ES2276469T3 - Circuito de control de cargas reactivas. - Google Patents
Circuito de control de cargas reactivas. Download PDFInfo
- Publication number
- ES2276469T3 ES2276469T3 ES98936845T ES98936845T ES2276469T3 ES 2276469 T3 ES2276469 T3 ES 2276469T3 ES 98936845 T ES98936845 T ES 98936845T ES 98936845 T ES98936845 T ES 98936845T ES 2276469 T3 ES2276469 T3 ES 2276469T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- circuit
- output
- switch
- switching
- control circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G08—SIGNALLING
- G08B—SIGNALLING OR CALLING SYSTEMS; ORDER TELEGRAPHS; ALARM SYSTEMS
- G08B13/00—Burglar, theft or intruder alarms
- G08B13/02—Mechanical actuation
- G08B13/14—Mechanical actuation by lifting or attempted removal of hand-portable articles
-
- G—PHYSICS
- G08—SIGNALLING
- G08B—SIGNALLING OR CALLING SYSTEMS; ORDER TELEGRAPHS; ALARM SYSTEMS
- G08B13/00—Burglar, theft or intruder alarms
- G08B13/22—Electrical actuation
- G08B13/24—Electrical actuation by interference with electromagnetic field distribution
- G08B13/2402—Electronic Article Surveillance [EAS], i.e. systems using tags for detecting removal of a tagged item from a secure area, e.g. tags for detecting shoplifting
- G08B13/2465—Aspects related to the EAS system, e.g. system components other than tags
- G08B13/2468—Antenna in system and the related signal processing
- G08B13/2477—Antenna or antenna activator circuit
-
- G—PHYSICS
- G08—SIGNALLING
- G08B—SIGNALLING OR CALLING SYSTEMS; ORDER TELEGRAPHS; ALARM SYSTEMS
- G08B13/00—Burglar, theft or intruder alarms
- G08B13/22—Electrical actuation
- G08B13/24—Electrical actuation by interference with electromagnetic field distribution
- G08B13/2402—Electronic Article Surveillance [EAS], i.e. systems using tags for detecting removal of a tagged item from a secure area, e.g. tags for detecting shoplifting
- G08B13/2465—Aspects related to the EAS system, e.g. system components other than tags
- G08B13/2468—Antenna in system and the related signal processing
- G08B13/2471—Antenna signal processing by receiver or emitter
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Computer Security & Cryptography (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Burglar Alarm Systems (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
Circuito para controlar una carga reactiva con alta eficiencia, comprendiendo el circuito: un circuito de control (14) para convertir corriente de entrada CC a corriente de salida RF, incluyendo dicho circuito de control (14) al menos un conmutador (Qs), y un condensador de conmutador (Cs) y un inductor de conmutador (Ls); un circuito resonante de salida (12) que incluye la carga reactiva; y una reactancia de acoplamiento (16, 18) acoplado en serie entre la corriente de salida RF del circuito de control (14) y una entrada del circuito resonante de salida (12), ejecutando la reactancia de acoplamiento la adaptación de impedancia en serie a impedancia en paralelo desde el circuito de control (14) hasta el circuito resonante de salida (12); el circuito caracterizado por el hecho de que el conmutador (Qs) posee una capacitancia de salida no lineal, siendo el condensador de conmutación (Cs) igual al máximo de la capacitancia de salida de conmutación capaz de minimizar los efectos de la capacitancia de salida no lineal del conmutador (Qs), teniendo el condensador de conmutación (Cs) un valor de 1/(2pFsXcs), siendo Xcs = Rs/2, siendo Fs la frecuencia de resonancia del conmutador (Qs), siendo Xcs la impedancia del condensador de conmutación y siendo Rs la resistencia de salida en serie del circuito de control (14).
Description
Circuito de control de cargas reactivas.
El presente invento hace referencia de forma
general a un circuito para controlar una carga reactiva y, más
concretamente, a un circuito de conmutación resonante muy eficiente
indicado para convertir una corriente CC en corrientes circulantes
senoidales de cargas reactivas a frecuencias de radio. El presente
invento puede utilizarse, por ejemplo, para controlar antenas de
cuadro (inductivas) reactivas como las que se usan en un
interrogador perteneciente a un sistema de vigilancia electrónica de
artículos (en inglés, electronic article surveillance o
EAS).
El invento hace referencia más concretamente a
un circuito para controlar una carga reactiva con una elevada
eficiencia, el circuito compuesto por: un circuito de control para
convertir la corriente CC de entrada en corriente RF de salida,
incluyendo éste al menos un conmutador, un condensador de
conmutación y un inductor de conmutación; un circuito resonante de
salida que comprende la carga reactiva; una reactancia de
acoplamiento acoplada en serie entre la corriente RF de salida del
circuito de control y una entrada del circuito resonante de salida,
realizando dicha reactancia de acoplamiento la adaptación de
impedancia entre serie y paralelo desde el circuito de control al
circuito resonante de salida.
Los circuitos de control que incluyen un
circuito resonante se emplean a menudo para permitir una conversión
eficiente de la energía procedente de una fuente de alimentación de
CC a una carga reactiva. La figura 1 muestra, de forma
generalizada, un circuito de control 100 según el estado de la
técnica para controlar una carga (inductiva) reactiva 102 (Ls). El
circuito de control 100 incluye un dispositivo de conmutación de
corriente (Qs), un condensador de resonancia (Cs) y un elemento de
pérdida (Ro), representando este último las pérdidas de potencia
relacionadas con las resistencias de la carga reactiva (Ls) 102 y el
condensador (Cs) y cualquier resistencia adicional que pueda
conectarse al circuito 100. El diseño del circuito 100 está
optimizado para proporcionar potencia al elemento de pérdida (Ro),
en vez de energía reactiva a la carga inductiva (Ls). De este modo,
el análisis de la eficiencia del circuito 100 suele depender de la
cantidad de potencia transmitida al elemento de pérdida (Ro). La
siguiente exposición se refiere a este método habitual de análisis.
(Puede incluirse una resistencia que forme parte del circuito
resonante compuesto de Ls y Cs, por ejemplo, para aumentar el ancho
de banda de la resonancia).
La figura 2 muestra las formas de onda 104, 106
de tensión y corriente relacionadas normalmente con el circuito de
control 100. La forma de onda superior 104 muestra la tensión (Vs)
que atraviesa el dispositivo de conmutación de corriente (Qs) y la
tensión que pasa por el condensador (Cs) obtenida a partir de la
conmutación de corriente llevada a cabo en el dispositivo de
conmutación de corriente (Qs). La forma de onda inferior 106 muestra
la corriente (Ils) que fluye a través de la carga reactiva
(Ls).
Resulta deseable que los circuitos de control
para cargas reactivas funcionen con la máxima eficiencia posible.
Los circuitos de control ineficientes precisan de un mayor
suministro de energía. Estos circuitos de control ineficientes
también consumen una cantidad considerable de energía en forma de
calor y, por tanto, exigen la presencia de grandes disipadores de
calor y/o ventiladores para eliminar ese calor. Además, suelen ser
menos fiables. La naturaleza del dispositivo de conmutación de
corriente (Qs) determina la eficiencia del circuito de control 100
conforme al estado de la técnica. En concreto, el porcentaje del
tiempo en el que el dispositivo de conmutación (Qs) funciona en
modo lineal -un modo en el que la corriente se transforma como
función continua de tiempo y no como función discontinua de tiempo-
determina el denominado tipo de funcionamiento del circuito de
control 100 según el estado de la técnica.
En circuitos de control de carga reactiva, como
el circuito de control 100, la eficiencia de la conversión
eléctrica se refiere generalmente a la cantidad de potencia disipada
por el elemento de pérdida (Ro) (las pérdidas resistivas del
circuito). Así pues, la eficiencia de la conversión eléctrica
equivale al porcentaje de potencia disipada en (Ro) dividida por la
potencia total consumida por el circuito de control 100 (es decir,
la suma de la potencia suministrada a Ro y la potencia disipada por
el dispositivo de conmutación de corriente Qs).
Las clases de funcionamiento del circuito de
control 100 más conocidas son la clase A, la clase B y la clase C.
El funcionamiento de clase A se refiere al funcionamiento de Qs en
modo lineal el 100% del tiempo. El funcionamiento de clase A es muy
poco eficiente debido a la potencia disipada que atraviesa el
dispositivo de conmutación de corriente (Qs). Esta disipación de
potencia está provocada por la tensión simultánea y la corriente que
atraviesan el dispositivo de conmutación de corriente (Qs),
derivadas del modo lineal de funcionamiento de Qs. El
funcionamiento de clase A del circuito de control 100 según el
estado de la técnica tiene una eficiencia máxima teórica de un
25%.
El funcionamiento de clase B del circuito 100 se
refiere al funcionamiento del dispositivo de conmutación de
corriente (Qs) en modo lineal aproximadamente un 50% del tiempo.
Dicho de otro modo, el dispositivo de conmutación (Qs) funciona
linealmente durante la mitad de cada ciclo de la forma de onda de
control. La eficiencia de conversión de potencia máxima teórica del
funcionamiento de clase B para el circuito 100 según el estado de
la técnica es de un 78,65%, aunque en la práctica a menudo alcanza
menos de un 50% de eficiencia.
El funcionamiento de clase C del circuito 100 se
refiere al funcionamiento del dispositivo de conmutación de
corriente (Qs) en modo lineal menos de un 50% del tiempo. De hecho,
en el funcionamiento de clase C del circuito 100 el dispositivo de
conmutación de corriente (Qs) funciona predominantemente como
conmutador discontinuo, lo que lo excluye para aplicaciones que
precisen una amplificación lineal real. El diagrama de tiempo de
conducción mostrado en la figura 2 se corresponde con un
funcionamiento de clase C. El funcionamiento de clase C del
circuito 100 según el estado de la técnica es el que logra mejores
eficiencias, que a menudo se sitúan entre un 40% y un 80% en la
práctica. Estas eficiencias, no obstante, siguen sin cumplir el
objetivo del presente invento.
La figura 3 muestra un circuito de control de
"retorno" 108 según el estado de la técnica, utilizado
generalmente como circuito de control de deflexión horizontal en
visualizadores de tubo de rayos catódicos (televisores y
monitores). Al utilizarse como circuito de control de deflexión en
dispositivos de tubos de rayos catódicos (CRT), el circuito de
control 108 incluye un transformador de alta tensión (Ls), un
dispositivo de conmutación de corriente (Qs) y un condensador de
resonancia (Cs). El circuito de control 108 también puede incluir un
condensador de acople de gran valor (Cc) para impedir que la
corriente CC atraviese la inductancia de la bobina de deflexión
(Lo), lo que provocaría errores de posicionamiento horizontal en el
visualizador de CRT.
El circuito de control 108 puede poseer las
características de un circuito de control resonante de conmutación
porque el dispositivo de conmutación de corriente (Qs) funciona
estrictamente en modo discontinuo. La parte resonante del circuito
de control 108 está formada por la conexión en paralelo de la bobina
de deflexión (Lo) y el transformador de alta tensión (Ls) junto con
el condensador de resonancia (Cs). Cuando se utiliza como circuito
de deflexión horizontal, el dispositivo de conmutación de corriente
(Qs) está cerrado durante la duración del barrido (aproximadamente
un 80% del tiempo total), lo que provoca que se aplique en toda la
bobina de deflexión (Lo) una forma de onda de tensión plana y baja.
(Véanse las formas de onda Vs y Vo de la figura 3). Durante el
periodo de tiempo en el que el dispositivo de conmutación de
corriente (Qs) está activado, la tensión de alimentación (Vsp) se
aplica a los inductores (Ls) y (Lo). Como bien se conoce en la
técnica, las corrientes que fluyen a través de Ls y Lo aumentan
linealmente durante ese tiempo. Dicho incremento de la corriente
lineal es deseable pues provoca una deflexión más o menos lineal de
los electrones del CRT en función del tiempo, haciendo que la
distribución de la información en la pantalla del CRT sea más o
menos uniforme.
Cuando el dispositivo de conmutación (Qs) se
abre durante el denominado tiempo de retorno (aproximadamente un
20% del periodo total), la energía almacenada en los inductores Ls y
Lo se transmite al condensador de resonancia (Cs) de forma
resonante. Esto se traduce en la generación de una señal
semisenoidal de alta tensión que atraviesa el condensador (Cs),
cuyo pico es muy superior en amplitud al de la tensión de
alimentación eléctrica (Vsp). De este modo, se invierte la tensión
que pasa por los inductores Ls y Lo, a diferencia de lo que ocurría
con el voltaje que se les aplica cuando el dispositivo de
conmutación de corriente (Qs) estaba cerrado. Esto hace que la
corriente que los atraviesa se invierta y, a su vez, que el
condensador (Cs) se descargue y transmita la energía que tiene
almacenada al grupo de inductores Ls y Lo. Este fenómeno de carga y
descarga del condensador (Cs) se conoce con el nombre de retorno y
se produce de forma senoidal, lo cual produce los impulsos de
retorno de semiseno que señalan el funcionamiento del circuito de
control 108.
El circuito de control de retorno 108 convierte
la corriente CC en energía reactiva a frecuencias RF de forma muy
eficiente. Puesto que el dispositivo de conmutación de corriente
(Qs) se emplea como conmutador, y no como dispositivo lineal, las
pérdidas de energía relacionadas con Qs pueden ser muy bajas.
Desgraciadamente, el circuito de control de retorno 108 no es
adecuado para controlar una antena de cuadro inductiva debido al
elevado contenido armónico de la señal que genera. Estos armónicos
irradian y crean así una elevada cantidad de emisiones que se
encuentran fuera del rango de frecuencias de la radiación, algo
inaceptable para las autoridades reguladoras de radio
gubernamentales, como la U.S. Federal Communications Commission.
La figura 4 muestra un circuito de control 110
de clase E según el estado de la técnica pensado para controlar una
carga inductiva (Lo). El circuito 110 incluye un dispositivo de
conmutación de corriente (Qs), un condensador de conmutación (Cs),
un inductor de alimentación CC (Ls), un condensador de resonancia
(Co), el inductor de salida (Lo) -que puede tratarse de una antena
de cuadro inductiva- y un elemento de pérdida (Ro), representando
éste último las pérdidas de potencia relacionadas con las
resistencias de Ls, Cs, Co, Lo y cualquier otra resistencia
adicional que pueda conectarse al circuito 110. (Al igual que con el
circuito 100 de la figura 1, puede añadirse una resistencia
adicional como parte del circuito resonante compuesto de Lo y Co,
por ejemplo, para aumentar el ancho de banda de resonancia).
La figura 5 muestra la tensión y las formas de
onda de la corriente asociadas con el circuito de control 110 de
clase E. El condensador de conmutación (Cs), el inductor de salida
(Lo) y el condensador de resonancia (Co) producen un impulso de
retorno de semiseno 112 en el dispositivo de conmutación (Qs). Una
característica distintiva del circuito de control 110 de clase E es
que el componente CA de la corriente (Ils) 114 del inductor de
conmutación (Ls) es mucho más pequeño que la corriente CC 116 que
atraviesa el inductor de conmutación (Ls).
En el circuito de control 110 de clase E, el
dispositivo de conmutación de corriente (Qs) funciona como
conmutador, ya sea apagado o encendido. Cuando está encendido, el
dispositivo de conmutación de corriente (Qs) conduce la potencia
hacia la parte de baja tensión de la onda de semiseno y, por tanto,
se disipa una cantidad mínima de potencia. Cuando está apagado, al
dispositivo de conmutación de corriente no le llega corriente y, por
tanto, básicamente no se disipa ninguna cantidad de energía. En el
circuito de control 110 de clase E, el inductor de alimentación CC
(Ls) posee un valor elevado en relación con el inductor de salida
(Lo) y, por tanto, no afecta al funcionamiento de resonancia del
circuito 110. La frecuencia resonante del inductor de salida (Lo) y
el condensador de resonancia (Co) se elige para que se encuentre
nominalmente en (Fo), la frecuencia de conmutación del dispositivo
de conmutación de corriente (Qs). Ocurre que el circuito resonante
compuesto de Lo y Co filtra y elimina los armónicos de la señal de
semiseno generada en el conmutador (Qs), garantizando así que la
salida de señal irradiada del inductor (Lo) carezca en su mayor
parte de señales armónicas indeseadas. La porción de semiseno de la
señal Vs mostrada en la figura 5 deriva de la acción combinada de
Cs, Co y Lo.
En una aplicación práctica del circuito de
control 110 de clase E, la frecuencia resonante de Cs, Co y Lo
puede ser algo superior a la frecuencia de funcionamiento (Fo). Esto
es así para asegurar que la señal Vs regresa a tierra antes de que
se encienda el conmutador de corriente (Qs). Esto minimiza las
pérdidas de potencia procedentes del conmutador de corriente (Qs)
asociadas con la conmutación. Hemos llegado a la conclusión de que
una aplicación práctica del circuito de control de clase E como
circuito de control de una antena de cuadro no es adecuada porque
el dispositivo de conmutación (Qs) utilizado en la práctica incluye
un FET con una elevada capacitancia no lineal de dispositivo. Esta
capacitancia de dispositivo alcanza su máximo cuando la tensión que
atraviesa el dispositivo (Vs) es mínima. En la práctica, esta
elevada capacitancia no lineal de dispositivo hace que la
frecuencia de resonancia del circuito sea radicalmente inferior
durante el periodo inmediatamente posterior a la desconexión del
FET. Esta acción suele enclavar el circuito de tal modo que la
tensión de control (Vs) se mantiene baja después de haberse
desconectado el FET. Este efecto de enclavamiento puede durar más
de un ciclo, hasta que la corriente que fluye por el inductor de
alimentación de CC (Ls) aumenta lo suficiente como para cargar la
elevada capacitancia no lineal del FET y poder sacar el circuito de
este estado. De este modo, en una aplicación práctica del circuito
de control 110 de la clase E, pueden saltarse los ciclos de señal
de control, a causa del enclavamiento, bien periódicamente
(generando una señal subarmónica) o aleatoriamente (generando una
forma caótica de ruido). Así pues, la aplicación práctica de un
circuito de control 110 de clase E no es adecuada como circuito de
control de una carga reactiva, como es una antena de cuadro.
Los circuitos de control de retorno y de clases
A, B y C son más inmunes a estos problemas porque la resonancia de
estos circuitos controla su funcionamiento mucho más que la del
circuito de clase E. El inductor (Ls) de los circuitos de control
100 de clases A, B y C de la figura 1 y del circuito de control de
retorno 108 de la figura 3 posee un valor muy inferior al del
inductor (Ls) del circuito de control 110 de clase E. A partir de
este valor relativamente pequeño de Ls, el aumento de la corriente
que pasa por Ls (asociada con la tensión aplicada que lo atraviesa
cuando el conmutador de corriente (Qs) conduce la corriente) carga
la capacitancia no lineal de los dispositivos de conmutación (Qs)
utilizados en la práctica (por ejemplo un FET) lo bastante para que
no suceda el enclavamiento descrito anteriormente.
Sin embargo, los circuitos que usan estas clases
(A, B, C) de funcionamiento o son ineficientes o generan armónicos
inaceptables.
El documento
EP-A-0.523.271, que conforma la base
del concepto general de la reivindicación independiente 1, da a
conocer un circuito de control de una carga reactiva compuesto de un
circuito de control para la conversión de corriente de entrada CC a
corriente de salida RF con dos conmutadores; un circuito resonante
con carga reactiva y una reactancia de acoplamiento. Más
concretamente, este documento describe un circuito para acoplar la
salida de una fase final de contrafase de un generador de RF formado
por FET de puerta aislada a un circuito resonante de antena
compuesto por una bobina y un condensador. El circuito resonante de
antena forma parte de un dispositivo de interrogación perteneciente
a un sistema de transmisor-receptor. Al usarse dicho
sistema el dispositivo de interrogación genera un campo magnético
variable senoidalmente por medio del circuito resonante de antena.
El dispositivo respondedor del sistema de
transmisor-receptor recibe dicho campo, que puede
utilizarse para generar energía de alimentación para el dispositivo
respondedor.
El documento
US-A-5.493.312 describe una
configuración alternativa de circuito resonante que reduce la
cantidad de corriente RF conmutada por los transistores de fase de
potencia de una unidad T/R y, así, disminuye significativamente el
riesgo de fiabilidad. Una configuración de bobinas y condensadores
de antena resonante en paralelo reduce la corriente RF que
atraviesa la configuración de transistor contrafásico de fase de
salida a una pequeña fracción de la corriente RF experimentada por
circuitos resonantes típicos en serie.
El documento
US-A-4.963.880 describe un sistema
de antena coplanar dotado de una antena de cuadro de bobina única
que cumple las funciones de transmisión y recepción. La antena
funciona en modo sintonizado durante la transmisión y en modo no
sintonizado durante la recepción. Se eliminan así los problemas del
efecto de transformador y de la zona muerta. El transmisor es
eficiente y el receptor es inmune al ruido de impulsos.
A pesar de la disponibilidad de distintos tipos
de circuitos de control, aún es necesario contar con un circuito de
control que pueda controlar con eficiencia cargas reactivas. Por
tanto, es una finalidad del presente invento mejorar un circuito
según el concepto general de la reivindicación 1 de tal manera que
pueda controlar más efectivamente cargas reactivas sin la adición
de ruido ni de señales armónicas y para que sea adecuado para
controlar una antena de cuadro inductiva.
Este objetivo se resuelve según el presente
invento mediante un circuito compuesto de las características
expuestas en la reivindicación independiente 1. Las reivindicaciones
subordinadas tienen por objeto otras realizaciones del invento.
El presente invento proporciona un circuito de
conmutación resonante muy eficiente para la conversión de corriente
CC en corrientes circulantes senoidales en cargas reactivas a
frecuencias de radio. A dicho fin, según el presente invento, el
condensador de conmutación se dimensiona para poder minimizar los
efectos de la capacitancia de salida no lineal del conmutador. El
circuito de control del circuito según el presente invento utiliza
únicamente un conmutador, lo que se traduce en un circuito de
control más sencillo. En una realización del circuito según el
presente invento, el circuito de control posee una estructura
diferencial que comprende dos conmutadores. Los detalles
específicos del circuito reivindicado en la reivindicación
independiente 1 permiten controlar una carga reactiva con una
elevada eficiencia.
La siguiente descripción detallada de las
realizaciones preferentes del invento se entenderá mejor si se lee
junto con los dibujos adjuntos. A efectos ilustrativos del invento,
en los dibujos se muestran realizaciones que son preferentes. No
obstante, debería interpretarse que el invento no se limita a las
disposiciones y combinaciones concretas que se muestran. Las
figuras muestran:
La figura 1 muestra un diagrama eléctrico
esquemático de un circuito de control según el estado de la técnica
para el control de una carga reactiva;
La figura 2 muestra las formas de onda de
corriente y tensión relacionadas con el circuito de control de la
figura 1;
La figura 3 muestra un diagrama eléctrico
esquemático de un circuito de control de retorno según el estado de
la técnica;
La figura 4 muestra un diagrama eléctrico
esquemático de un amplificador de potencia de clase E según el
estado de la técnica para el control de una carga reactiva;
La figura 5 muestra las formas de onda de
corriente y tensión relacionadas con el circuito de la figura 4;
La figura 6 muestra un diagrama de bloques
esquemático funcional de un circuito según el presente invento que
se emplea para controlar una carga reactiva;
La figura 7A muestra un diagrama de circuito
eléctrico equivalente de una realización preferente del circuito de
la figura 6 con una configuración asimétrica;
La figura 7B muestra un diagrama de circuito
eléctrico equivalente del circuito de la figura 7A en una
configuración contrafásica;
La figura 8 muestra las formas de onda de
corriente y tensión relacionadas con el circuito de la figura
7A;
La figura 9 es un diagrama de bloques
esquemático funcional de un interrogador adecuado para su uso con el
presente invento.
En la siguiente descripción se utiliza cierta
terminología sólo a efectos prácticos, sin pretender ser limitativa.
En los dibujos, se aplica la misma referencia numérica para
designar los mismos elementos de las distintas figuras.
La figura 6 muestra un diagrama de bloques
esquemático funcional de un circuito 10 según el presente invento
que se emplea para controlar una carga reactiva. En la realización
del invento mostrada en la figura 6, se observa un circuito
resonante de salida 12 que consta al menos de un inductor y de un
condensador, uno de ellos es la carga reactiva. El inductor puede
ser una antena de cuadro inductiva. La carga reactiva puede constar
bien de una carga inductiva o bien de una carga capacitiva. La
figura 7A muestra un diagrama de circuitos de una realización
preferente de los circuitos 10 y 12.
En referencia a la figura 6, el circuito 10
incluye un circuito de control 14, una reactancia de adaptación o
acoplamiento (Lm) 16 y un condensador de acoplamiento (Cc) 18. El
circuito de control 14 convierte una corriente de alimentación CC
(Vsp) en corriente RF de salida. La reactancia de adaptación (Lm) 16
está acoplada en serie entre una salida de RF 15 del circuito de
control 14 y la salida del circuito resonante 12. Según el presente
invento, la reactancia de adaptación 16 puede incluir un condensador
o bien un inductor. La reactancia de adaptación (Lm) 16 lleva a
cabo la adaptación de la impedancia de serie a paralelo desde la
salida del circuito de control 14 hasta el circuito resonante 12.
El condensador de acoplamiento 18 adicional se acopla en serie
entre la salida RF 16 del circuito de control 14 y la reactancia de
adaptación (Lm) 15 y bloquea la tensión media CC relacionada con el
circuito de control 14 impidiendo que esta tensión se dé en el
circuito resonante de salida 12.
En cuanto a la figura 7A, el circuito 10 incluye
el circuito de control 14, mostrado en forma de circuito
equivalente, el condensador de acoplamiento (Cc) 18, la reactancia
de adaptación (Lm) 16 y la carga reactiva, Co o Lo, que forma parte
del circuito de resonancia de salida 12. El circuito de control 14
posee determinados componentes relacionados con un amplificador de
potencia de clase E, como son un dispositivo de conmutación (Qs),
un inductor de conmutación (Ls) y un condensador de conmutación
(Cs). La resistencia, equivalente a un resonador, del circuito de
control 14 se representa con Rs. El dispositivo de conmutación (Qs)
es preferentemente un transistor de efecto de campo de metal óxido
semiconductor (MOSFET), aunque también puede comprender cualquier
dispositivo electrónico de conmutación adecuado, como un transistor
de unión bipolar (BJT), un transistor bipolar de puerta aislada
(IGBT), un tiristor controlado por MOS (MCT) o un tubo de vacío.
\newpage
La figura 7A muestra el circuito de control 14
realizado en configuración asimétrica, en la cual el dispositivo
conduce la corriente con un factor de trabajo del 50%. Sin embargo,
el circuito de control 14 también puede realizarse como
contrafásico, tal y como se muestra en la figura 7B (es decir,
realización diferencial); en dicha configuración existen al menos
dos dispositivos activos que amplifican alternativamente los ciclos
positivos y negativos de la forma de onda de entrada compartiendo
el suministro de energía a la carga.
En la figura 7B se muestra una configuración
contrafásica de un circuito 10' para el control de una carga
reactiva 12'. El circuito 10' consta de un circuito de control 14',
mostrado en forma de circuito equivalente que incluye un par de
condensadores de acoplamiento (Cc) 18', un par de reactancias de
adaptación (Lm) 16' y la carga reactiva, que forma parte de un
circuito de resonancia de salida 12'. De acuerdo con la
configuración contrafásica, el circuito de control 14' incluye un
par de dispositivos de conmutación (Qs), un par de inductores (Ls)
y un par de condensadores de conmutación (Cs). La resistencia de
salida equivalente del circuito de control 14' se representa con
Rs. Como interpretarán aquellas personas expertas en la técnica, la
configuración contrafásica puede contar con una eficiencia de
conversión de potencia mayor y una mayor corriente de salida que la
configuración asimétrica. La configuración contrafásica también
posee otras ventajas, como el contenido armónico de orden par
cancelado nominalmente. Es decir que una forma de onda de salida de
semiseno de conmutador de retorno procedente del circuito de
control 14 (expuesto detalladamente a continuación con referencia a
la figura 8) produce únicamente contenido armónico de orden par y no
contenido armónico de orden impar. En la configuración
contrafásica, los componentes de orden par en esencia se cancelan
entre sí de tal modo que en esencia no se crea ningún contenido
armónico. En la práctica, resulta difícil producir una forma de onda
de retorno de semiseno, por lo que la cancelación completa sólo
puede ser aproximada.
Volviendo a la figura 7A (y, por inferencia, a
la figura 7B), el condensador de acoplamiento (Cc) 18 bloquea la
tensión CC media asociada con el circuito de control 14 e impide que
se produzca en el circuito resonante de salida 12. El valor del
condensador 18 es lo bastante grande como para que no afecte al
funcionamiento del circuito 10.
La reactancia de adaptación (Lm) 16 lleva a cabo
una adaptación de la impedancia de serie a paralelo desde el
circuito de control 14 (con una resistencia (Rs)) hasta la carga
(que posee una resistencia equivalente en paralelo (Rp) que
representa la resistencia de salida del circuito resonante 12). La
resistencia (Rs) del circuito de control 14 es inferior a la
resistencia de la carga o de salida (Rp). El circuito resonante 12
no es "sin pérdida". Por tanto, para una corriente circulante
dada debe suministrarse al circuito resonante 12 una cierta cantidad
de potencia. En el momento de la resonancia, el consumo de potencia
puede estar representado por la resistencia equivalente en paralelo
(Rp), que normalmente es demasiado alta (p. ej., entre 3.000 y
10.000 ohmios) para permitir que el circuito resonante 12 esté
conectado directamente a la salida del circuito de control 14. Si
se hubiera realizado dicha conexión directa, la transmisión de
potencia sería muy ineficiente y sólo se transmitiría una potencia
insuficiente. Es deseable transformar esta elevada resistencia en
una resistencia menor (por ejemplo, 5-20 ohmios)
para poder combinar mejor la resistencia del dispositivo de
conmutación (Qs) y su resonancia, que permite suministrar potencia
suficiente al circuito resonante 12 para hacer que el circuito 12
pueda controlar la carga reactiva.
La figura 8 muestra las formas de onda de
corriente y tensión relacionadas con el circuito de control 14 de
la figura 7A. La forma de onda superior 20 se corresponde con la
forma de onda de la tensión de conmutación de entrada (Vs),
mientras que la forma de onda 22 muestra la corriente (Ils) que
atraviesa el inductor de conmutación (Ls). La forma de onda de la
tensión de conmutación de entrada 20 es una forma de onda de
semiseno.
Cuando el dispositivo de conmutación (Qs) recibe
energía o se cierra, la forma de onda 20 baja hasta tierra (0 V)
durante aproximadamente la mitad del tiempo de funcionamiento. El
inductor de conmutación (Ls) se carga cada vez con más corriente a
medida que la tensión de alimentación (Vsp) que lo atraviesa baja.
Cuando el flujo de corriente que atraviesa el inductor (Ls)
aumenta, se almacena el aumento de energía en el inductor (Ls).
Cuando se desprovee al dispositivo de conmutación (Qs) de la energía
o se abre durante la segunda mitad del periodo, la forma de onda
(Vs) aumenta hasta alcanzar una tensión pico de forma senoidal; la
corriente almacenada en el inductor (Ls) va descargándose a medida
que va cargándose el condensador de conmutación (Cs) hasta que la
energía almacenada en el inductor (Ls) se transmite al condensador
(Cs). La tensión pico que se produce en ese instante está
directamente relacionada con la misma energía que anteriormente se
encontraba en el inductor (Ls) y ahora está almacenada en el
condensador (Cs). La tensión pico provoca una corriente inversa que
comienza a fluir en el inductor (Ls). Dicha corriente inversa
descarga el condensador (Cs) de modo senoidal hasta que la forma de
onda (Vs) regresa a tierra. De conformidad con el presente invento,
el inductor (Ls) y el condensador (Cs) poseen un tamaño tal que el
impulso de semiseno originado de ese modo se completa en una
fracción del periodo de funcionamiento que va desde una cuarta parte
a la mitad de dicho periodo. Esta parte de la forma de onda se
denomina en el presente documento "impulso de retorno" y, en
ciertos aspectos, es parecida a la forma de onda del circuito de
barrido CRT expuesto más arriba. El semiseno o el impulso de
retorno poseen una velocidad de aumento limitada lo que da tiempo al
dispositivo de conmutación (Qs) para apagarse mientras la tensión
(Vs) se incrementa, y lo que reduce las pérdidas de transición de la
conmutación en el dispositivo de conmutación (Qs).
Cuando el dispositivo de conmutación (Qs) está
conectado, no se produce caída de tensión o se produce muy poca
para la corriente que lo atraviesa. De este modo, se gasta poca
potencia. En cambio, cuando el dispositivo de conmutación (Qs) está
apagado, realmente no lo atraviesa corriente (salvo corriente
capacitiva) aunque sí que lo atraviesa tensión. De este modo,
aunque se produce una caída de tensión a través del dispositivo de
conmutación (Qs), se consume poca potencia. En teoría, el circuito
10 es capaz de alcanzar una eficiencia de un 100%. En la realidad,
se producen pérdidas a causa de la resistencia finita del
dispositivo de conmutación (Qs) cuando este está apagado, así como
pérdidas relacionadas con el tiempo finito que tarda el dispositivo
de conmutación (Qs) en pasar de estar encendido a apagarse. Así
pues, las eficiencias normales se hallan en torno al
80-90%.
Idealmente, el inductor (Ls) y el condensador
(Cs) del resonador de conmutación se dimensionan de tal modo que,
al ser amortiguados por la carga (circuito resonante de salida 12),
pierden toda la energía almacenada al completarse el impulso de
semiseno. Este estado se produce durante aproximadamente 3/4 de cada
ciclo de frecuencia resonante (Fs) del resonador de conmutación. En
la realización preferente en este caso, el inductor de conmutación
(Ls) y el condensador de conmutación (Cs) producen una frecuencia de
resonancia de conmutación (Fs) que es una o dos veces superior a la
frecuencia de funcionamiento (Fo) del circuito 10.
La tensión pico observada por el dispositivo de
conmutación (Qs) perteneciente a una forma de onda de retorno de
semiseno es aproximadamente 2,57 veces la tensión de alimentación
(Vsp). Eso es así por el hecho de que la tensión media que
atraviesa el inductor (Ls) debe ser igual a cero. De este modo, el
producto tensión-tiempo correspondiente a la fase
encendida o la parte baja debe ser igual al producto
tensión-tiempo correspondiente a la fase apagada o
a la parte alta de la forma de onda. Si el impulso de retorno fuera
un semiseno auténtico, la tensión pico alcanzada sería \pi/2 o
unas 1,57 veces la tensión de alimentación (Vsp) sobre la tensión
de alimentación (Vsp), o aproximadamente 2,57 veces la tensión de
alimentación en función de la tensión de tierra. Puesto que el
periodo natural del resonador de conmutación 1/Fs es más corto que
un ciclo de frecuencia de funcionamiento (Fo), las tensiones pico
son normalmente superiores. Las tensiones pico son generalmente tres
veces superiores al voltaje de alimentación (Vsp).
Tal y como se muestra en la forma de onda
inferior 22 de la figura 8, una característica distintiva del
circuito de control 14 es que el componente CA de la corriente en
el inductor (Ls) es mayor que la corriente CC (Idc). El componente
CA de la corriente en el inductor (Ls) hace que la corriente (Ils)
se vuelva negativa por periodos. Esta corriente negativa se
aproxima a cero en el circuito de control 14 ideal. Es decir, la
corriente del inductor (Ls) no es senoidal. La reactancia del
inductor (Ls) y el condensador (Cs) es mucho mayor que la
resistencia del dispositivo de conmutación (Qs) cuando está
activado. La Q del resonador de conmutación es menor que uno cuando
el dispositivo de conmutación (Qs) conduce la corriente y mayor o
igual a dos cuando el dispositivo de conmutación (Qs) no conduce la
corriente.
Una diferencia esencial entre el circuito de
control 14 y un amplificador de clase E según el estado de la
técnica es que el circuito de control 14 mantiene una corriente de
resonancia relativamente grande en el dispositivo de conmutación
(Qs) manteniendo el valor del inductor (Ls) relativamente bajo para
eliminar la tendencia al enclavamiento del amplificador de clase E
expuesto más arriba. Como la Q del resonador de conmutación es menor
que uno cuando el dispositivo de corriente (Qs) está encendido, la
forma de onda generada por el circuito de control viene determinada
principalmente por el conmutador, mientras que en los circuitos de
control de clase A, B y C, la forma de onda viene determinada
principalmente por el resonador. A este respecto, el circuito de
control 14 es parecido al circuito de barrido CRT expuesto más
arriba, con la diferencia de que se añade un circuito de adaptación
de salida (reactancia de adaptación 16). El funcionamiento
controlado por el conmutador es muy eficiente.
Como se ha mencionado anteriormente, la
reactancia de adaptación (Lm) 16 convierte la resistencia
equivalente en paralelo del circuito resonante de salida 12 (que es
una antena resonante compuesta de un condensador de salida de
antena (Co) y un inductor de salida de antena (Lo)) a una
resistencia equivalente en serie necesaria para obtener la cantidad
de potencia correcta de la salida del circuito de control 14. Cuando
la reactancia de adaptación (Lm) es un inductor, un valor añadido
consiste en el hecho de que forma un filtro de paso bajo bipolar
con el condensador de salida (Co). Esto produce una reducción de la
energía armónica generada por el circuito de control 14. Los
circuitos eficientes generan, naturalmente, una considerable
cantidad de energía armónica debido a la naturaleza conmutable de
los circuitos. De este modo, en el caso de la mayoría de las
aplicaciones que exigen una salida de frecuencia única, esta energía
armónica debe filtrarse y debe impedirse que llegue a la salida.
El valor del inductor de salida de antena (Lo)
es normalmente fijo debido a las limitaciones físicas conocidas de
la antena, como el tamaño tolerable, el patrón de radiación y
similares.
El valor del condensador de resonancia de salida
(Co) se selecciona para que haga resonar la inductancia de salida
(Lo) a la frecuencia de funcionamiento (Fo) y es ajustable para
permitir que el circuito 12 pueda sintonizarse con precisión a la
frecuencia de funcionamiento (Fo) y pueda determinarse a partir de
la siguiente ecuación:
Co = 1/(4\
\pi^{2}Fo^{2}Lo).
La resistencia equivalente en paralelo (Rp)
viene determinada principalmente por el Qo del circuito de
resonancia de salida 12 y, en un grado muy inferior, por el
inductor de adaptación 16. Puede obtenerse a partir de la siguiente
ecuación:
Rp = QoXLo \
siendo \ XLo = 2\pi
LoFo.
Para controlar una corriente predeterminada a
través de una carga reactiva, en este caso Lo, debe desarrollarse
la tensión correspondiente (Vo) a través de dicha carga y debe
transmitirse la potencia correspondiente (Po) a partir del circuito
de control 14. La cantidad de potencia necesaria depende de la Q del
circuito resonante de salida 12 y es inversamente proporcional a
las pérdidas del circuito resonante 12. Para la corriente dada:
Vo = IoXLo;
y
Po =
Vo^{2}/Rp
siendo Po la potencia que ha de
suministrar el circuito de control 14 y XLo, la impedancia de la
reactancia
controlada.
La resistencia de control (Rs) viene determinada
por la cantidad de potencia suministrada a la salida del circuito
de control 14 basada en la tensión de alimentación (Vsp). Puesto que
la señal procedente del circuito de control 14 normalmente se
filtra antes de la salida, sólo el componente de frecuencia
fundamental de la señal de control transmite una potencia
significativa. Es decir que, como la forma de onda del dispositivo
de conmutación (Qs) es normalmente cuadrada en su punto inferior, la
tensión pico del componente de frecuencia fundamental de la señal
de control normalmente equivale a la tensión de alimentación (Vsp).
La tensión RMS del componente de frecuencia fundamental de la señal
de control es:
Rs = 0.5^{1/2}
\ Vsp \ ó \ Vd = 0.7071 \
Vsp.
Así, la resistencia de control (Rs) puede
calcularse por medio de la siguiente ecuación:
Rs = 0.5 \
Vsp^{2}/Po.
La reactancia de adaptación (Lm) está
dimensionada de tal manera que su reactancia a la frecuencia de
funcionamiento es la media geométrica entre la resistencia de
control (Rs) deseada y la resistencia equivalente en paralelo (Rp)
del circuito resonante de salida 12. En ese estado, la resistencia
en paralelo (Rp) produce cierta Qm para el inductor (Lm), siendo
ésta la razón entre reactancia y resistencia medidas a la frecuencia
de funcionamiento. La resistencia en serie (Rs) reflejada también
produce la misma Qm. La relación se define de la manera
siguiente:
QmRs = Rp/Qm =
Xlm; \
o
Xlm = (Rs \
Rp)^{1/2}; \
y
Lm = Xlm/(2\pi
Fo).
De este modo, se determina el valor de la
reactancia (Lm), que es inversamente proporcional a la raíz cuadrada
de la potencia suministrada a la salida.
Se selecciona un valor mínimo preferente para el
condensador de conmutación (Cs) produciendo una Q de aproximadamente
2 a la resistencia de control anticipada para la potencia
suministrada. Este valor de Q provoca que la energía resonante del
dispositivo de conmutación (Qs) se utilice por completo en
aproximadamente 3/4 del ciclo de resonancia del dispositivo de
conmutación (Qs). Al término de dicho periodo, la porción de retorno
de la forma de onda de conmutación acaba de regresar a cero y está
preparada para la siguiente conmutación. Puesto que la resonancia de
conmutación es paralela:
Xcs \leq Rs/2;
\
y
Cs = 1/(2\pi
FsXcs),
siendo Xcs la impedancia del
condensador de conmutación (Cs). En la práctica, el condensador de
conmutación (Cs) está dimensionado para minimizar los efectos de la
capacitancia de salida no lineal del dispositivo de conmutación
(Qs). Si no se tratan estos efectos no lineales, pueden producirse
oscilaciones subarmónicas y/o caóticas, tal y como se ha expuesto
anteriormente. El valor máximo preferente para (Cs) es igual a la
capacitancia máxima del conmutador de corriente (Qs). En estas
condiciones, el condensador de conmutación (Cs) suele superar las
dimensiones necesarias para producir la forma de onda de retorno
amortiguada descrita más arriba. Esto provoca corrientes más
elevadas en el resonador de conmutación. Toda energía que no resulta
amortiguada (Ils inversa) y que queda al extremo del impulso de
retorno intenta mandar la forma de onda del dispositivo de
conmutación (Qs) por debajo del nivel tierra para proseguir la onda
de seno. Este fenómeno es captado por diodos inversos (no
mostrados) asociados normalmente con el dispositivo de conmutación
(Qs) o situados directamente en la resistencia en modo encendido
del dispositivo de conmutación (Qs). El resultado es que se provoca
que esta corriente inversa almacenada de inductor de conmutación
regrese a la alimentación, haciendo que el exceso de energía
almacenada vuelva a la alimentación. Así pues, el condensador de
conmutación (Cs) no tiene un límite de tamaño superior. Sin
embargo, un condensador (Cs) excesivamente grande consume energía
inútilmente a causa de las pérdidas relacionadas con los
componentes que conforman el resonador de conmutación
(Qs).
El inductor de conmutación (Ls) se dimensiona
para que produzca una frecuencia resonante de conmutación
comprendida entre una y dos veces la frecuencia de funcionamiento,
de la siguiente manera:
Fo < Fs
< (2Fo); \
y
Ls =
1/(4\pi^{2}Fs^{2}Cs).
La figura 9 es un diagrama de bloques
esquemático de un interrogador 24 adecuado para su uso con el
presente invento. El interrogador 24 y las etiquetas resonantes 26
se comunican por acoplamiento inductivo, como bien se conoce en la
técnica. El interrogador 24 incluye un transmisor 10'', un receptor
28, una antena 12'' y un circuito de control y procesamiento de
datos 30, cada cual con sus correspondientes entradas y salidas. La
salida del transmisor 10'' está conectada a una primera entrada del
receptor 28 y a la entrada de la antena 12''. La salida de la
antena 12'' está conectada a la segunda entrada del receptor 28. Una
primera salida y una segunda salida del circuito de control y
procesamiento de datos 30 están conectadas a la entrada del
transmisor 10'' y a una tercera entrada del receptor 28,
respectivamente. Además, la salida del receptor 28 está conectada a
la entrada del circuito de control y procesamiento de datos 30. Los
interrogadores que poseen esta configuración general pueden
fabricarse utilizando los circuitos descritos en las patentes US
3.752.960, 3.816.708, 4.223.830 y 4.580.041, todas incorporadas por
completo en el presente documento a modo de referencia. Sin embargo,
el transmisor 10'' y la antena 12'' incluyen las propiedades y las
características del circuito 10 y del circuito resonante de salida
12, aquí descrito. Es decir, el transmisor 10'' es un circuito de
control 10 de conformidad con el presente invento y la antena 12''
forma parte del circuito resonante de salida 12 de conformidad con
el presente invento. El interrogador 24 puede presentar la
apariencia física de un par de estructuras de pedestal, aunque el
ámbito del invento comprende otras realizaciones del interrogador
24. El interrogador 24 puede utilizarse en sistemas EAS que
funcionen con etiquetas resonantes normales o con etiquetas de
identificación por radio frecuencia (RFID por sus siglas en
inglés).
Debido a la elevada eficiencia del circuito de
control 10, resulta especialmente útil cuando se aplica como
pequeña placa de circuito impresa utilizando componentes de montaje
en superficie en los que la disipación del calor es difícil. El
circuito de control del presente invento puede controlar 2.000
voltampere de energía de antena circulante a 13,5 MHz con
aproximadamente 20 W de potencia, manteniendo al mismo tiempo los
armónicos en unos 50 dB por debajo de la frecuencia del soporte.
Esta cantidad de energía de antena es suficiente para crear una
zona de interrogación para un pasillo de 1,80 metros con una sola
antena a cada lado del pasillo.
Aquellas personas que conozcan bien la técnica
reconocerán que pueden hacerse cambios en las realizaciones
presentadas anteriormente sin superar por ello los confines del
amplio concepto inventor del mismo. Por lo tanto, se entiende que
el presente invento no se limita únicamente a las realizaciones
concretas aquí expuestas, sino que pretende abarcar cualesquiera
modificaciones que queden dentro del alcance del invento según se
define en las reivindicaciones adjuntas.
Claims (5)
1. Circuito para controlar una carga reactiva
con alta eficiencia, comprendiendo el circuito: un circuito de
control (14) para convertir corriente de entrada CC a corriente de
salida RF, incluyendo dicho circuito de control (14) al menos un
conmutador (Qs), y un condensador de conmutador (Cs) y un inductor
de conmutador (Ls); un circuito resonante de salida (12) que
incluye la carga reactiva; y una reactancia de acoplamiento (16,
18) acoplado en serie entre la corriente de salida RF del circuito
de control (14) y una entrada del circuito resonante de salida
(12), ejecutando la reactancia de acoplamiento la adaptación de
impedancia en serie a impedancia en paralelo desde el circuito de
control (14) hasta el circuito resonante de salida (12); el
circuito caracterizado por el hecho de que el conmutador (Qs)
posee una capacitancia de salida no lineal, siendo el condensador
de conmutación (Cs) igual al máximo de la capacitancia de salida de
conmutación capaz de minimizar los efectos de la capacitancia de
salida no lineal del conmutador (Qs), teniendo el condensador de
conmutación (Cs) un valor de 1/(2\piFsXcs), siendo Xcs \leq
Rs/2, siendo Fs la frecuencia de resonancia del conmutador (Qs),
siendo Xcs la impedancia del condensador de conmutación y siendo Rs
la resistencia de salida en serie del circuito de control (14).
2. Circuito según la reivindicación 1
caracterizado por el hecho de que el inductor de conmutación
(Ls) se selecciona de tal modo que posea un valor de
(1/(4\pi^{2}Fs^{2}Cs)), siendo Fo < Fs < 2Fo, siendo Cs
el valor del condensador de conmutación y siendo Fo la frecuencia de
funcionamiento del circuito.
3. Circuito según la reivindicación 1 o 2
caracterizado por el hecho de que los valores del conmutador
(Qs), el inductor de conmutación (Ls) y el condensador de
conmutación (Cs) se seleccionan de tal modo que la Q del resonador
de conmutación sea menor que uno cuando el conmutador (Qs) está
cerrado y mayor o igual a dos cuando el conmutador (Qs) está
abierto.
4. Circuito según cualquiera de las
reivindicaciones de la 1 a la 3 caracterizado por el hecho de
que el circuito de control (14) posee una aplicación diferencial
que incluye un primer conmutador (Qs) y un segundo conmutador (Qs),
comprendiendo la reactancia de acoplamiento (16', 18') una primera
reactancia acoplada en serie entre la corriente de salida RF del
circuito de control (14') asociado con el primer conmutador (Qs) y
una entrada del circuito resonante de salida (12'), y una segunda
reactancia acoplada en serie entre la corriente de salida RF del
circuito de control (14') asociado con el segundo conmutador (Qs) y
una entrada del circuito resonante de salida (12').
5. Utilización del circuito según cualquiera de
las reivindicaciones de la 1 a la 4 en un sistema de vigilancia
electrónica de artículos que esté compuesto por un interrogador (24)
para controlar una zona de detección mediante la transmisión de una
señal de interrogación a la zona de detección y mediante la
detección de las perturbaciones provocadas por la presencia de una
etiqueta resonante (26) dentro de dicha zona de detección,
comprendiendo el interrogador (24): una antena de cuadro (12'') para
la transmisión de señales de interrogación; y una capacitancia de
resonancia (Co) conectada a través de la antena (12''), formando
dicha antena (12'') y dicha capacitancia un circuito resonante (12,
12').
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US911843 | 1997-08-15 | ||
| US08/911,843 US5926093A (en) | 1997-08-15 | 1997-08-15 | Drive circuit for reactive loads |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2276469T3 true ES2276469T3 (es) | 2007-06-16 |
Family
ID=25430951
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES98936845T Expired - Lifetime ES2276469T3 (es) | 1997-08-15 | 1998-07-15 | Circuito de control de cargas reactivas. |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5926093A (es) |
| EP (1) | EP1012803B1 (es) |
| JP (1) | JP3953734B2 (es) |
| KR (1) | KR100628895B1 (es) |
| CN (1) | CN1152351C (es) |
| AR (1) | AR014898A1 (es) |
| AT (1) | ATE345555T1 (es) |
| AU (1) | AU737918B2 (es) |
| CA (1) | CA2300425C (es) |
| DE (1) | DE69836431T2 (es) |
| ES (1) | ES2276469T3 (es) |
| TW (1) | TW393858B (es) |
| WO (1) | WO1999009536A1 (es) |
Families Citing this family (35)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6446049B1 (en) | 1996-10-25 | 2002-09-03 | Pole/Zero Corporation | Method and apparatus for transmitting a digital information signal and vending system incorporating same |
| US6177872B1 (en) * | 1998-03-13 | 2001-01-23 | Intermec Ip Corp. | Distributed impedance matching circuit for high reflection coefficient load |
| US6281794B1 (en) * | 1998-01-02 | 2001-08-28 | Intermec Ip Corp. | Radio frequency transponder with improved read distance |
| US20090230189A1 (en) * | 2000-11-16 | 2009-09-17 | Shelton Louie | Scanning Wand For Pharmacy Tracking and Verification |
| US8479988B2 (en) * | 2000-11-16 | 2013-07-09 | Gsl Solutions, Inc. | System for pharmacy tracking and customer id verification |
| US7747477B1 (en) * | 2000-11-16 | 2010-06-29 | Gsl Solutions, Inc. | Pharmacy supply tracking and storage system |
| US8224664B1 (en) | 2000-11-16 | 2012-07-17 | Gsl Solutions, Inc. | Portable prescription order distribution cart and tracking system |
| US7887146B1 (en) * | 2001-08-18 | 2011-02-15 | Gsl Solutions, Inc. | Suspended storage system for pharmacy |
| US7672859B1 (en) * | 2000-11-16 | 2010-03-02 | Gsl Solutions, Inc. | Prescription order position tracking system and method |
| US6737973B2 (en) * | 2001-10-15 | 2004-05-18 | 3M Innovative Properties Company | Amplifier modulation |
| US6570777B1 (en) * | 2001-12-06 | 2003-05-27 | Eni Technology, Inc. | Half sine wave resonant drive circuit |
| US7190742B2 (en) * | 2003-06-19 | 2007-03-13 | Applied Micro Circuits Corporation | Differential receiver circuit with electronic dispersion compensation |
| US7119692B2 (en) * | 2003-11-10 | 2006-10-10 | 3M Innovative Properties Company | System for detecting radio-frequency identification tags |
| US7372364B2 (en) | 2003-11-10 | 2008-05-13 | 3M Innovative Properties Company | Algorithm for RFID security |
| US20050179056A1 (en) * | 2004-02-18 | 2005-08-18 | Teggatz Ross E. | System for resonant circuit tuning |
| US7417599B2 (en) * | 2004-02-20 | 2008-08-26 | 3M Innovative Properties Company | Multi-loop antenna for radio frequency identification (RFID) communication |
| US7138919B2 (en) * | 2004-02-23 | 2006-11-21 | Checkpoint Systems, Inc. | Identification marking and method for applying the identification marking to an item |
| US7119685B2 (en) * | 2004-02-23 | 2006-10-10 | Checkpoint Systems, Inc. | Method for aligning capacitor plates in a security tag and a capacitor formed thereby |
| US8099335B2 (en) * | 2004-02-23 | 2012-01-17 | Checkpoint Systems, Inc. | Method and system for determining billing information in a tag fabrication process |
| US7116227B2 (en) * | 2004-02-23 | 2006-10-03 | Checkpoint Systems, Inc. | Tag having patterned circuit elements and a process for making same |
| US7704346B2 (en) | 2004-02-23 | 2010-04-27 | Checkpoint Systems, Inc. | Method of fabricating a security tag in an integrated surface processing system |
| US7384496B2 (en) * | 2004-02-23 | 2008-06-10 | Checkpoint Systems, Inc. | Security tag system for fabricating a tag including an integrated surface processing system |
| GB0404121D0 (en) * | 2004-02-25 | 2004-03-31 | Univ Belfast | Class E power amplifier circuit and associated transmitter circuits |
| WO2006065157A1 (en) * | 2004-12-17 | 2006-06-22 | Edit Id Limited | Range optimised identification system |
| KR100721057B1 (ko) * | 2005-11-03 | 2007-05-22 | 한국전자통신연구원 | 무선주파수 식별 태그를 위한 전압체배기 |
| KR101314145B1 (ko) | 2010-09-02 | 2013-10-04 | 삼성전자주식회사 | 공진 전력 전송 시스템의 전력 변환기 및 공진 전력 전송 장치 |
| US12046342B2 (en) | 2011-02-14 | 2024-07-23 | Gsl Solutions, Inc. | Pharmacy stock supply tracking system |
| US11244747B2 (en) | 2014-10-16 | 2022-02-08 | Gsl Solutions, Inc. | Pharmacy security system |
| US20150179053A1 (en) * | 2013-12-20 | 2015-06-25 | General Electric Company | System and method to detect a presence of an object relative to a support |
| ITUA20161824A1 (it) * | 2016-03-18 | 2017-09-18 | Eggtronic S R L | Circuito e metodo per pilotare carichi elettrici |
| US9755679B1 (en) * | 2016-07-08 | 2017-09-05 | Nxp B.V. | Load dependent receiver configuration |
| TWI671907B (zh) | 2017-01-03 | 2019-09-11 | 美商高效電源轉換公司 | 低失真rf切換器 |
| CA3088498C (en) * | 2018-01-16 | 2022-10-25 | Kansai Paint Co., Ltd. | Method for forming multilayer coating film |
| CN110687336A (zh) * | 2019-10-31 | 2020-01-14 | 中电科仪器仪表有限公司 | 一种基于电场耦合的宽带模拟信号隔离电路、方法及示波器 |
| JP7234177B2 (ja) * | 2020-03-17 | 2023-03-07 | 株式会社東芝 | 半導体装置 |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3752960A (en) * | 1971-12-27 | 1973-08-14 | C Walton | Electronic identification & recognition system |
| US3796958A (en) * | 1972-07-14 | 1974-03-12 | Westinghouse Electric Corp | Transmitter circuit |
| US3816708A (en) * | 1973-05-25 | 1974-06-11 | Proximity Devices | Electronic recognition and identification system |
| US4223830A (en) * | 1978-08-18 | 1980-09-23 | Walton Charles A | Identification system |
| US4580041A (en) * | 1983-12-09 | 1986-04-01 | Walton Charles A | Electronic proximity identification system with simplified low power identifier |
| US4857893A (en) * | 1986-07-18 | 1989-08-15 | Bi Inc. | Single chip transponder device |
| US4963880A (en) * | 1988-05-03 | 1990-10-16 | Identitech | Coplanar single-coil dual function transmit and receive antenna for proximate surveillance system |
| NL8803170A (nl) * | 1988-12-27 | 1990-07-16 | Nedap Nv | Identificatiesysteem. |
| US5025273A (en) * | 1990-04-30 | 1991-06-18 | Armstrong World Industries Inc. | RF drive circuit for an ion projection printing head |
| US5300922A (en) * | 1990-05-29 | 1994-04-05 | Sensormatic Electronics Corporation | Swept frequency electronic article surveillance system having enhanced facility for tag signal detection |
| US5099226A (en) * | 1991-01-18 | 1992-03-24 | Interamerican Industrial Company | Intelligent security system |
| ATE150217T1 (de) * | 1991-07-18 | 1997-03-15 | Texas Instruments Deutschland | Schaltungsanordnung zur antennenankopplung |
| EP0590716B1 (en) * | 1992-10-02 | 1998-01-07 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Drive circuit for a flyback converter with switching transistors in bridge arrangement |
| DE69422682T2 (de) * | 1993-10-26 | 2000-08-10 | Texas Instruments Deutschland Gmbh | Antennenschaltung |
-
1997
- 1997-08-15 US US08/911,843 patent/US5926093A/en not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-07-15 AT AT98936845T patent/ATE345555T1/de not_active IP Right Cessation
- 1998-07-15 ES ES98936845T patent/ES2276469T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1998-07-15 DE DE69836431T patent/DE69836431T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-07-15 JP JP2000510121A patent/JP3953734B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1998-07-15 AU AU85703/98A patent/AU737918B2/en not_active Ceased
- 1998-07-15 WO PCT/US1998/014576 patent/WO1999009536A1/en active IP Right Grant
- 1998-07-15 CN CNB988081903A patent/CN1152351C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1998-07-15 EP EP98936845A patent/EP1012803B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-07-15 CA CA002300425A patent/CA2300425C/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-07-15 KR KR1020007001484A patent/KR100628895B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1998-07-23 AR ARP980103634A patent/AR014898A1/es unknown
- 1998-07-23 TW TW087112060A patent/TW393858B/zh not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1012803A4 (en) | 2005-02-02 |
| EP1012803A1 (en) | 2000-06-28 |
| JP2002509296A (ja) | 2002-03-26 |
| DE69836431D1 (de) | 2006-12-28 |
| ATE345555T1 (de) | 2006-12-15 |
| CN1152351C (zh) | 2004-06-02 |
| US5926093A (en) | 1999-07-20 |
| EP1012803B1 (en) | 2006-11-15 |
| AU8570398A (en) | 1999-03-08 |
| KR20010022881A (ko) | 2001-03-26 |
| CN1302422A (zh) | 2001-07-04 |
| AR014898A1 (es) | 2001-04-11 |
| TW393858B (en) | 2000-06-11 |
| AU737918B2 (en) | 2001-09-06 |
| JP3953734B2 (ja) | 2007-08-08 |
| KR100628895B1 (ko) | 2006-09-27 |
| CA2300425A1 (en) | 1999-02-25 |
| WO1999009536A1 (en) | 1999-02-25 |
| CA2300425C (en) | 2005-01-25 |
| DE69836431T2 (de) | 2007-09-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| ES2276469T3 (es) | Circuito de control de cargas reactivas. | |
| FI98573C (fi) | Läheisyysdetektori | |
| Ngo et al. | Analysis and design of a reconfigurable rectifier circuit for wireless power transfer | |
| AU606564B2 (en) | Beam powered antenna | |
| US5493312A (en) | Reduced current antenna circuit | |
| JP4095677B2 (ja) | 無線周波数インテリジェント・トランスポンダ及びインテリジェント共振タグ | |
| CA1338675C (en) | Actuator and communication systems | |
| EP1898342A2 (en) | Radio transponder | |
| CA2349409A1 (en) | Rfid tag having parallel resonant circuit for magnetically decoupling tag from its environment | |
| JPH08307326A (ja) | Ｒｆ装置 | |
| TW200849715A (en) | Crossed dual tag and RFID system using the crossed dual tag | |
| AU2001284737A1 (en) | Integrated hybrid electronic article surveillance marker | |
| WO2001067413A1 (en) | Electrostatic and electromagnetic communication systems and combinations thereof | |
| CA2022746C (en) | Radio system for data transmission with passive terminal station | |
| JPH11510597A (ja) | トランスポンダのための無線周波数インターフェイス装置 | |
| JP2023529096A (ja) | エネルギーハーベスティングシステム | |
| EP0478092A1 (en) | Deactivating device | |
| US6320508B1 (en) | Arrangement for an antenna resonant circuit for contactless transmission systems | |
| Xu et al. | A direct antenna modulation (DAM) transmitter with a switched electrically small antenna | |
| GB2326529A (en) | Tag interrogation field system | |
| JP2003009525A (ja) | 電圧変換器 | |
| US6922550B1 (en) | Communication device with efficient excitation of a resonant circuit | |
| CN107681790B (zh) | 基于负电阻的串联-串联型无线电能传输系统 | |
| JP2006014104A (ja) | リングアンテナ | |
| HU226181B1 (en) | Device for monitoring transmission antennae of electromagnetic detection systems |