JP3872953B2

JP3872953B2 - アダプティブアンテナを用いた無線通信装置

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Publication number: JP3872953B2
Application number: JP2000351612A
Authority: JP
Inventors: 秀浩松岡; 裕樹庄木
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1999-12-27
Filing date: 2000-11-17
Publication date: 2007-01-24
Anticipated expiration: 2020-11-17
Also published as: US20010049295A1; JP2001251233A; US6771988B2; US7043275B2; US20040235421A1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動無線通信システムなどに用いられるアダプティブアンテナを用いた無線通信装置に係り、特に送信時の指向性を良好に制御する送信ビーム制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
陸上移動通信においては、フェージングによる受信出力レベルの低下や、同一チャネル干渉（ＣＣＩ）および符号間干渉（ＩＳＩ）の影響による信号歪み等が頻繁に生じる。
【０００３】
このような厳しい伝搬環境下において所望波の信号を正しく抽出するには、アンテナ指向性を適応的に制御するアダプティブアンテナの使用が有効である。アダプティブアンテナとして、同一方向を除く任意の方向に存在している干渉局に対して、積極的に信号抑圧するようなパターンを形成する、干渉波抑圧機能を有するアダプティブアレーアンテナがある。ただし、陸上移動通信においては端末局はその携帯性から小型化を余儀なくされるため、複数のアンテナをもつアダプティブアレーアンテナは通常、基地局に適用されることが多い。
【０００４】
アダプティブアレーアンテナは、配列された複数のアンテナからの受信信号をその位相と振幅を制御して合成するアンテナシステムであり、レベルの大きい干渉波存在下においても、所望波の到来方向にビームを向け、また干渉波の到来方向にヌル（利得が零の点）を向けるように動作することにより、受信ＳＩＲ（所望波対干渉波比）を最大化することができる。
【０００５】
受信信号の位相と振幅を制御して合成することは、図１０に示すように複数のアンテナからの受信信号＃１，＃２，…，＃Ｎを複素乗算器１−１，１−２，…，１−Ｎにより受信重みベクトル計算部２で計算された受信重みベクトルを乗じて複素重み付けを行った後に加算器３で合成することと等価である。このとき、加算器３からの出力（アダプティブアレー出力という）ｙは次式で与えられる。
ｙ＝ｗ^Tｘ（１）
なお、ｗは各アンテナからの受信信号に与える複素重みベクトル（以下、受信重みベクトルという）、ｘは各アンテナからの複素受信信号ベクトルを表し、
ｗ＝（ｗ_１，ｗ_２，…，ｗ_ｊ，…，ｗ_N）^T （２）
ｘ＝（ｘ_１，ｘ_２，…，ｘ_ｊ，…，ｘ_N）^T （３）
とする。ここで、Ｔは行列の転置を表す。
【０００６】
受信重みベクトルｗは、アダプティブアレー出力ｙが予め定められた規範を満たすように制御される。例えば、アダプティブアレー出力ｙと理想信号パターンとの平均自乗誤差を最小にする、あるいは、所望波の到来方向に関する拘束条件下でアダプティブアレー出力ｙの信号電力を最小にする等の規範がある。このようにして受信（上り回線）に関しては、各アンテナからの受信信号に重み付けを行うことで、歪みのない信号を抽出することができる。
【０００７】
上記説明はアンテナとして無指向性アンテナを用いた場合であり、このような信号処理をエレメントスペース型と呼ぶ。これに対して、あらかじめ放射方向の異なる複数のビームを形成し、そのビームによる受信信号に対してアダプティブアレーによる処理を施す方法をビームスペース型と呼ぶ。
【０００８】
ビームスペース型アダプティブアレーを用いると、ビーム形成器が余分に必要になるが、ビーム利得の加わった高ＳＮＲ（信号対雑音比）の信号出力が得られるため、ビームを選択することによって安定したアダプティブアレー処理が期待でき、その上、アダプティブアレーに入力されるブランチ数を減らすことができるので、結果的に信号処理にかかる演算量を低減できるという特徴がある。この点については、例えば、文献［１］千葉、中條、藤瀬、“ビームスペースＣＭＡアダプティブアレーアンテナ，”信学論B-II,vol.J77-B-II,no.3,pp.130-138,1994年3月、等に記されている。
【０００９】
また、ビームスペース型アダプティブアレーでは通常、空間的に直交するビームを形成するが、これを不完全な直交ビームとして、隣接ビーム間でオーバーラップした指向性アンテナを用いたアダプティブアンテナも検討されている。例えば、文献［２］特開平10-256821（松岡他）で提案されているアダプティブアンテナでは、アダプティブアレーアンテナによる空間次元の処理だけでなく、アンテナ合成出力に対してさらにパスダイバーシチによる時間次元処理を行うことによって、遅延波のエネルギーを効率よく合成するという特徴を有する。
【００１０】
一方、下り回線においても、アレーアンテナにより最適送信パターンを得る手法が検討されている。例えば、ＰＨＳのように送受信を時間分割して周期的に切り替えるＴＤＤ(Time Division Duplex)方式を採用するシステムでは、送受信で周波数が同一であるため、送受信信号が経由する伝搬路応答はほぼ同じとみなすことができる。よって、文献［３］富里、松本、“ＴＤＤ移動通信システムにおけるアダプティブ送信アレーの効果”，1997年信学全大，B-5-87，1997年3月、に示されているように、送受信で同じ重みベクトルを用いる、すなわち受信時に得られたのと同じアンテナパターンを形成することによって、端末局での受信ＳＩＲを改善することができる。
【００１１】
しかし、送受信を周波数分割するＦＤＤ(Frequency Division Duplex)方式のように、送受信で周波数が異なる場合には、上り回線と下り回線の伝搬路応答は相関が小さいため、受信重みベクトルと同じ送信重みベクトルを用いても端末局で最適な受信が保証されるとは限らない（例えば、文献［４］J.Litva,T.K.-Y.Lo,“Digital Beamforming In Wireless Communications,” Artech House Publishers,pp.182-183,1996.参照)。
このように上りと下りで伝搬路応答は異なるが、電波到来方向に関しては上りと下りで可逆性が成り立つ。すなわち、端末局の移動速度が極端に速い場合を除いて、基地局において受信電波の到来方向（ＤＯＡ： Direction Of Arrival)を推定し、その方向にビームおよびヌルを向けることにより、端末局において受信ＳＩＲを最大にすることが可能である。
【００１２】
このような送信パターン制御のためにはＤＯＡの推定が必須であり、その信号処理としてＭＵＳＩＣ(MUltiple SIgnal Classification)アルゴリズム等が知られている。しかしながら、ＭＵＳＩＣに代表される高分解能到来方向推定アルゴリズムはその計算量が膨大であり、端末局の移動や周辺環境の変動によって逐次変化するＤＯＡを推定するような場合には不向きであるという問題がある。
【００１３】
また、たとえ膨大な演算量をかけて高精度に干渉波のＤＯＡを推定し、その方向に鋭いヌルを向ける指向性重み付けを行っても、送信回路の校正不備によってヌルの方向がずれたり、実際の伝搬路において端末局周辺の反射・散乱による角度広がりによって効果が薄れることが多い。この結果、端末局における平均受信ＳＩＲが劣化してしまうという問題がある。さらに、マルチパス環境においてアンテナ個数以上の数の到来波が存在する場合に、ＭＵＳＩＣではＤＯＡ推定が困難である。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、上り回線と下り回線で異なる周波数を用いるシステムにも適用でき、簡易に電波到来方向を推定して相手局における平均受信ＳＩＲを向上させるような送信ビームを形成できる無線通信装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明は受信系で所定の信号処理（例えば、時空間等化信号処理）のために推定された遅延プロファイルに基づき、所望波の大まかな到来方向を示す到来角度範囲を推定し、これに基づき送信に最適なアンテナまたはビームを選択して送信を行うことを基本的な特徴としている。
【００１６】
すなわち、本発明に係る無線通信装置は、指向性の範囲が一部重複するように配置された複数の指向性アンテナと、前記各アンテナからの受信信号毎に、所望波とその遅延波の到来時刻及び受信電力を表す遅延プロファイルを推定する遅延プロファイル推定手段と、前記遅延プロファイル推定手段により推定された遅延プロファイル中の所望波の電力を比較して前記所望波の到来角度範囲を推定する到来角度範囲推定手段と、前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲に含まれる複数のアンテナを選択する送信アンテナ選択手段と、前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲から前記所望波の到来方向を推定する到来方向推定手段と、前記到来方向推定手段により推定された到来方向に送信時の指向性の最大利得方向を向ける送信重みベクトルを生成する送信重みベクトル生成手段と、前記送信アンテナ選択手段により選択された各アンテナに前記送信重みベクトル生成手段により生成された送信重みベクトルを乗じた送信信号を供給して送信を行う送信手段とを具備し、前記到来方向推定手段は、前記遅延プロファイル推定手段により推定された遅延プロファイルを基に受信レプリカ信号を生成する受信レプリカ信号生成手段と、前記受信レプリカ信号生成手段によって生成された受信レプリカ信号に対して、前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲で所定の走査用ビームパターンあるいは走査用ヌルパターンによる走査を行い、該走査で得られた受信出力レベルに基づいて所望波および遅延波の到来方向を検出する手段とを具備する。
【００１７】
このような構成により、上り回線と下り回線で異なる周波数を用いる移動無線通信システムにおいて、時空間等化信号処理を行うために既に測定している各指向性アンテナ毎の遅延プロファイルを利用して、例えば所望波及び遅延波毎の受信電力値を観測するだけで簡易に所望波の到来角度範囲を推定することができ、上り及び下りの両回線で可逆性が成り立つ電波到来方向を基準にした適切な送信アンテナの選択を容易に行うことが可能となり、相手局での平均受信ＳＮＲ（信号対雑音比）、さらには平均受信ＳＩＲを高くとることができる。また、同時に遅延波に対しても到来角度範囲を検出することができるため、送信（時間）ダイバーシチに活用することができる。
【００１９】
また、送信アンテナ選択手段においては到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲に含まれる複数のアンテナを選択し、送信手段においては送信アンテナ選択手段により選択された各アンテナに送信重みベクトル生成手段により生成された送信重みベクトルを乗じた送信信号を供給して送信を行なうことにより、所望波の到来方向へ送信ビームの最大利得方向を向けることができ、相手局において平均受信ＳＮＲを最大にすることが可能となる。
【００２０】
本発明に係る他の無線通信装置は、複数のアンテナと、前記各アンテナに接続され、放射方向が異なり、かつ、放射範囲が一部重複する複数のビームを形成するビーム形成手段と、前記ビーム形成手段により形成された各ビームによる受信信号毎に、所望波とその遅延波の到来時刻及び受信電力を表す遅延プロファイルを推定する複数の遅延プロファイル推定手段と、前記遅延プロファイル推定手段により推定された遅延プロファイル中の所望波の電力を比較して前記所望波の到来角度範囲を推定する到来角度範囲推定手段と、前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲に含まれる複数のビームを選択する送信ビーム選択手段と、前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲から前記所望波の到来方向を推定する到来方向推定手段と、前記到来方向推定手段により推定された到来方向に送信時の指向性の最大利得方向を向ける送信重みベクトルを生成する送信重みベクトル生成手段と、前記送信ビーム選択手段により選択された各ビームに対して前記送信重みベクトル生成手段により生成された送信重みベクトルを乗じた送信信号を前記ビーム形成手段に供給して送信を行なう送信手段とを具備し、前記到来方向推定手段は、前記遅延プロファイル推定手段により推定された遅延プロファイルを基に受信レプリカ信号を生成する受信レプリカ信号生成手段と、前記受信レプリカ信号生成手段によって生成された受信レプリカ信号に対して、前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲で所定の走査用ビームパターンあるいは走査用ヌルパターンによる走査を行い、該走査で得られた受信出力レベルに基づいて所望波および遅延波の到来方向を検出する手段とを具備する。
【００２１】
このような構成により、先と同様に遅延プロファイルを利用して簡易に所望波の到来角度範囲を推定し、回線で可逆性が成り立つ電波到来方向を基準にした適切な送信ビーム、つまりＳＮＲのより高い送信ビームを選択して送信を行うことができ、相手局における平均受信ＳＮＲ、さらには平均受信ＳＩＲを改善することもできる。
【００２３】
また、送信ビーム選択手段においては到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲に含まれる複数のビームを選択し、送信手段においては送信ビーム選択手段により選択された各ビームに送信重みベクトル生成手段により生成された送信重みベクトルを乗じた送信信号を反映させて送信を行なうことにより、所望波の到来方向へ送信ビームの最大利得方向を向けることができ、相手局において平均受信ＳＮＲ、さらには平均受信ＳＩＲを最大にすることが可能となる。
【００２４】
到来方向推定手段では、一つの態様によると到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲で所定の走査用ビームパターンによる走査を行い、該走査で得られた受信出力レベルの最大値を求めることによって到来方向を検出する。これにより、所望波の到来方向へ最大利得で放射する送信ビームパターンを形成するために必要な到来方向の推定を簡易に行うことができる。
【００２５】
到来方向推定手段の他の態様としては、到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲で所定の走査用ヌルパターンによる走査を行い、該走査で得られた受信出力レベルの最小値を求めることによって到来方向を検出するようにしてもよく、上述した走査用ビームパターンによる走査に比べて所望波の到来方向を精度良く推定することができる。
【００２６】
到来方向推定手段のさらに別の態様として、上記二つの方法を組み合わせ、到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲で所定の走査用ビームパターンによる走査と所定の走査用ヌルパターンによる走査を行い、これらの走査でそれぞれ得られた受信出力レベルの差の最大値を求めることによって到来方向を検出するようにしてもよい。この方法によると、ビームパターンによる走査のみ、あるいはヌルパターンによる走査のみによるて到来方向の推定方法に比べて、到来方向の推定誤差を低減することができる。
【００２７】
送信手段においては、所望波の到来方向に対して最大利得を持ち、それ以外の方向に対して抑圧されたサイドローブを有する送信ビームパターンを形成して送信を行うようにしてもよい。この場合、相手局における平均受信ＳＩＲを最大にすることは必ずしもできないが、干渉波の到来方向が時間的に変動する場合においても高ＳＩＲを達成するビームを形成することができ、さらにヌル制御のための高分解能到来方向推定法を用いる必要がないので、演算量を大幅に低減することができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下の説明においては、移動無線通信システムにおける基地局側に本発明の無線通信装置を適用した場合について述べるが、本発明は端末局に対しても同様な構成で適用でき、同様な効果が得られる。また、以下の説明ではＦＤＤシステムを仮定しているが、ＴＤＤシステムに適用する場合も同様の構成で対応が可能である。
【００２９】
（第１の実施形態）
図１に、本発明の実施形態に係る無線通信装置の構成を示す。
本実施形態の無線通信装置は、互いに異なる指向性をもつ複数の送受共用のアンテナ１０−１〜１０−Ｎと、周波数の異なる送受信信号を分波するデュプレクサ１１−１〜１１−Ｎと、遅延プロファイル推定器１２−１〜１２−Ｎと、アンテナ１０−１〜１０−Ｎの中から受信に用いる所定個数のアンテナ（受信アンテナ）を選択する受信アンテナ選択器１３と、選択された受信アンテナからの受信信号を時空間等化信号処理するためのアダプティブ信号処理部１４及びパスダイバーシチ合成器１５と、受信アンテナ選択器１３を制御する制御部１６と、所望波の到来角度範囲を推定するＤＯＡ推定器（到来角度範囲推定器）１７と、アンテナ１０−１〜１０−Ｎの中から送信に用いる一つのアンテナ（送信アンテナ）を選択する送信アンテナ選択器１８及び選択された送信アンテナに対して送信信号を供給するスイッチ１９から構成される。
【００３０】
［受信動作について］
まず、受信動作について説明する。アンテナ１０−１〜１０−Ｎは、例えば円形などの所定形状に配列され、相手局である端末局から送信されてきた電波を受信し、受信信号を出力する。アンテナ１０−１〜１０−Ｎからの受信信号は、デュプレクサ１１−１〜１１−Ｎをそれぞれ経由して受信アンテナ選択器１３に入力される。
【００３１】
これと並行して、遅延プロファイル推定器１２−１〜１２−Ｎにおいて各々の受信信号に対する遅延プロファイル（平均遅延プロファイル）が推定される。平均遅延プロファイルとは、所望波およびその遅延波の到来する時刻および平均受信電力をそれぞれ測定したものを表す。
【００３２】
遅延プロファイル推定器１２−１〜１２−Ｎは、例えばスライディング相関器等で実現でき、またＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access)方式等では、マッチドフィルタ等でも実現できる。ＣＤＭＡでは拡散符号によって帯域拡散しているため、チップレートの逆数間隔で遅延プロファイルを推定できる。また、フィルタリングの影響が無視できるような変復調系では、タップを分数間隔に並べたスライディング相関器でも時間分解能を向上させることができる。
【００３３】
遅延プロファイル推定器１２−１〜１２−Ｎにより推定された平均遅延プロファイルを基に、制御部１６により各遅延時間の所望波に対して最適な受信アンテナが選択されるように受信アンテナ選択器１３が制御される。受信アンテナ選択器１３の後段でアダプティブ信号処理部１４及びパスダイバーシチ合成器１５により時空間等化処理を行う本実施形態の構成の場合、遅延波は異なる伝搬路（パス）を経由した所望波とみなすことができる。
【００３４】
このように制御部１６からの制御信号によって、受信アンテナ選択器１３で各遅延時間の所望波に対して最適ないくつかの受信アンテナが選択され、選択された受信アンテナからの受信信号に対してアダプティブ信号処理部１４によってアダプティブアレー等の空間等化信号処理、さらにパスダイバーシチ合成器１５によって時間等化信号処理が順次行われる。
【００３５】
受信アンテナ選択器１３、アダプティブ信号処理部１４及びパスダイバーシチ合成器１５の動作は、特開平１０−２５６８２１に記載されているが、ここで改めて説明すると、次の通りである。
【００３６】
まず、受信アンテナ選択器１３では、各遅延時間の所望波（簡単のため、ここでは遅延なしの直接波、１シンボル遅延波、２シンボル遅延波の３つとする）毎に、Ｎ個のアンテナ１０−１〜１０−Ｎの中から受信電力のより大きいＫ個（Ｋ＜Ｎ）の受信アンテナをそれぞれ選択し、それらの受信アンテナからの受信信号をアダプティブ信号処理部１４に供給する。
【００３７】
アダプティブ信号処理部１４は、例えば図１０と同様の構成により、各遅延時間の所望波毎に選択されたＫ個の受信アンテナからの受信信号毎に重み付け加算しして空間等化信号処理を行う。この際の重みベクトルは、受信信号中の所望波成分を増大させ、それ以外の干渉破成分を抑圧するように決定される。このようにして、アダプティブ信号処理部１４からは各遅延時間毎の受信信号（直接波、１シンボル遅延波、２シンボル遅延波）の所望波成分の電力を高めた出力信号が得られる。アダプティブ信号処理部１４からの３つの出力信号は、パスダイバーシチ合成器１５に供給される。
【００３８】
パスダイバーシチ合成器１５では、空間信号等化処理後の各遅延時間毎の受信信号に対し、直接波を基準として１シンボル遅延波、２シンボル遅延波の時間補正を行って相対的な時間を合わせた後に、これらを同相合成法または最大比合成法により合成することにより、時間等化信号処理を行う。なお、パスダイバーシチ合成器１５の部分は例えば適応等化器に置き換えてもよく、要は時間次元の等化処理を行うものであればよい。
【００３９】
［送信動作について］
次に、送信動作について説明する。送信時には、上述した受信時と同様に遅延プロファイル推定器１２−１〜１２−Ｎで遅延プロファイルが推定される。この推定された遅延プロファイルに基づき、ＤＯＡ推定器１７で所望波の到来角度範囲が推定される。この到来角度範囲は、所望波の大まかな到来方向、つまり所望波が到来すると予想される角度範囲を表す。ここでは、アンテナの指向性を考慮して、単純にすべての遅延プロファイル中の所望波の平均受信電力を比較することによって、到来角度範囲が推定されるものとする。
【００４０】
これらの遅延プロファイルは、受信時に時空間等化信号処理を行うために必須の処理なので、これを利用することによって特別複雑な計算をすることなく、所望波の到来角度範囲をある程度限定することができる。この到来角度範囲の推定結果に基づき、送信アンテナ選択器１８によってアンテナ１０−１〜１０−Ｎのうち、各遅延波毎に最大電力で受信されたアンテナのみが送信アンテナとして選択され、その情報に基づいてスイッチ１９が切り替えられることにより、選択された送信アンテナに送信信号が供給される。
【００４１】
次に、本実施形態のさらに具体的な動作例を説明する。図２に、アンテナ１０−１〜１０−Ｎで受信を行ったときの各到来波の状態と遅延プロファイルの例を示す。図２では所望波（直接波）、１シンボル遅延波、２シンボル遅延波、干渉波（同一チャネル干渉波）が到来しているが、各アンテナ１０−１〜１０−Ｎ毎に、シンボル時間Ｔおきの平均受信電力の遅延プロファイルが図の通り推定されているとする。
【００４２】
また、アンテナ１０−１〜１０−Ｎとしては、８素子の指向性アンテナをそれぞれの指向性パターンがアレー中心から放射状に向くように円形配置している。指向性はコサインビームパターンであり、ビーム半値幅は９０°であるため、隣接するビームは互いにオーバーラップしている。
【００４３】
図２では、所望波（直接波）を受信しているアンテナは、アンテナ１０−１，１０−２，１０−８だけであり、それぞれの平均電力遅延プロファイルを比較するとアンテナ１０−１の受信電力値が最も大きいので、送信アンテナ選択器１８によりスイッチ１９を制御し、アンテナ１０−１を送信アンテナとして用いて送信する。
【００４４】
移動無線通信システムにおいては、前述したように電波到来方向については上り回線（端末局→基地局）と下り回線（基地局→端末局）とで可逆性が成り立つので、下り回線においてアンテナ１０−１の受信電力値が最大であれば、上り回線において端末局ではアンテナ１０−１からの送信される電波の受信電力値が最も大きいことになる。従って、上述のように基地局で受信電力値が最も大きいアンテナ１０−１を用いて送信することにより、端末局での受信ＳＮＲが向上することになる。
【００４５】
このように本実施形態によると、上り回線と下り回線で異なる周波数を用いる移動無線通信システムにおいても、アダプティブアンテナを用いた基地局の無線通信装置において簡易に適切な送信アンテナを選択して端末局への送信を行うことが可能となり、指向性ダイバーシチによるダイバーシチ効果によって端末局での受信ＳＮＲを向上させることができる。
【００４６】
また、時空間等化信号処理を行うために既に測定している各アンテナの受信信号毎の遅延プロファイルを利用して、遅延波毎の電力値を観測するだけで簡易に所望波の到来角度範囲を推定し、それに基づき上り・下り両回線で可逆性が成り立つ電波到来方向を基準にした適切な送信アンテナの選択を簡単な処理で高速に行うことができ、高速処理を必要とするシステムにおいて特に有用であり、さらにシャドーイング対策としても有効である。
【００４７】
（第２の実施形態）
図３に、本発明の第２の実施形態に係る無線通信装置の構成を示す。図１と同一部分に同一符号を付して、第１の実施形態との相違点について説明する。
【００４８】
まず、第１の実施形態では指向性アンテナ１０−１〜１０−Ｎを用いたが、本実施形態では無指向性アンテナ２０−１〜２０−Ｎを用いている。また、アンテナ２０−１〜２０−Ｎとデュプレクサ１１−１〜１１−Ｎとの間にビーム形成器２１が接続され、このビーム形成器２１によって放射方向（指向方向）の異なる複数のビーム、すなわち複数の指向性パターンが形成される。ビーム形成器２１は、例えばアナログ素子によるバトラーマトリクス回路や、空間ＦＦＴを行うディジタル回路等で実現することができる。
【００４９】
さらに、ビーム形成器２１を用いたことに伴い、図１における受信アンテナ選択器１３は制御部２３により制御される受信ビーム選択器２２に、送信アンテナ選択器１８は送信ビーム選択器２４にそれぞれ置き換えられ、送信ビーム選択器２４によってスイッチ２５が制御される。
【００５０】
［受信動作について］
本実施形態における受信動作について説明すると、アンテナ１０−１〜１０−Ｎからの受信信号はビーム形成器２１に入力され、放射方向の異なる複数のビームが形成される。ビーム形成器２１から出力される各ビームに対応した受信信号は、デュプレクサ１１−１〜１１−Ｎをそれぞれ経由して受信ビーム選択器２２に入力され、これと並行して遅延プロファイル推定器１２−１〜１２−Ｎにおいて各々の受信信号に対する平均遅延プロファイルが推定される。
【００５１】
遅延プロファイル推定器１２−１〜１２−Ｎにより推定された遅延プロファイルを基に、制御部２３からの制御信号により受信ビーム選択器２２が制御されることによって、各遅延時間の所望波に対して最適な受信ビームが選択され、選択された受信ビームに対応した受信信号に対してアダプティブ信号処理部１４によってアダプティブアレー等の空間等化信号処理、さらにパスダイバーシチ合成器１５によって時間等化信号処理が順次行われる。
【００５２】
［送信動作について］
送信時には、受信時と同様に遅延プロファイル推定器１２−１〜１２−Ｎで推定された遅延プロファイルに基づき、ＤＯＡ推定器１７で所望波の到来角度範囲が推定される。そして、この到来角度範囲の推定結果に基づき、送信ビーム選択器２４によって、ビーム形成器２１によって形成された複数のビームのうち、各遅延波毎に最大電力で受信されたビームのみが送信ビームとして選択され、その情報に基づいてスイッチ２５が切り替えられることにより、選択された送信ビームで送信がなされるようにビーム形成器２１に送信信号が供給される。
【００５３】
このように本実施形態によると、複数のビームの中からよりＳＮＲの高いビームを受信ビームとして選択して受信を行うことにより、基地局での受信特性を改善すると同時に、同じビームを送信ビームとして用いることによって、端末局での平均受信ＳＮＲを改善することができる。
【００５４】
（第３の実施形態）
図４に、本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置の構成を示す。本実施形態は、第１の実施形態の構成を基本として、相手局である端末局における平均受信ＳＩＲを効果的に向上させる送信ビームパターンを形成できるようにしたものである。
【００５５】
図１と同一部分に同一符号を付して、第１の実施形態との相違点について説明すると、本実施形態では、第１、第２の実施形態における所望波の到来角度範囲を推定するＤＯＡ推定器（到来角度範囲推定器）１７に代えて、所望波の到来角度範囲及び到来方向を推定するＤＯＡ推定器（到来角度範囲／到来方向推定器）２７が用いられ、さらに送信重みベクトル生成器３０が追加されると共に、図１におけるスイッチ１９が重み付け器（乗算器）３１−１〜３１−Ｎに置き換えられている。
【００５６】
［受信動作について］
本実施形態における受信時の動作は、第１の実施形態と同様であり、アンテナ１０−１〜１０−Ｎからの受信信号はデュプレクサ１１−１〜１１−Ｎをそれぞれ経由して受信アンテナ選択器１３に入力され、これと並行して遅延プロファイル推定器１２−１〜１２−Ｎにおいて各々の受信信号に対する遅延プロファイルが推定される。
【００５７】
そして、遅延プロファイル推定器１２−１〜１２−Ｎにより推定された遅延プロファイルを基に、制御部１６からの制御信号により受信アンテナ選択器１３が制御されることによって各遅延時間の所望波に対して最適な受信ビームが選択され、選択された受信ビームに対応した受信信号に対してアダプティブ信号処理部１４によってアダプティブアレー等の空間等化信号処理、さらにパスダイバーシチ合成器１５によって時間等化信号処理が順次行われる。
【００５８】
［送信動作について］
送信時には、受信時と同様に遅延プロファイル推定器１２−１〜１２−Ｎで推定された遅延プロファイルに基づき、まずＤＯＡ推定器２７で所望波のおおまかな到来方向である到来角度範囲Φが推定される。具体的には、まずＤＯＡ推定器２７は先と同様に例えばすべての遅延プロファイル中の所望波電力を比較し、アンテナ１０−１〜１０−Ｎの指向性から到来角度範囲Φを求める。
【００５９】
こうしてＤＯＡ推定器２７で到来角度範囲Φが求まると、その方向に利得を持たない指向性を有するアンテナは無関係となるので、送信アンテナ選択器１８において候補から除外されて送信アンテナが選択される。
【００６０】
次に、ＤＯＡ推定器２７は所望波の到来方向の推定精度を改善するために、上記のように各遅延プロファイル中の所望波の受信電力の比較から到来角度範囲Φを特定した後に、後述するビーム走査やヌルパターン走査による推定を行ってΦより精度の高い所望波の到来方向φを求める。
【００６１】
そして、ＤＯＡ推定器１７で推定された到来方向φに基づき、送信重みベクトル生成器３０においてφの方向に送信時の指向性（送信ビーム）の最大利得方向を向ける送信重みベクトルが決定される。こうして決定された送信重みベクトルは重み付け器３１−１〜３１−Ｎにおいて送信信号に乗じられ、送信アンテナ選択器１８によって選択された送信アンテナに対する送信信号系列が生成されることにより、最適な送信ビームパターンで送信が行われる。
【００６２】
ここで、形成すべき送信ビームパターンについて考察する。
ヌルパターンは角度に対して急峻に利得低下を生ずるため、受信信号の到来方向に対して非常に敏感である。これに対して、メインローブの方はやや広いビーム幅を持ち、角度変動に対してピークからの利得劣化が緩やかであるので、ＤＯＡの推定精度が悪い場合や、送信回路の校正不備によるビームのピークずれが生じた場合や、端末局の移動や周辺環境の変動により、受信時と送信時でＤＯＡが異なる場合などに対しても、強い耐性を持つと考えられる。
【００６３】
従って、ＤＯＡ推定器２７において推定精度は悪いが、ＭＵＳＩＣに比べてはるかに計算量の少ない方法で所望波の到来方向φを推定し、これに基づき送信重みベクトル生成器３０により送信重みベクトルを生成して送信信号に対する重み付けを行い、送信ビームパターンを形成するようにしても、所望波の到来方向に対する送信ビーム利得はさほど低下しないと考えられる。
【００６４】
また、送信ビームパターンとして所望波の到来方向に向けるメインローブ以外の角度に対しては極力低サイドローブを有するパターンを形成すれば、最適でないにしても、干渉局の方向への放射利得をある程度低減することができる。
【００６５】
これらのことから、送信ビームパターンとしてビーム中心（到来方向φに対応する）が所望波の到来角度範囲Φに含まれ、かつこの到来角度範囲Φ内における放射利得がスレッショルドＧ_U［ｄＢ］以上となるようなビーム幅を持ち、しかもサイドローブに関してはそのレベルがあるスレッショルドＧ_L［ｄＢ］以下となるパターンが形成されるように、送信重みベクトルを決定すればよい。スレッショルドＧ_U，Ｇ_Lはアンテナ数、アンテナ指向性、アレー配置、電力遅延プロファイルの推定精度等に依存するパラメータである。このような送信ビームパターンは、例えば所望波の到来方向φに向けたチェビシェフ分布の重み付け等を行うようにすることで容易に得られる。
【００６６】
次に、所望波のＤＯＡ（到来角度範囲推定及び到来方向）推定を行い、それに基づき送信ビームパターンをどのようにして決めるかについて、具体的に記述する。
図２に示した例においては、所望波を受信しているアンテナはアンテナ１０−１，１０−２，１０−８だけであり、それぞれの所望波の遅延プロファイル（平均遅延プロファイル）を比較すると、アンテナ１０−１で最も受信電力値が大きく、アンテナ１０−２，１０−８ではそれに次いで低く、ほぼ同程度の受信電力値になっている。
【００６７】
アンテナ１０−１〜１０−Ｎの間隔は比較的小さい（半波長程度）ことから、各アンテナ１０−１〜１０−Ｎでの受信信号間のフェージング相関は極めて高いため、受信信号電力値は同程度と考えられ、各アンテナ１０−１〜１０−Ｎの指向性によって各遅延プロファイルでの受信電力値に差が生じている。
【００６８】
また、アンテナ１０−１〜１０−Ｎの指向性は左右対称なので、所望波はほぼアンテナ１０−１の正面方向（φ₀＝０°とし、右回りに正の角度をとるものとする）から到来していると推定できる。従って、この場合には中心がφ₀＝０°で、ビーム幅がおよそΦ＝−１１°〜１１°の送信ビームパターンを形成すればよいことがわかる。
【００６９】
同様にして、１シンボル遅延波に対してはΦ＝４５°〜６７°、２シンボル遅延波に対してはΦ＝１２４°〜１４６°程度と推定できるので、それぞれ中心がほぼφ₁＝５６°，φ₂＝１３５°で、ビーム幅がおよそ２２．５°の送信ビームパターンを形成すればよい。
【００７０】
ＤＯＡ推定器１７で推定される到来角度範囲Φについて、どこまで狭く見積もれるかは、遅延プロファイルで推定した受信電力値の信頼性に依存する。雑音の影響等が無視できれば、所望波を受信したときの各アンテナ１０−１〜１０−Ｎからの受信電力値の差を求めることで、この到来角度範囲Φを絞り込むことができる。
【００７１】
このように本実施形態によれば、第１の実施形態と同様にＤＯＡ推定器２７でで推定された到来角度範囲Φに基づき選択されたＫ個（Ｋ＜Ｎ）の指向性アンテナに供給する送信信号に対して、ＤＯＡ推定器２７でさらに推定された所望波の到来方向φに送信ビームの最大利得方向を向けるような送信重みベクトルで重み付けを行うことによって、最大利得方向への指向性が鋭く、かつサイドローブを抑圧した送信ビームパターンが形成され、端末局における平均受信ＳＩＲを改善することができる。また、所望波および干渉波の到来方向の変動に対してもロバスト性がある、という効果も得られる。
【００７２】
（第４の実施形態）
図５に、本発明の第４の実施形態に係る無線通信装置の構成を示す。本実施形態は、第２の実施形態の構成を基本として、第３の実施形態と同様の原理で相手局である端末局における平均受信ＳＩＲを効果的に向上させる送信ビームパターンを形成できるようにしたものである。
【００７３】
図３と同一部分に同一符号を付して、第２の実施形態との相違点について説明すると、本実施形態では第４の実施形態と同様に所望波の到来角度範囲及び到来方向を推定するＤＯＡ推定器（到来角度範囲／到来方向推定器）２７が用いられ、さらに送信重みベクトル生成器４０が追加されると共に、図３におけるスイッチ２５が重み付け器（乗算器）４１−１〜４１−Ｎに置き換えられている。
【００７４】
［受信動作について］
本実施形態における受信動作は第２の実施形態と同様であり、アンテナ１０−１〜１０−Ｎからの受信信号はビーム形成器２１に入力され、複数のビームが形成される。ビーム形成器２１から出力される各ビームに対応した受信信号は、デュプレクサ１１−１〜１１−Ｎをそれぞれ経由して受信ビーム選択器２２に入力され、これと並行して遅延プロファイル推定器１２−１〜１２−Ｎにおいて各々の受信信号に対する平均遅延プロファイルが推定される。
【００７５】
そして、遅延プロファイル推定器１２−１〜１２−Ｎにより推定された遅延プロファイルを基に、制御部２３からの制御信号により受信ビーム選択器２２が制御されることによって、各遅延時間の所望波に対して最適な受信ビームが選択され、選択された受信ビームに対応した受信信号に対してアダプティブ信号処理部１４によってアダプティブアレー等の空間等化信号処理、さらにパスダイバーシチ合成器１５によって時間等化信号処理が順次行われる。
【００７６】
［送信動作について］
送信時には、第３の実施形態と同様に遅延プロファイル推定器１２−１〜１２−Ｎで推定された遅延プロファイルに基づき、まずＤＯＡ推定器２７で所望波のおおまかな到来方向である到来角度範囲Φが推定され、Φ以外の方向に利得を持たない指向性を有するアンテナは送信アンテナ選択器１８において候補から除外されて送信アンテナが選択される。
【００７７】
次に、ＤＯＡ推定器２７においてΦより精度の高い到来方向φが推定され、これに基づき送信重みベクトル生成器４０においてφの方向に送信時の指向性（送信ビーム）の最大利得方向を向ける送信重みベクトルが決定される。こうして決定された送信重みベクトルが重み付け器４１−１〜４１−Ｎにおいて送信信号に乗じられ、送信ビーム選択器２４によって選択された送信ビームに対する送信信号系列が生成されることにより、最適な送信ビームパターンで送信が行われる。
【００７８】
このように本実施形態によると、複数のビームの中からよりＳＮＲの高いビームを受信ビームとして選択して受信を行うことにより、基地局での受信特性を改善すると同時に、同じビームを送信ビームとして用い、かつそれらの送信ビームの合成で最適な送信ビームパターンを形成することにより、端末局での平均受信ＳＩＲをさらに改善することができる。
【００７９】
（第５の実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態として、ＤＯＡ推定法に関する他の実施形態をを図６を用いて説明する。
【００８０】
本発明では、前述したＤＯＡ推定法では角度分解能が十分でないような場合、ＭＵＳＩＣに代わる計算量の少ないＤＯＡ推定法として、ビームパターン走査またはヌルパターン走査を用いることができる。
【００８１】
ビームパターン走査によるＤＯＡ推定によると、受信信号に対して角度掃引に相当する重み付けを試行することにより、より正確なＤＯＡを推定することができる。例えば、指向性アンテナ１０−１〜１０−Ｎを用いる第１、第３の実施形態の場合、指向性アンテナ１０−１〜１０−Ｎからの受信信号の遅延プロファイルにより、到来方向に対して大きな利得を持ついくつかのアンテナを特定できるので、それらのうち受信電力がより大きな２つのアンテナを用いて走査用ビームパターンを形成する。図２の例では、所望波に対してはアンテナ１０−１，１０−２を用いて走査用ビームパターンを作ることになる。
【００８２】
そして、この走査用ビームパターンにより角度掃引、すなわち最初に推定された到来角度範囲Φ内において適当な角度間隔でビーム走査を行う。この走査用ビームパターンによる走査の結果、走査用ビームパターンに対応する受信出力レベルが最大となる方向が所望波の到来方向φと推定される。角度掃引をあまり細かく行うと、処理時間および計算量が大きくなるため、走査用ビームパターンのメインローブ幅に対して、ピークからの利得劣化が無視できる程度の角度間隔で離散的に角度掃引を行うことが好ましい。
【００８３】
通常、このようなビームパターン走査を３６０°水平面内で行うと、サイドローブやグレーティングローブ等との識別が困難であるが、本発明では予め受信波の到来方向推定Φが限定されているため、走査範囲も狭めることができ、少ない試行で正しく所望波方向を推定できる。
【００８４】
図６（ａ）（ｂ）に、ビームパターン走査による方向推定の様子を示す。図６（ａ）は２個のアンテナを用いて形成した走査用ビームパターン、図６（ｂ）はこの走査用ビームパターンを到来角度範囲Φ内で角度掃引したときの受信出力レベル（２個のアンテナの合成出力）の履歴を示している。図６（ｂ）により、受信出力レベルが最大値を示す角度として所望波の到来方向φ₀が求められる。
【００８５】
このように簡易な演算によって到来方向φの推定が可能となり、到来方向φと送信ビームの最大利得方向（ピーク方向）を完全に一致させることができ、端末局において最大ＳＮＲを実現することができる。
【００８６】
また、２個のアンテナを用いて図６（ｃ）に示すようなヌルを有する走査用ヌルパターンを形成し、角度掃引を行う方法も適用できる。この場合、走査用ヌルパターンに対応する受信出力レベル（２個のアンテナの合成出力）の履歴は図６（ｄ）に示すようになり、受信出力レベルが最小となる角度が所望波の到来方向φ₀として推定される。
【００８７】
このような走査用ヌルパターンによる走査を行うことにより、ビームパターン走査では走査ビーム幅のために受信出力レベルに差がみられず、到来方向を特定できないような場合でも、ヌルは急峻に落ち込むことから最小値を特定しやすく、所望波の到来方向φ₀を容易に推定できるという利点がある。
【００８８】
さらに、図６（ｅ）に示すように上述したビームパターン走査とヌルパターン走査を同時に行って、図６（ｆ）に示すように二つのパターンに対応する受信出力レベルの差を求め、その差が最大となる角度を所望波の到来方向φ₀として推定することもできる。
【００８９】
このようにすると、雑音や遅延波、干渉波の影響を抑えてさらに高精度な到来方向の推定が可能となる。また、この方法は先に説明した所望波の到来角度範囲Φが極端に小さくなった場合と等価であるため、ビームパターンのビーム中心をより高利得にした狭ビームを形成することができる。
【００９０】
なお、いつも指向性アンテナのエンドファイヤ方向から角度掃引を行うと、受信出力レベルの最小値を得るのに時間がかかる場合があるが、２分割法に従った試行を繰り返して最小値探索を行うようにすれば、より迅速に、あるいはより少ない計算量で、所望波の到来方向を推定することが可能である。
【００９１】
（第６実施形態）
さらに、本発明の第６の実施形態として、第５の実施形態とは異なるＤＯＡ推定法に関する実施形態を図７を用いて説明する。下記方法は、第１〜４の実施形態の無線通信装置のＤＯＡ推定器１７および２７のすべてに対して適用できるが、ここでは特に第３の実施形態、すなわち図４に示す無線通信装置を想定する。
【００９２】
第５の実施形態で説明したＤＯＡ推定法では、レベルの強い遅延波が所望波方向近辺から到来するときに正しくＤＯＡを推定できない場合がある。このような場合、推定された到来方向範囲をカバーする２個のアンテナ素子の遅延プロファイル推定値から、所望対象とする到来波による伝搬路応答（複素振幅位相歪み成分）を畳み込んだ受信信号のレプリカを生成し、その受信レプリカ信号に対して、第５の実施形態で説明した到来方向推定方法であるヌルパターン走査等を行うことにより、所望波および遅延波のＤＯＡ推定の推定誤りを軽減することができる。
【００９３】
図７は、本実施の形態に係る無線通信装置のＤＯＡ推定器の構成を説明するための図である。
【００９４】
図７に従って動作原理を説明する。図７では、ある遅延時間τ_iをもつ遅延波の受信電力の大きい２素子を＃１，＃２，とする。２個の受信信号は、遅延プロファイル推定器１２−１〜１２−２に入力されて遅延プロファイルが推定され、この遅延プロファイルに基づいて、レプリカ生成器５０−１〜５０−２において所望対象とするある遅延波の受信レプリカ信号が生成される。
【００９５】
その後、この２素子の受信レプリカ信号に対して、ヌルパターン走査器５１で到来方向推定を行う。このように特定の遅延波成分しか含まれていない受信レプリカ信号を用いてヌルパターン走査を行うことにより、正確な走査判定を行うことができる。また、図中のヌルパターン走査の変わりにビームパターン走査器を用いても良い。
【００９６】
受信レプリカ信号は所望波および各遅延波に対して生成でき、以下の原理に従って求められる。まず、ｊ番目のアンテナ素子における受信信号ｘ_j(t)は、
【００９７】
【数１】

【００９８】
と書ける。
【００９９】
ｈ_j(t)はｊ番目のアンテナ素子におけるアレー応答を含んだ伝搬路応答を表しτ_iはｉ番目の遅延波の遅延時間（ｉ＝１〜Ｌ），ｓ(t)は送信信号系列（ＰＮ系列），ｎ(t)は受信機雑音を表す。
【０１００】
ここで、遅延プロファイルを求めるために、受信信号に送信信号と同じ既知の系列の複素共役を畳み込むと、
【０１０１】
【数２】

【０１０２】
となる。ここで、ｈ^_ｊ(t)は推定された複素遅延プロファイルである。
【０１０３】
よって、ｊ番目のアンテナ素子におけるｉ番目の遅延波の受信レプリカ信号は以下の式で求めることができる。
【０１０４】
【数３】

【０１０５】
上記の構成により、ヌルパターン走査によるＤＯＡ推定の推定誤りを軽減することができる。
【０１０６】
また、推定された遅延波方向にヌルを向けるような送信重みベクトルを適用して送信ビームを形成した場合には、端末に到達する遅延成分を低減することができる。これにより、端末側で周波数選択性フェージングの発生を防ぐことができる。このようなヌルを向ける重みベクトル決定アルゴリズムとして、既知の到来方向に対して拘束条件を課して所望のビームパターンを得るＤＣＭＰ（Direction Constraint Minimum Power）アルゴリズム等がある。
【０１０７】
（第７の実施形態）
さらに、本発明の第７の実施形態として、第５の実施形態とは異なるＤＯＡ推定法に関する他の実施形態を図８を用いて説明する。
【０１０８】
第５および６の実施形態で説明したＤＯＡ推定法では、ＳＤＭＡ（Space Division Multiple Access）やＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）等のアクセス方式を用いた通信システムで、レベルの強い干渉波が時々刻々と変化して到来するような場合に正しくＤＯＡを推定できない場合がある。
【０１０９】
そこでレベルの強い干渉波が存在する場合のＤＯＡ推定方法について以下に説明する。
【０１１０】
図８に従って動作原理を述べる。各アンテナ素子のＮ個の受信信号は、遅延プロファイル推定器１２−１〜１２−Ｎに入力されて遅延プロファイルが推定され、この遅延プロファイルに基づいて、レプリカ生成器６０−１〜６０−Ｎにおいて所望波およびすべての遅延波に対する受信レプリカ信号が生成される。所望波および各遅延波の受信レプリカ信号は先に述べた方法と同様の手法で生成される。
【０１１１】
これら所望波及びすべての遅延波の受信レプリカ信号を合成し、加算器５２−１〜５２−Ｎで受信信号から差し引くことによって、干渉波成分のみを含んだ受信信号が得られる。
【０１１２】
その後、これらＮ個の受信信号の隣接２素子のすべての組み合わせに対して、ヌルパターン走査器６１にて干渉波到来方向を推定する。なお、干渉波到来方向の推定に際しては、所望波の到来角度範囲内においてのみ干渉波の到来を知れば足りる場合には、所望波の到来角度範囲内におけるアンテナを使用して干渉波の到来方向の推定を行なえばよい。
【０１１３】
上記の方法により、干渉波方向を推定でき、またその方向に対してヌルを向ける送信ビームパターンを形成することによって、ＳＤＭＡやＣＤＭＡ等、レベルの高い干渉波が多数存在するような通信システムにおいて、端末の受信ＳＩＲを改善することができる。また、基地局間非同期システムにおいては基地局間干渉を低減することができる。
【０１１４】
＜第８の実施の形態＞
上述の第７の実施の形態において説明した無線通信装置では、干渉波の到来方向に対してヌルを向ける送信ビームパターンを形成することができるが、所望波の到来方向に対して送信ビームを向けることはできない。
【０１１５】
本実施の形態の無線通信装置は、第６の実施の形態において述べた無線通信装置の機能と、第７の実施の形態において述べた無線通信装置の機能とを組み合わせることにより、所望波に対して送信ビームを向けることができ、かつ干渉波に対してヌルを向けることができる。
【０１１６】
図９は、本実施の形態に係る無線通信装置のＤＯＡ推定器の構成を示す図である。なお、図７及び図８と同一部分には同一符号を付している。
【０１１７】
同図において、所望波用のレプリカ生成器５０−１〜５０−Ｎ、所望波用ヌルパターン走査器５１によって、第６の実施の形態において述べたように、遅延波（所望波）の到来方向が求められ、この求められた遅延波（所望波）の到来方向が送信重みベクトル生成器３０に入力される。
【０１１８】
また、レプリカ生成器６０−１〜６０−Ｎ、加算器５２−１〜５２−Ｎ及び干渉波用ヌルパターン走査器６１によって、第７の実施の形態において述べたように、干渉波の到来方向が求められ、この求められた干渉波の到来方向が送信重みベクトル生成器３０に入力される。
【０１１９】
送信重みベクトル生成器３０は、所望波用ヌルパターン走査器５１から出力される遅延波（所望波）の到来方向および干渉波用ヌルパターン走査器６１から出力される干渉波の到来方向に基づいて、干渉波の到来方向にヌルを向け、かつ遅延波（所望波）の到来方向に送信時の指向性が最大利得を持つような送信重みベクトルを生成する。
【０１２０】
したがって、本実施の形態の無線通信装置によれば、第６及び第７の実施の形態の無線通信装置によって得られる双方の効果、すなわち、干渉波の到来方向にヌルを向け、かつ遅延波（所望波）の到来方向に送信時の指向性が最大利得を持つような送信ビームを形成することができる。
【０１２１】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は次のように種々変形して実施することができる。
（１）端末局において、例えばＲＡＫＥ受信機や適応等化器のように所望波及びその遅延波の受信信号を分離した後、例えば遅延、重み付けなどの処理を経て合成する手段をもつ場合には、所望波のみならず遅延波についても到来角度範囲や到来方向を推定し、所望波の到来方向にも遅延波の到来方向にも利得をもつ送信ビーム、あるいは所望波及び遅延波に対してマルチビームを形成してもよい。これによって、送信ダイバーシチ効果が得られる。
【０１２２】
（２）先の実施形態では、送受信で周波数の異なるＦＤＤシステムを仮定してきたが、前述したように本発明はＴＤＤシステムにも適用できる。その場合はデュプレクサ１１−１〜１１−Ｎに代えて、３つの端子に対して２方向のアイソレーションをもつサーキュレータ等を用いることによって同様の構成をとることが可能であり、先と同等の効果が得られる。
【０１２３】
（３）先の実施形態では、本発明の適用システムとして基地局への端末局からのフィードバック信号をもたないシステムを前提としているが、端末局からのフィードバック信号を利用できる場合には、基地局において各端末局での平均受信ＳＩＲを最大にするような送信ビーム制御を行うことが可能となる。
【０１２４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によればアダプティブアンテナを用いた無線通信装置において、従来の技術では膨大な計算量と緻密な処理を必要とした到来方向推定や送信重みベクトル決定に関して必要な演算量を大幅に低減しつつ、到来方向変動に対して耐性のある送信ビームを形成することができ、これによって相手局での平均受信ＳＮＲ、平均受信ＳＩＲを改善することができる。従って、同一周波数の繰り返し距離を近くすることができ、結果としてシステムの周波数利用効率を改善することができる。
【０１２５】
また、本発明は上りと下りの両回線（通信路）で異なる周波数を用いるシステムにも適用することができるので、ＦＤＤ方式においても送信ビーム制御により相手局での平均受信ＳＩＲを改善することができる。
【０１２６】
また、本発明の無線通信装置を現状のセルラシステム基地局に適用した場合、送信ビームの指向性利得により端末局での受信レベルが向上し、高い通信品質を達成できる。
【０１２７】
さらに、送信ビームの指向性利得により、セルのカバレッジが等価的に拡大すると考えられ、これにより不感地帯の解消や、ハンドオーバ制御の回数を減らすことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る無線通信装置の構成を示すブロック図。
【図２】各到来波の状態と遅延プロファイルの例を示す図。
【図３】本発明の第２の実施形態に係る無線通信装置の構成を示すブロック図。
【図４】本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置の構成を示すブロック図。
【図５】本発明の第４の実施形態に係る無線通信装置の構成を示すブロック図。
【図６】本発明の第５の実施形態におけるビームパターン走査およびヌルパターン走査による到来方向推定の様子を示す図。
【図７】本発明の第６の実施形態に係るＤＯＡ推定器の構成を示すブロック図。
【図８】本発明の第７の実施形態に係るＤＯＡ推定器の構成を示すブロック図。
【図９】本発明の第８の実施形態に係るＤＯＡ推定器の構成を示すブロック図。
【図１０】従来の受信用アダプティブアレーアンテナの構成を示す図。
【符号の説明】
１−１〜１−Ｎ…複素乗算器
２…受信重みベクトル計算部
３…加算器
１０−１〜１０−Ｎ…指向性アンテナ
１１−１〜１１−Ｎ…デュプレクサ
１２−１〜１２−Ｎ…遅延プロファイル推定器
１３…受信アンテナ選択器
１４…アダプティブ信号処理部
１５…パスダイバーシチ合成器
１６…制御部
１７…ＤＯＡ推定器（到来角度範囲推定器）
１８…送信アンテナ選択器
１９…スイッチ
２０−１〜２０−Ｎ…無指向性アンテナ
２１…ビーム生成器
２２…受信ビーム選択器
２３…制御部
２４…送信ビーム選択器
２５…スイッチ
２７…ＤＯＡ推定器（到来角度範囲／到来方向推定器）
３０…送信重みベクトル生成器
３１−１〜３１−Ｎ…重み付け器
４０…送信重みベクトル生成器
４１−１〜４１−Ｎ…重み付け器
５０−１，５０−２，５０−Ｎ…レプリカ生成器（所望波用）
５１…ヌルパターン走査器、
５２−１，５２−Ｎ…加算器、
６０−１〜６０−Ｎ…レプリカ生成器（干渉波用）、
６１…ヌルパターン走査器（干渉波用）。

Claims

指向性の範囲が一部重複するように配置された複数の指向性アンテナと、
前記各アンテナからの受信信号毎に、所望波とその遅延波の到来時刻及び受信電力を表す遅延プロファイルを推定する遅延プロファイル推定手段と、
前記遅延プロファイル推定手段により推定された遅延プロファイル中の所望波の電力を比較して前記所望波の到来角度範囲を推定する到来角度範囲推定手段と、
前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲に含まれる複数のアンテナを選択する送信アンテナ選択手段と、
前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲から前記所望波の到来方向を推定する到来方向推定手段と、
前記到来方向推定手段により推定された到来方向に送信時の指向性の最大利得方向を向ける送信重みベクトルを生成する送信重みベクトル生成手段と、
前記送信アンテナ選択手段により選択された各アンテナに前記送信重みベクトル生成手段により生成された送信重みベクトルを乗じた送信信号を供給して送信を行う送信手段とを具備し、
前記到来方向推定手段は、
前記遅延プロファイル推定手段により推定された遅延プロファイルを基に受信レプリカ信号を生成する受信レプリカ信号生成手段と、
前記受信レプリカ信号生成手段によって生成された受信レプリカ信号に対して、前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲で所定の走査用ビームパターンあるいは走査用ヌルパターンによる走査を行い、該走査で得られた受信出力レベルに基づいて所望波および遅延波の到来方向を検出する手段とを具備することを特徴とする無線通信装置。
複数のアンテナと、
前記各アンテナに接続され、放射方向が異なり、かつ、放射範囲が一部重複する複数のビームを形成するビーム形成手段と、
前記ビーム形成手段により形成された各ビームによる受信信号毎に、所望波とその遅延波の到来時刻及び受信電力を表す遅延プロファイルを推定する複数の遅延プロファイル推定手段と、
前記遅延プロファイル推定手段により推定された遅延プロファイル中の所望波の電力を比較して前記所望波の到来角度範囲を推定する到来角度範囲推定手段と、
前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲に含まれる複数のビームを選択する送信ビーム選択手段と、
前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲から前記所望波の到来方向を推定する到来方向推定手段と、
前記到来方向推定手段により推定された到来方向に送信時の指向性の最大利得方向を向ける送信重みベクトルを生成する送信重みベクトル生成手段と、
前記送信ビーム選択手段により選択された各ビームに対して前記送信重みベクトル生成手段により生成された送信重みベクトルを乗じた送信信号を前記ビーム形成手段に供給して送信を行なう送信手段とを具備し、
前記到来方向推定手段は、
前記遅延プロファイル推定手段により推定された遅延プロファイルを基に受信レプリカ信号を生成する受信レプリカ信号生成手段と、
前記受信レプリカ信号生成手段によって生成された受信レプリカ信号に対して、前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲で所定の走査用ビームパターンあるいは走査用ヌルパターンによる走査を行い、該走査で得られた受信出力レベルに基づいて所望波および遅延波の到来方向を検出する手段とを具備することを特徴とする無線通信装置。
前記送信手段は、前記所望波の到来方向に対して最大利得を持ち、それ以外の方向に対して抑圧されたサイドローブを有する送信ビームパターンを形成して送信を行なうことを特徴とする請求項１または２記載の無線通信装置。
前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲に基づき、前記複数のアンテナの中から受信に用いるアンテナを選択する受信アンテナ選択手段と、
前記受信アンテナ選択手段により選択されたアンテナからの受信信号に対し時空間等化信号処理を施して受信出力を得る手段とをさらに具備することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲に基づき、前記複数のビームの中から受信に用いるビームを選択する受信ビーム選択手段と、
前記受信ビーム選択手段により選択されたビームによる受信信号に対し時空間等化信号処理を施して受信出力を得る手段とをさらに具備することを特徴とする請求項２記載の無線通信装置。
指向性の範囲が一部重複するように配置された複数の指向性アンテナと、
前記各アンテナからの受信信号毎に、所望波とその遅延波の到来時刻及び受信電力を表す遅延プロファイルを推定する遅延プロファイル推定手段と、
前記遅延プロファイル推定手段により推定された遅延プロファイル中の所望波の電力を比較して前記所望波の到来角度範囲を推定する到来角度範囲推定手段と、
前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲に含まれる複数のアンテナを選択する送信アンテナ選択手段と、
前記遅延プロファイル推定手段により推定された遅延プロファイルを基に受信レプリカ信号を生成する受信レプリカ信号生成手段と、
前記受信レプリカ信号生成手段によって生成された受信レプリカ信号に対して、前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲で所定の走査用ビームパターンあるいは走査用ヌルパターンによる走査を行い、該走査で得られた受信出力レベルに基づいて所望波の到来方向を推定する手段と、
前記受信レプリカ信号生成手段によって生成された各遅延波毎の受信レプリカ信号を合成する合成手段と、
各アンテナ素子毎に受信信号から前記合成手段で合成された合成レプリカ信号を差し引く減算器と、
前記減算器出力に対して、所定の走査用ビームパターンあるいは走査用ヌルパターンによる走査を行い、該走査で得られた受信出力レベルに基づいて干渉波の到来方向を推定する干渉波到来方向推定手段と、
前記推定された所望波の到来方向に送信時の指向性の最大利得を有し、かつ、前記干渉波到来方向推定手段により推定された干渉波の到来方向に指向性のヌルを向ける送信重みベクトルを生成する送信重みベクトル生成手段と、
前記送信アンテナ選択手段により選択された各アンテナに前記送信重みベクトル生成手段により生成された送信重みベクトルを乗じた送信信号を供給して送信を行なう送信手段と
を具備することを特徴とする無線通信装置。
複数のアンテナと、
前記各アンテナに接続され、放射方向が異なり、かつ、放射範囲が一部重複する複数のビームを形成するビーム形成手段と、
前記ビーム形成手段により形成された各ビームによる受信信号毎に、所望波とその遅延波の到来時刻及び受信電力を表す遅延プロファイルを推定する複数の遅延プロファイル推定手段と、
前記遅延プロファイル推定手段により推定された遅延プロファイル中の所望波の電力を比較して前記所望波の到来角度範囲を推定する到来角度範囲推定手段と、
前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲に含まれる複数のビームを選択する送信ビーム選択手段と、
前記遅延プロファイル推定手段により推定された遅延プロファイルを基に受信レプリカ信号を生成する受信レプリカ信号生成手段と、
前記受信レプリカ信号生成手段によって生成された受信レプリカ信号に対して、前記到来角度範囲推定手段により推定された到来角度範囲で所定の走査用ビームパターンあるいは走査用ヌルパターンによる走査を行い、該走査で得られた受信出力レベルに基づいて所望波の到来方向を推定する手段と、
前記受信レプリカ信号生成手段によって生成された各遅延波毎の受信レプリカ信号を合成する合成手段と、
各ビーム毎に受信信号から前記合成手段で合成された合成レプリカ信号を差し引く減算器と、
前記減算器出力に対して、所定の走査用ビームパターンあるいは走査用ヌルパターンによる走査を行い、該走査で得られた受信出力レベルに基づいて干渉波の到来方向を推定する干渉波到来方向推定手段と、
前記推定された所望波の到来方向に送信時の指向性の最大利得を有し、かつ、前記干渉波到来方向推定手段により推定された干渉波の到来方向に指向性のヌルを向ける送信重みベクトルを生成する送信重みベクトル生成手段と、
前記送信ビーム選択手段により選択された各ビームに対して前記干渉波用送信重みベクトル生成手段により生成された送信重みベクトルを乗じた送信信号を前記ビーム形成手段に供給して送信を行なうことを特徴とする無線通信装置。