JP3953734B2

JP3953734B2 - リアクティブな負荷のための駆動回路

Info

Publication number: JP3953734B2
Application number: JP2000510121A
Authority: JP
Inventors: バウワーズ，ジヨン，エイチ．; ダツチヤ，アラン
Original assignee: チエツクポイントシステムズ，インコーポレーテツド
Priority date: 1997-08-15
Filing date: 1998-07-15
Publication date: 2007-08-08
Anticipated expiration: 2018-07-15
Also published as: EP1012803A4; EP1012803A1; JP2002509296A; DE69836431D1; ATE345555T1; CN1152351C; US5926093A; EP1012803B1; AU8570398A; ES2276469T3; KR20010022881A; CN1302422A; AR014898A1; TW393858B; AU737918B2; KR100628895B1; CA2300425A1; WO1999009536A1; CA2300425C; DE69836431T2

Description

【０００１】
【技術分野】
本発明はリアクティブな負荷を駆動するための回路に関し、より詳細には、ＤＣ電流を無線周波数（ＲＦ）でリアクティブな負荷における正弦波循環電流に変換するための高効率の共振スイッチング回路に関する。本発明は例えば、電子的物品監視（electronic article surveillance （ＥＡＳ））システムの呼び掛け機（interrogator）で使用されるようなリアクティブな（誘導性）ループアンテナを駆動するために用いることができる。
【０００２】
【発明の背景】
共振回路を備えた駆動回路は、ＤＣ電源からリアクティブな負荷へのエネルギーの効率的な変換を可能にするために一般的に使用されている。図1は、無効（誘導）負荷１０２（Ｌｓ）を駆動するための従来技術による駆動回路１００を一般化して示している。駆動回路１００は、電流開閉素子（スイッチング素子）Ｑｓと、共振コンデンサ（Ｃｓ）と、損失エレメント（Ｒｏ）と、を包含しており、損失エレメントはリアクティブな負荷Ｌｓ１０２およびコンデンサＣｓの抵抗と回路１００に接続可能な付加的抵抗とに関係する電力損失を表わす。
【０００３】
回路１００の設計は、無効電力を誘導負荷（Ｌｓ）に対し送出するためではなく無効電力を損失エレメント（Ｒｏ）に対し送出するために最適化されている。したがって、回路１００の効率の解析は一般に、損失エレメント（Ｒｏ）に与えられる電力量に関連している。以下の議論は、この一般的な解析方法に関するものである。（付加的抵抗は、例えば共振帯域幅を増大させるため、ＬｓとＣｓとを包含する共振回路の一部とすることができる。）図2は、駆動回路１００に関する代表的な電圧および電流の波形１０２、１０４を示している。上側の波形１０４は、電流開閉素子Ｑｓによって行なわれる電流のスイッチングの結果生じる、電流開閉素子ＱｓおよびコンデンサＣｓの両端における電圧（Ｖｓ）を示している。下側の波形１０６はリアクティブな負荷Ｌｓを流れる電流（Ｉｌｓ）を示している。
【０００４】
実現可能な最大効率でリアクティブな負荷のための駆動回路を動作させることが望ましい。非効率な駆動回路は大きい電源を必要とする。また非効率な駆動回路では相当の電力が熱として浪費されてしまうので、熱を放散させるために大型のヒートシンクおよび／または冷却ファンが必要となる上に、しばしば信頼性も低くなる。電流開閉素子Ｑｓの特性が従来技術による駆動回路１００の効率を決定する。特に、電流が時間のオン／オフ関数ではなく時間の連続関数として変化するようなモードであるリニアモードで開閉素子Ｑｓが動作する時間の割合によって、従来技術による駆動回路１００のいわゆる動作の級（class of operation）が決定される。
【０００５】
駆動回路１００のようなリアクティブな負荷ドライバ回路では、電力変換効率は、損失エレメントＲｏにより散逸される電力量（回路の抵抗損）として一般に参照される。したがって、電力変換効率は、Ｒｏで散逸する電力を駆動回路１００により消費される全電力（Ｒｏに与えられる電力と電流開閉素子Ｑｓによって散逸される電力との合計）で除した割合である。
【０００６】
駆動回路１００の一般に知られる動作の級はＡ級、Ｂ級およびＣ級である。Ａ級動作は、100％の時間、リニアモードでＱｓを動作させることを指している。Ａ級動作は、電流開閉素子Ｑｓの両端で散逸する電力のために非常に非効率である。この電力散逸は、Ｑｓの動作のリニアモードの結果である、同時的な電流開閉素子Ｑｓ両端の電圧およびＱｓを流れる電流によりもたらされる。従来技術による駆動回路１００のＡ級動作では、理論的な最大効率は25％である。
【０００７】
回路１００のＢ級動作は、約50％の時間、リニアモードで電流開閉素子Ｑｓを動作させることを指している。換言すると、開閉素子Ｑｓは駆動波形の各サイクルのおよそ半分について線形的に動作するようになっている。従来技術による回路１００のＢ級動作に関する理論的な最大の電力変換効率は78.65％であるが、実際に達成される効率はしばしば50%未満である。
【０００８】
回路１００のＣ級動作は、50％未満の時間、リニアモードで電流開閉素子Ｑｓを動作させることを指している。事実、回路１００のＣ級動作では、電流開閉素子Ｑｓを主にオンオフスイッチとして動作させ、真の線形増幅用途には不適なものとすることも可能である。図２に示す導通時間の図はＣ級動作に関するものである。従来技術による回路１００のＣ級動作では、実際の用途で多くの場合40％ないし80％の最大効率による動作が達成される。そのような効率ではなお、本発明の目的は満たされない。
【０００９】
図３は、ＣＲＴディスプレイ（テレビおよびモニタ）の水平偏向駆動回路として一般に使用されている従来技術による「フライバック」駆動回路１０８を示している。ＣＲＴの偏向駆動回路として使用される場合、駆動回路１０８は高圧変圧器（Ｌｓ）と、電流開閉素子（Ｑｓ）と、共振コンデンサ（Ｃｓ）とを包含している。また駆動回路１０８は、ＤＣ電流が偏向コイル（Ｌｏ）のインダクタンスを流れ、ＣＲＴディスプレイの水平位置調整エラーを発生させるのを防止するため、大容量結合コンデンサ（Ｃｃ）を包含していてもよい。
【００１０】
電流開閉素子Ｑｓは厳密にオン／オフモードで動作するので、駆動回路１０８は共振スイッチング駆動回路として特徴づけることができる。駆動回路１０８の共振部は、共振コンデンサ（Ｃｓ）とともに偏向コイル（Ｌｏ）および高圧変圧器（Ｌｓ）の並列組み合わせによって形成されている。水平偏向回路として動作する場合、電流開閉素子Ｑｓは掃引時間の間（周期全体の約80％）閉じられて、平底の電圧波形が偏向コイル（Ｌｏ）の両端に印加される。（図３の波形ＶｓおよびＶｏを参照のこと。）
【００１１】
電流開閉素子Ｑｓがオンになっている時間には、供給電圧（Ｖｓｐ）がインダクタ（Ｌｓ）および（Ｌｏ）の両端に印加される。現状技術で周知のように、ＬｓおよびＬｏを流れる電流は、この時間の間、線形的に増大する。この線形的な電流の増大は、時間の関数としてＣＲＴの電子のある程度の線形偏向をもたらし、それによりＣＲＴのスクリーンに、ある程度均一に情報を分布させるという点で望ましいものである。
【００１２】
開閉素子Ｑｓが、いわゆるフライバック時間（周期全体の約２０％）の間、開いているとき、インダクタＬｓおよびＬｏに蓄積されたエネルギーは共振によって共振コンデンサ（Ｃｓ）に伝達される。この結果、コンデンサ（Ｃｓ）の両端には高電圧の半正弦波信号が発生するが、そのピークは電源電圧（Ｖｓｐ）よりも振幅がはるかに大きいものである。
【００１３】
したがって、インダクタＬｓおよびＬｏの両端における電圧は、電流開閉素子Ｑｓが閉じられたときにそれらの両端に印加された電圧に較べて反対にされ、それにより、それらを流れる電流が反転され、それによりコンデンサ（Ｃｓ）を放電させてその蓄積されたエネルギーを再びインダクタＬｓおよびＬｏの組み合わせに伝達する。コンデンサ（Ｃｓ）のこの充電および放電は、フライバックとして知られており、正弦波状に行なわれ、その結果、駆動回路１０８の動作を表わす半正弦のフライバックパルスを生じる。
【００１４】
フライバック駆動回路１０８は、ＤＣ電力をＲＦ周波数の無効エネルギーへと非常に効率的に変換する。電流開閉素子（Ｑｓ）が線形素子としてではなく、スイッチとして使用されるので、Ｑｓに関係する電力損失を非常に低くすることができる。残念ながら、フライバック駆動回路１０８は、この回路が発生させる信号の高調波成分のため、誘導性ループアンテナを駆動するには適していない。これらの調波は輻射され、それにより、所期の輻射の周波数範囲を越える高レベルの放出を生じさせるが、このような放出は、合衆国連邦通信委員会などの政府の無線通信規制当局にとって容認不可能なものである。
【００１５】
図４は、誘導性負荷（Ｌｏ）を駆動するための従来技術によるＥ級駆動回路１１０を示している。回路１１０は、電流開閉素子（Ｑｓ）と、スイッチコンデンサ（Ｃｓ）と、ＤＣ給電インダクタ（Ｌｓ）と、共振コンデンサ（Ｃｏ）と、出力インダクタ（Ｌｏ）（誘導性ループアンテナであってもよい）と、損失エレメント（Ｒｏ）とを含んでおり、損失エレメント（Ｒｏ）はＬｓ、Ｃｓ、Ｃｏ、Ｌｏの抵抗と回路１１０に接続可能な付加的抵抗とに関連する電力損失を表わしている。（図１の回路１００と同様、付加的な抵抗は、例えば共振帯域幅を増大させるため、ＬｏとＣｏとを具備する共振回路の一部としてもよい。）
【００１６】
図５は、Ｅ級駆動回路１１０に関する電圧および電流の波形を示している。半正弦フライバックパルス１１２は、スイッチコンデンサ（Ｃｓ）、出力インダクタ（Ｌｏ）および共振コンデンサ（Ｃｏ）により開閉素子Ｑｓにおいて生成される。Ｅ級駆動回路１１０の顕著な特徴は、スイッチインダクタ（Ｌｓ）における電流（Ｉｌｓ）のＡＣ成分１１４が、スイッチインダクタ（Ｌｓ）を流れるＤＣ電流１１６よりもはるかに小さいということである。
【００１７】
Ｅ級駆動回路１１０において、電流開閉素子Ｑｓはスイッチとしてオンかオフのいずれかで動作する。オンのとき、電流開閉素子Ｑｓは半正弦波の低電圧部分を伝導するので、電力の散逸は最小となる。オフのとき、電流開閉素子Ｑｓには電流が流れないので、実質的に電力は散逸しない。Ｅ級駆動回路１１０において、ＤＣ給電インダクタＬｓは出力インダクタＬｏに対して大きな値を有しているので、回路１１０の共振動作には影響を与えない。
【００１８】
出力インダクタＬｏおよび共振コンデンサＣｏの共振周波数は名目的に電流開閉素子Ｑｓのスイッチング周波数Ｆｏとなるように選択されている。これは、ＬｏとＣｏとを包含する共振回路によって、スイッチＱｓの両端に発生した半正弦信号の調波を濾波して、除去し、それにより、インダクタＬｏからの放射信号出力に、不要な調波がほとんど含まれないようにするためである。図５に示す信号Ｖｓの半正弦部分はＣｓ、ＣｏおよびＬｏの組合せの動作の結果である。
【００１９】
Ｅ級ドライバ回路１１０の実施において、Ｃｓ、ＣｏおよびＬｏの共振周波数は動作周波数Ｆｏよりわずかに高くてもよい。これは、電流スイッチＱｓがオンになる前に信号Ｖｓを接地に戻すためである。これにより、スイッチングに関係する電流スイッチＱｓからの電力損失は最小化される。実際の開閉素子Ｑｓは、デバイスキャパシタンスが大きく非線形のＦＥＴを具備していることから、われわれは、Ｅ級ドライバ回路をループアンテナドライバとして使用するためにこれを実施することは不適当であると判断した。
【００２０】
このデバイスキャパシタンスは、デバイス両端の電圧（Ｖｓ）が最小であるときに最大となる。実際には、この大きく非線形のデバイスキャパシタンスは、ＦＥＴがオフにされた直後の周期の間、回路の共振周波数を劇的に低くする。これにより、回路がラッチされやすくなり、その結果、ＦＥＴがオフにされた後、長期間にわたり駆動電圧（Ｖｓ）が低く保たれるようになる。
【００２１】
こうしてこのラッチ効果は、ＤＣ給電インダクタ（Ｌｓ）を流れる電流が増大してＦＥＴの大きく非線形のキャパシタンスを十分に満たし、回路がこの状態から十分に抜け出せるようになるまで、１周期を超えて持続することが可能である。このため、Ｅ級ドライバ回路１１０の実施において、駆動信号サイクルは、ラッチング（latching）により周期的に（分数調波信号が発生して）、あるいは無作為に（無秩序な形態のノイズが発生して）スキップされることがある。したがって、Ｅ級ドライバ回路１１０の実施は、ループアンテナなどのリアクティブな負荷のドライバとして使用するには適していない。
【００２２】
Ａ級、Ｂ級、Ｃ級のドライバおよびフライバックドライバは、その回路の共振がその動作をＥ級回路の共振よりもはるかに大きい程度まで規制するので、上記のような問題に関して、より影響を受けにくい。図１のＡ級、Ｂ級およびＣ級の駆動回路１００および図３のフライバック駆動回路１０８のインダクタＬｓは、Ｅ級駆動回路１１０のインダクタＬｓよりも相対的に値がはるかに小さい。
【００２３】
Ｌｓの値が相対的に小さいと、Ｌｓを流れる電流の増大（電流スイッチＱｓが導通しているときの、その両端の印加電圧と関係する）により、実際の切換機器Ｑｓ（ＦＥＴなど）の非線形キャパシタンスが十分迅速にチャージされるので、前述したラッチングは生じない。
【００２４】
しかし、これら（Ａ、Ｂ、Ｃ）級の動作を利用する回路は非効率であるか、許容不可能な調波を発生させるかのいずれかである。多くの異なる種類のドライバ回路が利用可能であるにもかかわらず、過度のノイズまたは調波を発生させずにリアクティブな負荷を効率的に駆動でき、かつ誘導性ループアンテナを駆動するのに適したドライバ回路の必要性が依然として存在する。本発明は、そのような必要性を満たすものである。
【００２５】
【発明の簡単な概要、発明の開示】
簡潔に言うと、本発明は、誘導負荷または容量性負荷などのリアクティブな負荷を高効率で駆動するための回路を包含する。その回路は、ドライバ回路と、コンデンサかインダクタのいずれかである結合リアクタンスとを包含している。
【００２６】
ドライバ回路はＤＣ入力電流をＲＦ出力電流に変換する。リアクタンスはドライバ回路のＲＦ出力と出力共振回路との間に直列に結合されている。出力共振回路の１つの要素はリアクティブな負荷である。結合リアクタンスは、ドライバ回路から出力共振回路への直並列インピーダンス整合を行なう。
【００２７】
本発明の別の実施例は、リアクティブな負荷を高効率で駆動するための回路であって、ドライバ回路と、１つの要素がリアクティブな負荷である出力共振回路と、コンデンサかインダクタのいずれかである結合リアクタンスとを有する回路を包含している。ドライバ回路はＤＣ入力電流をＲＦ出力電流に変換する。出力共振回路は、ＲＦ出力電流を受け取るための入力を備えている。結合リアクタンスは、ドライバ回路から共振回路への直並列インピーダンス整合を行なうため、ドライバ回路のＲＦ電流出力と共振回路の入力との間に直列に結合されている。
【００２８】
本発明のさらに別の実施例は、リアクティブな負荷を高効率で駆動するための回路であって、電子電流スイッチを具備するドライバ回路と、ＲＦ出力電流を発生させるように構成されたフライバックインダクタおよびフライバックコンデンサと、１つの要素がリアクティブな負荷である出力共振回路と、コンデンサかインダクタのいずれかである結合リアクタンスとを有する回路を包含している。
【００２９】
そのドライバ回路は、ＲＦ動作周波数でスイッチを周期的に開閉することによりＲＦ出力電流を発生させるものであり、スイッチが閉じている期間はスイッチ両端の電圧がゼロに近づき、スイッチが開いている期間は、フライバックインダクタおよびフライバックコンデンサの共振作用により半正弦波形が生じるようになっている。
【００３０】
その出力共振回路はＲＦ出力電流を受け取るための入力を備えている。結合リアクタンスは、ドライバ回路から共振回路への直並列インピーダンス整合を行なうため、ドライバ回路のＲＦ電流出力と共振回路の入力との間に直列に接続されている。
【００３１】
本発明の別の実施例は、呼びかけ信号を検出区域内に送信し、検出区域内の共振タグの存在によって生じる外乱を検出することによって検出区域を監視するための呼び掛け機を備える電子的物品監視システムを包含している。呼び掛け機は、呼びかけ信号を送信するためのループアンテナと、アンテナの両端に接続された共振コンデンサと、結果として形成される共振回路を駆動するための回路とを具備している。
【００３２】
そのドライバ回路は、ＲＦ電流出力と、ドライバ回路のＲＦ電流出力とアンテナ共振回路との間に直列に接続された結合リアクタンスと、を備えている。インダクタは、ドライバ回路からアンテナ共振回路への直並列インピーダンス整合を行なう。
【００３３】
上記の概要、および以下で行なう本発明の好適な実施例の詳細な説明は、附属の図面とともに読んだ場合に、より良く理解されよう。本発明を説明するため、それら図面には、現時点で好適な実施例が示されている。しかしながら、本発明は図示された厳密な構成および手段に限定されるものでないことが了解されるべきである。
【００３４】
【発明の詳細な記述】
本明細書において、ある用語は単に便宜的に使用されているものであり、本発明を限定するものとして解釈すべきでない。図面において、同じ参照符号は、いくつかの図中で同じ要素を指示するために使用されている。
【００３５】
図６は、リアクティブな負荷を駆動するために使用される、本発明による回路１０の略ブロック図を示している。図６に示す本発明の実施例には、少なくともインダクタとコンデンサとを具備する出力共振回路１２が示されており、それらインダクタおよびコンデンサの一方はリアクティブな負荷である。インダクタは誘導性ループアンテナであってよい。リアクティブな負荷は誘導負荷かまたは容量性負荷のいずれかを包含していてよい。図７Ａは回路１０および１２のある好適な実施の回路図を示している。
【００３６】
図６を参照すると、回路１０はドライバ回路１４と、結合リアクタンスまたは整合リアクタンス（Ｌｍ）１６と、任意の結合コンデンサ（Ｃｃ）１８とを包含している。ドライバ回路１４はＤＣ供給電流（Ｖｓｐ）をＲＦ出力電流に変換する。整合リアクタンス（Ｌｍ）１６はドライバ回路１４のＲＦ出力１５と共振回路１２の入力との間に直列に結合されている。本発明によれば、整合リアクタンス１６はコンデンサかまたはインダクタのいずれかを包含していてよい。
【００３７】
整合リアクタンス（Ｌｍ）１６はドライバ回路１４の出力から共振回路１２への直並列インピーダンス整合を実行する。オプショナルな結合コンデンサ１８が、ドライバ回路１４のＲＦ出力１５と整合リアクタンス（Ｌｍ）１６との間に直列に結合され、ドライバ回路１４に関する平均ＤＣ電圧が出力共振回路１２に出現することを阻止している。
【００３８】
図７Ａを参照すると、回路１０は、等価回路の形で示されているドライバ回路１４と、結合コンデンサ（Ｃｃ）１８と、整合リアクタンス（Ｌｍ）１６と、出力共振回路１２の一部分であるリアクティブな負荷ＣｏまたはＬｏとを包含している。ドライバ回路１４は、開閉素子（Ｑｓ）と、スイッチインダクタ（Ｌｓ）と、スイッチコンデンサ（Ｃｓ）とを含む、Ｅ級電力増幅器に関する一定の構成要素を備えている。ドライバ回路１４の共振器等価抵抗はＲｓとして表されている。
【００３９】
開閉素子（Ｑｓ）は好ましくはパワー金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であるが、パワーバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、ＭＯＳ制御サイリスタ（ＭＣＴ）、または真空管などの適切な電子的開閉素子を具備していてもよい。
【００４０】
図７Ａはシングルエンド型構成として実施されたドライバ回路１４を示しており、その能動素子は連続的に導通している。しかしながら、ドライバ回路１４は、図７Ｂ（すなわち、差動的な実施）に示すように、プッシュプル型構成として実施してもよく、その場合、入力波形の負および正のサイクルを二者択一的に増幅する少なくとも２つの能動素子が存在する。
【００４１】
図７Ｂを参照すると、リアクティブな負荷１２′を駆動するための回路１０′のプッシュプル型構成が示されている。回路１０′は、等価回路の形で示されているドライバ回路１４′を包含しており、一対の結合コンデンサ（Ｃｃ）１８′と、一対の整合リアクタンス（Ｌｍ）１６′と、出力共振回路１２′の一部分であるリアクティブな負荷とを具備している。プッシュプル型構成によれば、ドライバ回路１４′は一対の開閉素子（Ｑｓ）と、一対のスイッチインダクタ（Ｌｓ）と、一対のスイッチコンデンサ（Ｃｓ）とを具備している。
【００４２】
ドライバ回路１４′の等価出力抵抗は抵抗Ｒｓとして表されている。当業者には了解されるように、プッシュプル型構成はシングルエンド型構成よりも電力変換効率を高くし、かつ出力電流を大きくすることができる。またプッシュプル型構成には、名目上相殺される偶数次調波成分などの他の利点もある。
【００４３】
すなわち、ドライバ回路１４からの半正弦フライバックスイッチ波形出力（以下で図８に関して詳細に論じられる）は偶数次調波成分のみを発生させ、奇数調波成分は発生させない。プッシュプル型構成では、偶数次調波成分が相互に実質的に相殺し合うので、実質的に調波成分は発生しない。実際には、完全な半正弦フライバック波形を発生させるのは困難なので、完全な相殺に近づくことが可能なだけである。
【００４４】
再び図７Ａ（そして推論的に図７Ｂ）を参照すると、結合コンデンサ（Ｃｃ）１８はドライバ回路１４に関係する平均ＤＣ電圧が出力共振回路１２に出現するのを阻止している。コンデンサ１８の値は十分に大きいので、回路１０の動作に影響することはない。
【００４５】
整合リアクタンス（Ｌｍ）１６は、（抵抗（Ｒｓ）を有する）ドライバ回路１４から（共振回路１２の出力抵抗となる並列等価抵抗（Ｒｐ）を有する）負荷への直列並列インピーダンス整合を実行する。ドライバ回路１４の抵抗（Ｒｓ）は出力抵抗ないし負荷抵抗（Ｒｐ）よりも小さいが共振回路１２は無損失ではない。したがって、所与の循環電流に対して一定量の電力が共振回路１２に与えられなければならない。
【００４６】
共振では、電力消費は並列等価抵抗Ｒｐによって表わすことができるが、この並列等価抵抗Ｒｐは通常高すぎる（例えば、３ないし10キロオーム）ので、共振回路１２をドライバ回路１４の出力に直接接続することはできない。もし、そのような直接接続を行なうと、電力転送は非常に非効率になり不十分な電力しか転送されないであろう。この高い抵抗をより低い抵抗（例えば、５ないし20オーム）に転換して開閉素子（Ｑｓ）の抵抗とその共振とをより一層整合させることが望ましく、それにより共振回路１２がリアクティブな負荷を駆動するのに十分な電力を回路１２に送ることができる。
【００４７】
図８は、図７Ａのドライバ回路１４に関係する電圧および電流の波形を示している。上側の波形２０は入力スイッチング電圧波形（Ｖｓ）を示しており、下側の波形２２はスイッチインダクタ（Ｌｓ）を流れる電流（Ｉｌｓ）を示している。入力スイッチング電圧波形２０は半正弦波である。
【００４８】
開閉素子（Ｑｓ）を通電、つまり閉とすると、波形２０は動作周期のおよそ２分の１の間、接地（０Ｖ）に低下する。スイッチインダクタ（Ｌｓ）は、その両端における供給電圧（Ｖｓｐ）が低下するにつれて、増大する電流により充電される。インダクタ（Ｌｓ）を流れる電流が増大するに従って、インダクタ（ＬＳ）に蓄積されたエネルギーの量が増大する。
【００４９】
開閉素子（Ｑｓ）を周期の他方の半分の間、通電を切る、つまりまたは開くと、波形（Ｖｓ）は正弦波状にピーク電圧に上昇し、インダクタ（Ｌｓ）の蓄積された電流はスイッチコンデンサ（Ｃｓ）を充電しながら放電され、その結果、インダクタ（Ｌｓ）の蓄積されたエネルギーはコンデンサ（Ｃｓ）に移転する。この時点でのピーク電圧は、インダクタ（Ｌｓ）に蓄積されたのと同じ量の、その時点でコンデンサ（Ｃｓ）に蓄積されているエネルギーに正比例している。そのピーク電圧は、逆電流のインダクタ（Ｌｓ）での流れをスタートさせる。波形（Ｖｓ）が接地に戻るまで、その逆電流は正弦波状にコンデンサ（Ｃｓ）を放電させる。
【００５０】
本発明によれば、インダクタ（Ｌｓ）およびコンデンサ（Ｃｓ）の値の大きさは、このように形成された半正弦パルスが動作周期の４分の１ないし２分の１で終了するようなものにしてある。波形のこの部分は、本明細書において「フライバックパルス」と呼ぶものであり、ある点で、上記で説明したＣＲＴ掃引回路の波形に類似している。半正弦ないしフライバックパルスはある限定的な上昇速度をもつものであり、それによって、電圧（Ｖｓ）が上昇している間に開閉素子（Ｑｓ）をオフにする時間が与えられ、また開閉素子（Ｑｓ）におけるスイッチング過渡損失が減少する。
【００５１】
開閉素子（Ｑｓ）がオンのとき、開閉素子の両端における開閉素子を流れる電流に関する電圧はほとんどあるいはまったく降下しない。したがって、電力はほとんど浪費されない。逆に、開閉素子（Ｑｓ）がオフのとき、その両端に電圧がかかっている間、実際の電流は（容量性のものを除いて）開閉素子を流れない。したがって、開閉素子（Ｑｓ）の両端に電圧降下があっても、電力はほとんど浪費されない。
【００５２】
理論的に、回路１０は100％の効率をもつことが可能である。現実的には、開閉素子（Ｑｓ）がオンからオフへ遷移するのに必要な有限時間に関係する損失とともに、開閉素子（Ｑｓ）の有限なオン抵抗の結果として損失が発生する。一般的な効率はおよそ80ないし90％である。
【００５３】
理想的には、スイッチ共振器のインダクタ（Ｌｓ）およびコンデンサ（Ｃｓ）の値は、それらが負荷（出力共振回路１２）によって減衰されるときに半正弦パルスの終了時点でそれらの蓄積されたエネルギーのすべてを失う大きさにされる。この状態は、スイッチ共振器の共振周波数（Ｆｓ）サイクルのおよそ４分の３の間現れる。この好適実施例においては、スイッチインダクタ（Ｌｓ）およびスイッチコンデンサ（Ｃｓ）は、回路１０の動作周波数（Ｆｏ）の１ないし２倍のスイッチ共振周波数（Ｆｓ）を発生させる。
【００５４】
完全な半正弦フライバック波形に関し開閉素子（Ｑｓ）で見たピーク電圧は供給電圧（Ｖｓｐ）の約2.57倍である。これは、インダクタ（Ｌｓ）の両端の平均電圧がゼロに等しくなければならないという事実によるものである。そのため、波形のオンないし低い部分の電圧時間積はオフないし高い部分の電圧時間積に等しくなければならない。
【００５５】
フライバックパルスが真の半正弦ならば、達成されるピーク電圧は供給電圧（Ｖｓｐ）のΠ／２、すなわち約1.57倍だけ供給電圧（Ｖｓｐ）を上回るであろう。すなわち接地に対して供給電圧の約2.57倍となるであろう。スイッチ共振器の固有周期１／Ｆｓは動作周波数（Ｆｏ）の１サイクルよりも短いので、一般にピーク電圧は、より高くなる。ピーク電圧は通常、供給電圧（Ｖｓｐ）の３倍である。
【００５６】
図８の下の波形２２によって示されるように、ドライバ回路１４の顕著な特徴は、インダクタ（Ｌｓ）における電流のＡＣ成分がＤＣ電流（Ｉｄｃ）よりも大きいということである。インダクタ（Ｌｓ）における電流のＡＣ成分が、電流（Ｉｌｓ）を周期的に負にする。この負電流は理想的なドライバ回路１４ではゼロに近い。また、インダクタ（Ｌｓ）における電流は正弦波状ではない。
【００５７】
インダクタ（Ｌｓ）およびコンデンサ（Ｃｓ）のリアクタンスは、オンの場合の開閉素子（Ｑｓ）の抵抗よりもはるかに大きい。スイッチ共振器のＱは、開閉素子（Ｑｓ）が導通しているとき１未満であり、開閉素子Ｑｓが導通していないときは２以上である。
【００５８】
上記ドライバ回路１４と、ある従来技術によるＥ級増幅器との本質的な差異は、ドライバ回路１４が、上記で説明したＥ級増幅器のラッチング傾向を排除するためインダクタ（Ｌｓ）の値を相対的に小さく保つことにより、開閉素子（Ｑｓ）で相対的に大きな共振電流を維持するということである。
【００５９】
スイッチ共振器のQは、電流スイッチＱｓがオンのとき１よりも小さいので、ドライバが発生させる波形は主としてスイッチによって決定される；それに対しＡ、Ｂ、およびＣ級のドライバでは、波形は主として共振器により決定される。この点で、ドライバ回路１４は上記ＣＲＴ掃引回路と同様であるものの、出力整合回路（整合リアクタンス１６）の付加という点で異なっている。だからスイッチ制御動作はきわめて効率的である。
【００６０】
上記で検討したように、整合リアクタンス（Ｌｍ）１６は、（アンテナ出力コンデンサ（Ｃｏ）と出力アンテナインダクタ（Ｌｏ）とを包含する共振アンテナである）出力共振回路１２の並列等価抵抗を、ドライバ回路１４の出力から正しい量の電力を得るのに必要な等価直列抵抗に変換する。整合リアクタンス（Ｌｍ）がインダクタである場合、付加的な利益は、出力コンデンサ（Ｃｏ）を備えた二極低域フィルタが形成されるということである。
【００６１】
これにより、ドライバ回路１４が発生させる調波エネルギーが減少する。効率的な回路は、回路がスイッチングを行なう本質により、有意な調波エネルギーを自然に発生させる。このため、単一の周波数出力が望まれるほとんどの用途で、この調波エネルギーを取り除き、それが出力に達することを防がねばならない。
【００６２】
出力アンテナインダクタ（Ｌｏ）の値は、許容可能な寸法、放射パターンなど、アンテナに関する既知の物理的な制約により一般に固定的である。
出力共振コンデンサ（Ｃｏ）の値は、出力インダクタンス（Ｌｏ）を動作周波数（Ｆｏ）で共振させるように選択されるものであり、また回路１２が動作周波数（Ｆｏ）に正確に同調するように調整可能であり、以下の式により決定することができる：
Ｃｏ＝ｌ／（４Π^２Ｆｏ^２Ｌｏ）。
【００６３】
並列等価抵抗（Ｒｐ）は主として出力共振回路１２のＱｏにより、また、はるかに少ない程度で整合インダクタ１６により決定され、以下の式により決定することができる：
Ｒｐ＝ＱｏＸＬｏ但し式中ＸＬｏ＝２ΠＬｏＦｏ。
【００６４】
リアクティブな負荷、この場合にはＬｏに所定の電流を流すには、相応する電圧Ｖｏを負荷の両端に発生させ、相応する電力Ｐｏをドライバ回路１４から送出しなければならない。必要な電力量は、共振回路１２の損失に反比例する出力共振回路１２のＱに依存している。所与の電流に対し：
Ｖｏ＝ＩｏＸＬｏ；そして
Ｐｏ＝Ｖｏ^２／Ｒｐ
但し、Ｐｏは駆動回路１４により送出すべき電力であり、ＸＬｏは駆動されるリアクタンスのインピーダンスである。
【００６５】
駆動抵抗（Ｒｓ）は、供給電圧（Ｖｓｐ）に基づきドライバ回路１４の出力に伝達される電力量によって決定される。ドライバ回路１４からの信号は通常、出力の前に濾波して除かれるので、駆動信号の基本周波数成分だけが有効な電力を伝達する。また、開閉素子（Ｑｓ）の波形は一般にその底が方形になっているので、駆動信号の基本周波数成分のピーク電圧は一般に供給電圧（Ｖｓｐ）に等しい。駆動信号の基本周波数成分のＲＭＳ電圧は以下の通りである：
Ｒｓ＝0.5^１／２ＶｓｐつまりＶｄ＝0.7071Ｖｓｐ。
さらに駆動抵抗（Ｒｓ）は以下の式により算出可能である：
Ｒｓ＝0.5Ｖｓｐ^２／Ｐｏ。
【００６６】
整合リアクタンス（Ｌｍ）の大きさは、動作周波数におけるそのリアクタンスが所望の駆動抵抗（Ｒｓ）と出力共振回路１２の等価並列抵抗（Ｒｐ）との幾何平均となるようなものである。この条件において、並列抵抗（Ｒｐ）は、インダクタ（Ｌｍ）についての（Ｑｍ）値、それは動作周波数において測定された抵抗に対するリアクタンスの比である、を生じさせる。また反射された直列抵抗（Ｒｓ）は同じ（Ｑｍ）を生じさせる。その関係は以下のように定義される：
ＱｍＲｓ＝Ｒｐ／Ｑｍ＝Ｘｌｍ；または
Ｘｌｍ＝（ＲＳＲｐ）^１／２；かつＬｍ＝Ｘｌｍ／（２ΠＦｏ）
このようにして、リアクタンス（Ｌｍ）のこの値は決定されるものであり、この値は出力に伝達される電力の平方根に反比例している。
【００６７】
スイッチコンデンサ（Ｃｓ）の好適な最小値は、伝達された電力に関して予期される駆動抵抗において約２のＱを生じさせることによって、選択される。このＱ値によって、開閉素子（Ｑｓ）の共振エネルギーは開閉素子（Ｑｓ）の共振サイクルのおよそ４分の３のうちに完全に使用される。この周期の終了時点で、スイッチ波形のフライバック部分はちょうどゼロに戻っての次のスイッチオン時刻への準備ができたところとなる。スイッチの共振は並列共振なので：
Ｘｃｓ ≦ Ｒｓ／２；かつ
Ｃｓ＝１／（２ΠＦｓＸｃｓ）
【００６８】
ここで、Ｘｃｓはスイッチコンデンサ（Ｃｓ）のインピーダンスである。実際には、スイッチコンデンサ（Ｃｓ）の値の大きさは、開閉素子（Ｑｓ）の非線形出力キャパシタンスの効果を最小にするようなものである。もしこれらの非線形効果を処理しない場合、上記のような低調波および／または無秩序な振動を招く可能性がある。（Ｃｓ）の好適な最大値は電流スイッチ（Ｑｓ）の最大キャパシタンスに等しい。これらの条件のもとで、スイッチコンデンサ（Ｃｓ）の値は多くの場合、上記の減衰されたフライバック波形を発生させるのに必要なものよりも大きい。この結果、スイッチ共振器には、より高い電流が生じる。フライバックパルスの終りに残された不減衰エネルギー（逆のＩｌｓ）は、開閉素子（Ｑｓ）に接地以下の波形を送って正弦波を持続しようとする。
【００６９】
これは、通常開閉素子（Ｑｓ）に連携されているリバースダイオード（逆極性のダイオード）（図示せず）によって、または開閉素子（Ｑｓ）自体のオン抵抗において捕えられる。その結果、この蓄積された逆のスイッチインダクタ電流は電源に向かって逆流し、こうして、蓄積された過剰なエネルギーは電源に戻される。スイッチコンデンサ（Ｃｓ）の値の大きさそれ自体には上限がない。しかしながら、過度に値の大きいコンデンサ（Ｃｓ）は、スイッチ共振器（Ｑｓ）を包含する構成要素に関係する損失のため、不必要にエネルギーを浪費する。
【００７０】
スイッチインダクタ（Ｌｓ）の値の大きさは、以下のように動作周波数の１ないし２倍のスイッチ共振周波数を発生させるようなものである：
Ｆｏ＜Ｆｓ＜（２Ｆｏ）；かつ
Ｌｓ＝１／（４Π^２Ｆｓ^２Ｃｓ）。
図９は、本発明での使用に適した呼び掛け機２４の模式ブロック図である。呼び掛け機２４と共振タグ２６とは、当該技術において周知の通り、誘導結合によって通信を行なう。呼び掛け機２４は、送信機１０″と、受信機２８と、アンテナアセンブリ１２″と、データ処理制御回路３０とを具備しており、それらは各々、入力と出力とを有している。
【００７１】
送信機１０″の出力は、受信機２８の第１の入力と、アンテナアセンブリ１２″の入力とに接続されている。アンテナアセンブリ１２″の出力は受信機２８の第２の入力に接続されている。データ処理制御回路３０の第１および第２の出力は、送信機１０″の入力および受信機２８の第３の入力にそれぞれ接続されている。さらに、受信機２８の出力はデータ処理制御回路３０の入力に接続されている。
【００７２】
この一般的な構成を有する呼び掛け機は、すべてウォルトン（Walton）に対し付与された米国特許第3,752,960、3,816,708、4,223,830および4,580,041号に記述されている回路を使用して作製することができる；これらの特許のすべてをそれらについて言及することによって本願にそっくりそのまま組み込む。しかしながら、送信機１０″およびアンテナアセンブリ１２″は、本明細書に記述した回路１０および出力共振回路１２の特質および特性を備えている。すなわち、送信機１０″は本発明による駆動回路１０であり、アンテナアセンブリ１２″は本発明による出力共振回路１２の一部分である。呼び掛け機２４は一対のペデスタル構造による物理的な外観を有していてもよいが、呼び掛け機２４の他の物理的表現も本発明の範囲内にある。呼び掛け機２４は、通常の共振タグか無線周波数識別（ＲＦＩＤ）タグのいずれかと対話するＥＡＳシステムで使用することが可能である。
【００７３】
その高い効率の故に上記の駆動回路１０は、放熱が困難な表面実装部品を用いた小型のプリント基板として実施される場合に特に有用である。本発明の駆動回路は、調波を搬送周波数より約50デシベル小さく保ちながら約20Ｗの電力で13.5メガヘルツにおける2000ボルトアンペアの循環するアンテナエネルギーを制御することができる。このアンテナエネルギーの量は、６フィート（1.8288ｍ）の通路のための質問区域を、通路の各々の側に１基のアンテナを使用して形成するために十分なものである。
【００７４】
上記実施例に対し本発明の広範な概念から逸脱することなく変更をなしうることが、当業者には了解されるであろう。したがって、本発明は、開示された特定の実施例に限定されるものではなく、附属する特許請求の範囲によって定義される通りの本発明の精神および範囲の内にある変型を包含するように意図されているものと理解される。
【図面の簡単な説明】
【図１】は、リアクティブな負荷を駆動するための従来技術による駆動回路の電気的回路図である；
【図２】は、図１の駆動回路に関係する電圧および電流の波形を示している；
【図３】は、従来技術によるフライバックドライバ回路の電気的回路図である；
【図４】は、リアクティブな負荷を駆動するために使用される従来技術によるＥ級電力増幅器の電気的回路図である；
【図５】は、図４の回路に関係する電圧および電流の波形を示している；
【図６】は、リアクティブな負荷を駆動するために使用される、本発明による回路の模式的な機能ブロック図である；
【図７Ａ】は、シングルエンド型構成による図６の回路のある好適な実施の等価電気回路図である；
【図７Ｂ】は、プッシュプル型構成による図７Ａの回路の等価電気回路図である；
【図８】は、図７Ａの回路に関係する電圧および電流の波形を示している；
【図９】は、本発明での使用に適した呼び掛け機の模式的な機能ブロック図である。

Claims

リアクティブな負荷を高効率で駆動するための回路であって：
ＤＣ入力電流をＲＦ出力電流に変換するためのドライバ回路であって第１のスイッチと第２のスイッチとを含む差動的な導入部を有するドライバ回路と；
前記リアクティブな負荷を含む出力共振回路と；
前記ドライバ回路の前記ＲＦ出力電流と前記出力共振回路の入力との間に直列に結合された結合リアクタンスであって、前記ドライバ回路から前記出力共振回路への直列並列インピーダンス整合を行ない、前記第１のスイッチに関係する前記ドライバ回路の前記ＲＦ出力電流と前記出力共振回路の入力との間に直列に結合された第１のリアクタンスと、前記第２のスイッチに関係する前記ドライバ回路の前記ＲＦ出力電流と前記出力共振回路の入力との間に直列に結合された第２のリアクタンスとを含む結合リアクタンスと；
を具備する回路。
リアクティブな負荷を高効率で駆動するための回路であって：
ＤＣ入力電流をＲＦ出力電流に変換するためのドライバ回路であって第１のスイッチと第２のスイッチとを含む差動的な導入部を有するドライバ回路と；
前記リアクティブな負荷と前記ＲＦ出力電流を受け取るための入力とを包含する出力共振回路と；
前記ドライバ回路から前記共振回路への直列並列インピーダンス整合を行なうため前記ドライバ回路と前記共振回路の前記入力との間に直列に電気的に接続された結合リアクタンスであって、前記第１のスイッチに関係する前記ドライバ回路の前記ＲＦ出力電流と前記出力共振回路の入力との間に直列に結合された第１のリアクタンスと、前記第２のスイッチに関係する前記ドライバ回路の前記ＲＦ出力電流と前記出力共振回路の入力との間に直列に結合された第２のリアクタンスとを包含する結合リアクタンスと；
を具備する回路。
電子的物品監視システムにおいて、呼びかけ信号を検出区域内に送信し、前記検出区域内の共振タグの存在によって生じる外乱を検出することによって前記検出区域を監視するための呼び掛け機であって：
前記呼びかけ信号を送信するためのループアンテナと；
前記アンテナの両端に接続された共振キャパシタンス（容量）であって、それが前記アンテナと共振回路を形成するところの共振キャパシタンスと；
前記共振回路を駆動するためのＲＦ出力電流を有するドライバ回路であって、前記ドライバ回路が、第１のスイッチと第２のスイッチとを含む差動的な導入部を有しており、前記回路が、前記ドライバ回路から前記共振回路への直列並列インピーダンス整合を行なうため前記ドライバ回路の前記ＲＦ出力電流と前記共振回路との間に直列に接続された結合リアクタンスを包含しており、前記結合リアクタンスが、前記第１のスイッチに関係する前記ドライバ回路の前記ＲＦ出力電流と前記出力共振回路の入力との間に直列に結合された第１のリアクタンスと、前記第２のスイッチに関係する前記ドライバ回路の前記ＲＦ出力電流と前記出力共振回路の入力との間に直列に結合された第２のリアクタンスとを包含しているドライバ回路と；
を具備する呼び掛け機。
リアクティブな負荷を高効率で駆動するための回路であって：
ＤＣ入力電流をＲＦ出力電流に変換するためのドライバ回路であって、前記ドライバ回路が１つだけのスイッチを包含しており、前記ドライバ回路がスイッチコンデンサとスイッチインダクタとをさらに包含しており、前記スイッチが非線形出力キャパシタンス（容量）を有しており、前記スイッチコンデンサが、前記スイッチの前記非線形出力キャパシタンスの効果を最小にするため前記スイッチ出力キャパシタンスの最大値に等しく、前記スイッチコンデンサが（１／（２ΠＦｓＸｃｓ））（式中、Ｘｃｓ≦Ｒｓ／２、Ｆｓは前記スイッチの共振周波数、Ｘｃｓは前記スイッチコンデンサのインピーダンス、Ｒｓは前記ドライバ回路の直列出力抵抗）の値を有していることを特徴とするドライバ回路と；
前記リアクティブな負荷を包含する出力共振回路と；
前記ドライバ回路の前記ＲＦ出力電流と前記出力共振回路の入力との間に直列に結合され、前記ドライバ回路から前記出力共振回路への直並列インピーダンス整合を行なう結合リアクタンスと；
を具備する回路。
リアクティブな負荷を高効率で駆動するための回路であって：
ＤＣ入力電流をＲＦ出力電流に変換するためのドライバ回路であって、前記ドライバ回路が１つだけスイッチを含み、前記ドライバ回路がスイッチコンデンサとスイッチインダクタとをさらに含み、前記スイッチが非線形出力キャパシタンス（容量）を有しており、前記スイッチコンデンサが、前記スイッチの前記非線形出力キャパシタンスの影響を最小にするため前記スイッチ出力キャパシタンスの最大値に等しく、前記スイッチインダクタが（１／（４Π^２Ｆｓ^２Ｃｓ））、ただし式中、Ｆｏ＜Ｆｓ＜２Ｆｏ、ただしＦｓは前記スイッチの共振周波数、Ｃｓは前記スイッチコンデンサの値、Ｆｏは前記回路の動作周波数）の値を有するように選択されるドライバ回路と；
前記リアクティブな負荷を含む出力共振回路と；
前記ドライバ回路の前記ＲＦ出力電流と前記出力共振回路の入力との間に直列に結合され、前記ドライバ回路から前記出力共振回路への直並列インピーダンス整合を行なう結合リアクタンスと；
を包含する回路。
リアクティブな負荷を高効率で駆動するための回路であって：
ＤＣ入力電流をＲＦ出力電流に変換するためのドライバ回路であって、前記ドライバ回路が１つだけスイッチとを含み、前記ドライバ回路がスイッチコンデンサとスイッチインダクタとをさらに包含しており、前記スイッチが非線形出力キャパシタンスを有しており、前記スイッチコンデンサが、前記スイッチの前記非線形出力キャパシタンスの影響を最小にするため前記スイッチ出力キャパシタンスの最大値に等しく、前記スイッチの共振のＱが、前記スイッチが閉じているとき１未満であり、前記スイッチが開いているとき２以上となるように、前記スイッチ、スイッチインダクタおよびスイッチコンデンサの値が選択されるドライバ回路と；
前記リアクティブな負荷を含む出力共振回路と；
前記ドライバ回路の前記ＲＦ出力電流と前記出力共振回路の入力との間に直列に結合され、前記ドライバ回路から前記出力共振回路への直列並列インピーダンス整合を行なう結合リアクタンスと；
を含む回路。