JP3604505B2 - 多出力スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、多出力スイッチング電源装置に関し、特に互いに磁心を共有すると共に、負荷電流が大きくなった時にそのインダクタンスが小さくなる電流依存性の磁気特性を有するチョークコイルを用いた多出力スイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
各種の電子機器の電源装置として、電力容量に比べて安価で小型軽量であり、電力変換効率が高いため電力損失とそれに伴う発熱が少なく、複数の互いに独立した直流電力が得られると共に定電圧制御機能も備えている多出力スイッチング電源装置が広く用いられている。
【０００３】
従来の最も一般的な多出力スイッチング電源装置は、例えば図２３に示すように、交流電源１から入力する１次交流電力をダイオードブリッジ４と大容量のコンデンサＣ１とからなる１次整流平滑回路２によって１次直流電力に変換する。トランス６，トランジスタＱ，スイッチング制御回路５及び３個の２次整流平滑回路２０ａ〜２０ｃからなる多出力スイッチング電源装置であるＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは、１次直流電力を入力して、互いに独立した３個の２次直流電力をそれぞれ一対の出力端子８ｐ，８ｎから出力する。
【０００４】
互いに同様な構成からなる２次整流平滑回路の、例えば２次整流平滑回路２０ｃのチョークコイルＣＨｃは、トランジスタＱがオンの時に２次巻線Ｎ２３に誘起される２次交流電力の整流ダイオードＤｓ３を介して流れるコンデンサＣ２３の充電電流によって励起され、トランジスタＱがオフの時に励起によって蓄積した磁気エネルギを電流に再変換し、転流ダイオードＤｔ３を介してコンデンサＣ２３をさらに充電する。
【０００５】
この場合、チョークコイルＣＨｃに僅かでも常に電流が流れていれば、２次整流平滑回路２０ｃの出力電圧は、トランジスタＱオン時の入力電圧（２次巻線Ｎ２３の端子間電圧）とトランジスタＱのオンデューティ比との積になる関係が成立する（２次整流平滑回路２０ａ，２０ｂも同様）から、その出力電圧をスイッチング制御回路５にフィードバックして、出力電圧が予め設定した電圧になるように制御することが出来る。
【０００６】
しかしながら、チョークコイルＣＨｃに電流が流れない不連続状態、すなわち電流カットオフが生じると出力電圧が上昇するから、トランジスタＱのオンデューティ比が瞬間的にゼロになってスイッチングが停止し、そのため出力電圧が低下すると再びスイッチングが始まるという間欠発振が発生する。間欠発振が始まると、その周波数は可聴周波数域内に入ることが多いから不快なノイズ音が出るようになると共に、その間欠発振の周波数ですべての２次整流平滑回路２０ａ〜２０ｃの出力電圧が変動し不安定になる。
【０００７】
また、フィードバック系でない２次整流平滑回路２０ａ又は２０ｂでは、そのチョークコイルＣＨａ又はＣＨｂに電流カットオフが生じると、間欠発振は発生しないが、その２次整流平滑回路の出力電圧が上昇するという問題が発生する。したがって、すべての２次整流平滑回路２０ａ〜２０ｃのコンデンサＣ２１〜Ｃ２３にそれぞれ並列にダミー抵抗Ｒｄ１〜Ｒｄ３を接続して、いずれの２次整流平滑回路の負荷電流がゼロになっても、そのチョークコイルの電流がカットオフしないだけのダミー電流を常時流す必要があった。
【０００８】
しかしながら、一般にチョークコイルのインダクタンスとそれに流れる電流のリップル分との積は一定すなわち反比例する関係にある。また、無負荷時にもチョークコイルに流れる電流がカットオフしない臨界値は、電流のリップル分のｐ−ｐ値の略１／２であり、ダミー電流はその臨界値より大きく設定しなければならない。したがって、チョークコイルのインダクタンスが大きければダミー電流は少なくて済むが、インダクタンスが小さいとダミー電流が大きくなるから、それによる電力損失とそれに伴う発熱とが無視出来なくなる。
【０００９】
一方、チョークコイルのインダクタンスを大きく設定すると、２次整流平滑回路の出力電流に対してチョークコイルのサイズ，重量が大きくなる。この傾向は、２次整流平滑回路２０ａ〜２０ｃすべてについて同様であるから、最大出力電流が大きく、出力数（２次整流平滑回路の数）が多いスイッチング電源装置であれば、サイズ及び重量の増大とそのコストアップが大きな問題となっていた。
【００１０】
そのため、図２３に示したような互いに独立したチョークコイルＣＨａ〜ＣＨｃにおいては、（詳しくは後述するが、）図２０に示すＩ型コア１６と、巻線が巻き付けられた巻線枠を装着する中央脚１７ａを有するＥ型コア１７とで通常の磁気回路が構成されるが、その磁気回路の一部である中央脚１７ａの上面に段差を設けて、電流が小さい間はインダクタンスが大きく、電流が大きくなるとインダクタンスが小さくなる磁気特性を形成し、ダミー電流を減少させると共に、コアを小型軽量化したものがあった。
【００１１】
さらに、例えば特公平７−５０９９０号公報の第３図に従来例として示されたように、それぞれコンデンサ２１，２２を備えた２個の２次整流平滑回路の各チョークコイルｎ１，ｎ２を、互いに磁心（コア）を共有する協調チョークコイル１９で構成する例があった。
【００１２】
あるいは、同公報の第１図に示された提案のように、それぞれコンデンサ１０〜１２を備えた３個の２次整流平滑回路の各チョークコイルを協調チョークコイル９で構成すると共に、フィードバック系以外の２次整流平滑回路の各チョークコイルに直列にインダクタ７，８を設け、協調チョークコイル９を構成する各チョークコイルの巻数が回路常数により決定される特別の巻数比を満足出来なかった場合に、それによるトラブルを防止するという提案もあった。
【００１３】
このような協調チョークコイルを用いると、巻線の巻数比を上記の特別な巻数比とすることにより、いずれかの２次整流平滑回路の出力電圧が一定電圧になるように制御されていれば、トランスのクロスレギュレーションによって他の２次整流平滑回路の出力電圧も略一定に保持される。
また、協調チョークコイルのいずれかの巻線に臨界値以上の電流が流れていれば、電流カットオフが生じないため、軽負荷時の出力電圧の異常な上昇を防止出来るから、互いに独立したチョークコイルを用いた場合に比べて、コア全体が小型軽量になり、ダミー電流による電力損失を低減することが可能になる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、トランジスタＱのスイッチング周波数は、トランス及びチョークコイルを小型化するために１００ｋＨｚ以上の高周波域にあり、近年ますます周波数を高くする傾向にあるため、チョークコイルの巻数は数ターン程度と少なくなっている。基本的に巻数は１／２ターンの整数倍であり、１／２ターン未満の端数に設定することは出来ない。そのため、実際の設計に当って、必要なインダクタンスで且つ特別な巻数比を満足する巻数を得ることが困難になる。
【００１５】
特別な巻数比が満足されないと、協調チョークコイルの巻線間でエネルギの授受が行なわれたり、希望の出力電圧が得られなくなったり、軽負荷時の出力電圧上昇や不要な発振の発生等のトラブルが生じる。この問題に対して、特公平７−５０９９０号公報に示された提案は極めて有効な解決手段であるが、出力数より１個少ない数のインダクタを追加することによって、多出力スイッチング電源装置の大型化及びコストアップを招くという問題があった。
【００１６】
また、協調チョークコイルを用いることによって、互いに独立した複数のチョークコイルに比べて、コアが小型軽量化したことは確かであるが、大電力の多出力スイッチング電源装置においては、協調チョークコイルといえども大型のコアを必要とし、それに伴って巻かれる巻線も太く長いものになるため、その重量と共に銅損，鉄損による電力損失や発熱が大きな問題になってくる。
【００１７】
この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、多出力スイッチング電源装置に用いられる協調チョークコイルをさらに小型軽量化すると共に、電力損失を低減して発熱を抑え、その電力効率を向上することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記の目的を達成するため、１次直流電力をトランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路に入力し、スイッチング素子をスイッチングすることによりトランスの複数の２次巻線に誘起される２次交流電力を、それぞれチョークコイルを備えた複数の２次整流平滑回路により互いに出力電圧が異なる２次直流電力に変換して出力する多出力スイッチング電源装置において、
複数の２次整流平滑回路の各チョークコイルは互いに磁心を共有すると共に、負荷電流が小さい時にはそのインダクタンスが大きく負荷電流が大きい時にはインダクタンスが小さくなる磁気特性にし、上記複数の２次整流平滑回路の各ダミー抵抗に流れるダミー電流の合計値は一定にして、出力電圧が低い２次整流平滑回路のダミー電流を大きく設定し、出力電圧が高い２次整流平滑回路のダミー電流を小さく抑えたものである。
【００１９】
また、上記の多出力スイッチング電源装置であって、上記各チョークコイルの共有する磁心が形成する磁気回路の一部にギャップを設けるとよい。
【００２０】
あるいは、チョークコイルの共有する磁心を、その厚さ方向に互いに材質の異なる複数の磁心を重ねて構成したものである。
さらに、チョークコイルの重ねて構成した磁心が形成する磁気回路の一部にギャップを設けるとなおよい。
【００２１】
これらのチョークコイルのギャップを、磁気回路の断面の一部に段差を設けて構成するとよい。
また、ギャップを磁気回路の断面の全部又はその一部を斜面に形成することにより構成してもよい。
あるいは、ギャップを磁気回路の断面の全部又はその一部を斜面及び段差で形成することにより構成してもよい。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照しながら具体的に説明する。
図１は、この発明の一実施形態である多出力スイッチング電源装置の構成の一例を示す回路図である。図１に示した多出力スイッチング電源装置であるＤＣ−ＤＣコンバータ３は、ダイオードブリッジ４と大容量のコンデンサＣ１とからなる１次整流平滑回路２が交流電源１から入力する交流電力を変換した１次直流電力を入力し、３個の互いに独立した（２次）直流電力をそれぞれの正負の出力端子８ｐ，８ｎから出力する。
【００２３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、３個の２次巻線Ｎ２１，Ｎ２２，Ｎ２３を有する高周波用フォーワード型のトランス６と、トランス６の１次巻線Ｎ１と直列に接続されたスイッチング素子であるトランジスタ（ＦＥＴでもよい）Ｑと、２次巻線Ｎ２１〜Ｎ２３にそれぞれ接続された各一対の出力端子８ｐ，８ｎを有する２次整流平滑回路２１，２２，２３と、２次整流平滑回路２３の出力電圧を検出してその検出電圧に応じたパルス幅のスイッチングパルスをトランジスタＱのベースに出力するスイッチング制御回路（ＳＷＣ）５とにより構成されている。
【００２４】
トランス６の１次巻線Ｎ１とトランジスタＱとの直列回路の両端には、１次整流平滑回路２により変換された１次直流電力が入力し、トランジスタＱがスイッチング制御回路５から入力するスイッチングパルスに応じてスイッチングすることにより、１次巻線Ｎ１に流れる電流がオン・オフし、そのオン・オフによって２次巻線Ｎ２１〜Ｎ２３にそれぞれ２次交流電力が誘起される。
【００２５】
２次整流平滑回路２１〜２３は互いに構成，作用が同様であるから、例えばフィードバック系である２次整流平滑回路２３について説明すると、トランジスタＱがオンの時に２次巻線Ｎ２３に起電力が誘起されると、電流は整流ダイオードＤｓ３を介して流れ、平滑用大容量のコンデンサＣ２３を充電すると共に、チョークコイルＣＨ３を励起して磁気エネルギを蓄積させる。
【００２６】
トランジスタＱがオフになると、２次巻線Ｎ２３の起電力の極性が反転し、整流ダイオードＤｓ３に電流が流れなくなる。一方、チョークコイルＣＨ３の極性も反転し、蓄積された磁気エネルギは電流に再変換されて転流ダイオードＤｔ３を流れ、同様にコンデンサＣ２３を充電する。コンデンサＣ２３に並列に接続されたダミー抵抗Ｒｄ３には、その抵抗値とコンデンサＣ２３の端子間電圧とに応じたダミー電流が流れている。
【００２７】
スイッチング制御回路５は、コンデンサＣ２３の端子間電圧すなわち２次整流平滑回路２３の出力電圧を検出して、その検出電圧が予め設定した設定電圧より低ければ、スイッチングパルスのオンの幅を拡げる、即ちオンデューティ比を上げて出力電圧を高くする。検出電圧が設定電圧より高ければパルスオンの幅を狹くする、即ちオンデューティ比を下げて出力電圧を低くする。このようにして、２次整流平滑回路２３の出力電圧は、設定電圧を保持するようにフィードバック制御されている。
【００２８】
ここまでのＤＣ−ＤＣコンバータ３の構成及び作用の説明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａ（図２３）と変るところがないが、ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａのチョークコイルＣＨａ〜ＣＨｃが互いに独立であったのに対して、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のチョークコイルＣＨ１〜ＣＨ３は互いにコア（磁心）を共有する協調チョークコイル７であることにより、作用及び効果が異なってくる。
【００２９】
すなわち、既に説明したように、協調チョークコイルを用いたことにより、トランス６のクロスレギュレーションによって、それぞれフィードバック系でない２次整流平滑回路２１，２２の出力電圧が、２次整流平滑回路２０ａ，２０ｂの出力電圧に比べて、電圧変動がより少なくなって安定化すると共に、コア全体がより小型軽量化し、コストも安くなる。この点については、従来の協調チョークコイルを用いた多出力スイッチング電源装置及び特公平７−５０９９０号公報に示された提案も、同様な効果が得られている。
【００３０】
しかしながら、この発明による多出力スイッチング電源装置に用いる協調チョークコイル７が、従来の協調チョークコイルと大きく異なる特徴は、従来の独立したチョークコイルにおいて行なわれていながら、協調チョークコイルにおいてはその例がなかった「負荷電流が小さい時にはそのインダクタンスが大きく、負荷電流が大きい時にはインダクタンスが小さくなる磁気特性」を有していることである。
【００３１】
協調チョークコイル７に上記の磁気特性をもたせることにより、独立したチョークコイルと同様に、そのコアを小型軽量化してコストを下げると共に、ダミー電流を減少して電力損失を低減し、電力効率を向上させることが出来るが、協調チョークコイル７の場合は独立したチョークコイルよりも更にダミー電流を少なくすることが出来るという効果がある。
以下、その理由を各実施形態と共に説明する。
【００３２】
図２０は、電流の大小に関係なく一定のインダクタンスを有する従来のチョークコイルに用いるコアの構成の一例を示す斜視図である。また、チョークコイルに流れるダミー電流Ｉｄと負荷電流Ｉｆを合わせた電流をチョーク電流Ｉｃｈとして、図２０に示したコアを用いたチョークコイルにおいて、図２１はチョーク電流Ｉｃｈに対するインダクタンスＬの特性（以下「Ｉ−Ｌ特性」という）を示す線図であり、図２２は無負荷時及び負荷時のそれぞれチョーク電流Ｉｃｈの一例を示す波形図である。
【００３３】
図２０に示したコアは、２点鎖線で示したＩ型コア１６と、実線で示したＥ型コア１７との組み合せで構成され、Ｅ型コア１７の中央脚１７ａに、それぞれ図示しない巻線を巻き付けた巻線枠が挿し込まれた後、Ｉ型コア１６と一体に構成される。Ｅ型コア１７の中央脚１７ａとその両側脚１７ｂ，１７ｃは、互いに同じ高さでその上端面は同一平面上にあるから、Ｉ型コア１６との間にはギャップが存在しない。
【００３４】
このようにギャップがないコアを用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性は、図２１に示したように、インダクタンスＬは電流に無関係に一定の値を有し、チョーク電流Ｉｃｈが或る値を超えてコアが磁気飽和状態になる（以下単に「飽和する」という）と、インダクタンスＬは急激に低下する。
この場合のチョーク電流波形は、図２２に示したように、無負荷時にはインダクタンスＬに応じた臨界値に相当するダミー電流Ｉｄのみが流れ、負荷時には負荷電流Ｉｆとダミー電流Ｉｄとの和の電流が流れるが、そのリップル分（ｐ−ｐ値）は、インダクタンスＬが一定であるから、変化しない。
【００３５】
なお、Ｅ型コア１７の中央脚１７ａの上端面を、両側脚１７ｂ，１７ｃの上側面より僅かに低くして、全面平行ギャップを設けたコアもある。その全面平行ギャップを有するコアを用いたチョークコイルもインダクタンスＬ一定であるが、そのＩ−Ｌ特性は図２１に示したＩ−Ｌ特性に比べて、インダクタンスＬが低下する代りに、コアが飽和するチョーク電流Ｉｃｈが大きくなるから、大電流の回路においてコアを小型化する目的や、オーディオ回路においてコアの飽和による歪の発生を抑制する目的に用いられる場合が多い。
【００３６】
この発明が対象とするギャップは、チョークコイルのＩ−Ｌ特性を負荷電流Ｉｆが小さい時にはそのインダクタンスＬが大きく、負荷電流Ｉｆが大きい時にはインダクタンスＬが小さくなるようにするためのものである。したがって、上記のようにインダクタンスＬが一定でチョーク電流Ｉｃｈを大きくする目的の全面平行ギャップは含まない。
【００３７】
図２は、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ３の各２次整流平滑回路２１〜２３のチョークコイルＣＨ１，ＣＨ２，ＣＨ３からなる協調チョークコイル７に用いるギャップを設けた（以下同様にＩ型コアを省略して示す）共通コアの第１実施形態であるＥ型コアの構成の一例を示す斜視図である。
図３は、図２に示したＥ型コア１０を用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性の一例を示す線図であり、図４はそのチョークコイルのチョーク電流Ｉｃｈの一例を示す波形図である。
【００３８】
図２に示したＥ型コア１０は、図示しないＩ型コアと共に形成する磁気回路の一部である断面（中央脚１０ａの上端面）の一部に段差１０ｂを設けたものである。このような段差１０ｂを設けたことにより、このコアを用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性は、図３に示したように、インダクタンスＬ一定の部分が２段になって、チョーク電流Ｉｃｈが小さい時にはインダクタンスＬが大きく、チョーク電流Ｉｃｈが大きい時にインダクタンスＬが小さくなる特性が得られる。
【００３９】
すなわち、図３に示したように、チョーク電流Ｉｃｈが小さい間は、磁気回路に流れる磁力線が、段差１０ｂに比べて磁気抵抗が小さい中央脚１０ａの上端面の残りの部分１０ｃに集中し、大きなインダクタンスＬが得られる。チョーク電流Ｉｃｈが増加して上端面の残りの部分１０ｃが飽和に近づくと、磁力線は磁気抵抗が大きい段差１０ｂにも流れるようになって、インダクタンスＬが減少し始め、残りの部分１０ｃが完全に飽和すると、磁力線の増加分はすべて段差１０ｂを流れて、段差１０ｂが飽和するまでは、低いインダクタンス値になる。
【００４０】
そのため、チョーク電流波形は図４に示したように、無負荷時はインダクタンスＬが大きいからリップル分が小さく、ダミー電流Ｉｄを小さく設定することが出来る。一方、負荷時にはインダクタンスＬが小さくなるからリップル分が大きくなるが、この時には負荷電流Ｉｆが大きいから、ダミー電流Ｉｄが小さいままでも、図示したように電流カットオフは発生しない。しかも、ギャップを設けたことにより、コアが飽和する最大チョーク電流は増大する。
【００４１】
したがって、コアのサイズが同じであればチョーク電流Ｉｃｈの最大値が大きくなり、しかもダミー電流Ｉｄが小さいままであるから、負荷電流Ｉｆの最大値をさらに大きくとることが出来る。この効果は、互いに独立したチョークコイルについてもいえることであるが、図１に示したチョークコイルＣＨ１〜ＣＨ３のように、互いにコアを共有する協調チョークコイル７の場合はさらに有効になってくる。
【００４２】
一般に、協調チョークコイルでは、複数の２次整流平滑回路にそれぞれ流れるダミー電流と負荷電流との和のチョーク電流とその巻数との積に応じてコアに発生する磁力線の総計が問題であって、個々の２次整流平滑回路に流れる電流の大小は問題にならない。しかしながら、図１に示した協調チョークコイル７は、特別な巻数比の問題をクリアするために、各チョークコイルＣＨ１〜ＣＨ３を互いに同じ巻数比に揃えている。したがって、２次整流平滑回路２１〜２３の各ダミー抵抗Ｒｄ１〜Ｒｄ３にそれぞれ流れるダミー電流の合計が、図４に示したダミー電流Ｉｄになる。
【００４３】
そのため、２次整流平滑回路２１〜２３の各出力電圧が互いに異なる場合は、出力電圧の最も低い２次整流平滑回路のダミー電流を大きく設定し、出力電圧の高い２次整流平滑回路のダミー電流を小さく抑えることにより、図４に示したダミー電流Ｉｄを変えることなく、ダミー電流による電力損失を最小にして、スイッチング電源装置全体の電力変換効率を向上させることが出来る。さらに、その場合に、ダミー電流を小さく抑えた２次整流平滑回路の負荷電流が増大して協調チョークコイル７のインダクタンスが小さくなり、その結果としてリップル分が大きくなっても電流カットオフは発生しないという効果もある。
【００４４】
図５は、図２に示した段差つきＥ型コア１０の一実施例の段差の寸法の一例を示す（中央脚１０ａの先端部のみ示した）側面図であり、図６は、図５に示したＥ型コアを用いたチョークコイルの（図３に対応する）Ｉ−Ｌ特性の実測値を示す線図である。この実施例は、図１に示したスイッチング電源装置の２次整流平滑回路２３の電力容量が出力電圧２４Ｖ，最大電流２３Ａであって、チョーク電流Ｉｃｈ＝０の時にインダクタンスＬ＝３２０μＨ、Ｉｃｈ＝０．３Ａの時にＬ＝２１５μＨ、Ｉｃｈ＝２３Ａの時にＬ＝３０〜６０μＨのチョークコイルを得るためのものである。
【００４５】
そのため、ＥＩ４４規格のコア（中央脚の幅１２ｍｍ）を加工して、図５に示したように、段差の深さを２．５ｍｍとし、その横幅をそれぞれ５ｍｍ（▲１▼破線）、６ｍｍ（▲２▼２点鎖線）、７ｍｍ（▲３▼実線）に設定した。図５に示したＥ型コアをＩ型コアと組み合せて協調チョークコイルを試作し、そのＩ−Ｌ型特性を実測した結果、図６にそれぞれ▲１▼破線，▲２▼２点鎖線，▲３▼実線で示した結果が得られた。
【００４６】
すなわち、▲１▼破線で示した段差幅５ｍｍのコアは、最大電流Ｉｃｈ＝２３Ａで飽和ギリギリであったが、▲２▼２点鎖線，▲３▼実線で示した段差幅６ｍｍ，７ｍｍのコアは、それぞれＩｃｈ＝２３ＡでＬ＝３０〜４０μＨであり、Ｉｃｈ＝０．３Ａの時にＬ＝３００〜４００μＨで略満足する結果が得られている。そのため、同一容量で段差のない従来の協調チョークコイルと比較して、コアはＥＩ５０規格からＥＩ４４規格になって約１０％小型化し、コストは６００円から５００円と約２０％ダウンし、ダミー電流Ｉｄを０．２Ａから０．１Ａに下げる（省エネルギ２．４Ｗ）ことが出来た。
【００４７】
図７は、図２に示した段差つきＥ型コアの一変型を示す斜視図である。
図７に示したＥ型コア１１は、図２に示した段差の幅が中央脚の幅の１／２であったコアの代りに、深さが同じで幅が２／３である段差を、その厚さ（奥行）の３／４だけ設け、厚さの残り１／４を段差なしとして構成したものである。
図７に示したような段差でギャップを構成しても、中央脚１１ａの上端面を上から見た時の段差部１１ｂの有効面積とその深さが同じであれば、図２に示したＥ型コア１０と同等の作用及び効果が得られる。
【００４８】
図８は、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ３の協調チョークコイル７の共通コアの第２実施形態であるＥ型コアの構成の一例を示す斜視図である。
図９は、図８に示したＥ型コア１２を用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性の一例を示す線図であり、図１０はそのチョークコイルのチョーク電流Ｉｃｈの一例を示す波形図である。
【００４９】
図８に示したＥ型コア１２は、磁気回路の一部である断面（中央脚１２ａの上端面）に、ギャップとしての斜面１２ｂを、その一辺が上端面と一致してギャップがゼロになるように設けたことにより、このコアを用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性は、図９に示したように、そのインダクタンスＬがチョーク電流Ｉｃｈ＝０の時に最高で、チョーク電流Ｉｃｈの増大と共にリニアに減少して、遂には飽和状態に達する特性が得られる。
【００５０】
そのため、チョーク電流波形は図１０に示したように、無負荷時はインダクタンスＬが大きいからリップル分が小さく、ダミー電流Ｉｄを小さく設定することが出来ると共に、負荷電流Ｉｆの増大に伴ってインダクタンスＬが減少するから、リップル分も増大してゆくが、ダミー電流Ｉｄと負荷電流Ｉｆの和であるチョーク電流Ｉｃｈは、増大してゆくリップル分（の１／２）より常に大きいから、電流カットオフは発生しない。
【００５１】
図１１は、図１に示した協調チョークコイル７の共通コアの第３実施形態であるＥ型コアの構成の一例を示す斜視図である。
図１２は、図１１に示したＥ型コア１３を用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性の一例を示す線図であり、図１３はそのチョークコイルのチョーク電流Ｉｃｈの一例を示す波形図である。
【００５２】
図１１に示したＥ型コア１３は、その中央脚１３ａの上端面１３ｂの一部に、ギャップとしての斜面１３ｃと段差１３ｄとを設けたことにより、このコアを用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性は、図１２に示したように、図３に示したＩ−Ｌ特性に比べて、２段になっている大小のインダクタンスＬ一定の部分の幅が狹くなった代りに、その中間が緩やかな斜線で結ばれている。したがって、そのＩ−Ｌ特性は、図３と図９にそれぞれ示したＩ−Ｌ型特性の中間的な特性を示している。
【００５３】
したがって、図１３に示したチョーク電流Ｉｃｈの波形図は、無負荷時と最大負荷に近い負荷時とについてのみ示しているから、図４及び図１０にそれぞれ示したチョーク電流波形図との差が明らかではないが、中間的な負荷に対するチョーク電流Ｉｃｈの波形も、Ｅ型コア１０，１２を用いたチョークコイルの間になっている。
【００５４】
図１４は、図１に示した協調チョークコイル７の共通コアの第４実施形態であり、ギャップを設ける代りに材質の異なるコアを重ねて構成したＥ型コアの一例を示す斜視図である。
図１５は、図１４に示したＥ型コア１４を用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性の一例を示す線図であり、図１６はそのチョークコイルのチョーク電流Ｉｃｈの一例を示す波形図である。
【００５５】
図１４に示したＥ型コア１４は、同一サイズであって互いに磁気特性の異なる材質からなる複数のコア１４ａ，１４ｂを、その厚さ方向に重ねて構成したものである。例えばダストコアとフェライトコアとでは、磁気抵抗や飽和限界等の磁気特性が異なるため、ギャップのない磁気回路を形成しても、そのＩ−Ｌ特性はその一例を図１５に示したように、上下２段のＬ特性が現れる。
【００５６】
したがって、チョーク電流Ｉｃｈの波形図も、図１６に示したように、無負荷時にはリップル分を抑えてダミー電流Ｉｄを少なくし、負荷時にはリップル分が大きくなっても電流カットオフが生じないようにすることが出来る点では、ギャップを設けたＥ型コア１０〜１３と同様な効果が得られる。
ギャップを設けたＥ型コア１０〜１３は、既に説明したようにギャップの型状を変えることによって、任意のＩ−Ｌ特性が得られるという長所があったが、それに比べて図１４に示したＥ型コアでは、材質の組み合わせやその種類を変えても、Ｉ−Ｌ特性の選択の自由度は多少狹くなる傾向がある。
【００５７】
図１７は、図１に示した協調チョークコイル７の共通コアの第５実施形態であり、材質の異なるコアを重ねて構成したものに、さらにギャップを設けたＥ型コアの一例を示す斜視図である。
図１８は、図１７に示したＥ型コア１５を用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性の一例を示す線図であり、図１９はそのチョークコイルのチョーク電流Ｉｃｈの一例を示す波形図である。
【００５８】
図１７に示したＥ型コア１５は、図１４に示したＥ型コア１４と同様に、互いに異なる材質からなるＥ型コア１５ａ，１５ｂを厚さ方向に重ねて構成したものに、さらに図８に示したＥ型コア１２の斜面１２ｂと同様な、斜面１５ｃからなるギャップを設けたものである。
そのため、Ｅ型コア１５を用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性は、図１８に示したように、チョーク電流Ｉｃｈの増大に伴ってそれぞれ減少するが、その傾斜が異なる２段のリニア部分からなっている。図１９に示したチョーク電流Ｉｃｈの波形図は、重複するところが多いので、説明を省略する。
【００５９】
いうまでもなく、図１７に示したＥ型コア１５の全面斜面１５ｃは、ギャップの一例を示したものであり、ギャップは全面斜面に限定されるものではなく、段差（図２，図７）、斜面と段差の組み合わせ（図１１）、又は例示しなかったが中央脚の上端面の一部を残した斜面によって構成してもよい。あるいは、異なる材質からなるＥ型コアの少くともいずれか１つにギャップを設けてもよい。
【００６０】
以上、図２，図７，図８，図１１，図１４，図１７にそれぞれ示したＥ型コア１０〜１５は、図２０に示したＥ型コア１７と同様にＩ型コアと組み合わせるものとして説明したが、組み合わせるコアは必ずしもＩ型コアに限定されるものではなく、例えばＥ型コアとＥ型コアの組み合わせであってもよい。また、Ｅ型コアの中央脚の形状も、図示したような角柱状ではなく、例えば円柱状であっても同様な効果が得られる。
【００６１】
以上説明した各種のＥ型コアを共通コアとする協調チョークコイル７を用いるに当って、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ３は、各チョークコイルＣＨ１〜ＣＨ３をそれぞれ２次整流平滑回路のグランドライン側に設けたが、それぞれホットライン側に設けても同様な効果が得られることはいうまでもない。
また、もし何等かの理由で、各チョークコイルＣＨ１〜ＣＨ３が各２次整流平滑回路のグランドラインとホットラインとに分れて設けられたとしても、トランジスタＱがオンになって各チョークコイルを励起する電流が流れた時に、それぞれの巻線が共通コアを同方向に磁化する向きに巻かれていれば、同様な効果が得られる。
【００６２】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明による多出力スイッチング電源装置はダミー電流による電力損失を低減して発熱を抑え、スイッチング電源装置全体の電力効率を向上することが出来る。また、ダミー電流を小さく抑えた２次整流平滑回路の負荷電流が増大して協調チョークコイル７のインダクタンスが小さくなり、その結果としてリップル分が大きくなっても電流カットオフは発生しない。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態であり多出力スイッチング電源装置であるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を、１次整流平滑回路と共に示す回路図である。
【図２】図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの協調チョークコイルの共通コアに用いられるＥ型コアの第１実施形態の構成の一例を示す斜視図である。
【図３】図２に示したＥ型コアを用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性の一例を示す線図である。
【図４】図３に示したＩ−Ｌ特性を有するチョークコイルに流れる電流の一例を示す波形図である。
【図５】図２に示したＥ型コアの実施例のサイズの一例を示す側面図である。
【図６】図５に示したＥ型コアを用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性の実測値を示す線図である。
【図７】図２に示したＥ型コアの第１実施形態の構成の他の例を示す斜視図である。
【図８】Ｅ型コアの第２実施形態の構成の一例を示す斜視図である。
【図９】図８に示したＥ型コアを用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性の一例を示す線図である。
【図１０】図９に示したＩ−Ｌ特性を有するチョークコイルに流れる電流の一例を示す波形図である。
【図１１】Ｅ型コアの第３実施形態の構成の一例を示す斜視図である。
【図１２】図１１に示したＥ型コアを用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性の一例を示す線図である。
【図１３】図１２に示したＩ−Ｌ特性を有するチョークコイルに流れる電流の一例を示す波形図である。
【図１４】Ｅ型コアの第４実施形態の構成の一例を示す斜視図である。
【図１５】図１４に示したＥ型コアを用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性の一例を示す線図である。
【図１６】図１５に示したＩ−Ｌ特性を有するチョークコイルに流れる電流の一例を示す波形図である。
【図１７】Ｅ型コアの第５実施形態の構成の一例を示す斜視図である。
【図１８】図１７に示したＥ型コアを用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性の一例を示す線図である。
【図１９】図１８に示したＩ−Ｌ特性を有するチョークコイルに流れる電流の一例を示す波形図である。
【図２０】一定のインダクタンスを有する従来のチョークコイルのコアの構成の一例を示す斜視図である。
【図２１】図２０に示したコアを用いたチョークコイルのＩ−Ｌ特性の一例を示す線図である。
【図２２】図２１に示したＩ−Ｌ特性を有するチョークコイルに流れる電流の一例を示す波形図である。
【図２３】従来の多出力スイッチング電源装置の構成の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１：交流電源 ２：１次整流平滑回路
３：ＤＣ−ＤＣコンバータ（多出力スイッチング電源装置）
５：スイッチング制御回路 ６：トランス
７：協調チョークコイル
１１〜１５：Ｅ型コア（磁心）
２１〜２３：２次整流平滑回路
Ｃ２１〜Ｃ２３：コンデンサ
ＣＨ１〜ＣＨ３：チョークコイル
Ｎ１：１次巻線 Ｎ２１〜Ｎ２３：２次巻線
Ｑ：トランジスタ（スイッチング素子）

Claims (7)

1. １次直流電力をトランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路に入力し、前記スイッチング素子をスイッチングすることにより前記トランスの複数の２次巻線に誘起される２次交流電力を、それぞれチョークコイルを備えた複数の２次整流平滑回路により互いに出力電圧が異なる２次直流電力に変換して出力する多出力スイッチング電源装置において、
   前記複数の２次整流平滑回路の各チョークコイルは、互いに磁心を共有すると共に、負荷電流が小さい時にはそのインダクタンスが大きく、負荷電流が大きい時にはインダクタンスが小さくなる磁気特性を有し、前記複数の２次整流平滑回路の各ダミー抵抗に流れるダミー電流の合計値は一定にして、出力電圧が低い２次整流平滑回路のダミー電流を大きく設定し、出力電圧が高い２次整流平滑回路のダミー電流を小さく抑えたことを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
2. 請求項１記載の多出力スイッチング電源装置において、前記各チョークコイルの共有する磁心が形成する磁気回路の一部にギャップを設けたことを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
3. 請求項１記載の多出力スイッチング電源装置において、前記各チョークコイルの共有する磁心を、その厚さ方向に互いに材質の異なる複数の磁心を重ねて構成したことを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
4. 請求項３記載の多出力スイッチング電源装置において、前記各チョークコイルの共有する磁心が形成する磁気回路の一部にギャップを設けたことを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
5. 請求項２又は４記載の多出力スイッチング電源装置において、前記ギャップが前記磁気回路の断面の一部に段差を設けたものであることを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
6. 請求項２又は４記載の多出力スイッチング電源装置において、前記ギャップが前記磁気回路の断面の全部又はその一部を斜面に形成したものであることを特徴とする多出力スイッチング電源装置。
7. 請求項２又は４記載の多出力スイッチング電源装置において、前記ギャップが前記磁気回路の断面の全部又はその一部を斜面及び段差で形成したものであることを特徴とする多出力スイッチング電源装置。

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