CN117501599B

CN117501599B - 具有改进磁配置的反激转换器

Info

Publication number: CN117501599B
Application number: CN202280042124.9A
Authority: CN
Inventors: V·G·帕德克; P·M·麦迪内尼
Original assignee: Apple Inc
Current assignee: Apple Inc
Priority date: 2021-06-14
Filing date: 2022-05-31
Publication date: 2024-10-15
Anticipated expiration: 2042-05-31
Also published as: US11695345B2; CN117501599A; US20220399824A1

Abstract

本文中公开了一种改进的反激转换器，该改进的反激转换器将转换器的磁性部件分离成变压器和单独的分立储能电感器。与常规反激转换器相比，此布置能够通过减少换向损耗来提高该转换器的操作效率。该磁性部件能够被构造在单独的磁芯上，或者能够被构造在具有至少一个共同元件的磁芯上，从而允许在该磁芯的一部分中进行至少部分的磁通抵消，从而减少磁芯损耗。

Description

具有改进磁配置的反激转换器

背景技术

由于其简单性和低成本，反激转换器通常用于具有较低功率要求(例如低于约150W)的功率转换器应用中。反激转换器发展中的各种进步已在过去二十年间提高了效率，诸如有源钳位反激转换器、谷开关反激转换器、同步整流等。尽管有这些进步，但反激变压器仍然是重要的损耗来源，并且因此限制了反激转换器可实现的效率。

尽管被称为反激变压器，但该布置也可以被视为耦合电感器。在诸如正向转换器、半桥转换器和全桥转换器或LLC谐振转换器的各种功率转换拓扑中使用的经典变压器能够实现超过99％的效率水平。即使在使用这类拓扑的简单、低成本的设计中，超过98％的变压器效率也是可容易实现的。这些拓扑中的负载电流波形通常为梯形、正弦曲线形或三角形。有助于可能的高效率的一个方面是负载电流同时在初级绕组和次级绕组中流动。相反，许多(如果不是大多数)反激转换器设计采用以约96％效率操作的变压器，并且设计以97％效率操作同时仍保持合理功率密度(并且因此保持物理大小)的反激变压器是具有挑战性的。

发明内容

因此，在本领域中需要改进的反激转换器设计，该改进的反激转换器设计改进磁性部件设计以允许操作效率提高。

反激转换器可以包括：输入端子，该输入端子被配置成接收输入电压；变压器，该变压器具有由输入电压选择性地激励的初级绕组，以及被配置成经由整流器来递送输出电压的次级绕组；分立储能电感器，该分立储能电感器与初级绕组和次级绕组分离并且与初级绕组或次级绕组中的一者并联耦合；和主开关设备，该主开关设备进行切换以选择性地激励初级绕组，并且将能量交替地储存在储能电感器中，并且允许将储存在储能电感器中的能量递送到变压器。分立储能电感器可以与初级绕组或次级绕组并联耦合。接通主开关设备可以使电流在第一方向上通过分立储能电感器并且使电流在对应方向上通过初级绕组；并且关断主开关设备可以使电流继续在第一方向上流过分立储能电感器，同时使通过初级绕组的电流反向。整流器可以是二极管。

变压器可以被构造在第一磁芯上，并且分立储能电感器可以被构造在第二磁芯上。第一磁芯和第二磁芯可以具有至少一个共同元件。来自分立能量储存器的磁通与来自变压器的磁通可以在至少一个共同元件中至少部分地抵消。转换器还可以包括耦合在变压器与分立储能电感器之间的电路，该电路补偿如在分立储能电感器与变压器之间的不相等寄生阻抗的影响。分立储能电感器可以与初级绕组并联耦合，并且电路可以包括：第一二极管和第二二极管，该第一二极管和第二二极管彼此串联耦合并且与初级绕组串联耦合，并且被取向为准许电流在第一方向上流过初级绕组；和第三二极管，该第三二极管与第一二极管和第二二极管的串联组合反并联耦合，以便准许电流在与第一方向相反的第二方向上流过初级绕组。分立储能电感器可以与初级绕组并联耦合，并且电路可以包括：第一二极管，该第一二极管与初级绕组串联耦合，并且被取向为准许电流在第一方向上流过初级绕组；和开关设备，该开关设备跨第一二极管耦合，并且被操作以准许电流在与第一方向相反的第二方向上以最小电压降流过初级绕组。

反激转换器可以包括：初级绕组，该初级绕组由输入电压选择性地激励；次级绕组，该次级绕组磁耦合到初级绕组，该次级绕组经由整流器递送输出电压；分立储能电感器，该分立储能电感器与初级绕组和次级绕组分离并且与初级绕组或次级绕组中的一者并联耦合；和主开关设备。主开关设备可以接通以使电流在第一方向上通过分立储能电感器并且使电流在对应方向上通过初级绕组，从而选择性地激励初级绕组，并且将能量储存在储能电感器中。主开关设备可以关断以使电流继续在第一方向上流过分立储能电感器，同时使通过初级绕组的电流反向，从而允许将储存在储能电感器中的能量递送到初级绕组。初级绕组和次级绕组可以被构造在第一磁芯上，并且分立储能电感器可以被构造在第二磁芯上。

分立储能电感器可以与初级绕组或次级绕组并联耦合。第一磁芯和第二磁芯可以具有至少一个共同元件。来自分立能量储存器的磁通与来自初级绕组和次级绕组的磁通可以在至少一个共同元件中至少部分地抵消。转换器还可以包括耦合在变压器与分立储能电感器之间的电路，该电路补偿如在分立储能电感器与变压器之间的不相等寄生阻抗的影响。分立储能电感器可以与初级绕组并联耦合，并且电路可以包括：第一二极管和第二二极管，该第一二极管和第二二极管彼此串联耦合并且与初级绕组串联耦合，并且被取向为准许电流在第一方向上流过初级绕组；和第三二极管，该第三二极管与第一二极管和第二二极管的串联组合反并联耦合，以便准许电流在与第一方向相反的第二方向上流过初级绕组。分立储能电感器可以与初级绕组并联耦合，并且电路可以包括：第一二极管，该第一二极管与初级绕组串联耦合，并且被取向为准许电流在第一方向上流过初级绕组；和开关设备，该开关设备跨第一二极管耦合，并且被操作以准许电流在与第一方向相反的第二方向上以最小电压降流过初级绕组。

功率转换器可以包括：初级绕组，该初级绕组由输入电压选择性地激励；次级绕组，该次级绕组磁耦合到初级绕组，该次级绕组递送输出电压；和分立储能电感器，该分立储能电感器与初级绕组或次级绕组分离并且与初级绕组或次级绕组中的一者并联耦合。初级绕组和次级绕组可以被构造在第一磁芯上，并且分立储能电感器可以被构造在第二磁芯上。第一磁芯和第二磁芯可以具有至少一个共同元件。来自分立能量储存器的磁通与来自初级绕组和次级绕组的磁通可以在至少一个共同元件中至少部分地抵消。

在至少一个实施方案中，初级绕组和次级绕组可以被构造在第一E型磁芯上；分立储能电感器可以被构造在第二E型磁芯上；并且至少一个共同元件可以是提供通过第一E型磁芯和第二E型磁芯两者的磁通路径的I型板。第二E型磁芯的至少一个支腿可以具有相对于I型板的气隙。第一E型磁芯的至少一个支腿可以具有相对于I型板的气隙，并且第一E型磁芯的气隙可以小于第二E型磁芯的气隙。在至少一个其他实施方案中，初级绕组和次级绕组可以被构造在第一E型磁芯和第二E型磁芯上；分立储能电感器被构造在第三E型磁芯上；并且至少一个共同元件是第二E型磁芯的一部分。第三E型磁芯的至少一个支腿可以具有相对于第二E型磁芯的气隙。第三E型磁芯可以小于第一E型磁芯和第二E型磁芯。

反激转换器可以包括：初级绕组，该初级绕组由输入电压选择性地激励；次级绕组，该次级绕组磁耦合到初级绕组，该次级绕组经由整流器递送输出电压；分立储能电感器，该分立储能电感器与初级绕组和次级绕组分离并且与初级绕组并联耦合；和主开关设备。主开关设备可以接通以使电流在第一方向上通过分立储能电感器并且使电流在对应方向上通过初级绕组，从而选择性地激励初级绕组，并且将能量储存在储能电感器中。主开关设备可以关断以使电流继续在第一方向上流过分立储能电感器，同时使通过初级绕组的电流反向，从而允许将储存在储能电感器中的能量递送到初级绕组。初级绕组和次级绕组可以被构造在第一磁芯上，并且分立储能电感器可以被构造在第二磁芯上。第一磁芯和第二磁芯可以具有至少一个共同元件。来自分立能量储存器的磁通与来自初级绕组和次级绕组的磁通可以在至少一个共同元件中至少部分地抵消。

在功率转换器中使用的电磁结构可以包括：第一磁芯，该第一磁芯上设置有变压器，该变压器具有初级绕组和磁耦合到次级绕组的次级绕组；和第二磁芯，该第二磁芯上设置有单个电感器绕组。第一磁芯和第二磁芯共享至少一个共同元件。取决于变压器和电感器的绕组的电连接，与变压器相关联的磁通可以至少部分地抵消与至少一个共同元件中的电感器相关联的磁通。

附图说明

图1示出了示例性反激转换器的示意图。

图2A和图2B示出了针对图1中的反激转换器的反激变压器/耦合电感器的初级绕组和次级绕组的电流波形。

图3示出了示例性正向转换器。

图4示出了与正向转换器操作相关联的电流波形。

图5示出了具有单独磁性元件的反激转换器。

图6示出了例示图5中描绘的分裂磁性反激转换器的操作的各种波形。

图7示出了储能电感器与次级绕组并联连接的替代分裂磁性反激转换器。

图8示出了用于反激转换器的单独的分立储能电感器和变压器的一个物理构造具体实现。

图9示出了用于具有共同磁芯元件的反激转换器的单独的分立储能电感器和变压器的物理构造具体实现。

图10示出了用于具有如图9中的共同磁芯元件的反激转换器的单独的分立储能电感器和变压器的物理构造具体实现，其中指示了磁通方向。

图11示出了用于具有共同磁芯元件的反激转换器的单独的分立储能电感器和变压器的另一物理构造具体实现，其中指示了磁通方向。

图12示出了用于具有共同磁芯元件的反激转换器的单独的分立储能电感器和变压器的另一物理构造具体实现，其中指示了磁通方向。

图13示出了具有分裂磁性元件的反激转换器的更详细示意图，该分裂磁性元件包括与储能电感器和变压器绕组相关联的寄生电阻。

图14示出了包括位于储能电感器L1与变压器初级绕组P1之间的二极管电路的分裂磁性反激转换器。

图15示出了包括位于储能电感器L1与变压器初级绕组P1之间的替代开关/二极管电路的替代分裂磁性反激转换器。

具体实施方式

在以下描述中，为了解释的目的，阐述了很多具体细节以便提供对所公开构思的彻底理解。作为该描述的一部分，为了简单起见，本公开的附图中的一些附图以框图形式表示结构和设备。为了清晰起见，在本公开中未描述实际具体实施的所有特征。此外，本公开中使用的语言是出于可读性和指导目的而选择的，尚未选择它来描绘或限制所公开的主题。相反，所附权利要求旨在用于此目的。

所公开的概念的各种实施方案以举例的方式进行说明，而不仅限于各个附图，在附图中类似的附图标号指示类似的元件。为简单和清楚说明起见，在合适的情况下，在不同附图中重复参考标号以指示对应或类似的元件。此外，示出许多具体细节以便提供对本文所述的具体实施的充分理解。在其他情况下，未详细描述方法、规程和部件以免模糊所描述的相关功能。在本公开中提到“一个”、“一种”或“另一种”实施方案未必是相同或不同的实施方案，并且这意味着至少一个。给定附图可用于示出本公开的多于一个实施方案或多于一个种类的特征，并且对于给定的实施方案或种类可能不需要附图中的所有元件。当在给定附图中提供时，参考标号在整个若干附图中是指相同的元件，但其可以不在每个附图中重复。除非另外指明，否则附图未按比例绘制，并且某些部件的比例可被放大以更好地示出本公开的细节和特征。

图1示出了示例性反激转换器100的示意图。图2A和图2B示出了针对反激变压器/耦合电感器的初级绕组和次级绕组的示例性电流波形。如图1中所示出，初级绕组P1的一端连接到输入DC源V_IN的正节点，并且初级绕组P1的另一端通过半导体开关Q1连接到输入DC源V_IN的负节点，该半导体开关是反激转换器的主开关。由二极管D1、电容器C1和电阻器R1构成的缓冲/钳位电路也在初级侧上。本领域技术人员将理解此简单无源缓冲电路的操作，并且该简单无源缓冲电路的操作与本公开不相关。因此，本文将不重复该简单无源缓冲电路的操作的细节。另外，此钳位可以用包括(包含有源开关设备的)各种有源钳位设计的其他钳位设计来替换，该其他钳位设计也与本公开的教导兼容。反激变压器的次级绕组S1可以通过整流二极管D2连接到输出滤波电容器C2和负载(V_OUT)。尽管输出整流器在此示例中是简单二极管，但对于给定应用，也可以在适当时另选地使用同步整流器或其他整流电路。绕组的点极性指示初级绕组和次级绕组相对于彼此异相地操作。

在反激转换器的任何实际具体实现中，初级绕组P1与次级绕组S1之间的耦合不是完美的，并且存在漏电感。此漏电感表示不能传递到输出端的能量。如本领域技术人员已知的，反激转换器可以在连续导通模式(CCM)或不连续导通模式(DCM)下操作。本公开可适用于这两种操作模式。然而，因为反激转换器操作的详细分析与本公开不相关，所以DCM模式被用于讨论的目的。

因为反激变压器/电感器布置需要储存能量，所以可在变压器磁芯的磁路径中引入气隙。当主开关Q1接通时，初级电流Ip(图2A/图2B)在初级绕组/电感器P1中线性斜升，同时在磁芯中产生磁通，并且在气隙区域中储存能量。主开关Q1随后基于由(图1中未示出的)控制电路设定的定时或阈值而关断。此时，当初级绕组/电感器P1中的初级电流Ip中断时，主开关Q1的顶端处的电压升高。因为电感器中的电流不能中断，所以电流Is(图2A/图2B)寻找到在次级绕组S1中流动通过整流器D2进入输出滤波电容器C2和负载V_OUt的途径。初级绕组P1上的上升电压使得反激变压器/耦合电感器布置的漏电感上产生电压，该电压决定从初级绕组P1到次级绕组S1的电流的传递速率。当初级绕组P1中的电流从其峰值下降到零并且次级绕组中的电流从零上升到其峰值时的此时间段可以称为“转变时段”或“电流换向时段”(图2B：201)。

与正向转换器相比，反激转换器中的变压器以可被更好地描述为耦合电感器而不是最严格意义上的变压器的方式进行操作。换句话说，反激转换器可以被视为以“能量储存和递送”作为其主要功能的耦合电感器。这形成了正向转换器中的常规变压器操作中所不存在的一些独特场景。图3示出了示例性正向转换器，并且图4示出了与正向转换器操作相关联的电流波形。正向转换器拓扑的详细行为对于本公开是不必要的，但正向转换器操作的一个相关方面是初级绕组和次级绕组的电流相位关系。更具体地，初级电流Ip和次级电流Is在反激转换器(图2A、图2B)中交替流动，同时该初级电流和该次级电流在正向转换器中流动。更具体地，如图4中所见，当初级开关Q1和Q2接通时，初级电流Ip在初级绕组P1中斜升，并且次级电流Is同时且以相同速率在次级绕组S1中斜升。

除了磁芯损耗以外，高频开关变压器(诸如在正向转换器和反激转换器两者中使用的高频开关变压器)还经历绕组中的导通损耗。这些导通损耗被表示为I²R损耗；然而，存在由难以表示的复杂机制引起的额外损耗。一般来说，导通损耗可以被表示为：Irms²×R＝(Idc²×Rdc)+Iac²×Rac)，其中Irms是均方根电流，R是总电阻，IDC是电流的DC分量，Rdc是DC电阻，Iac是电流的AC分量，并且Rac是AC电阻。电流的DC分量或平均电流在初级绕组和次级绕组中均匀地流动，并且引起DC导通损耗。绕组的DC电阻是造成此DC损耗的原因。在由在导体自身中流动的交变电流以及在相邻导体或绕组中流动的AC电流所引起的磁场的影响下，电流的AC分量可能不会在导体中均匀地流动。DC电流往往会选择最小电阻的路径，而AC电流往往会选择最小电感的路径。因此，由于趋肤效应，AC电流可以在导体的外部部分中受约束。可以通过使用在操作频率下厚度小于或等于趋肤深度的导体来减少AC损耗。另外，包夹绕组层并且将绕组层的数量保持较低可以减少正向转换器变压器中的AC损耗，诸如图3中所示出的布置。

现在转到图4，可以看出，初级电流Ip和次级电流Is以相同时间和相同速率上升。为了较容易理解，示例波形使用具有1:1匝数比的变压器，但相同原理可适用于具有其他匝数比的变压器。初级电流Ip的较高峰值电平是由于磁化电流Imag，该磁化电流仅在初级绕组P1中流动。另外，将注意到，初级电流与次级电流的相位关系是相反的；即，电流从虚线端进入初级绕组，并且电流从虚线端离开次级绕组。因此，由被反射到初级侧的负载电流形成的磁通由在次级中流动的负载电流抵消，从而阻挡由于不完美耦合而在两个绕组之间存在的较小漏磁场。因此，磁芯中的磁通仅由磁化电流产生，并且负载电流对磁芯中的磁通几乎没有影响。

由于此操作，在初级绕组P1中流动的三角形磁化电流Imag在初级与次级之间引起变化的磁场。此磁场在次级绕组S1中产生涡电流。因为磁化电流Imag与负载电流相比较小，所以有效接近损耗非常低。负载电流Is还在两个绕组之间产生变化的磁场，但此变化的磁场限于漏磁场，并且在大多数情况下并不显著。如果初级绕组与次级绕组交错，则可以减小漏电感，并且可以进一步减少这些损耗。

在所有正向转换器拓扑(即，负载电流同时在初级绕组和次级绕组中流动的拓扑)中，可以看到与上文讨论的那些现象类似的现象。这包括例如各种半桥转换器和全桥转换器、LLC转换器等。相反地，反激转换器(诸如图1中所示出的反激转换器)由于初级电流与次级电流的不同相位关系而可能具有复杂的变压器功率损耗机制。

返回到图2A，当开关Q1接通时，初级电流Ip开始在初级绕组P1中以固定的向上斜率斜升。此变化的电流在磁芯中产生磁通，并且能量储存在间隙场中。间隙场中的此磁通形成边缘场。在此磁场以及由初级绕组中的快速上升电流引起的磁场的影响下，次级绕组S1经历感应涡电流。这些涡电流取决于磁通密度的变化率。如果绕组靠近气隙放置，则此场显著较强，并且引起较高的涡电流。这些循环电流引起次级绕组S1中的功率损耗，该功率损耗为“非导通损耗”。放置在初级绕组P1的磁场和/或气隙中的任何导体将经历这类损耗，包括例如可插置在初级绕组与次级绕组之间的EMI法拉第(Faraday)屏蔽、其他三级绕组等。

当开关Q1关断时，电流从初级绕组P1传递到次级绕组S1，并且储存在气隙场中的能量被递送到输出端。在此放电时间期间，次级电流Is稳定地斜降。在此电流下降期间，初级绕组是经历与前一段落中描述的循环电流类似的循环电流的非导通绕组。总之，反激变压器/耦合电感器布置的每个初级绕组和次级绕组经历由相邻导通绕组的变化磁场和气隙场引起的非导通损耗。

此外，图2B中的电流波形示出了当电流从初级绕组P1传递到次级绕组S1时的转变或换向时段201。如可以看出，电流的斜率相对较高，并且相位关系使得由初级绕组和次级绕组中的电流形成的磁场不像针对图4讨论的正向转换器示例中那样被抵消。即使气隙中的磁场(即，所储存的能量)基本恒定，这些快速下降和上升的电流也会在初级绕组与次级绕组之间形成快速变化的磁场。此快速变化(高频)使得绕组中的相关电流被限制到导体的外部部分。在此转变时间期间，电流幅值较大，伴随高谐波含量。即使此时段相对于总切换时间可能较短(例如仅持续几百纳秒)，绕组中的功率损耗在此转变时间期间也可能相当高，并且甚至可能支配总转换器损耗。

由于反激转换器中的初级电流与次级电流的相位关系，即使在显著增加成本和复杂度之后，也可能难以在反激变压器中实现大于97％的效率。作为示例，高性能反激变压器设计可以使用由(在开关频率下比趋肤深度细得多的)非常细的股线构成的利兹(Litz)线。线尺寸可以由在换向期间的电流边缘的谐波含量决定。因此，由于在非导通时段和转变时段期间引起的涡电流，反激转换器中的功率损耗的显著部分——甚至大部分——可以在变压器中。

解决此问题的一种方式是将主磁性元件(即，反激变压器或耦合电感器)分离成两个单独的元件。更具体地，反激变压器/耦合电感器可以分离成储能电感器和正向变压器。图5中示出了这种布置。如图所示，分立(储能)电感器L1可以与反激变压器TX1并联连接。变压器绕组的极性可以布置成使得由初级绕组和次级绕组中的负载相关电流产生的磁通被抵消。因为储能电感器L1是分立电感器，所以该储能电感器不具有相对于变压器绕组的任何绕组相位关系。储能电感器L1可以被设计成具有与传统反激变压器初级绕组相同或基本相同的电感值。在至少一些实施方案中，用于电感器L1的铁氧体磁芯可用于提供低磁芯损耗。另外，这种磁芯可以包含适当的气隙以实现期望的电感值(和能量储存特性)。

此外，变压器TX1可以使用将在传统反激变压器中使用的相同匝数比，但不需要特别设置该变压器的初级电感(因为该电感由储能电感器L1提供)。因为铁氧体可以具有高磁导率，所以TX1的所得初级绕组电感可以显著高于L1的电感。可以在反激变压器TX1的磁路径中引入较小气隙以改善该反激变压器的DC处理能力，从而在启动期间或者在动态负载条件期间考虑变压器中的潜在DC偏置。此气隙可以相对较小，并且所得磁化电感仍然可以高于(甚至显著高于)储能电感器L1的电感。还应注意，尽管储能电感器L1可以与变压器TX1的初级绕组P1并联连接，但这两者可能不会显现出相同的伏秒积，因为相应线圈可以承载不同量的电流，并且可以具有不同电阻。因此，上述TX1中的(较小)气隙允许一定的DC偏置，而对操作没有任何不利影响。

如图5中所见，初级绕组P1与输入DC源(V_IN)、主开关Q1和缓冲电路的连接可以基本上如上文针对图1所讨论的那样。同样，在次级上，次级整流二极管D2的连接极性如上文所描述。因此，除了变压器TX1不需要显著气隙之外，该变压器被视为与上文讨论的传统反激变压器布置(包括该变压器的初级节点与次级节点的连接)相同。这可以产生较高初级电感。

图6示出了例示图5中描绘的分裂磁性反激转换器的操作的各种波形。开关Q1(IQ1)中的电流与图1的传统反激转换器中的电流基本相同。储能电感器L1具有三角形电流(IL1)，因为此电感器在开关Q1的接通时间期间以及在当次级整流器D2将功率递送到负载时的反激时间期间承载电流。初级绕组P1具有电流Ip，该电流在主开关Q1的接通时间期间具有较小磁化电流(Imag)。由于初级绕组的相对较高的电感，Imag的斜率相对较低，并且相邻非导通次级绕组S1中的所得涡电流损耗对应地较低。

当主开关Q1关断时，储能电感器L1上的电压反向，并且在该储能电感器中流动的电流注入到变压器TX1的初级绕组P1中。如同在正向转换器变压器中那样，此电流基于变压器的匝数比而传递到次级侧。由于初级绕组和次级绕组(以及其中的电流)的定相，由初级绕组和次级绕组中相对快速上升的负载电流产生的磁通被抵消掉，从而阻挡漏电感中产生的较小场。因此，变压器TX1可以被视为有效地作为电流变压器操作。

储能电感器L1中的RMS电流可以高于传统反激转换器的初级绕组电流，因为电流在储能电感器L1的充电阶段和放电阶段期间都在该储能电感器中流动。然而，储能电感器L1不会经历任何涡电流损耗，因为既不存在任何非导通绕组也不存在电流换向。因为储能电感器L1不需要任何电隔离，所以该储能电感器可以具有相对较小的物理尺寸，并且可以使用利兹线来消除气隙场的边缘磁通的影响。

另外，变压器TX1在主开关Q1的接通时间期间在非导通次级绕组中经历最小涡电流损耗。这是由于相对缓慢上升的磁化电流(Imag)。这可以例如允许将铜箔绕组或基于PCB的平面变压器用于薄型设计。另外，由于与传统反激变压器相比可忽略的涡电流损耗，变压器绕组可以使用相对较粗的线来减少DC损耗。

综上所述，反激转换器可以将磁性部件(即，反激变压器/耦合电感器布置)分成单独的分立储能电感器L1，并且该储能电感器实际上是电流变压器TX1。单独的分立储能电感器L1可以执行常规反激变压器的能量储存和释放功能，而变压器TX1可以被设计成用作电流变压器并且提供电隔离。与没有分立储能电感器的常规反激转换器相比，此布置可以允许显著的损耗减少。

图7示出了替代反激转换器800，其中储能电感器L1与次级绕组S1并联连接。电感器L1中的电流本质上保持三角形，而没有换向损耗。初级绕组和次级绕组中的电流的上升沿和下降沿如上文所讨论的实施方案中那样抵消。因此，此转换器构型也不会经历与常规反激转换器设计相关联的相对较高的涡电流损耗。储能电感器与初级绕组并联或者与次级绕组并联的放置可以基于特定具体实现的物理限制和设计者的选择来决定。

图8至图12示出了用于如上文参考图5至图7所描述的分裂磁性反激转换器中的电分离的储能电感器和变压器的各种物理构造具体实现。更具体地，在上述反激转换器中，储能电感器L1和变压器TX1可以分离成分立电路元件。图8表示使用用于储能电感器L1和变压器TX1的基本类似的“EI”铁氧体磁芯几何形状、使用相应E型磁芯902、904和I型磁芯906、908来实现分裂磁性部件的简单方式。储能电感器L1仅具有一个绕组W，而变压器TX1至少包括初级绕组P1和次级绕组S1。在所示出的示例中，用于TX1的初级绕组P1的匝数与L1的匝数保持相同，但不一定是这种情况。可以将气隙910引入电感器L1的磁路径中以允许能量储存。此气隙可以仅位于中心支腿中，或者跨多个支腿分布。对于以下讨论，将描述中心支腿中的间隙，但所描述的概念类似地适用于间隙技术以及其他磁芯构型两者。

如图8中所示出，储能电感器L1使用一个E型磁芯904和一个I型磁芯或板908。类似地，变压器TX1也使用一个这种组，包括E型磁芯902和I型磁芯或板906。用于变压器TX1的E型磁芯902的高度可以高于用于电感器E形磁芯904的高度，这是由于安全隔离要求以及由于初级绕组和次级绕组的较高叠堆厚度。然而，磁芯的有效横截面可以是相同的。如上文所指出，可以在TX1的磁路径中引入较小气隙911以改善该TX1的DC处理能力，从而在启动或动态负载条件期间考虑可能的DC偏置。此气隙可以是较小的，并且所得磁化电感仍然可以显著高于能量储存电感L1。(与电感器一样，气隙911可以放置在磁芯的任何支腿上或被分布，但由于气隙的相对尺寸，单支腿气隙可以是优选的)。如上文所指出，尽管储能电感器L1可以直接与TX1的初级绕组(或次级绕组)并联连接，但电感器和变压器绕组可能不会显现出相同的伏秒积。这是因为两个绕组可以承载不同量的电流，并且可以具有不同的电阻。因此，如上文所指出，TX1中的较小气隙将允许一定的DC偏置，而对操作没有任何不利影响。

图8中所示出的两个磁性部件可以并排放置，或者也可以放置在彼此的顶部上，以使在系统中的占据面积减小。另选地，两个磁性部件可以共享其相应磁芯的至少一部分，如下文针对图9至图12所描述。

图9示出了用于共享至少一个共同磁芯部件的反激转换器的分裂磁性部件的一个实施方案1000。图9的构型将共同铁氧体磁芯板1007用于储能电感器L1和变压器TX1。另外，部件的构造大致如上文针对图8所描述。更具体地，变压器TX1包括缠绕在E型磁芯1002上的绕组P1和S1，该E型磁芯可以耦合到共同I型磁芯1007。类似地，储能电感器L1可以包括缠绕在E型磁芯1004上的绕组W，并且可以共享共同I型磁芯1007。如上文所描述，气隙1010可以包括在电感器L1中以提供期望的电感/能量储存能力。另外，可以为变压器TX1提供较小气隙(未示出)。

参考图9和图10，电感器绕组端子可以与变压器的初级绕组端子(或次级绕组端子)并联连接，使得变压器(1122)中产生的磁通线的方向与共同铁氧体板1007中的电感器(1120)中产生的磁通线在方向上相反，这在图10中示出。更具体地，因为用于储能电感器L1和变压器TX1的铁氧体磁芯的中心分支和外分支的横截面可以基本相同，并且因为在主开关Q1的接通时间期间可以向两个绕组施加基本类似的伏秒数，所以在相应磁芯1102和1104中产生的磁通可以基本相同。借助于并联绕组连接的定相，在共同板1107中流动的磁通线因此可以具有基本相等的幅值和相反的方向。因此，共同板1107中的所得磁通实际上可以是零。(实际上，例如，当施加在储能电感器L1和变压器初级TX1的绕组上的伏秒积由于该电感器与该变压器初级之间的不同电阻而可能不完全相等时，少量的磁通仍然可以在共同板1107中流动。)然而，实际上，磁通密度相对较低，并且因此，共同板1107不会经历可感知的磁芯损耗。

应当理解，图8的布置引起两个E型磁芯和两个I型磁芯/板中的磁芯损耗。然而，图9和图10的实施方案仅在两个E型磁芯中经历磁芯损耗，因为共同I型板1107实际上不具有净磁通，并且因此实际上不具有磁芯损耗。储能电感器L1和变压器TX1的绕组可以保持与图8至图10的实施方案之间的绕组相同，从而减少功率损耗、成本和所消耗的体积/空间。

为了设计灵活性和优化，可能的是，储能电感器L1和变压器TX1的初级绕组P1可以使用不同的匝数但使用具有相同横截面的磁芯以实现紧凑集成。该结构可以保持与图9和图10中所示出的结构相同。因为电感器L1与初级绕组P1之间的匝数不同，所以即使将基本相同的伏秒数施加到相应部件，在电感器磁芯中产生的磁通也将不同于在变压器磁芯中产生的磁通。因此，磁通将不会在共同磁芯板中完全抵消。此构型将引起共同I型磁芯/板1107中的一些磁芯损耗，但向系统设计者提供了优化整体性能的灵活性。

作为一个示例，储能电感器L1的构造(与常规反激变压器/耦合电感器布置相比)可以非常简单，因为电感器可以仅具有一个绕组，并且不一定需要增加安全绝缘的复杂度。绞合线股或利兹线可用于构造储能电感器L1的绕组。借助于此简单性，储能电感器绕组W可以具有比变压器TX1的初级绕组P1高的匝数。因此，磁通在共同I型板1107中可能不会完全抵消，该共同I型板将经历一些磁芯损耗。然而，借助于较高的绕组匝数，电感器L1的E型磁芯1104中的磁通密度将较低，从而减少其净磁芯损耗。这可以产生针对储能电感器L1的磁芯损耗的总体净减少，而以较高绕组电阻为代价。

在一些实施方案中，可优选在变压器TX1的初级绕组P1中使用较少匝数以实现与前一段落中描述的益处类似的益处。因此，根据本文中的教导的实施方案不需要限于具有与在储能电感器L1与变压器TX1的初级绕组P1之间相同的匝数。实际上，在一些实施方案中，相应匝数可以非常不同以实现期望的性能平衡。然而，必须维持储能电感器与变压器绕组连接的相位关系以允许在共同I型板中的磁通抵消。如果相位关系相反，则可能导致共同磁芯部分中的磁通密度加倍，从而引起较高磁芯损耗。

包含上述公开内容的教导的其他磁芯构型也是可能的。例如，图11公开了将两个E型磁芯1202和1204用于变压器磁芯(有时称为“EE型磁芯”)，将单个E型磁芯1206用于电感器，其中共同磁芯部分是E型磁芯1204的“E”的竖直部分。如图11中所示出，磁通在变压器的EE型磁芯的共同分支中抵消。除此之外或另选地，取决于空间限制和设计需要，也可以使用不同横截面和不同尺寸的磁芯组。图12中示出了另一可能性，其中使用具有第一E型磁芯1302和第二E型磁芯1304的EE型磁芯来构造变压器TX1。储能电感器L1使用较小E型磁芯1306进行构造。在其他方面，该构造大致如上文针对图9至图11所描述。在图12的实施方案中，E型磁芯1304的共同部分与如上文所描述的适当相位连接一起使用。如在前述实施方案中，共同磁芯部分中的净磁通密度减小，这可以允许此磁芯部分被构造得更薄，而没有任何不利的性能影响。这可以进一步减少该实施方案所消耗的成本和空间两者。

在上述实施方案中的每个实施方案中，当磁通在共同磁路径中抵消时，共同磁路径有效地用作“磁镜”。这可以允许储能电感器L1呈现所有期望的能量储存特性，同时且独立地允许优化变压器性能。

现在从磁性元件构造转向电路构型，图13示出了具有分裂磁性元件(即，单独的分立储能电感器L1以及具有初级绕组P1和次级绕组S1的变压器TX1)的反激转换器1400的更详细的示意图。图13还示意性地描绘了与储能电感器L1相关联的寄生电阻R2以及分别与变压器初级绕组P1和次级绕组S1相关联的寄生电阻R3和R4。

当主开关Q1被接通时，输入电压V_IN被施加在节点A和B上。在第一次检查时，看起来储能电感器L1和变压器初级绕组P1两者将在主开关Q1的接通时间期间对它们施加相同的伏秒积。然而，这并不是严格成立的。如上文所描述，储能电感器L1的电感值可以比变压器初级绕组P1的电感值低得多。因此，比在变压器初级绕组P1中流动的电流(潜在显著地)更高的电流可以流过储能电感器L1。此电流差可能产生寄生电阻R2和R3中的不同电压降。类似于储能电感器L1和变压器初级绕组P1的电感值，寄生电阻值R2和R3也可以由于构造的差异(诸如下文讨论的那些差异)而稍微不同。在一些甚至可能许多应用中，储能电感器寄生电阻R2上的电压降将高于初级绕组寄生电阻R3上的电压降。与变压器初级绕组P1相比，这会从L1的磁化电感“窃取”较多电压，这可能导致变压器TX1中的磁通偏移比电感器L1中的磁通偏移略高。

类似地，当主开关Q1关断时，反激时段开始。在此反激时段期间，储能电感器电流将穿过初级绕组P1(从而使通过变压器绕组P1的电流反向)。在此情况下，寄生电阻R2和R3上的电压降也不一定相等。这可能导致变压器TX1中的净DC磁通高于储能电感器L1中的净DC磁通。如果变压器TX1中的此DC磁通的值相对较低，则这可能不会显著影响变压器操作。然而，如果此DC磁通的值相对较高，则这可能导致变压器TX1在较高功率电平下饱和。

变压器中的此DC磁通可以以各种方式来处理。第一解决方案是在变压器TX1的磁芯中引入较小气隙，如上文所描述。(参见例如图8，911和所附讨论。)图14示出了解决此问题的替代方式。此替代方案在图14中示意性地描绘。更具体地，图14描绘了分裂磁性反激转换器1500，该分裂磁性反激转换器包括由储能电感器L1与变压器初级绕组PL之间的二极管D3、D4和D5构成的二极管电路。二极管D3、D4和D5与变压器的初级绕组P1串联插入。当主开关Q1接通时，二极管D3和D4使施加在初级绕组上的电压减小。换句话说，从施加在初级绕组P1和其寄生电阻R3上的V_IN电压中减去二极管D3和D4的正向电压降。与寄生电阻R2相比，这可以补偿寄生电阻R3中的较低电压降。在可在反激时段期间操作的相反方向上，仅单个二极管D5与PL串联。这减少了功率损耗，同时还实现了抵消初级绕组P1上的额外电压的期望目的，但以D5中的一定额外功率损耗为代价。

图15示出了在反激时段期间减少与转换器1500的反向二极管D5相关联的功率损耗的替代分裂磁性反激转换器1600。在主开关Q1的接通时间期间，单个二极管D3减小施加在初级绕组P1上的磁化电压。当Q1关断时，启动反激时段，储能电感器电流续流通过MOSFET开关Q2的体二极管和变压器初级绕组P1。开关Q2可以与Q1互补地接通(即，当Q1关断时Q2接通，并且当Q1接通时Q2关断)。因此，开关Q2的相对较低的接通电阻减少了反激时段期间的功率损耗。该操作还防止/减少变压器TX1中相对于电感器L1的任何较大DC磁通偏移。驱动Q1的互补信号可以仅通过电感器L1或变压器TX1上的辅助反激绕组导出，从而使电路的控制较简单。

作为另一替代解决方案，图15中的二极管D3可以由电阻器替代。在相关应用中，可以基于如电感器L1与变压器初级P1之间的磁通净差来选择此电阻器的电阻值。可以基于设计计算、模拟或者通过测试实际物理具体实现的表征来确定此磁通差。

前文描述了具有分裂磁性元件的反激转换器的示例性实施方案。这类转换器可用于多种应用中，但在结合电池供电的个人电子设备(诸如智能电话、智能手表、平板计算机、膝上型计算机和相关联的附件)使用时可特别有利。另外，虽然已经描述了许多特定特征和各种实施方案，但应当理解，除非另有说明为相互排斥，否则各种特征和实施方案可在特定实施方式中组合成各种排列。因此，上文描述的各种实施方案仅仅以举例方式提供，而不应解释为限制本公开的范围。在不脱离本公开的范围和不脱离权利要求的范围的情况下，可以对本文的原理和实施方案进行各种修改和改变。

Claims

1.一种反激转换器，所述反激转换器包括：

输入端子，所述输入端子被配置成接收输入电压；

变压器，所述变压器具有由所述输入电压选择性地激励的初级绕组和经由整流器来递送输出电压的次级绕组；

分立储能电感器，所述分立储能电感器与所述初级绕组和所述次级绕组分离并且与所述初级绕组或所述次级绕组中的一者并联耦合；和

主开关设备，所述主开关设备进行切换以：

选择性地激励所述初级绕组；以及

将能量交替地储存在所述分立储能电感器中，并且允许将储存在所述分立储能电感器中的能量递送到所述变压器；

其中：

所述变压器被构造在第一磁芯上，并且所述分立储能电感器被构造在第二磁芯上；并且

所述第一磁芯和所述第二磁芯具有至少一个共同元件；并且

来自所述分立储能电感器的磁通与来自所述变压器的磁通在所述至少一个共同元件中至少部分地抵消。

2.根据权利要求1所述的反激转换器，其中所述分立储能电感器与所述初级绕组并联耦合。

3.根据权利要求1所述的反激转换器，其中：

接通所述主开关设备使电流在第一方向上通过所述分立储能电感器并且使电流在对应方向上通过所述初级绕组；并且

关断所述主开关设备使所述电流继续在所述第一方向上流过所述分立储能电感器，同时使通过所述初级绕组的所述电流反向。

4.根据权利要求1所述的反激转换器，所述反激转换器还包括耦合在所述变压器与所述分立储能电感器之间的电路，所述电路补偿在所述分立储能电感器与所述变压器之间的不相等寄生阻抗的影响。

5.根据权利要求4所述的反激转换器，其中所述分立储能电感器与所述初级绕组并联耦合，并且所述电路包括：

第一二极管和第二二极管，所述第一二极管和所述第二二极管彼此串联耦合并且与所述初级绕组串联耦合，并且被取向为准许电流在第一方向上流过所述初级绕组；和

第三二极管，所述第三二极管与所述第一二极管和所述第二二极管的串联组合反并联耦合，以便准许电流在与所述第一方向相反的第二方向上流过所述初级绕组。

6.根据权利要求4所述的反激转换器，其中所述分立储能电感器与所述初级绕组并联耦合，并且所述电路包括：

第一二极管，所述第一二极管与所述初级绕组串联耦合，并且被取向为准许电流在第一方向上流过所述初级绕组；和

开关设备，所述开关设备跨所述第一二极管耦合，并且被操作以准许电流在与所述第一方向相反的第二方向上以最小电压降流过所述初级绕组。

7.一种反激转换器，所述反激转换器包括：

初级绕组，所述初级绕组由输入电压选择性地激励；

次级绕组，所述次级绕组磁耦合到所述初级绕组，所述次级绕组经由整流器来递送输出电压；

分立储能电感器，所述分立储能电感器与所述初级绕组和所述次级绕组分离并且与所述初级绕组和所述次级绕组中的一者并联耦合；和

主开关设备，所述主开关设备：

接通以使电流在第一方向上通过所述分立储能电感器并且使电流在对应方向上通过所述初级绕组，从而选择性地激励所述初级绕组，并且将能量储存在所述分立储能电感器中；以及

关断以使所述电流继续在所述第一方向上流过所述分立储能电感器，同时使通过所述初级绕组的所述电流反向，从而允许将储存在所述分立储能电感器中的能量递送到所述初级绕组；

其中：

所述初级绕组和所述次级绕组被构造在第一磁芯上，并且所述分立储能电感器被构造在第二磁芯上；

所述第一磁芯和所述第二磁芯具有至少一个共同元件；并且

来自所述分立储能电感器的磁通与来自所述初级绕组和所述次级绕组的磁通在所述至少一个共同元件中至少部分地抵消。

8.根据权利要求7所述的反激转换器，其中所述分立储能电感器与所述初级绕组并联耦合。

9.根据权利要求7所述的反激转换器，所述反激转换器还包括耦合在所述初级绕组或次级绕组与所述分立储能电感器之间的电路，所述电路补偿在所述分立储能电感器与所述初级绕组或所述次级绕组之间的不相等寄生阻抗的影响。

10.根据权利要求9所述的反激转换器，其中所述分立储能电感器与所述初级绕组并联耦合，并且所述电路包括：

11.根据权利要求9所述的反激转换器，其中所述分立储能电感器与所述初级绕组并联耦合，并且所述电路包括：

12.一种功率转换器，所述功率转换器包括：

初级绕组，所述初级绕组由输入电压选择性地激励；

次级绕组，所述次级绕组磁耦合到所述初级绕组，所述次级绕组经由整流器将输出电压递送到负载；

分立储能电感器，所述分立储能电感器与所述初级绕组和所述次级绕组磁去耦，并且与所述初级绕组或所述次级绕组中的一者并联电耦合；和

至少一个开关设备，所述至少一个开关设备在第一状态与第二状态之间切换，所述第一状态将能量储存在所述分立储能电感器中，所述第二状态使得将储存在所述分立储能电感器中的能量递送到所述负载；

其中：

所述初级绕组和所述次级绕组形成被构造在第一磁芯上的变压器，并且所述分立储能电感器被构造在第二磁芯上；

所述第一磁芯和所述第二磁芯具有至少一个共同元件；并且

13.根据权利要求12所述的功率转换器，其中所述分立储能电感器与所述初级绕组并联耦合。

14.根据权利要求12所述的功率转换器，所述功率转换器还包括耦合在所述变压器与所述分立储能电感器之间的电路，所述电路补偿在所述分立储能电感器与所述变压器之间的不相等寄生阻抗的影响。

15.根据权利要求14所述的功率转换器，其中所述分立储能电感器与所述初级绕组并联耦合，并且所述电路包括：

16.根据权利要求14所述的功率转换器，其中所述分立储能电感器与所述初级绕组并联耦合，并且所述电路包括：

17.一种功率转换器，所述功率转换器包括：

初级绕组，所述初级绕组由输入电压选择性地激励；

次级绕组，所述次级绕组磁耦合到所述初级绕组，所述次级绕组递送输出电压；和

分立储能电感器，所述分立储能电感器与所述初级绕组和所述次级绕组分离并且与所述初级绕组或所述次级绕组中的一者并联耦合；

其中所述初级绕组和所述次级绕组被构造在第一E型磁芯上，所述分立储能电感器被构造在第二E型磁芯上，并且所述第一E型磁芯和所述第二E型磁芯通过提供穿过所述第一E型磁芯和所述第二E型磁芯的磁通路径的I型芯耦合，使得来自所述分立储能电感器的磁通与来自所述初级绕组和所述次级绕组的磁通在所述I型芯中至少部分地抵消；并且

其中所述第一E型磁芯的至少一个支腿和所述第二E型磁芯的至少一个支腿具有相对于所述I型芯的气隙，并且所述第一E型磁芯的所述气隙小于所述第二E型磁芯的所述气隙。

18.一种反激转换器，所述反激转换器包括：

初级绕组，所述初级绕组由输入电压选择性地激励；

分立储能电感器，所述分立储能电感器与所述初级绕组和所述次级绕组分离并且与所述初级绕组并联耦合；和

主开关设备，所述主开关设备：

19.一种在功率转换器中使用的电磁结构，所述电磁结构包括：

第一E型磁芯，所述第一E型磁芯上设置有变压器，所述变压器具有初级绕组以及磁耦合到所述初级绕组的次级绕组；和

第二E型磁芯，所述第二E型磁芯上设置有单个电感器绕组；

其中所述第一E型磁芯和所述第二E型磁芯通过共同I型芯磁性耦合，使得来自所述变压器的磁通与来自所述电感器的磁通在所述I型芯中至少部分地抵消；并且

20.一种功率转换器，所述功率转换器包括：

初级绕组，所述初级绕组由输入电压选择性地激励；

其中所述初级绕组和所述次级绕组被构造在第一E型磁芯和第二E型磁芯上，并且所述分立储能电感器被构造在第三E型磁芯上，使得来自所述分立储能电感器的磁通与来自所述初级绕组和所述次级绕组的磁通在作为所述第二E型磁芯的一部分的共同磁芯元件中至少部分地抵消。

21.根据权利要求20所述的功率转换器，其中所述第三E型磁芯的至少一个支腿具有相对于所述第二E型磁芯的气隙。

22.根据权利要求20所述的功率转换器，其中所述第三E型磁芯小于所述第一E型磁芯和所述第二E型磁芯。

23.一种反激转换器，所述反激转换器包括：

初级绕组，所述初级绕组由输入电压选择性地激励；

主开关设备，所述主开关设备：

24.根据权利要求23所述的反激转换器，其中所述第三E型磁芯的至少一个支腿具有相对于所述第二E型磁芯的气隙。

25.根据权利要求23所述的反激转换器，其中所述第三E型磁芯小于所述第一E型磁芯和所述第二E型磁芯。