JP3784939B2

JP3784939B2 - スイッチングレギュレータ

Info

Publication number: JP3784939B2
Application number: JP26007997A
Authority: JP
Inventors: 久浩鎌田
Original assignee: Tohoku Ricoh Co Ltd
Current assignee: Tohoku Ricoh Co Ltd
Priority date: 1997-09-25
Filing date: 1997-09-25
Publication date: 2006-06-14
Anticipated expiration: 2017-09-25
Also published as: JPH1198828A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、スイッチングレギュレータに関する。さらに詳しくは、スイッチングレギュレータの電磁妨害（ＥＭＩ）を低減する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電子機器の安定化電源などとして、近年スイッチングレギュレータが広く用いられている。スイッチングレギュレータは、一般に入力直流電圧をスイッチング回路により高周波に変換してからトランスを介して取り出し、さらに整流平滑を行なって負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータである。用途としては、非安定な電源から安定化された出力電圧を得るために用いる。
このようなスイッチングレギュレータとして、例えば特開平５−２３６７３９号公報に見られるようなものがある。
【０００３】
このスイッチングレギュレータのうち、他励ＯＮ−ＯＦＦ方式によるスイッチングレギュレータは、低価格で小型なことから出力電力が２００Ｗ以下の小出力のものに用いられている。その出力は単出力であることが殆どである。
また、多出力であったとしても、三端子レギュレータをトランスの２次側に用いていて、その出力は１０Ｗ程度である。
【０００４】
それは、従属系の定電圧化が難しいことも原因のひとつである。トランスに蓄えたフライバックエネルギーを２次出力で放出するときに、制御系と従属系の負荷の大きさの比で出力電圧の精度が大きくばらついてしまうからである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
そこで、従属系で定電圧化され、その出力も５０Ｗから１００Ｗとなるような使用機器の仕様に対しては、ＯＮ−ＯＮ方式や２次チョッパ方式などのスイッチングレギュレータが用いられる。しかし、これらの方式のものは高価格であり、また大型化が避けられない。
【０００６】
そのため、上記公報にも見られるように、他励ＯＮ−ＯＦＦ方式のスイッチングレギュレータにおいて、そのトランスの二次巻線と整流平滑回路との間に磁気増幅器（可飽和リアクトル）を介挿して出力の定電圧化を図ることが試みられている。
【０００７】
ところが、従来のこのようなスイッチングレギュレータでは、商用電源との間に雑音測定用の擬似回路網を挿入して、その雑音端子電圧（入力ＡＣ電圧に入出するノイズ）を測定すると、図７にスイッチング周波数１３０ｋＨｚのときの０．１５〜３０ＭＨｚのノイズ周波数範囲での雑音端子電圧の測定例を示すように、１．３ＭＨｚ程度の周期を持ったうねりが生じ、その不安定さが原因で、図７に実線ａで示すＶccＩ２種（民生機器用の雑音規制レベル）に対して、高い周波数成分のノイズが１５ｄｂのマージンライン（破線ｂで示す）を越えてしまい、マージンが少なくなってしまうという問題が生じる。
【０００８】
この発明はこのような問題を解決するためになされたものであり、高価格化及び大型化することなく、雑音端子電圧が安定し、ＥＭＩを低減したスイッチングレギュレータを提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記の目的を達成するため、トランスの一次巻線と直列にスイッチング素子を設け、そのトランスの複数の二次巻線に発生する電圧をそれぞれ整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧を各負荷に供給し、そのいずれかの出力電圧をフィードバックして前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するフィードバック回路を設けたＯＮ−ＯＦＦ方式のスイッチングレギュレータにおいて、上記トランスの少なくとも一つの二次巻線と上記整流平滑回路の整流ダイオードとの間に磁気増幅器とインダクタとを直列に介挿し、そのインダクタのリアクタンスは、上記整流ダイオードのＯＮ時間が上記スイッチング素子のＯＦＦ時間に比べて短くなってしまわないように上記磁気増幅器のリアクタンスより充分小さいものである。
【００１０】
このスイッチングレギュレータにおいて、さらに、上記整流平滑回路の整流ダイオードのカソードあるいは上記トランスの二次巻線の巻き始めと、フレームグランドとの間に抵抗とコンデンサとを直列に接続するとよい。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いてこの発明の実施形態について説明する。
図１は、この発明によるスイッチングレギュレータの第１の実施形態を示す回路図である。
【００１２】
このスイッチングレギュレータは、トランスＴの一次巻線Ｌ１と直列にＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ１を設け、その直列回路に入力端子Ｉ1，Ｉ2からの直流電圧を印加する。そして、トランスＴの複数の二次巻線Ｌ21，Ｌ22に発生する電圧を、それぞれ、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１からなる整流平滑回路と、整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２からなる整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧を、各出力端子Ｏ1，Ｏ2とＯ3，Ｏ4から各負荷に供給する。
【００１３】
さらに、そのいずれかの出力電圧をフィードバックしてスイッチング素子ＱのＯＮ／ＯＦＦを制御する制御用フィードバック回路１を設けたＯＮ−ＯＦＦ方式のスイッチングレギュレータである。
【００１４】
そして、このトランスＴの少なくとも一つの二次巻線、この例では二次巻線Ｌ22と整流平滑回路の整流ダイオードＤ１のアノード側との間に、磁気増幅器２とその磁気増幅器のリアクタンスより充分小さいリアクタンスのインダクタ３とを直列に介挿しており、この点がこの発明の特徴である。さらに、この実施形態では、上記整流回路の出力電圧を、磁気増幅器２とインダクタ３との接続点へフィードバックする従属用フィードバック回路４とダイオードＤ３を設けている。
【００１５】
この第１の実施形態では、従属系の定電圧制御に磁気増幅器を用いる方法がとられている。これは、磁気増幅器２に、図３にＢｒ／Ｂｍ（Ｂｒ：残留磁束密度，Ｂｍ：飽和磁束密度）で示す角型比が９０％以上のもの（図３に実線で示すようなＢ−Ｈ特性を有するもの）を用い、その磁性体の特性を生かして、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間内において磁気増幅器２を図４に示すように飽和させたり、高インピーダンス(｜ｚ｜)にして電流を流さないようにしたりして制御する。
【００１６】
この磁気増幅器２はスイッチの役目をしている。ここで、負荷が重いと磁気増幅器２による図５の（ｂ）に示す阻止時間ＤＡが短くなり、逆に負荷が軽いと阻止時間ＤＡが長くなる。したがって、角型比が１００％のものが理想的スイッチの役目を果たす。
【００１７】
ところが、このような他励ＯＮ−ＯＦＦ方式のスイッチング素子Ｑ１のターンオフ時の端子間電圧は２次出力電圧でクランプされるが、平滑コンデンサと二次巻線間のループ中にインダクタンス成分の入ったものがあると、スイッチング素子Ｑ１のターンオフ時の端子間電圧が跳ね上がってしまい、それが雑音端子電圧に悪影響を及ぼす。
したがって、他励ＯＮ−ＯＦＦ方式の従属系に磁気増幅器を使った場合に、前述した雑音の問題が発生する。
【００１８】
さらに、磁気増幅器２は、始めは高インピーダンスであり、それから低インピーダンスになるために、平滑コンデンサＣ２とトランスＴの二次巻線Ｌ22との間のループは、ある周波数で共振してしまう。それは、整流ダイオードＤ２の端子間容量（ターンオフなどの過渡状態、つまり逆方向回復時間及び順方向回復時間の時のみ）を通り、磁気増幅器２をリセットしてしまう。そして、磁気増幅器２のインダクタンス成分と二次巻線Ｌ22のインダクタンスと整流ダイオードＤ２の端子間容量（逆方向回復時間及び順方向回復時間の時）で共振が起こる。それによって、図７に示したような雑音のうねりが発生するものと考えられる。
【００１９】
そこで、この実施形態では、整流ダイオードＤ２の端子間容量（逆方向回復時間及び順方向回復時間の時）を通らないように瞬間的に高インピーダンスを示しやすい、角型比Ｂｒ／Ｂｍが高い（好ましくは９０％以上）コアを用いたインダクタ３を、二次巻線Ｌ22と整流ダイオードＤ２のアノード側との間に介挿したことにより、図６に示すうねりの発生を低減することができた。理想的には上記の共振が発生しなくなる。
【００２０】
その結果、図６にこの発明によるスイッチングレギュレータについて雑音測定用の擬似回路網を用いて雑音端子電圧を測定した結果を示す図７と同様な雑音波形図から判るように、雑音波形のうねりが大幅に抑制され、実線ａで示すＶccＩ２種（民生機器用の雑音規制レベル）に対する１５ｄｂのマージンライン（破線ｂで示す）を越えるようなことは殆どなくなる。
【００２１】
なお、角型比が高いコアには、アモルファス（非晶質合金），ファインメット（超微細結晶を有する軟磁性合金）、スーパパーマロイなどがある。
また、インダクタ３のリアクタンスは、磁気増幅器２のリアクタンスより充分小さいことが必要である。
【００２２】
図５の（ａ）は、トランスＴの一次側（制御系）のスイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間とＯＦＦ時間を、（ｂ）は二次側（従属系）の整流ダイオードＤ２のＯＦＦ時間とＯＮ時間をそれぞれ示すタイミング図である。
【００２３】
ここで、上述したインダクタ３のリアクタンスが大きいと、図５の（ｂ）に示す磁気増幅器２よるデッドアングル（阻止時間）ＤＡが大きくなる。つまり、整流ダイオードＤ２のＯＮ時間がスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ時間に比べて短くなってしまう。それによって、二次側に発生する電圧を整流して平滑コンデンサＣ２に充電する時間が短くなるので、出力電力も小さくなってしまう。
そのため、インダクタ３にはそのリアクタンスが磁気増幅器２のリアクタンスより充分小さいインダクタを使用して、整流ダイオードＤ２のＯＮ時間がスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ時間に比べて短くなってしまわないようにする。
【００２４】
なお、この実施形態では従属用フィードバック回路４とダイオードＤ３を設けており、フィードバック回路４にはオペアンプによる非反転増幅回路を設けているため、出力端子Ｏ3，Ｏ4間の出力電圧が上昇すると整流ダイオードＤ２のＯＦＦ時間にダイオードＤ３を導通させて磁気増幅器２をリセットさせ、図５に示した阻止時間ＤＡを長くして出力電圧を下げる。出力電圧が下がるとダイオードＤ３を導通しなくして、磁気増幅器２をリセットさせず、阻止時間ＤＡを短くして出力電圧を上げる。このようにして、出力電圧の安定化を図るように機能する。
【００２５】
次に、この発明によるスイッチングレギュレータの第２の実施形態を図２を用いて説明する。
この図２は、この発明によるスイッチングレギュレータの第２の実施形態を示す回路図であるが、トランスＴの二次側のみを示し、一次側と制御用フィードバック回路１は、図１と同様であるので図示を省略している。
【００２６】
この実施形態では、このトランスＴの複数の二次巻線Ｌ21，Ｌ22の両方共、平滑回路の整流ダイオードＤ１，Ｄ２のアノード側との間に、磁気増幅器２とその磁気増幅器のリアクタンスより充分小さいリアクタンスのインダクタ３とを直列に介挿しており、さらに、各整流回路の出力電圧を、それぞれ磁気増幅器２とインダクタ３との接続点へフィードバックして、前述の阻止時間ＤＡを調整するため従属用フィードバック回路４とダイオードＤ３を設けている。
【００２７】
さらに、一方の二次巻線Ｌ21側の整流平滑回路の整流ダイオードＤ１のカソードとフレームグランド（アース）との間に抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３とを直列に接続し、他方の二次巻線Ｌ22の巻き始めと、フレームグランドとの間にも抵抗Ｒ２とコンデンサＣ４とを直列に接続している。
この抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３の直列回路と、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ４の直列回路は、上述した第１の実施形態による雑音低減効果をさらに大きくするものであり、抵抗Ｒ１，Ｒ２によりノイズ成分を熱損失に変える作用をなす。
【００２８】
この抵抗とコンデンサの直列回路は、整流ダイオードのカソードあるいは二次巻線の巻き始めの何れかと、フレームグランド（アース）との間に接続すればよい。なお、この抵抗の抵抗値とコンデンサの容量による共振のキュー（Ｑ）は小さくなるようにする。
【００２９】
【発明の効果】
以上説明してきたように、この発明によれば、他励ＯＮ−ＯＦＦ方式の多出力型スイッチングレギュレータでありながら、雑音端子電圧が安定してうねりが殆ど発生せず、低価格で小型のスイッチングレギュレータを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明によるスイッチングレギュレータの第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】この発明によるスイッチングレギュレータの第２の実施形態の要部を示す回路図である。
【図３】磁気増幅器及びインダクタに用いられる種々の角型比のコアのＢ−Ｈ特性を示す線図である。
【図４】磁気増幅器の電流−インピーダンス特性を示す線図である。
【図５】図１におけるトランスＴの一次側（制御系）のスイッチング素子Ｑ１と二次側（従属系）の整流ダイオードＤ２のそれぞれＯＮ時間とＯＦＦ時間を示すタイミング図である。
【図６】この発明によるスイッチングレギュレータについて雑音測定用の擬似回路網を用いて雑音端子電圧を測定した結果を示す雑音波形図である。
【図７】従来のスイッチングレギュレータについて雑音測定用の擬似回路網を用いて雑音端子電圧を測定した結果を示す雑音波形図である。
【符号の説明】
１：制御用フィードバック回路
２：磁気増幅器３：インダクタ
４：従属用フィードバック回路
Ｔ：トランスＬ１：一次巻線
Ｌ21，Ｌ22：二次巻線Ｑ：スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２：整流ダイオードＤ３：ダイオード
Ｃ１，Ｃ２：平滑コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２：抵抗Ｃ３，Ｃ４：コンデンサ

Claims

トランスの一次巻線と直列にスイッチング素子を設け、該トランスの複数の二次巻線に発生する電圧をそれぞれ整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧を各負荷に供給し、そのいずれかの出力電圧をフィードバックして前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するフィードバック回路を設けたＯＮ−ＯＦＦ方式のスイッチングレギュレータにおいて、
前記トランスの少なくとも一つの二次巻線と前記整流平滑回路の整流ダイオードとの間に、磁気増幅器とインダクタとを直列に介挿し、
前記インダクタのリアクタンスは、前記整流ダイオードのＯＮ時間が前記スイッチング素子のＯＦＦ時間に比べて短くなってしまわないように前記磁気増幅器のリアクタンスより充分小さいことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
請求項１記載のスイッチングレギュレータにおいて、前記整流平滑回路の整流ダイオードのカソードあるいは前記トランスの二次巻線の巻き始めと、フレームグランドとの間に抵抗とコンデンサとを直列に接続したことを特徴とするスイッチングレギュレータ。