ｐ0） （８）
なお、以上、伝送路特性信号列のレベルは、番号ｍのキャリア信号をランダムな情報符号で変調した場合に得られる平均レベルであるものとした。
【００５８】
ところで．式（１）を求めるには回路規模が大きな除算回路を３つ用意する必要がある。しかし、ダイバーシティの選択に用いるキャリアＣＮ信号列には必ずしも高い精度は必要ない。そのため、例えばＲcp0 2とＰ0の値を前もって２の冪乗に近い値に設定しておき、式（１）のＲcp0 2とＰ0を２の冪乗値で近似することにより、式（１）の分子と分母の除算を単なるビットシフト回路に置き換えることができる。
【００５９】
また、｛１−Ｐ／Ｐ0＋α｝による除算は、（−Ｐ／Ｐ0＋α）の値が１に比べて充分小さいと仮定して次式の様に近似することにより、簡単な乗算回路と加算回路のみで実現できるようにすることができる。
｛Ｒcp（ｍ）2／Ｒcp0 2｝／｛１−Ｐ／Ｐ0＋α｝
≒｛Ｒcp（ｍ）2／Ｒcp0 2｝×｛１＋Ｐ／Ｐ0−α｝ （９）
この近似は、Ｐ／Ｐ0が１に近づくと成り立たなくなる。しかしこの範囲は、式（１）の発散を防止するため算出値を前もって定める最大値に制限することが必要になる範囲にあり、元々式（１）を算出する必要が無い。そのため、近似の精度の良否は問題にならない。また、Ｐ≒Ｐ0となる時はＣ／Ｎ値が非常に高い場合であり、どのアンテナ信号を用いても問題なく復号することができるため、アンテナ信号の選択を誤っても何の問題も生じない。従って、式（９）の近似は、常に適用できると考えることができる。
【００６０】
また、更に極端な方法として、式（１）の演算を各信号のレベル値の最上位ビットの桁数の加減算で近似することもできる。
この近似では、誤差±１０・ｌｏｇ［２］／２＝１．５ｄＢの精度で各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出することができる。
なお、キャリア信号列の信号の振幅あるいは電力が最も大きな信号を選択する従来の方法は、式（１）の分母の値を１に近似したことに相当するが、近似誤差が大きくなりすぎるため、上述した様な問題が発生することになる。
【００６１】
再び図１に戻り、以上の様にしてキャリアＣＮ算出回路２５ａで算出され出力されたキャリアＣＮ信号列ａは、ブランチ選択回路部４０に入力される。
【００６２】
この様に、太線の破線枠で囲むブランチ回路部２０ａから出力されたキャリア信号列ａと伝送路周波数特性信号ａはダイバーシティ復号回路部５０に入力され、キャリアＣＮ信号列ａはブランチ選択回路部４０に入力される。
【００６３】
他のアンテナ１０ｂ，・・で受信した信号に対しても、ブランチ回路部２０ａの回路と同様のブランチ回路部２０ｂ，・・で信号処理され、それぞれキャリア信号列ｂ，・・と伝送路周波数特性信号ｂ，・・はダイバーシティ復号回路部５０に入力され、キャリアＣＮ信号列ｂ，・・はブランチ選択回路部４０に入力される。
【００６４】
ブランチ選択回路部４０では、各ブランチ回路部２０ａ，２０ｂ，・・から入力されたキャリアＣＮ信号列ａ，ｂ，・・の中の、同じ番号のキャリアに対応するキャリアＣＮ信号同士を比較する。そして、その値が最も高いブランチの番号を選択し、選択ブランチ番号列として出力する。
【００６５】
この回路の構成は各種考えられるが、その一例を図１３に示す。図１のブランチ回路部２０ａ，２０ｂから入力されたキャリアＣＮ信号列ａ，ｂは、それぞれ、引き算回路４１とｓｉｇｎ回路４２からなる第１の比較回路４３とスイッチ回路４４に入力される。第１の比較回路４３では、キャリアＣＮ信号列ａ，ｂの同じ番号のキャリア毎にその大きさを比較し、ａが大きい時は１を出力し、ｂが大きい時は０を出力する。ブランチ回路部２０が２０ａ，２０ｂの２つのみの時は、この比較信号をそのまま選択ブランチ番号列として出力すれば良い。
【００６６】
ブランチ回路部２０が２０ａ，２０ｂ，２０ｃ（図示していない）の３つの時はこの比較信号を更にスイッチ回路４４に入力し、大きな値のキャリアＣＮ信号、例えばキャリアＣＮ信号列ａ（あるいはｂ）の信号を選択する。そして、ブランチ回路部２０ｃから入力されたキャリアＣＮ信号列ｃと共に、引き算回路４５とｓｉｇｎ回路４６からなる第２の比較回路４７に入力して比較し、ａ（あるいはｂ）が大きい時は１を第２の比較信号として出力し、ｃが大きい時は０を第２の比較信号として出力する。そして、第１の比較回路４３から出力された第１の比較信号と共にマトリックス回路４８に入力する。
【００６７】
マトリックス回路４８は、入力された２つの比較信号の値を、当該番号のキャリアに対するキャリアＣＮ信号の値が最も大きいブランチ回路部を表す値に変換する回路である。例えば、第１の比較信号の値が１，第２の比較信号の値が１であって、ブランチ回路部２０ａ，２０ｂ，２０ｃの番号が順に１１，０１，００である時は，マトリックス回路４８からキャリアＣＮ信号の値が最も大きいブランチ回路部２０ａの番号値１１を算出して選択ブランチ番号列として出力すれば良い。
【００６８】
この回路では、単にレベルが大きなキャリア信号を選択するのではなく、実際に復号する時に発生する符号誤り率に直接影響する各キャリア信号のＣ／Ｎ値が最も高いキャリア信号を選択する。そのため、最もＣ／Ｎ値が高く符号誤りを発生し難いブランチ回路部から得られるキャリア信号を選択することができる。この様にしてブランチ選択回路部４０で算出され出力された選択ブランチ番号列は、ダイバーシティ復号回路部５０に入力される。
【００６９】
ダイバーシティ復号回路部５０に入力されたキャリア信号列ａと伝送路周波数特性信号ａが入力される伝送路特性等化回路５１ａは従来の図４の回路の歪補償回路５ａに対応する回路であり、ＯＦＤＭ信号が伝播される過程でキャリア信号列ａが受けた伝送路特性を補償し、等化する回路である。
【００７０】
具体的には、ＯＦＤＭ復調回路３ａから出力される複素数のキャリア信号列ａの番号ｍのキャリアの信号をＺin（ｍ）とし、伝送路特性算出回路２４ａから出力される伝送路周波数特性信号列ａの同じ番号ｍのキャリアの信号をＺref（ｍ）とする時、複素除算Ｚin（ｍ）／Ｚref（ｍ）を実施することで等化する。等化して得られた信号は等化キャリア信号列ａとして出力され、キャリア信号選択回路５２に入力される。
【００７１】
他のブランチ回路部２０ｂ，・・、例えばブランチ回路部２０ｂで算出されたキャリア信号列ｂと伝送路周波数特性信号ｂも伝送路特性等化回路５１ｂで等化され、等化して得られた等化キャリア信号列ｂがキャリア信号選択回路５２に入力される。
【００７２】
キャリア信号選択回路５２には、伝送路特性等化回路５１ａ，５１ｂ，・・から出力される等化キャリア信号列ａ，ｂ，・・と共に、ブランチ選択回路部４０から出力された選択ブランチ番号列が入力される。そして、番号ｍのキャリア信号として、等化キャリア信号列ａ，ｂ，・・の番号ｍの等化キャリア信号の中から、選択ブランチ番号列の番号ｍのキャリアに対する選択ブランチ番号が指定するブランチの等化キャリア信号を選択して出力する。この時、番号ｍのキャリアに対する選択ブランチ番号は、その番号のキャリア信号のＣ／Ｎ値が最も高いブランチの番号であり、選択されるキャリア信号は、複数のブランチ回路部ａ，ｂ，・・で算出したキャリア信号の内で、最もＣ／Ｎ値が高いキャリア信号になる。以下同様に、各番号の等化キャリア信号を順次選択し、選択キャリア信号列として出力する。
【００７３】
キャリア信号選択回路５２から出力された選択キャリア信号列は、従来の図４の回路の復号回路９に対応するキャリア符号復号回路５３でデマッピングされ、選択キャリア符号列として出力される。この時、キャリア符号復号回路５３に入力される選択キャリア信号列は最もＣ／Ｎ値が高いキャリア信号で構成された信号であり、キャリア符号復号回路５３からは、どのアンテナで受信した信号から復号した符号より符号誤りの少ない復号符号が出力される。この様にして算出された選択キャリア符号列が、選択キャリア符号列出力端子５４に出力され、ダイバーシティ受信機で復号された符号列として出力される。
【００７４】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ受信装置では、各ブランチ回路部から得られる同じ番号のキャリア信号の中から、Ｃ／Ｎ値が最も高く復号した場合に最も符号誤りが少なくなる等化キャリア信号を選択して復号する。そのため、受信されるＯＦＤＭ信号に如何なる遅延波が混入していても、常に、どの単独のアンテナ信号から復号した符号より符号誤りが低く伝送特性を改善されたダイバーシティ受信を実現することができる。
【００７５】
本発明の第２の実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の構成を図１４に示す。このダイバーシティ受信装置の各ブランチ回路部２０ａ，２０ｂ，・・の内部の回路構成は図１の各ブランチ回路部２０ａ，２０ｂ，・・の内部の回路構成と同一なので説明を省略し、図１の回路構成と異なるダイバーシティ復号回路部５０の内部の回路構成のみ説明する。
【００７６】
本実施の形態によるダイバーシティ復号回路部５０の内部の回路構成では、各ブランチ回路部２０ａ，２０ｂ，・・から出力されるキャリア信号列ａ，ｂ，・・と伝送路周波数特性信号ａ，ｂ，・・、及びブランチ選択回路部４０から出力された選択ブランチ番号列をキャリア信号選択回路５５に入力し、各キャリア信号列の伝送路特性を等化する前に、各番号のキャリアに対応する選択ブランチ番号が指定するブランチ番号のキャリア信号と伝送路周波数特性信号を選択し、順次選択キャリア信号列と選択伝送路周波数特性信号列として出力する。
【００７７】
その後、選択キャリア信号列と選択伝送路周波数特性信号列を図１と同じ回路構成の伝送路特性等化回路５１に入力して等化し、等化キャリア信号列として出力する。ところで、この伝送路特性等化回路５１は上述したように複素数の除算回路で構成されるため、回路規模が大きい欠点がある。図１の回路では、この回路をブランチ回路部の数だけ設ける必要があり、回路規模が大きくなる欠点があった。しかし、本実施の形態では１つ設けておけばよい。実際の回路製作においては、通常、回路規模が大きな各ブランチ回路部毎に１枚のボードにまとめ、各ボードで算出した信号を選択回路を有する別ボードに配線して構成する。本実施の形態では、図１の回路に比べ、このキャリア信号選択回路５５に入力する信号線のビット数が増えて配線し難くなる欠点が生じるものの、回路規模を小さくすることができる効果が得られる。
【００７８】
この様に、本実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置を用いると、第１の実施の形態と同様の効果の他に、回路規模を小さくできる効果が得られる。
【００７９】
本発明の第３の実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の構成を図１５に示す。このダイバーシティ受信装置の各ブランチ回路部２０ａ，２０ｂ，・・の内部の回路構成は図１の各ブランチ回路部２０ａ，２０ｂ，・・の内部の回路構成と同一なので説明を省略し、図１の回路構成と異なるダイバーシティ復号回路部５０の内部の回路構成のみ説明する。
【００８０】
本実施の形態によるダイバーシティ復号回路部５０の内部の回路構成では、第２の実施の形態とは逆に、各ブランチ回路部から出力される信号毎に伝送路特性等化回路５１ａ，５１ｂ，・・で等化した後、各等化キャリア信号列ａ，ｂ，・・をキャリア符号復号回路５３ａ，５３ｂ，・・で先にデマッピングして復号し、キャリア符号列ａ，ｂ，・・として出力する。その後、キャリア符号選択回路５６で選択するようにする。
【００８１】
この場合、キャリア符号復号回路５３を各ブランチ回路部の数だけ設ける必要があるが、その回路規模は小さく、回路規模の増加はほとんど問題にならない。これに対し、図１の回路の等化キャリア信号の配線には通常、実数部と虚数部各１２ビット程度の多数本の信号線が必要になるが、図１５のキャリア符号列では６４ＱＡＭ方式でも６ビットあれば良く、製作する際のボード間の配線が極めて容易になる効果が得られる。
【００８２】
後段でビタビ復号回路による畳み込み符号の符号誤り訂正を実施する場合は更に軟判定用の信号が必要になる。しかし、この場合でも１２ビット程度あれば充分であり、ビット数が多い等化キャリア信号を配線する場合に比べ、配線が容易になる効果が得られることに変わりない。
【００８３】
この様に、本実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置を用いると、第１の実施の形態と同様の効果の他に、ブランチ回路部の信号を選択する回路に信号を入力するための配線の本数を削減でき、配線が容易になる効果が得られる。
【００８４】
本発明の第４の実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の構成を図１６に示す。この回路は、ブランチ回路部２０ａの内部回路のキャリアＣＮ算出回路２５ａに入力する信号の１つを、伝送路特性算出回路２４ａから出力された伝送路周波数特性信号ａから、ＯＦＤＭ復調回路３ａから出力されたキャリア信号列ａに変更した点のみが異なる。なお、ブランチ回路部２０ｂ，・・についても同様に変更する。
【００８５】
情報符号で変調するデータキャリアをＢＰＳＫ，ＱＰＳＫの様に振幅値が一定になる変調方式で変調されたＯＦＤＭ信号では、このキャリア信号列の振幅の変動が伝送路の振幅特性を表す信号となる。そのため、キャリア信号列の振幅値を伝送路周波数特性信号列の振幅値の代わりに用いることにより、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００８６】
データキャリアを１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ等の様に振幅方向にも変調する方式では、キャリア信号列の振幅値そのままでは伝送路の振幅特性を表さない。しかし、各キャリア信号列の各キャリアの振幅値を二乗して複数シンボルで加算平均した後平方根を求めて得た値（ｒｍｓ値）は、再び伝送路の振幅特性を表す信号になる。
【００８７】
従って、キャリアＣＮ算出回路２５ａ内部において、各キャリア信号列の各キャリア毎に、複数シンボルで加算平均して得たｒｍｓ値を算出し、算出した信号の列を伝送路周波数特性信号列の振幅値の代わりに用いることにより、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
なお、キャリアＣＮ信号の算出方法は、入力信号が変わるだけで、基本的には式（１）と同一になるので説明を省略する。
【００８８】
この様に、本実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置においても、第１の実施の形態と同様、受信されるＯＦＤＭ信号に如何なる遅延波が混入していても、常に、どの単独のアンテナ信号から復号した符号より符号誤りが低く伝送特性を改善されたダイバーシティ受信を実現することができる。
【００８９】
本発明の第５の実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の構成を図１７に示す。本実施の形態は、情報符号で変調するデータキャリアをＤＢＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ，８ＤＰＳＫ等の差動検波を用いる変調方式で変調されたＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ受信装置の回路構成の一例である。
【００９０】
ＯＦＤＭ信号の各キャリアをＤＱＰＳＫ等の差動方式を用いて変調する方式では復調に際してパイロット信号が不要なため、パイロット信号が挿入されていない。しかし、これらの変調方式で変調され送信されるＯＦＤＭ信号のデータキャリアの振幅値は一定であり、受信されたＯＦＤＭ信号のキャリア信号列の振幅の変動が伝送路の振幅特性を表す信号となる。そこで本実施の形態では、第４の実施の形態と同様にキャリア信号列の振幅値を用いて伝送路周波数特性信号列を算出する。この算出方法は第４の実施の形態と同じなので、説明を省略する。
【００９１】
ただし、差動検波を用いる変調方式を用いる場合、符号を復号する際に連続する２シンボルの信号が必要になる。そのため、ダイバーシティ復号回路部５０内部の回路構成において、第１の実施の形態あるいは第４の実施の形態とは異なる注意が必要になる。以下、この点について説明する。
【００９２】
図１７において、ＯＦＤＭ復調回路３ａから出力されたキャリア信号列ａは、ダイバーシティ復号回路部５０内部の遅延回路５７ａと差動検波回路５８ａに入力される。
遅延回路５７ａは、キャリア信号列ａをＯＦＤＭ信号の１シンボル期間Ｔｓ’だけ遅延する回路である。また差動検波回路５８ａは、ＯＦＤＭ復調回路３ａから直接入力されるキャリア信号列ａと遅延回路５７ａで１シンボル期間Ｔｓ’遅延された信号を入力し、差動検波を実施する回路である。
【００９３】
差動検波を用いる方法は、現シンボル期間の複素信号の位相角度と１シンボル期間前の複素信号の位相角度の差の大きさによって符号を伝送する方法である。そこでこの回路では、具体的には、ＯＦＤＭ復調回路３ａから直接入力されるキャリア信号列ａの第ｎシンボル目の第ｍ番の信号をＺin（ｎ，ｍ）とし、同時に遅延回路５７ａから入力された１シンボル期間前の信号をＺin（ｎ−１，ｍ）とする時、例えば複素除算値Ｚin（ｎ，ｍ）／Ｚin（ｎ−１，ｍ）あるいは複素乗算値Ｚin（ｎ，ｍ）×Ｚin（ｎ−１，ｍ）*を順次算出し、算出値を差動検波信号列ａとして出力する。
【００９４】
他のブランチ回路部２０ｂ，・・から入力されるキャリア信号列ｂ，・・も、同様の遅延回路５７ｂ，・・と差動検波回路５８ｂ，・・で差動検波され、算出値が差動検波信号列ｂ，・・として出力される。
【００９５】
各差動検波回路５８ａ，５８ｂ，・・から出力された差動検波信号列ａ，ｂ，・・はブランチ選択回路部４０から出力された選択ブランチ番号列と共にキャリア信号選択回路５２に入力され、選択ブランチ番号列が指定するブランチ番号に対応する差動検波信号列、例えば差動検波信号列ａの該当する番号のキャリアの信号を順次選択し、選択キャリア信号列として出力する。
【００９６】
キャリア信号選択回路５２から出力された選択キャリア信号列は、キャリア符号復号回路５３でデマッピングされ、選択キャリア符号列として出力される。そして、ダイバーシティ受信機で復号された符号列として出力される。
【００９７】
ここで重要点なのは、図１８の様に、遅延回路５７ａ，５７ｂ，・・を通す前にキャリア信号選択回路５９でキャリア信号の選択を実施してはならない点である。図１８の回路では、遅延回路５７と差動検波回路５８がそれぞれ１つあればよいので、ブランチ回路部の数だけこれらの回路が必要になる図１７の回路に比べ、回路規模を縮小できる効果が得られ、一見、図１７の回路より優れた回路のように見える。しかし、この回路では、キャリア信号選択回路５９で選択するキャリア信号列のブランチ番号を変更した直後のシンボル期間において、差動検波回路５８にキャリア信号選択回路５９から直接入力される選択キャリア信号のブランチ番号と、遅延回路５７から入力される選択キャリア信号のブランチ番号が異なってしまう。
【００９８】
そのため、２シンボルのキャリア信号間の正しい位相角度の差を算出できなくなり、このシンボルで復号される符号に大きな符号誤りが発生する問題が発生する。従って、差動検波回路５８に直接入力されるキャリア信号と遅延回路５７から入力されるキャリア信号のブランチ番号が常に同一になるように、キャリア信号の選択は、遅延回路５７ａ，５７ｂ，・・の後段で実施することが不可欠な条件となる。
なお、上記の条件から明らかな様に、図１５の回路と同様にキャリア符号復号回路５３ａ，５３ｂ，・・で復号した後、キャリア符号選択回路５６で選択するようにすることは可能である。
【００９９】
また、ブランチ選択回路部４０では、図１との回路の場合と同様に、同じシンボルのキャリアＣＮ信号列ａ，ｂ，・・のみを比較して選択しても良い。しかし、差動検波の場合、連続する２シンボルの信号を用いて復号するので、この２シンボルの信号の内の一方のＣ／Ｎ値が低くなると、復号した符号の誤りも増加する。そこで、この２シンボルのキャリアＣＮ信号列ａ，ｂ，・・を比較し、連続する２シンボルのキャリアＣＮ信号の内の小さい方の値が、最も大きなブランチ回路部の番号を選択して選択ブランチ番号列として出力することにより、より精度の高い選択ができる効果が得られるようになる。あるいは連続する２シンボルのキャリアＣＮ信号のパワー平均を算出し、その値が最も大きなブランチ回路部の番号を選択して選択ブランチ番号列として出力することにより、より精度の高い選択ができる効果が得られるようになる。
【０１００】
この様に、本実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置においては、パイロット信号を有しないＤＢＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ，８ＤＰＳＫ等の差動検波を用いる変調方式で変調されたＯＦＤＭ信号であっても、第１の実施の形態と同様、受信されるＯＦＤＭ信号に如何なる遅延波が混入していても、常に、どの単独のアンテナ信号から復号した符号より符号誤りが低く伝送特性を改善されたＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信を実現することができる。
【０１０１】
以上、第５の実施の形態では各キャリアのＣ／Ｎ値が最も高いブランチ番号のキャリア信号を選択する例で説明した。しかし、従来と同様にキャリア信号ａ，ｂ，・・の振幅レベルが最も高いブランチ番号のキャリア信号ａ，ｂ，・・を選択して用いる構成の場合においても、ダイバーシティ復号回路部５０の構成方法に関する条件は同一であることを注意しておく。詳しい回路構成の説明は重複するので省略する。
【０１０２】
なお、以上の説明では、ＲＦ回路部が有するＡＧＣ回路の性能が高く、ダイバーシティ回路に入力されるＩＦ信号のレベルが充分一定であるものとして説明した。しかし、このＡＧＣ回路の性能が低く、入力されるＩＦ信号にレベル変動が残る場合は、ディジタル回路でレベル変動を低減しておくのが望ましい。
【０１０３】
また、図１９に示すように、アンテナ信号入力端子２１ａ，２１ｂ，・・は、終端抵抗７１を有するキャップ７２を装着できる構造にしておき、ダイバーシティするアンテナ本数を減らす場合は、空いているアンテナ信号入力端子に終端抵抗を有するキャップを装着する様にするのが望ましい。
【０１０４】
あるいは、図２０に示すように、各アンテナ信号入力端子２１ａ，２１ｂ，・・と各ダウンコンバータ２２ａ，２２ｂ，・・の間に終端抵抗７３ａ，７３ｂ，・・を有するスィッチ７４ａ，７４ｂ，・・を設けておき、使用しないアンテナ信号入力端子は、スイッチの終端抵抗で終端しておくことが望ましい。図２０においては、入力端子２１ａ，２１ｂとスイッチ７３ａ，７３ｂを別々にしたが、一体化して、入力端子にアンテナが装着されないときに終端抵抗で終端しておき、入力端子にアンテナが装着されたときに終端抵抗を放して信号接続するようにしてもよい。
【０１０５】
これにより、接続されていない入力端子に発生する雑音によってアンテナ信号の選択を乱されることが無くなり、安定したダイバーシティ受信を実現することができるようになる。
【０１０６】
また、以上、ＣＮ算出回路は、相関信号を用いて評価する場合のみ説明したが、アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の遅延波成分の分布とレベルが検出できる信号を用いて算出すればよいのは明らかである。例えば、ＯＦＤＭ信号に挿入されているパイロット信号を周波数分析する等の方法で算出した遅延プロファイル信号を用いて算出するようにしても良い。この場合、遅延プロファイルの振幅値が各ＯＦＤＭ信号成分の電力値に比例するときは、相関信号の波形の総和（面積）の代わりに遅延プロファイル信号の波形の総和（面積）を用いて同様の演算を実施するようにすれば良い。
【０１０７】
また、ＣＮ算出回路では、ベースバンドの信号ではなく、アンテナ信号を直接用いて相関値を算出し、この相関信号からアンテナＣＮ信号を算出するようにしても良い。
【０１０８】
また、以上、ＣＮ算出回路とキャリアＣＮ算出回路では、各シンボル毎に各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出して比較する場合を説明した。しかし、これらの算出値が雑音の影響を受けて大きく変動する場合は、ＣＮ算出回路を、第１の実施の形態で説明した方法で算出したアンテナＣＮ信号を更に複数シンボルで加算平均して雑音を低減した後に改めてアンテナＣＮ信号として出力する回路構成にするのが望ましい。同様に、キャリアＣＮ算出回路を、入力された伝送路周波数特性信号列をキャリア毎に複数シンボルで加算平均して雑音を低減した後、この雑音を低減した信号を用いて第１の実施の形態で説明した方法でキャリアＣＮ信号列を算出する回路構成にする、あるいは第１の実施の形態で説明した方法で算出したキャリアＣＮ信号列を更に複数シンボルでキャリア毎に加算平均して雑音を低減した後に改めてキャリアＣＮ信号列として出力する回路構成にするのが望ましい。
【０１０９】
また、例えば図１の様に、ボックス回路部６０を設け、キャリア信号列ａ，キャリア信号列ｂおよび伝送路周波数特性信号ａ，伝送路周波数特性信号ｂを選択回路６１に入力して、または例えば図１４の様に、ダイバーシティ復号回路部５０の選択回路５５で、選択したキャリア信号のＣ／Ｎ値を、絶対値回路６２を経由して出力する選択キャリアＣＮ信号出力端子６３を設けるようにすれば、この出力端子６３から出力される信号をシンクロスコープ等の表示装置で、例えば図２１の様に表示画面上で視覚的に観測しながら選択されるキャリア信号の性能を把握できるので、ダイバーシティの効果を確認しながら実運用ができる、使い勝手が良好なダイバーシティ受信装置を得ることができる。この場合、ダイバーシティ受信装置自身に表示装置を内蔵し、容易に観測できるようにするのが望ましい。
【０１１０】
更に具体的には、例えば各ブランチ回路部のキャリアＣＮ算出回路から出力される複数のキャリアＣＮ信号列の中から、該当する番号のキャリアの選択ブランチ番号列が指定するブランチ回路部から出力されたキャリアＣＮ信号を順次選択し、選択キャリアＣＮ信号列として選択キャリアＣＮ信号出力端子６１から出力し、外部装置に表示するようにすれば良い。あるいはこの選択キャリアＣＮ信号列の信号を内蔵した表示装置に表示させれば良い。
【０１１１】
なお、図１６と図１７の回路の様にキャリア信号列からキャリアＣＮ信号列を算出する場合は、選択キャリアＣＮ信号列の代わりに、選択したブランチ番号のキャリア信号の振幅値あるいは電力値で構成される選択キャリア振幅信号列を算出し、選択キャリア振幅信号出力端子から出力して表示させる、あるいは内臓表示装置に表示させることにより同様の効果が得られるのは明らかである。
【０１１２】
また、例えば図１の選択回路６１、または例えば図１４の選択回路５５で、各アンテナ信号のキャリア信号を選択した頻度を表すアンテナ選択頻度信号をブランチ頻度検出回路６４で算出すると共に、この信号を出力するアンテナ選択頻度信号出力端子６４を設け、この出力端子６４から出力される信号をシンクロスコープ等の表示装置で、例えば図２２（ａ）あるいは図２２（ｂ）の様に視覚的に観測できるようにすることにより、使用頻度の低いアンテナを把握してその方向を調整し直す等の実運用ができる、使い勝手が良好なダイバーシティ受信装置を得ることができる。この場合、ダイバーシティ受信装置自身に表示装置を内蔵し、容易に観測できるようにするのが望ましい。
【０１１３】
なお、この各アンテナ信号を選択した頻度を表す表示の効果は、ＯＦＤＭ方式の伝送装置に限らず、搬送波が１本の通常の伝送信号を受信するダイバーシティ受信装置に適用することにより、同様の効果を得ることができる。
【０１１４】
【発明の効果】
本発明によれば、遅延波の存在を考慮して最良のキャリア信号を選択でき良好な、直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態による直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）伝送信号のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。
【図２】ＯＦＤＭ方式伝送信号のキャリア構造を示す図である。
【図３】ＯＦＤＭ方式伝送信号の構造を示す図である。
【図４】従来のＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。
【図５】従来のＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置のブランチ選択回路の回路構成図である。
【図６】従来のＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の問題に関する第１の説明をするための図である。
【図７】従来のＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の問題に関する第２の説明をするための図である。
【図８】従来のＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の問題に関する第３の説明をするための図である。
【図９】図1におけるＣＮ算出回路の回路構成例を示す図である。
【図１０】図９における相関演算回路で実施する演算を説明するための図である。
【図１１】図９におけるＣＮ算出回路で実施する信号処理の第１の説明をするための図である。
【図１２】図９におけるＣＮ算出回路で実施する信号処理の第２の説明をするための図である。
【図１３】図１におけるブランチ選択回路部の回路構成例を示す図である。
【図１４】本発明の第２の実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。
【図１５】本発明の第３の実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。
【図１６】本発明の第４の実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。
【図１７】本発明の第５実施の形態によるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。
【図１８】本発明の第５の実施の形態の説明における不適格な回路構成である。
【図１９】本発明の実施の形態において、空いているアンテナ信号入力端子の第１の説明をするための図である。
【図２０】本発明の実施の形態において、空いているアンテナ信号入力端子の第２の説明をするための図である。
【図２１】選択したキャリア信号のＣ／Ｎ値の表示例を示す図である。
【図２２】各アンテナ信号を選択した頻度の表示例を示す図である。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ：アンテナ、２ａ：受信回路、３ａ：ＯＦＤＭ復調回路、４ａ：伝送路周波数応答算出回路、５ａ：歪補償回路、６：ブランチ選択回路、７：比較回路、８：セレクタ回路、９：復号回路、１０ａ，１０ｂ：アンテナ、２０ａ，２０ｂ：ブランチ回路部、２１ａ，２１ｂ：アンテナ信号入力端子、２２ａ：ダウンコンバータ、２３ａ：ＣＮ算出回路、２４ａ：伝送路特性算出回路、２５ａ：キャリアＣＮ算出回路、３１：Ｇ相関算出回路、３２：遅延回路、３３：相関演算回路、３４：ＯＦＤＭ信号電力算出回路、４０：ブランチ選択回路部、４１：引き算回路、４２：ｓｉｇｎ回路、４３：第１の比較回路、４４：スイッチ回路、４５：引き算回路、４６：ｓｉｇｎ回路、４７：第２の比較回路、４８：マトリックス回路、５０：ダイバーシティ復号回路部、５１，５１ａ，５１ｂ：伝送路特性等化回路、５２：キャリア信号選択回路、５３，５３ａ，５３ｂ：キャリア符号復号回路、５４：選択キャリア符号列出力端子、５５：キャリア信号選択回路、５６：キャリア符号選択回路、５７，５７ａ，５７ｂ：遅延回路、５８，５８ａ，５８ｂ：差動検波回路、５９：キャリア信号選択回路、６０：ボックス回路部、６１：選択回路、６２：絶対値回路、６３：選択キャリアＣＮ信号出力端子、６４：ブランチ頻度検出回路、６５：アンテナ選択頻度信号出力端子、７１：終端抵抗、７２：キャップ、７３ａ，７３ｂ：終端抵抗、７４ａ，７４ｂ：スィッチ。
Claims (4)
- 互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ受信装置であって、複数のアンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号から算出したアンテナＣ／Ｎ値と、伝送路周波数特性信号またはキャリア信号とに基づき、前記アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出し、前記複数のアンテナ信号の同じ周波数のキャリア信号毎に、前記算出したキャリア信号のＣ／Ｎ値が最も高いアンテナ信号のキャリア信号を選択して復号する手段を備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置。
- 互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ受信装置であって、
アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力するアンテナ信号入力端子と、該アンテナ信号入力端子から入力されたアンテナ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換してベースバンド信号として出力するダウンコンバータと、該ベースバンド信号を入力し、該ベースバンド信号に含まれるＯＦＤＭ信号を各キャリア信号に分解して復調し、キャリア信号列として出力するＯＦＤＭ信号復調回路と、前記アンテナ信号あるいは前記ベースバンド信号を入力し、入力された信号に含まれるＯＦＤＭ信号のＣ／Ｎ値を算出し、アンテナＣＮ信号として出力するＣＮ算出回路と、前記キャリア信号列を入力し、該アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号が伝播された伝送路の伝送路周波数応答特性を算出して、伝送路周波数特性信号列として出力する伝送路特性算出回路と、該アンテナＣＮ信号と伝送路特性周波数信号列を入力し、該アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出し、キャリアＣＮ信号列として出力するキャリアＣＮ算出回路とを、１つのブランチ回路部に有する複数のブランチ回路部と、
該複数のブランチ回路部の各ブランチ回路部のキャリアＣＮ算出回路から出力される複数のキャリアＣＮ信号列を入力し、同じ周波数のキャリアに対応するキャリアＣＮ信号が最も高いブランチの番号を選択し、選択ブランチ番号列として出力するブランチ選択回路部と、
前記複数のブランチ回路部の各ブランチ回路部から出力される複数のキャリア信号列と複数の伝送路周波数特性信号列と該ブランチ選択回路部から出力される選択ブランチ番号列を入力し、各番号のキャリア毎に、該選択ブランチ番号列が指定するブランチ回路部から出力されるキャリア信号列と伝送路周波数特性信号列の中の同じ番号のキャリアの信号を順次選択して復号し、復号符号列として出力するダイバーシティ復号回路部とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置。 - 互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるＯＦＤＭ信号で、且つ該ＯＦＤＭ信号の情報符号で変調するキャリアをＤＢＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ，８ＤＰＳＫ等の差動検波を用いる変調方式で変調されたＯＦＤＭ信号を受信するダイバーシティ受信装置であって、
アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力するアンテナ信号入力端子と、該アンテナ信号入力端子から入力されたアンテナ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換してベースバンド信号として出力するダウンコンバータと、該ベースバンド信号を入力し、該ベースバンド信号に含まれるＯＦＤＭ信号を各キャリア信号に分解して復調し、キャリア信号列として出力するＯＦＤＭ信号復調回路と、前記アンテナ信号あるいは前記ベースバンド信号を入力し、入力された信号に含まれるＯＦＤＭ信号のＣ／Ｎ値を算出し、アンテナＣＮ信号として出力するＣＮ算出回路と、前記アンテナＣＮ信号と前記キャリア信号列を入力し、前記アンテナ信号に含まれるＯＦＤＭ信号の各キャリア信号のＣ／Ｎ値を算出し、キャリアＣＮ信号列として出力するキャリアＣＮ算出回路とを、１つのブランチ回路部に有する複数のブランチ回路部と、
該複数のブランチ回路部の各ブランチ回路部のキャリアＣＮ算出回路から出力される複数のキャリアＣＮ信号列を入力し、同じ周波数のキャリアに対応するキャリアＣＮ信号が最も高いブランチの番号を選択し、選択ブランチ番号列として出力するブランチ選択回路部と、
前記各ブランチ回路部から出力される複数のキャリア信号列と該ブランチ選択回路部から出力される選択ブランチ番号列を入力し、該遅延検波のためにキャリア信号列をＯＦＤＭ信号の１シンボル期間遅延する遅延回路の後段で、各番号のキャリア毎に、前記選択ブランチ番号列が指定するブランチ回路部から出力されるキャリア信号列と、前記遅延回路から出力された遅延キャリア信号列の中の同じ番号のキャリアの信号を順次選択して差動復号し、復号符号列として出力するダイバーシティ復号回路部とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置。 - 請求項２または３に記載の直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置において、前記キャリアＣＮ算出回路が、入力される前記アンテナＣＮ信号の値をＰとし、雑音が無い１波のＯＦＤＭ信号のみが入力された時の前記アンテナＣＮ信号の値をＰo とし、入力される前記伝送路周波数特性信号列または前記キャリア信号列の番号ｍのキャリアに対応する複素信号の振幅値あるいは複数シンボルで振幅の二乗値を加算平均した後平方根を求めて得た値をＲcp（ｍ）とし、雑音が無い１波のＯＦＤＭ信号のみが入力された時の前記伝送路周波数特性信号列または前記キャリア信号列の複素信号の振幅の平均値あるいは複素信号の振幅の二乗値を加算平均した後平方根を求めて得た値をＲcpo とし、別に前もって定める値をαとする時、次式
｛Ｒcp（ｍ）2 ／Ｒcpo2｝／｛１−Ｐ／Ｐo ＋α｝
で算出される値あるいはその近似値、あるいは該算出値か近似値と共に増加する値、あるいはそれらの値を前もって定める最大値以下に制限した値を、キャリアＣＮ信号列の信号として順次出力するキャリアＣＮ算出回路であることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号のダイバーシティ受信装置。
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