JP3937236B2 - 直列多重３相ｐｗｍサイクロコンバータ装置および直列多重３相ｐｗｍサイクロコンバータ装置の運転方法および直列多重３相ｐｗｍ電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は高圧の交流電動機を可変速駆動する電力変換装置と電流変換方法に関し、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式の電力変換装置と電流変換方法に関する。

従来、高圧の交流電動機の可変速駆動には高圧インバータを用いる方式か、または低圧インバータの入力側、出力側のそれぞれに降圧トランスと昇圧トランスを接続して駆動する方式が用いられてきた。

図６は従来例の高圧インバータを用いた駆動回路の回路図であり、図７は電動機のトルクと速度の関係による４象限運転を表す概念図である。図６中符号１０は駆動対象の高圧交流電動機、１０１はインバータ部、１０２は平滑コンデンサユニット、１０３は回生コンバータ部、１０４Ａ、１０４Ｂは交流リアクトル、１０５は３相トランスである。
インバータ部１０１は中性点クランプ方式の３レベルインバータからなり、パワー素子にＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ Ｏｆｆ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ、以下ＧＴＯと略す）を使用して素子の耐圧を高くすると共に直列接続して電圧の分担を図り、平滑コンデンサユニット１０２からなる高圧直流電源から可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）電力を供給される。ＧＴＯの電圧分担を保つために個々によく知られたスナバー回路の設置が必要である。平滑コンデンサユニット１０２に直流電圧を供給するコンバータ部は、高圧インバータの容量が一般的に数百ｋＷ以上と大きく、減速時の制動エネルギー処理や図７に示す４象限運転（正転電動・逆転電動・正転回生・逆転回生）のために回生コンバータ部１０３の構成を使用する。図６ではサイリスタとＧＴＯを組合わせた回路を２組直列接続で使用し、直流電力の方向により電動、回生の制御を行なう。回生コンバータ部１０３は交流リアクトル１０４Ａ、１０４Ｂを介して３相トランス１０５の２次巻線に接続され、３相トランス１０５の１次巻線は高圧の商用電源に接続されて電力の供給を受ける。

図８は従来例の低圧インバータを用いた駆動回路の回路図である。図中符号１０は駆動対象の高圧交流電動機、１０６はインバータ部、１０７は平滑コンデンサユニット、１０８は回生コンバータ部、１０９は交流リアクトル、１１０は降圧トランス、１１１は昇圧トランスである。
インバータ部１０６は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、以下ＩＧＢＴと略す）とダイオードを３相ブリッジ回路接続したものであり、昇圧トランス１１１を介して電動機１０を駆動するのに必要な電圧、周波数を出力するようにパルス幅変調（以下ＰＷＭと略す）制御される。
インバータ部１０６は低圧インバータであるから、昇圧トランス１１１を介して高圧交流電動機１０と接続する。回生コンバータ部１０８もインバータ部１０６と同じＩＧＢＴとダイオードを３相ブリッジ回路接続したものであり、交流リアクトル１０９を介して降圧トランス１１０の２次巻線に接続され、降圧トランス１１０の１次巻線は高圧の商用電源に接続されて電力の供給を受ける。また回生コンバータ部１０８とインバータ部１０６の直流母線間も平滑コンデンサユニット１０７を介して互いに接続されている。インバータ部１０６、回生コンバータ部１０８は共にＰＷＭ制御される。

その他に、電動機駆動の方式として、例えば特開平６−２４５５１１号公報で開示された「サイクロコンバータ装置」に示される多重サイクロコンバータや、特公平７−４４８３４号公報で開示された「パルス幅制御方式電力変換装置」に示されるＰＷＭサイクロコンバータがあるが、上述の高圧交流電動機の駆動を対象としたものではない。

また、世の中の動向は、環境改善のための省エネルギー、省資源、小型化、高効率化や電圧電流波形歪み規制の方向に進んでおり、かつ適用システムの複雑化により冗長性の向上などの運転信頼性の改善が必要であり、上述の従来技術の電動機駆動方式も当然その対象となる。
ところが上述の従来技術例の高圧インバータ方式や低圧インバータの昇圧方式には、環境改善面での省エネルギー、省資源、小型化、高効率化や電圧電流波歪み抑制の観点から考えるといずれも次にあげる問題点がある。

図６の高圧インバータ方式の場合には、主回路素子に高耐圧化のためにＧＴＯが使用されている。ＧＴＯは高速スイッチング素子ではないので高キャリア周波数化が困難であり、インバータドライブの低騒音化や波形歪みの抑制が図れない。また、ＧＴＯのスナバー回路はスイッチングの度に充放電を繰り返すから損失も大きく、高圧素子を用いた回路構成であるから主回路、バスバー等の絶縁確保が必要であり小型化に適さない。さらに、それぞれのＧＴＯに対してＧＴＯ駆動電源が必要であり、かつ、制御電源間には高電圧が印加されるから、制御電源を発生させるのも容易でなく小型化のネックとなっている。

一方、図８の低圧インバータの昇圧方式の場合は、低圧のＩＧＢＴインバータであるから、高周波ＰＷＭ制御が可能であり低騒音化は図れるが、大容量化のためにはＩＧＢＴの並列接続が必要であり、並列バランスの方策やスナバー回路が付随し小型化が困難である。また、大電流化によるＩＧＢＴ、バスバー、スナバー回路のロスの増加も見込まれ、冷却面からも小型化が困難である。さらに、図８のようにトランスで昇圧する場合、ＩＧＢＴのスイッチング速度が速い、即ちスイッチング時のｄＶ／ｄｔが大きいから、配線インダクタンス、配線の浮遊容量、トランスのインダクタンスなどによりインバータのＰＷＭ制御のスイッチングに同期して共振電圧が発生し、電動機の絶縁破壊を引き起こす欠点もあった。

この対策として特開平１−７２１４４号公報で開示された「電圧形ＰＷＭインバータの出力フィルタ回路」に示すように図８のインバータ部１０６と昇圧トランス１１１の間にフィルタを挿入することが提案されている。併せて、低周波運転時、トランスに与える電圧／周波数比は起動トルク確保のためインバータにより定格周波数近傍に比べて１．５〜２倍に設定されるから、トランスは磁気飽和しないように商用周波数用のトランスに比べて大きなものが必要となるという問題点がある。また、インバータ１０６がＩＧＢＴのスイッチング特性のばらつき等によってオフセット電圧を発生すると、昇圧トランス１１１に直流電圧が印加されるから磁気飽和を生じ、過大な電流が流れる問題もある。

出力電圧電流の高調波歪み対策としては、高圧インバータは３レベル制御でありＰＷＭ制御と振幅制御が併用されているが、低圧インバータ方式ではＰＷＭ制御のみであり高調波歪みが大きい。電源電圧に対しても図６の高圧インバータ方式の回生コンバータ１０３は１２０°通電波形のため低次高調波歪みが残り、図８の低圧インバータ方式では回生コンバータ部１０８がＰＷＭ制御を行なうから、電源電流の低次高調波は抑制されるが、高次高調波は残る。

以上説明したように、従来のインバータ方式では市場のニーズである環境改善のための省エネルギー、省資源、小型化、高効率化や電圧電流波形歪み抑制などの技術的課題に対応できない。また、いずれの方式も故障時に健全な部分で運転するなどの冗長度向上の技術的課題にも対応できない。

また、インバータ方式以外の方式では、特開平１１６−２４１５５１１公報で開示された「サイクロコンバータ装置」に示されるサイクロコンバータは、電源転流方式のため、電源周波数の１／３から１／２までしか出力周波数を上げることができず、電動機ドライブには適さない。

これを改良したものが特公平７−４４８３４号公報で開示された「パルス幅制御方式電力変換装置」に示されるＰＷＭサイクロコンバータである。ＰＷＭサイクロコンバータは次の特徴を有する。
１）インバータ方式のような直流回路を必要としないため小型化が容易。
２）インバータ方式に比べて電源から負荷に至る経路に直列に入る素子数が少ないため素子損失が少なく高効率である。
３）交流−交流直接変換のため４象限運転が容易である。
しかし、この方式も３相入力、３相出力のＰＷＭ制御電力変換方式であるから、電源電流の低次高調波は抑制されるが、高次高調波は残り、入出力とも電圧電流波形歪み抑制の技術的課題が解決されない。また、高圧の交流電動機を駆動するためにはパワー素子を高耐圧化して高圧ＰＷＭサイクロコンバータとするか、トランスで昇圧する方式を採用することとなり、前記の高圧インバータ方式、低圧インバータのトランス昇圧方式と同じ課題が発生する。さらに、上述の従来例ではいずれの方式も一部の機能を損なった場合には運転を継続できないという問題点を有する。

特開平２−２０２３２４号公報（第１図） 特開昭６４−５０７６３号公報（第１図）

本発明の目的は、低圧インバータ技術を使用して低歪みの高電圧を発生する、高圧交流電動機を駆動するための多重３相パルス幅変調サイクロコンバータ方式の電力変換装置と電力変換方法を提供することにある。

本発明の多重３相パルス幅変調サイクロコンバータ方式の電力変換装置は、 高圧交流電動機を可変速駆動する電力変換装置において、電力変換装置は１組の１次巻線と３×ｎ組の２次巻線を持った１個の３相トランス、または１組の１次巻線と３×ｊ（ｊ＝ｎ／ｍ）組の２次巻線を持ったｍ個（１≦ｍ≦ｎ）の３相トランス、２次巻線とそれぞれ接続する３×ｎ個の３相リアクトル、および３相リアクトルとそれぞれ接続する３×ｎ個の三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータとを備え、３相トランスの１次巻線は外部の交流電源と接続し、２次巻線は直列に接続される３相リアクトルおよび三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータを含めてｎ組を１ユニットとする３ユニットに編成され、各ユニット内の前記２次巻線のｎ組の間の電気角がお互いに（６０°÷ｋ）（ただし１≦ｋ≦ｎ）づつ位相が異なり、（ただしｋ＝１の時は位相差が６０°となりトランス負荷が３相全流整流回路である場合は位相差を生じないことと等価である）、かつ３ユニットの同じ位相の電気角を有する２次巻線が互いに対応して、かつ各ユニットにおいて直列に接続される３相リアクトルおよび三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータを含めたｎ個のグループを構成するように接続され、三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータは、双方向に電流を流せ、かつ自己導通、自己遮断が可能で、パルス幅変調制御される６個の双方向半導体スイッチと、３個のフィルタコンデンサと、３相リアクトルと接続する３相交流端子と、外部に接続する単相交流端子とを有し、６個の双方向半導体スイッチは３相交流端子と単相交流端子にそれぞれ３相ブリッジ回路に接続され、フィルタコンデンサは３相交流端子にデルタ、またはスター接続され、双方向半導体スイッチは、三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの単相交流端子に出力される交流出力の電圧が、同じユニットでは同位相になり、３組のユニット間では基本波電圧位相の電気角がお互いに１２０°異なる位相となるように制御可能であり、同一のユニット内の三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの単相交流端子は直列に接続され、両端の何れかの端子は、３組のユニット間でスター接続され、他の３個の端子は駆動対象である外部の高圧交流電動機の３個の入力端子に接続される。
３相交流リアクトルに代えて、３相トランスの２次巻線の漏れインダクタンスを使用する手段を有してもよい。

また、三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの双方向半導体スイッチは、自己遮断能力のある半導体素子と、該半導体素子に流通方向が逆になるように逆並列に接続されたダイオードとからなる半導体スイッチが、２組逆極性に直列接続されて形成されていてもよく、自己遮断能力のある半導体素子と、該半導体素子に流通方向が同方向になるように直列接続されたダイオードとからなる半導体スイッチが、２組逆極性に並列接続されて形成されていてもよく、単相ブリッジに接続された４個のダイオードの２つの直流端子に、自己遮断能力のある半導体素子が流通方向が同方向になるように接続され、単相ブリッジの２つの交流端子を入出力端子として形成されていてもよい。

本発明の多重３相パルス幅変調サイクロコンバータ方式の電力変換装置を用いた電力変換方法は、 高圧の交流電動機を可変速駆動する電力変換方法において、多重３相パルス幅変調サイクロコンバータ方式の電力変換装置を使用し、双方向半導体スイッチを三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの単相交流端子に出力される交流出力の電圧が、同じユニットでは同位相になり、３組のユニット間では基本波電圧位相の電気角がお互いに１２０°異なる位相となるようにパルス幅変調方式にて制御して、高圧交流電動機を可変速駆動する。

１ユニットのｎ個の三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータのうちｍ（ただし１≦ｍ≦ｎ）個が故障した状態で運転を行なう場合、故障した三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの単相交流端子を短絡し、かつ他の２ユニットの故障した三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータと同じグループの三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータの３相交流端子のそれぞれに接続された２個の双方向半導体スイッチ３組を、１組づつ順次等時間間隔で導通させて短絡させ、３ユニットの残りの（ｎ−ｍ）個の三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータで高圧交流電動機を可変速駆動してもよく、単相交流端子の電流方向を検出して電流方向が反転する度に１組づつ順次導通させて短絡させ、３ユニットの残りの（ｎ−ｍ）個の三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータで高圧交流電動機を可変速駆動してもよい。

上述の構成の多重３相パルス幅変調サイクロコンバータ方式の電力変換装置を用いて、高圧交流電動機の可変速駆動を行なうに当り、複数のグループからなる３ユニットの三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータのそれぞれの波形制御を行なうので、低歪み波形の入出力電圧電流が得られ、交流から交流への直接変換であるので、電力の供給と回生も自由に行なうことができ、直流回路を持たないので構成要素が少なく、電源から負荷に至る経路に直列に入る素子数も少ない。
３相トランスの２次巻線の漏れインダクタンスを使用すれば、３相交流リアクトルも省くことができる。
また、各ユニットは複数の三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータで構成されているので、故障時にも残りの健全なグループの三相／単相パルス幅変調サイクロコンバータを用いて運転を継続することが可能である。

本発明の多重３相ＰＷＭサイクロコンバータを用いれば、インバータ方式のような直流回路を必要としないため小型化が容易となり、電源から負荷に至る経路に直列に入る素子数が少ないので素子損失が少なく高効率にでき、上述の手段により各三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの波形制御を行なうので、低歪み波形の入出力電圧電流が得られるとともに、交流−交流直接変換のため電力の供給と回生を自由に行なうことができ、かつ故障時にも健全な部分を使用しての運転を可能にできる。

次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。

図１は本発明の第１の実施例の多重３相パルス幅変調（以下ＰＷＭと略す）サイクロコンバータ方式の電力変換装置を用いた駆動回路の回路図である。図中符号１〜９は三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ、１０は駆動対象である高圧交流電動機、１１〜１６は双方向半導体スイッチ、１７〜１９はフィルタコンデンサ、２１〜２９は３相交流リアクトル、３０は３相トランス、３１〜３９は３相トランス３０の２次巻線、４０は３相トランス３０の１次巻線である。
三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１〜９は同一構造であるので三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１について説明する。三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１は、６個の双方向半導体スイッチ１１〜１６と、３個のフィルタコンデンサ１７〜１９と３相交流端子ｒ，ｓ，ｔと単相交流端子ｕ、ｖとを有し、双方向に電流を流せ、かつ自己導通、自己遮断の可能な６個の双方向半導体スイッチ１１〜１６が３相の交流端子ｒ、ｓ、ｔと単相交流端子ｕ、ｖにそれぞれ３相ブリッジ回路に接続され、フィルタコンデンサ１７〜１９は３相交流端子ｒ、ｓ、ｔにデルタ接続されている。

一般には三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータは３×ｎ個の組合わせとなるが、図１はｎ＝３で９個の例を示す。本例で９個の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１〜９の３相交流端子ｒ、ｓ、ｔはそれぞれ９個の３相交流リアクトル２１〜２９を介して３相トランス３０の９組の２次巻線３１〜３９に接続され、３相トランス３０は１組の１次巻線４０と９組の２次巻線３１〜３９を有し、１次巻線４０は交流電源に接続される。３相交流リアクトル２１〜２９の代りに、３相トランス３０の２次巻線３１〜３９の漏れインダクタンスを使用することも可能である。
ｎ個（本例では３個）の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ（本例では１〜３、４〜６、７〜９）を１ユニットとして全体を３ユニットで構成し、ユニット内のそれぞれの単相交流端子ｕ、ｖは直列に接続され、両端のｕ、ｖ何れかの端子は３組のユニット間でスター接続され、他の３個の端子は駆動対象である高圧直流電動機１０の３個の入力端子に接続される。
以上の組合せにより、３相入力、３相出力の多重ＰＷＭサイクロコンバータ方式の電力変換装置が構成される。

各ユニットのｎ個の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ（本例では１〜３、４〜６、７〜９の単相交流端子ｕ、ｖに出力される交流出力の基本波電圧が同位相になるように制御され、３組のユニット間は基本波電圧位相の電気角がお互いに１２０°位相の異なる交流出力を発生するように制御される。

各三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ１〜（３×ｎ）（本例では１〜９）は単相負荷となるので、電源側の負荷バランスを図り、低次高調波電流を３相トランス３０の２次巻線間で相殺するために、３相トランス３０の２次巻線は３組のユニットのそれぞれの１〜ｎ番目の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの同順位のものを１グループとしたｎグループに分け（本例では１、４、７と２、５、８と３、６、９の３グループ）、各グループ内の誘起電圧位相が等しくなるように同一条件で、かつ各グループ間では６０°÷ｋ（１≦ｋ≦ｎ通常はｋ＝ｎ）の位相差となるように巻線を施す。図１の例では３相トランス３０の１次巻線４０はデルタ接続に、第１のグループの２次巻線３１、３４、３７は千鳥接続で１次巻線４０に対して電気角５０°遅れに、第２グループの２次巻線３２、３５、３８はスター接続で１次巻線４０に対し電気角３０°遅れに、第３のグループ３３、３６、３９は千鳥接続で１次巻線４０に対し電気角１０°遅れに巻線されている。これにより、各三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータが対称な制御がなされれば、原理的に電源周波数の２２次以下の電源高調波電圧電流は発生しない。
図１の例はｎ＝３としたため、３相トランス３０の２次巻線間の位相差は６０°／３＝２０°としたが、ｎ＝５であれば（６０°／５＝１２°となり、電源周波数の３４次以下の電源高調波電圧電流は発生しない。

次に冗長度向上の対策を説明する。多重の電力変換装置の特徴は、図１の三相／単相ＰＷＭサイコロコンバータ１〜９のように、同機能を持つ電力変換器を複数個使用することであり、故障により一部の電力変換器を切り放しても運転継続が可能なことである。
図１の三相／単相ＰＷＭサイコロコンバータ４が故障した場合を想定すると、その単相交流端子ｕ、ｖを電線やバスバーで短絡し、健全な三相／単相ＰＷＭサイコロコンバータ５、６で出力電圧を発生させる。他のユニットについてもバランスをとって運転するため、同グループの三相／単相ＰＷＭサイコロコンバータ１の３相交流端子ｒ、ｓ、ｔに接続された各２個の双方向半導体スイッチ１１と１４、１２と１５、１３と１６の３組を１組づつ順次等時間間隔で導通させて短絡し、三相／単相ＰＷＭサイコロコンバータ２、３で出力電圧を発生させる。同様に残りのユニットの同グループの三相／単相ＰＷＭサイコロコンバータ７の３相交流端子ｒ、ｓ、ｔに接続された各２個の双方向半導体スイッチ３組を１組づつ順次等時間間隔で導通させて短絡し、三相／単相ＰＷＭサイコロコンバータ８、９で出力電圧を発生させる。
以上の対応により、３相のバランスした出力電圧を発生できるが、最大出力電圧は正常なときの２／３になる、また、３相交流端子ｒ、ｓ、ｔのそれぞれに接続された２個の双方向半導体スイッチ３組を１組づつ順次等時間間隔で導通させて短絡する代りに、三相／単相ＰＷＭサイコロコンバータ１、７の単相交流端子ｕ、ｖの電流方向を検出して電流方向が反転する度に１組づつ順次導通させて短絡して運転することもできる。

図２〜図４は図１に示す双方向半導体スイッチ１１〜１６の具体的な構成例を示す回路図である。図２〜図４において符号５１、５２、５５、５６、５９はＩＧＢＴ、５３、５４、５７、５８、６０〜６３はダイオードである。
図２は双方向半導体スイッチの機能をトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＦＥＴなどの自己遮断能力のある半導体素子（本図ではＩＧＢＴ）と前記半導体素子と流通方向を逆にするように接続したダイオードからなる半導体スイッチ２組を逆極性に直列接続したものを１個の双方向半導体スイッチとして構成したものである。ＡからＢに電流が流れる場合はＩＧＢＴ５１とダイオード５４を通り、ＢからＡに電流が流れる場合にはＩＧＢＴ５２とダイオード５３を通る。
図３は双方向半導体スイッチの機能をトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＦＥＴなどの自己遮断能力のある半導体素子（本図ではＩＧＢＴ）と前記半導体素子と流通方向が同方向になるように直列接続したダイオードからなる半導体スイッチ２組を逆極性に並列接続したものを１個の双方向半導体スイッチとして構成したものである。ＡからＢに電流が流れる場合はＩＧＢＴ５５とダイオード５７を通り、ＢからＡに電流が流れる場合にはＩＧＢＴ５６とダイオード５８を通る。
図４は双方向半導体スイッチの機能をダイオード４個を単相ブリッジ接続し、２つの直流端子にトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＦＥＴなどの自己遮断能力のある半導体素子（本図ではＩＧＢＴ）を流通方向が同方向になるように接続し、前記単相ブリッジの２つの交流端子を入出力端子とする１個の双方向半導体スイッチとして構成したものである。ＡからＢに電流が流れる場合はダイオード６０、ＩＧＢＴ５９とダイオード６３を通り、ＢからＡに電流が流れる場合にはダイオード６２、ＩＧＢＴ５９とダイオード６１を通る。

図５は本発明の第２の実施例の多重３相パルス幅変調（以下ＰＷＭと略す）サイクロコンバータ方式の電力変換装置を用いた駆動回路の回路図である。図中符号５１〜５９は三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ、６０は駆動対象である高圧交流電動機、６１〜６６は双方向半導体スイッチ、６７〜６９はフィルタコンデンサ、７１〜７９は３相交流リアクトル、９１、９２、９３は３相トランス、８１〜８９は３相トランス９１、９２、９３の２次巻線、９４、９５、９６は３相トランス９１、９２、９３の１次巻線である。
三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ５１〜５９は同一構造であるので三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ５１について説明する。三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ５１は、６個の双方向半導体スイッチ６１〜６６と、３個のフィルタコンデンサ６７〜６９と３相交流端子ｒ、ｓ、ｔと単相交流端子ｕ、ｖとを有し、双方向に電流を流せ、かつ自己導通、自己遮断の可能な６個の双方向半導体スイッチ６１〜６６が３相の交流端子ｒ、ｓ、ｔと単相交流端子ｕ、ｖにそれぞれ３相ブリッジ回路に接続され、フィルタコンデンサ６７〜６９は３相交流端子ｒ、ｓ、ｔにデルタ接続されている。

一般には三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータは３×ｎ個の組合わせとなるが、図５では図１と同様にｎ＝３で９個の例を示す。本例で９個の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ５１〜５９の３相交流端子ｒ、ｓ、ｔはそれぞれ９個の３相交流リアクトル７１〜７９を介して、１組の１次巻線と３×ｊ（ｊ＝ｎ／ｍ）組の２次巻線を持ったｍ個（１≦ｍ≦ｎ）の３相トランス（ｎ＝３の例であるから、ｍ＝３、ｊ＝１とする）すなわち１組の１次巻線９４と３組の２次巻線８１、８４、８７を持つ３相トランス９１、１組の１次巻線９５と３組の２次巻線８２、８５、８８を持つ３相トランス９２、１組の１次巻線９６と３組の２次巻線８３、８６、８９を持つ３相トランス９３の９組の２次巻線８１〜８９に接続され、３個の３相トランス９１〜９３の１次巻線９４〜９６は交流電源に接続される。３相交流リアクトル７１〜７９の代りに、３個の３相トランス９１〜９３の２次巻線８１〜８９の漏れインダクタンスを使用することも可能である。
３個の単相ＰＷＭサイクロコンバータ５１〜５３の交流端子ｕ、ｖを直列接続したものを１ユニットとし、同様に３個の単相ＰＷＭサイクロコンバータ５４〜５６、および５７〜５９の交流端子ｕ、ｖを直列接続する２個のユニットを設け、３個のユニットの一方を接続してスター接続にし、他方を負荷である高圧交流電動機６０に接続する。
以上の組合せにより、３相入力、３相出力の多重ＰＷＭサイクロコンバータ方式の電力変換装置が構成される。

各ユニットの３個の三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ（本例では５１〜５３、５４〜５６、５７〜５９）の単相交流端子ｕ、ｖに出力される交流出力の基本波電圧が同位相になるように制御され、３組のユニット間は基本波電圧位相の電気角がお互いに１２０°位相の異なる交流出力を発生するように制御される。

各三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ５１〜｛５０＋（３×ｎ）｝（本例では５１〜５９）は単相負荷となるので、電源側の負荷バランスを図り、低次高調波電流を３個の３相トランス９１〜９３の２次巻線間で相殺するために、３相トランス９１〜９３は、第１のユニットの単相ＰＷＭサイクロコンバータ５１、５４、５７の交流端子ｒ、ｓ、ｔに接続される３相トランス９１の２次巻線８１、８４、８７、同様に第２のユニットの単相ＰＷＭサイクロコンバータ５２、５５、５８の交流端子ｒ、ｓ、ｔに接続される３相トランス９２の２次巻線８２、８５、８８、第３のユニットの単相ＰＷＭサイクロコンバータ５３、５６、５９の交流端子ｒ、ｓ、ｔに接続される３相トランス９３の２次巻線８３、８６、８９を誘起電圧位相が等しくなるようにそれぞれ同一条件で巻線を施す。図５の例では３個の３相トランス９１、９２、９３の２次巻線８１〜８９はデルタ接続に、３相トランス９１の１次巻線９４は千鳥接続で２次巻線８１、８４、８７に対して電気角５０°遅れに巻線されている。３相トランス９２の１次巻線９５はスター接続で２次巻線８２、８５、８８に対して電気角３０°遅れに巻線されている。３相トランス９３の１次巻線９６は千鳥接続で２次巻線８３、８６、８９に対して電気角１０°遅れに巻線されている。
これにより、各三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータが対称な制御がなされれば、原理的に電源周波数の２２次以下の電源高調波電圧電流は発生しない。

冗長度向上の対策と、双方向半導体スイッチの構成は第１の実施例と同じなので説明を省略する。
以上の実施例では高圧交流電動機の一例について説明したが本発明の多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ方式の電力変換装置と電力変換方法は高圧交流電動機に限られるものではなく交流電動機全般に応用できる。

以上説明したように本発明の多重３相ＰＷＭサイクロコンバータを用いれば、インバータ方式のような直流回路を必要としないため小型化が容易で、電源から負荷に至る経路に直列に入る素子数が少ないので素子損失が少なく高効率であり、上述の手段により各三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータの波形制御を行なうので、低歪み波形の入出力電圧電流が得られるとともに、交流−交流直接変換のため電力の供給と回生を自由に行なうことができ、かつ故障時にも健全な部分を使用して運転が可能である。

このように、本発明の多重３相パルス幅変調サイクロコンバータ方式の電力変換装置と該電力変換装置を用いた電力変換方法は、市場のニーズである環境改善のための省エネルギー、省資源、小型化、高効率化や電圧電流波形歪み規制などの技術的課題に対応でき、また冗長度も高まって運転信頼性が向上するという効果があるので、可変速ドライブを必要とする交流電動機の制御に広く利用される可能性を有する。

本発明の第１の実施例の多重３相パルス幅変調（以下ＰＷＭと略す）サイクロコンバータ方式の電力変換装置を用いた駆動回路の回路図である。 図１に示す双方向半導体スイッチの具体的な構成の１例を示す回路図である。 図１に示す双方向半導体スイッチの具体的な構成の１例を示す回路図である。 図１に示す双方向半導体スイッチの具体的な構成の１例を示す回路図である。 本発明の第２の実施例の多重３相パルス幅変調サイクロコンバータ方式の電力変換装置を用いた駆動回路の回路図である。 従来例の高圧インバータを用いた駆動回路の回路図である。 電動機のトルクと速度の関係による４象限運転を表す概念図である。 従来例の低圧インバータを用いた駆動回路の回路図である。

符号の説明

１〜９、５１〜５９ 三相／単相ＰＷＭサイクロコンバータ
１０、６０ 駆動対象である高圧交流電動機
１１〜１６、６１〜６６ 双方向半導体スイッチ
１７〜１９、６７〜６９ フィルタコンデンサ
２１〜２９、７１〜７９ ３相交流リアクトル
３０、９１〜９３ ３相トランス
３１〜３９、８１〜８９ ３相トランス３０の２次巻線
４０、９４〜９６ ３相トランス３０の１次巻線
５１、５２、５５、５６、５９ ＩＧＢＴ
５３、５４、５７、５８、６０〜６３ ダイオード
１０１ インバータ部
１０２ 平滑コンデンサユニット
１０３ 回生コンバータ部
１０４Ａ、１０４Ｂ 交流リアクトル
１０５ ３相トランス
１０６ インバータ部
１０７ 平滑コンデンサユニット
１０８ 回生コンバータ部
１０９ 交流リアクトル
１１０ 降圧トランス
１１１ 昇圧トランス

Claims (13)

1. 交流電源を入力とし、前記交流電源入力相と各出力相との間を各々接続する各双方向スイッチをオンオフ制御して単相電圧を出力する３×ｎ個（ｎは３以上の整数）のＰＷＭサイクロコンバータと、前記３×ｎ個の各ＰＷＭサイクロコンバータは各出力を互いにｎ個直列接続したものを１つのユニットとする３組のユニットに分離構成され、前記各ユニットの直列出力を各相出力とする直列多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置において、
   前記１つのユニットを構成するｎ個のＰＷＭサイクロコンバータのうちｍ個（１≦ｍ＜ｎ）のＰＷＭサイクロコンバータが運転から切り離されて当該ユニットの相出力電圧が低下した際に、他のユニットを構成するＰＷＭサイクロコンバータの双方向スイッチ動作を制御して当該他のユニットの相出力電圧を低下させる制御機能を備えたことを特徴とする直列多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置。
2. 前記制御機能は前記他のユニット内にあるｍ個のＰＷＭサイクロコンバータの双方向スイッチ動作を制御して前記ｍ個のＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧を零にして前記他のユニットの相出力電圧を低下させることを特徴とする請求項１記載の直列多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置。
3. 前記制御機能は前記ｍ個のＰＷＭサイクロコンバータについて、交流電源の同一入力相に接続された２つの双方向スイッチを導通短絡してＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧を零にすることを特徴とする請求項２記載の直列多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置。
4. 前記制御機能に前記導通短絡を他の入力相に接続された２つの双方向スイッチの導通短絡に切り替える機能も備えたことを特徴とする請求項３記載の直列多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置。
5. 前記制御機能にＰＷＭサイクロコンバータの出力電流の方向を検出し、前記出力電流の方向が反転する際に前記導通短絡を他の入力相に接続された２つの双方向スイッチの導通短絡に切り替える機能も備えたことを特徴とする請求項４記載の直列多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置。
6. 前記各ユニットは各々のユニットを構成する各ＰＷＭサイクロコンバータに入力される各交流電源が相互に電気角位相差を有し、
   前記制御機能が出力電圧を零に制御する前記他の各ユニット内にある各ｍ個のＰＷＭサイクロコンバータは、前記運転から切り離されたｍ個のＰＷＭサイクロコンバータに入力される交流電源と同位相の交流電源を入力とすることを特徴とする請求項２記載の直列多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置。
7. 交流電源を入力とし、前記交流電源入力相と各出力相との間を各々接続する各双方向スイッチをオンオフ制御して単相電圧を出力する３×ｎ個（ｎは３以上の整数）のＰＷＭサイクロコンバータと、前記３×ｎ個の各ＰＷＭサイクロコンバータは各出力を互いにｎ個直列接続したものを１つのユニットとする３組のユニットに分離構成され、前記各ユニットの直列出力を各相出力とする直列多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置において、
   前記１つのユニットを構成するｎ個のＰＷＭサイクロコンバータのうちｍ個（１≦ｍ＜ｎ）のＰＷＭサイクロコンバータを運転から切り離し、
   前記運転から切り離したＰＷＭサイクロコンバータの出力端子に相当の部分を短絡し、
   前記運転からの切り離しによる当該ユニットの相出力電圧低下に対して、他のユニットを構成するＰＷＭサイクロコンバータの双方向スイッチ動作を制御し、
   当該他のユニットの相出力電圧を低下させることを特徴とする直列多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置の運転方法。
8. 交流電源を入力とし、前記交流電源入力相と各出力相との間を各々接続する各双方向スイッチをオンオフ制御して単相電圧を出力する３×ｎ個（ｎは３以上の整数）のＰＷＭサイクロコンバータと、前記３×ｎ個の各ＰＷＭサイクロコンバータは各出力を互いにｎ個直列接続したものを１つのユニットとする３組のユニットに分離構成され、前記各ユニットの直列出力を各相出力とする直列多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置において、
   前記１つのユニットを構成するｎ個のＰＷＭサイクロコンバータのうちｍ個（１≦ｍ＜ｎ）のＰＷＭサイクロコンバータを運転から切り離し、
   前記運転から切り離したＰＷＭサイクロコンバータの出力端子に相当の部分を短絡し、
   前記他のユニット内にある各ｍ個のＰＷＭサイクロコンバータの双方向スイッチ動作を制御して前記ｍ個のＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧を零にし、
   当該他のユニットの相出力電圧を低下させることを特徴とする直列多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置の運転方法。
9. 前記他のユニット内にあるｍ個のＰＷＭサイクロコンバータの双方向スイッチ動作の制御は交流電源の同一入力相に接続された２つの双方向スイッチを導通短絡してＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧を零にすることを特徴とする請求項８記載の直列多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置の運転方法。
10. 交流電源を入力とし、前記交流電源入力相と各出力相との間を各々接続する各双方向スイッチをオンオフ制御して単相電圧を出力する３×ｎ個（ｎは３以上の整数）のＰＷＭサイクロコンバータと、前記３×ｎ個の各ＰＷＭサイクロコンバータは各出力を互いにｎ個直列接続したものを１つのユニットとする３組のユニットに分離構成され、前記各ユニットは各々のユニットを構成する各ＰＷＭサイクロコンバータに入力される各交流電源が相互に電気角位相差を有し、前記各ユニットの直列出力を各相出力とする直列多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置において、
    前記１つのユニットを構成するｎ個のＰＷＭサイクロコンバータのうちｍ個（１≦ｍ＜ｎ）のＰＷＭサイクロコンバータを運転から切り離し、
    前記運転から切り離したＰＷＭサイクロコンバータの出力端子に相当の部分を短絡し、
    前記運転から切り離されたｍ個のＰＷＭサイクロコンバータに入力される交流電源と同位相の交流電源を入力とする前記他の各ユニット内にある各ｍ個のＰＷＭサイクロコンバータの双方向スイッチ動作を制御して前記各ｍ個のＰＷＭサイクロコンバータの出力電圧を零にし、
    当該他の各ユニットの相出力電圧を低下させることを特徴とする直列多重３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置の運転方法。
11. 交流電源を入力とし、半導体スイッチをオンオフ制御して単相電圧を出力する３×ｎ個（ｎは３以上の整数）の電力変換器と、前記３×ｎ個の電力変換器は各出力を互いにｎ個直列接続したものを１つのユニットとする３組のユニットに分離構成され、前記各ユニットの直列出力を各相出力とする直列多重３相ＰＷＭ電力変換装置において、
    前記１つのユニットを構成するｎ個の電力変換器のうちｍ個（１≦ｍ＜ｎ）の電力変換器が運転から切り離されて当該ユニットの相出力電圧が低下した際に、他のユニットを構成する電力変換器の半導体スイッチ動作を制御して当該他のユニットの相出力電圧を低下させる制御機能を備えたことを特徴とする直列多重３相ＰＷＭ電力変換装置。
12. 前記制御機能は前記他のユニット内にあるｍ個の電力変換器の半導体スイッチ動作を制御して前記ｍ個の電力変換器の出力電圧を零にして前記他のユニットの相出力電圧を低下させることを特徴とする請求項１１記載の直列多重３相ＰＷＭ電力変換装置。
13. 前記各ユニットは各々のユニットを構成する各電力変換器に入力される各交流電源が相互に電気角位相差を有し、
    前記制御機能が出力電圧を零に制御する前記他の各ユニット内にある各ｍ個の電力変換器は、前記運転から切り離されたｍ個の電力変換器に入力される交流電源と同位相の交流電源を入力とすることを特徴とする請求項１２記載の直列多重３相ＰＷＭ電力変換装置。

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