JP3777805B2

JP3777805B2 - インバータ装置

Info

Publication number: JP3777805B2
Application number: JP19707598A
Authority: JP
Inventors: 英樹両角; 光幸木内; 和彦麻田
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1998-07-13
Filing date: 1998-07-13
Publication date: 2006-05-24
Anticipated expiration: 2018-07-13
Also published as: JP2000032773A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路により電動機を駆動するインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種のインバータ装置は図９に示すように構成していた。以下、その構成について説明する。
【０００３】
図に示すように、交流電源１は、整流回路２に接続し、整流回路２の高電位側出力端子はインバータ回路３に接続し、インバータ回路３の出力端子は３相巻線を有する電動機４に接続し、電流検知抵抗５は整流回路２とインバータ回路３の低電位側端子の間に接続している。
【０００４】
整流回路２は、ダイオードブリッジ２ａと２つのコンデンサ２ｂ、２ｃの直列回路により倍電圧整流回路の構成をしている。インバータ回路３は、６つのパワースイッチング手段３ａ〜３ｆにより３相６石の構成をしている。本実施例では、パワースイッチング手段３ａ〜３ｆは高周波スイッチングと大電流容量に対応できるＩＧＢＴと逆接続ダイオードの並列回路で構成している。
【０００５】
電動機４は回転子に永久磁石を有する直流ブラシレスモータの構成にすることで高効率化を実現している。制御手段６は、マイクロコンピュータや論理回路で構成し、パワースイッチング手段３ａ〜３ｆをオンオフ制御し、インバータ回路３から電動機４に交流電源を供給している。
【０００６】
電流検知抵抗５は大電流が流れたときも断線しないように高ワット、低抵抗値の抵抗を用いており、インバータ回路３側の接続点をグランド接地するとともに、整流回路２側の接続点の電位を過電流検知回路９１と電流検知回路９２に入力している。ここで、電流検知抵抗５に流れる電流は、電動機４の３相巻線に流れる電流に相当するので、この電流を検知することで電動機４の過電流を検知できる。
【０００７】
過電流検知回路９１は、ローパスフィルタ９１ａと比較回路９１ｂにより構成しており、電流検知抵抗５に流れる電流が電流設定値Ｉｓ１を越えるとローを出力し、電流設定値Ｉｓ１より小さいとプルアップ抵抗Ｒ１３によりハイを出力する。ローパスフィルタ９１ａは抵抗Ｒ９１とコンデンサＣ９１により構成し、パワースイッチング手段３ａ〜３ｆがオンオフする際に発生するサージ電流が電流検知抵抗５に流れることで生じるサージ電圧やノイズを除去する。
【０００８】
比較回路９１ｂはコンパレータ９１ｃと抵抗Ｒ９２、Ｒ９３の直列回路と抵抗Ｒ９４、Ｒ９５の直列回路により構成している。抵抗Ｒ９２、Ｒ９３の直列回路はローパスフィルタ９１ａの入力電圧を分圧してコンパレータ９１ｃの＋入力端子に入力し、コンパレータ９１ｃはこの入力電圧が、抵抗Ｒ９４、Ｒ９５により設定された設定値Ｖｓ１より低くなるとローを出力し、高いときはプルアップ抵抗Ｒ１３によりハイを出力する。
【０００９】
この設定値Ｖｓ１は、電流検知抵抗５に流れる電流が電流設定値Ｉｓ１になったときの電圧値である。電流設定値Ｉｓ１は、ここでは電動機４の出力軸に過大なトルクがかからないような電流値になっている。また、過電流検知回路９１にコンパレータ９１ｃを設けたことにより、設定値Ｖｓ１を検知してから制御手段６がインバータ回路３を停止するまでの時間が１０〜５０μｓ程なので、電動機４の出力軸に過大なトルクが殆どかからず、出力軸の破損を防止できる。
【００１０】
電流検知回路９２は、ローパスフィルタ９２ａと増幅回路９２ｂとピークホールド回路９２ｃにより構成し、電流制御手段９に電流検知抵抗５に流れる電流のピーク値に応じた電圧を出力している。ローパスフィルタ９２ａは抵抗Ｒ９６とコンデンサＣ９２により構成し、ローパスフィルタ９１ａと同様に、パワースイッチング手段のオンオフ時に発生するサージ電圧やノイズを除去している。
【００１１】
増幅回路９２ｂは、オペアンプ９２ｄと抵抗Ｒ９７、Ｒ９８により構成し、ローパスフィルタ９２ａの出力電圧を反転増幅している。このとき、オペアンプ９２ｄはローパスフィルタ９２ａより出力される高周波電圧波形を増幅するために高速のオペアンプを使用している。なお、この周波数は制御手段６がパワースイッチング手段３ａ〜３ｆを所定周波数でオンオフするときの周波数である。
【００１２】
ピークホールド回路９２ｃは、ダイオードＤ１、コンデンサＣ９３、放電抵抗Ｒ９９により構成し、増幅回路９２ｂの出力電圧のピーク値を保持し、電流制御手段９に出力している。なお、この出力電圧はダイオードＤ１の順方向電圧分降下している。このとき、ピークホールド回路９２ｃにより出力される電圧は、電流検知抵抗５に流れる電流つまり電動機４の出力トルクに殆ど比例した値である。
【００１３】
電流制御手段９は、マイクロコンピュータで構成しており、マイクロコンピュータ内で予め設定された設定値Ｖｓ２とピークホールド回路９２ｃの出力電圧を比較し、ピークホールド回路９２ｃの出力電圧が設定値Ｖｓ２になるようにパワースイッチング手段３ａ〜３ｆの導通比を設定し、この設定値を制御手段６に出力する。すると制御手段６はパワースイッチング手段３ａ〜３ｆを設定された導通比でオンオフ制御する。
【００１４】
このとき、電流検知抵抗５に流れる電流は電流設定値Ｉｓ１に対し十分に低い値となっており、過電流検知回路９１はハイを制御手段６に出力している。ここで、ピークホールド回路９２ｃが電流検知抵抗５に流れる電流のピーク値に相当する電圧値を保持するので、マイクロコンピュータはパワースイッチング手段３ａ〜３ｆのスイッチングタイミングに同期せずに電動機４の３相巻線に流れる電流のピーク値を検知できる。
【００１５】
以上のように図９のインバータ装置は、電動機４を回転駆動するものであり、電動機４の回転制御はインバータ回路３と制御手段６と電流制御手段９により行われる。ここで、電流制御手段９は電動機４の３相巻線に流れる電流を一定に抑えるため、電流検知回路９２の出力電圧が設定値Ｖｓ２になるようにパワースイッチング手段３ａ〜３ｆの導通比を制御している。
【００１６】
しかしながら、例えば電動機４の出力軸が固定され、インバータ回路３が電動機４を駆動しようとしても、電流制御手段９によるパワースイッチング手段３ａ〜３ｆの導通比の制御速度よりも速く電動機４の３相巻線に流れる電流が上昇し、電流経路に過電流が流れ、電動機４の出力軸にかかるトルクが過大になったり、パワースイッチング手段３ａ〜３ｆの電流定格を越えたりすることになる。そこで、過電流検知回路９１がこの過電流を検知し、制御手段６がインバータ回路３を停止することでこの過電流を防止している。
【００１７】
つまり、電動機４のロック状態などの要因により電動機４の３相巻線やインバータ回路３に過電流が流れた場合は、過電流検知回路９１が検知し、その結果を制御手段６に出力し、制御手段６が過電流検知回路９１の出力信号を受けるとすぐにインバータ回路３を停止することにより過電流を防止するものであった。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のインバータ装置においては、過電流検知回路９１が故障すると、電動機４のロック状態により電動機４の３相巻線やインバータ回路３を構成するパワースイッチング手段３ａ〜３ｆに過電流が流れても、電流検知回路９２と電流制御手段９によりパワースイッチング手段３ａ〜３ｆの導通比を制御し、最終的にインバータ回路３を停止するのに時間がかかり、過電流が長時間流れることにより、電動機４を焼損したり、その他の電子部品を破損するという問題を有していた。
【００１９】
また、過電流検知回路９１の構成も、検知精度が悪く、部品の電流定格に対し検知電流の設定値を十分に低くする必要があり、電動機４の利用トルクの範囲を小さくし、インバータ装置３の性能を低下させるという問題を有していた。
【００２０】
また、電流検知回路９２の構成も、電流検知抵抗５に流れる高周波電流波形を増幅する必要があり、高周波波形を増幅するために高速のオペアンプなど使うなどして高価になるという問題を有していた。
【００２１】
本発明は上記従来の課題を解決するもので、過電流検知回路が故障した場合においても、電動機の３相巻線やインバータ回路に過電流が流れるのを防止することを第１の目的としている。
【００２２】
また、精度調整のいらない検知精度の高い過電流検知回路を提供することを第２の目的としている。
【００２３】
また、安価でかつ確実に電流検知抵抗に流れる電流のピーク値を検知できる電流検知回路を提供することを第３の目的としている。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記第１の目的を達成するために、交流電源に接続した整流回路の直流電力をインバータ回路を構成するパワースイッチング手段を制御手段によりオンオフ制御し交流電力に変換して電動機を駆動し、整流回路とインバータ回路の間に接続した電流検知抵抗に流れる電流を第１の過電流検知回路および電流検知回路により検知し、電流検知回路の出力に応じて、電流制御手段によりパワースイッチング手段の導通比を制御する。電流検知回路の出力に第１の過電流検知回路とほぼ同じ過電流設定値にした第２の過電流検知回路を接続し、インバータ回路と電流検知抵抗の接続点をグランド接地電位とし、第１の過電流検知回路および電流検知回路はグランド接地電位からの負の電圧信号を検出するようにし、制御手段は、第１の過電流検知回路、第２の過電流検知回路のいずれかの出力を受けてパワースイッチング手段をオフするように構成したものである。
【００２５】
これにより、第１の過電流検知回路と第２の過電流検知回路のいずれか一方が故障しても、確実に過電流を検知することができ、電動機の３相巻線やインバータ回路に過電流が流れるのを防止することができる。
【００２６】
また、上記第２の目的を達成するために、交流電源に接続した整流回路の直流電力をインバータ回路を構成するパワースイッチング手段を制御手段によりオンオフ制御し交流電力に変換して電動機を駆動し、整流回路とインバータ回路の間に接続した電流検知抵抗に流れる電流を過電流検知回路により検知する。インバータ回路と電流検知抵抗の接続点をグランド接地電位とし、過電流検知回路は、電流検知抵抗と整流回路の接続点の電位を入力する抵抗回路と、抵抗回路の出力電圧と設定値の大小を判定するコンパレータよりなる比較回路を有し、抵抗回路は少なくとも２つの抵抗により直列回路を構成し、抵抗回路の一方は制御手段を構成する直流電源に接続し、抵抗回路の他方は電流検知抵抗と整流回路の接続点に接続し、その接続点の電圧をコンパレータに出力し、制御手段は、コンパレータの出力を受けてパワースイッチング手段をオフするように構成したものである。
【００２７】
これにより、過電流の検知ばらつきの要因となる構成素子の数を少なくすることができ、検知精度の高い調整のいらない過電流検知回路を実現することができる。
【００２８】
また、上記第３の目的を達成するために、交流電源に接続した整流回路の直流電力をインバータ回路を構成するパワースイッチング手段を制御手段によりオンオフ制御し交流電力に変換して電動機を駆動し、整流回路とインバータ回路の間に接続した電流検知抵抗に流れる電流を電流検知回路により検知し、電流検知回路の出力を受けて電流制御手段によりパワースイッチング手段の導通比を制御する。インバータ回路と電流検知抵抗の接続点をグランド接地電位とし、電流検知回路は、グランド接地電位からの負のピーク値を検知するピークホールド回路および増幅回路を有し、ピークホールド回路は充電抵抗とダイオードとコンデンサとで構成し、増幅回路は、抵抗とダイオードよりなる直列回路とオペアンプよりなる反転増幅器とにより構成したものである。
【００２９】
これにより、確実に電流検知抵抗を流れる電流のピーク値を検知できる安価な電流検知回路を実現することができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載した発明は、交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される電動機と、前記インバータ回路を構成するパワースイッチング手段をオンオフ制御する制御手段と、前記整流回路と前記インバータ回路の間に接続した電流検知抵抗と、前記電流検知抵抗に流れる電流を検知する第１の過電流検知回路および電流検知回路と、前記電流検知回路の出力に応じて前記パワースイッチング手段の導通比を制御する電流制御手段と、前記電流検知回路の出力に接続され前記第１の過電流検知回路とほぼ同じ過電流設定値にした第２の過電流検知回路とを備え、前記インバータ回路と前記電流検知抵抗の接続点をグランド接地電位とし、前記第１の過電流検知回路および前記電流検知回路は前記グランド接地電位からの負の電圧信号を検出するようにし、前記制御手段は、前記第１の過電流検知回路、前記第２の過電流検知回路のいずれかの出力を受けて前記パワースイッチング手段をオフするように構成したものであり、第１の過電流検知回路と第２の過電流検知回路のいずれか一方が故障しても、確実に過電流を検知することができ、電動機の３相巻線やインバータ回路に過電流が流れるのを防止することができる。
【００３１】
請求項２に記載した発明は、交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される電動機と、前記インバータ回路を構成するパワースイッチング手段をオンオフ制御する制御手段と、前記整流回路と前記インバータ回路の間に接続した電流検知抵抗と、前記電流検知抵抗に流れる電流を検知する過電流検知回路とを備え、前記インバータ回路と前記電流検知抵抗の接続点をグランド接地電位とし、前記過電流検知回路は、前記電流検知抵抗と前記整流回路の接続点の電位を入力する抵抗回路と、前記抵抗回路の出力電圧と設定値の大小を判定するコンパレータよりなる比較回路を有し、前記抵抗回路は少なくとも２つの抵抗により直列回路を構成し、前記抵抗回路の一方は前記制御手段を構成するの直流電源に接続し、前記抵抗回路の他方は前記電流検知抵抗と前記整流回路の接続点に接続し、その接続点の電圧を前記コンパレータに出力し、前記制御手段は、前記コンパレータの出力を受けて前記パワースイッチング手段をオフするように構成したものであり、過電流の検知ばらつきの要因となる構成素子の数を少なくすることができ、検知精度の高い調整のいらない過電流検知回路を実現することができる。
【００３２】
請求項３に記載した発明は、交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される電動機と、前記インバータ回路を構成するパワースイッチング手段をオンオフ制御する制御手段と、前記整流回路と前記インバータ回路の間に接続した電流検知抵抗と、前記電流検知抵抗に流れる電流を検知する電流検知回路と、前記電流検知回路の出力を受けて前記パワースイッチング手段の導通比を制御する電流制御手段とを備え、前記インバータ回路と前記電流検知抵抗の接続点をグランド接地電位とし、前記電流検知回路は、前記グランド接地電位からの負のピーク値を検知するピークホールド回路および増幅回路を有し、前記ピークホールド回路は充電抵抗とダイオードとコンデンサとで構成し、前記増幅回路は、抵抗とダイオードよりなる直列回路とオペアンプよりなる反転増幅器とにより構成したものであり、確実に電流検知抵抗を流れる電流のピーク値を検知できる安価な電流検知回路を実現することができる。
【００３３】
【実施例】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。なお、従来例と同じ構成のものは同一符号を付して説明を省略する。
【００３４】
（実施例１）
図１に示すように、整流回路２はダイオードブリッジ２ａと２つのコンデンサ２ｂ、２ｃの直列回路により倍電圧整流回路の構成をしているが、特にこの構成に限定するものではなく、ダイオードブリッジと１つのコンデンサにより全波整流回路の構成にしてもよい。
【００３５】
インバータ回路３は６つのパワースイッチング手段３ａ〜３ｆにより３相６石の構成をし、パワースイッチング手段３ａ〜３ｆは高周波スイッチングと大電流容量に対応できるＩＧＢＴと逆接続ダイオードの並列回路で構成しているが、特にこれに限定するものではなくサイリスタやＭＯＳＦＥＴなどを用いてもよい。また、インバータ回路３の構成についても３相６石に限定するものではなく、３相３石などでもよい。
【００３６】
電動機４は、回転子に永久磁石を有する直流ブラシレスモータの構成にすることで高効率化を実現しているが、特にこれに限定するものではなく、低コスト化のために誘導電動機などでもよい。
【００３７】
電流検知抵抗５は大電流が流れたときも断線しないように高ワット、低抵抗値の抵抗を用いており、インバータ回路３側の接続点をグランド接地するとともに整流回路２側の接続点の電位を第１の過電流検知回路７と電流検知回路８に入力している。ここで、電流検知抵抗５に流れる電流は、図２、図３を用いて後述するが、電動機４の３相巻線に流れる電流に相当するので、この電流を検知することで電動機４の出力トルクや過電流を検知できる。
【００３８】
第１の過電流検知回路７は、ローパスフィルタ７ａと比較回路７ｂにより構成しており、電流検知抵抗５に流れる電流が電流設定値Ｉｓ１を越えるとローを出力し、電流設定値Ｉｓ１より小さいとプルアップ抵抗Ｒ１３によりハイを出力する。ローパスフィルタ７ａは抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１により構成し、パワースイッチング手段３ａ〜３ｆがオンオフする際に発生するサージ電流が電流検知抵抗５に流れることで生じるサージ電圧やノイズを除去する。
【００３９】
比較回路７ｂはコンパレータ７ｃと抵抗Ｒ２、Ｒ３の直列回路と抵抗Ｒ４、Ｒ５の直列回路により構成している。抵抗Ｒ２、Ｒ３の直列回路はローパスフィルタ７ａの入力電圧を分圧してコンパレータ７ｃの＋入力端子に入力し、コンパレータ７ｃはこの入力電圧が、抵抗Ｒ４、Ｒ５により設定された設定値Ｖｓ１より低くなるとローを出力し、高いときはプルアップ抵抗Ｒ１３によりハイを出力する。
【００４０】
この設定値Ｖｓ１は電流検知抵抗５に流れる電流が電流設定値Ｉｓ１になったときの電圧値である。電流設定値Ｉｓ１は、本実施例においては、電動機４の出力軸にかかるトルクが出力軸の最大定格を越えないような値に設定され、電動機４の出力軸に過大なトルクがかかることを防止している。
【００４１】
また、第１の過電流検知回路７にコンパレータ７ｃを設けたことにより、設定値Ｖｓ１を検知してから制御手段１１がインバータ回路３を停止するまでの時間が１０〜５０μｓ程度なので、電動機４の出力軸に過大なトルクが殆どかからず、出力軸の破損を防止できる。
【００４２】
ただし、電流設定値Ｉｓ１はこれに限定するものではなく、例えば、本実施例のように、電動機４が永久磁石を有する場合には、永久磁石に過大な逆起磁力を与えると、永久磁石の磁力が弱くなる減磁という問題があるが、減磁が生じる逆起磁力を供給する電流にならないように、電流設定値Ｉｓ１を決めても構わない。
【００４３】
電流検知回路８は、ローパスフィルタ８ａと第１のピークホールド回路８ｂと増幅回路８ｃと第２のピークホールド回路８ｄにより構成し、電流制御手段９と第２の過電流検知回路１０に電流検知抵抗５に流れる電流のピーク値に応じた電圧を出力している。
【００４４】
ローパスフィルタ８ａは、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ２により構成し、ローパスフィルタ７ａと同様に、パワースイッチング手段３ａ〜３ｆのオンオフ時に発生するサージ電圧やノイズを除去している。第１のピークホールド回路８ｂは、充電抵抗Ｒ１４とダイオードＤ１とコンデンサＣ３で構成し、ローパスフィルタ８ａの出力電圧、すなわち電流検知抵抗５の出力電圧のピーク値を検知し、増幅回路８ｃに出力している。なお、この出力電圧はダイオードＤ１の順方向電圧分大きくなっている。
【００４５】
本実施例では、充電抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ３による時定数を小さくすることで、ローパスフィルタ８ａの出力電圧の高周波成分のピーク値を検知するようにしているが、時定数を大きくしてローパスフィルタ８ａの出力電圧の低周波成分のピーク値を検知するようにしてもよい。この場合は、後述する第２のピークホールド回路８ｄが必要なくなる。
【００４６】
増幅回路８ｃは、オペアンプ８ｅと抵抗Ｒ７、Ｒ８と抵抗Ｒ１５、ダイオードＤ２の直列回路により構成し、第１のピークホールド回路８ｂの出力電圧からダイオードＤ２の順方向電圧を除いた電圧を反転増幅している。第２のピークホールド回路８ｄはダイオードＤ３、コンデンサＣ４、放電抵抗Ｒ９により構成し、増幅回路８ｃの出力電圧のピーク値を保持し、電流制御手段９と第２の過電流検知回路１０に出力している。
【００４７】
このときのコンデンサＣ４、放電抵抗Ｒ９の時定数は大きくしてあり、低周波波形においてもピーク値を保持できるものになっている。また、第２のピークホールド回路８ｄの出力電圧はダイオードＤ３の順方向電圧分小さくなっている。
【００４８】
第１のピークホールド回路８ｂを設けることにより、増幅回路８ｃが高周波波形を増幅する必要がなくなるので、オペアンプ８ｃを低速の安価なものにすることができる。また、ダイオードＤ１〜Ｄ３の順方向電圧は温度特性を有するものであるが、互いの順方向電圧を打ち消しあう構成にしているので、温度特性の安定した電流検知回路を実現している。
【００４９】
第２のピークホールド回路８ｄの出力電圧は、図２、図３で後述するが、電流検知抵抗５に流れる電流、すなわち電動機４の出力トルクに殆ど比例した値であり、電動機４のトルク制御を可能にしている。
【００５０】
以上のように、電流検知抵抗５の出力電圧の高周波成分のピーク値を検知する第１のピークホールド回路８ｂを設けることにより、高周波電圧波形を低周波電圧波形に変換するので、増幅回路８ｃの高周波特性が悪くても確実に電流検知抵抗５に流れる電流のピーク値を増幅することができる安価な電流検知回路を実現できる。
【００５１】
電流制御手段９は、マイクロコンピュータで構成しており、マイクロコンピュータ内で予め設定された設定値Ｖｓ２と第２のピークホールド回路８ｄの出力電圧を比較し、第２のピークホールド回路８ｄの出力電圧が設定値Ｖｓ２になるようにパワースイッチング手段３ａ〜３ｆの導通比を設定し、この設定値を制御手段１１に出力する。
【００５２】
すると制御手段１１は、パワースイッチング手段３ａ〜３ｆを設定された導通比でオンオフ制御する。このとき、電流検知抵抗５に流れる電流は電流設定値Ｉｓ１に対し十分に低い値となっており、第１の過電流検知回路７はハイを制御手段１１に出力している。ここで、第２のピークホールド回路８ｄが電流検知抵抗５に流れる電流のピーク値に相当する電圧値を保持するので、電流制御手段９はパワースイッチング手段３ａ〜３ｆのスイッチングタイミングに同期せずに電動機４の３相巻線に流れる電流のピーク値を検知できる。
【００５３】
第２の過電流検知回路１０は、オペアンプ１０ａと２つの抵抗Ｒ１０、Ｒ１１の直列回路と、抵抗Ｒ１２を介してオペアンプ１０ａの出力を受けてオンオフ動作するＮＰＮトランジスタ１０ｂで構成し、電流検知抵抗５に流れる電流が電流設定値Ｉｓ３になり電流検知回路８の出力電圧が設定値Ｖｓ３を越えると、制御手段１１にローを出力し、電流検知抵抗５に流れる電流が設定値Ｖｓ３より小さいとプルアップ抵抗Ｒ１３によりハイを出力するようにしている。
【００５４】
本実施例では、電流設定値Ｉｓ３は第１の過電流検知回路７の電流設定値Ｉｓ１と同じか、それよりも若干高めの電流値になるように設定されている。なお、第１の過電流検知回路７が正常に動作している場合は、第１の過電流検知回路７がコンパレータ７で構成され、かつ第２の過電流検知回路１０がオペアンプ１０で構成されていることから、電流設定値が同じであってもコンパレータ７ｃの動作の方が速いので第１の過電流検知回路７が先に動作する。
【００５５】
しかしながら、第１の過電流検知回路７が故障した場合は、第２の過電流検知回路１０が電流検知抵抗５に流れる電流を検知して、インバータ回路３の動作を停止することができる。また、第１の過電流検知回路７と第２の過電流検知回路１０の論理は同じであるので、制御手段１１の入力端子を１つにすることができる。
【００５６】
なお、本実施例においては、第１の過電流検知回路７と第２の過電流検知回路１０の検知する電流値が殆ど同じになるようにしているが、特に限定するものではなく、過電流保護の対象となる部品の電流定格に応じて、それぞれ別の検知電流値を設定してもよい。
【００５７】
図２は、図１において、直流ブラシレスモータで構成した電動機４をインバータ回路３により駆動しているときの各部の波形を示している。
【００５８】
（ａ）〜（ｃ）は直流ブラシレスモータを構成する３つのホールＩＣの出力波形である。ホールＩＣは図１には図示していないが、直流ブラシレスモータを構成する回転子と固定子の相対的な位置関係を検知するものであり、通常は直流ブラシレスモータの電気角で１２０度毎に前記固定子に配設していることが多いが、特に限定するものではない。
【００５９】
（ｄ）はパワースイッチング手段３ａのオンオフ状態、（ｅ）はパワースイッチング手段３ｂのオンオフ状態、（ｆ）はパワースイッチング手段３ｃのオンオフ状態、（ｇ）はパワースイッチング手段３ｄのオンオフ状態、（ｈ）はパワースイッチング手段３ｅのオンオフ状態、（ｉ）はパワースイッチング手段３ｆのオンオフ状態を示しており、いずれかの２つのパワースイッチング手段がオン状態の時に電動機４の２つの入力端子間に電圧が印加され、この電圧と電動機４の回転子の回転による誘起電圧の差分の電圧により、（ｊ）〜（ｌ）のような相電流が流れる。
【００６０】
このとき、相電流（ｊ）〜（ｌ）はパワースイッチング手段３ａ〜３ｃがオンしたときに流れる電流を正方向にしている。（ｍ）は、このとき、電流検知抵抗５に流れる電流であり、インバータ回路３から整流回路２への方向を正としている。（ｎ）は、電流検知回路８の出力、すなわち第２のピークホールド回路８ｄの出力波形である。
【００６１】
図２から明かなように、電流検知抵抗５に流れる電流を検知することで、電動機４の３相巻線の各相に流れる電流すべてを検知することになり、確実に電動機４に流れる電流を検知することができる。また、電流検知抵抗５に流れる電流はパワースイッチング手段３ａ〜３ｆのいずれかを流れている電流であることから、インバータ回路３の電流も検知することができる。
【００６２】
図３は、図１に用いた直流ブラシレスモータを用いた電動機４の出力トルクと３相巻線を流れる電流のピーク値の関係を示すグラフである。図３より、電動機４の出力トルクと３相巻線を流れる電流のピーク値はほとんど比例関係であることがわかる。したがって、電流検知回路８が電流検知抵抗５に流れる電流のピーク値を検知することで、電動機４の出力トルクを検知できる。
【００６３】
図４は、本実施例のインバータ装置を備えた電気洗濯機の構成を示している。水受け槽４１は、内底部に撹拌翼４２を回転自在に設けた洗濯兼脱水槽４３を回転自在に設け、サスペンション４４により洗濯機本体４５に吊り下げている。減速機構４６は、水受け槽４１の底部に設け、撹拌翼４２および洗濯兼脱水槽４３に動力を伝達するもので、この減速機構４６の下部に電動機４を設けている。給水弁４７は洗濯兼脱水槽４３内に給水するものであり、排水弁４８は洗濯兼脱水槽４３内の洗濯水などを排水するものである。
【００６４】
ここで、減速機構４６は、遊星ギアを有し、撹拌翼４２を回転駆動する際には、太陽歯車を電動機４の出力軸によって駆動し、遊星ギアの回転を撹拌翼４２に伝達する構成により、１／６に減速するとともに電動機４の出力トルクを６倍に変換する。脱水などの洗濯兼脱水槽４３を回転駆動する制御においては、特に図示してないが、クラッチにより減速機構４６を電動機４の出力軸より切り離し、洗濯兼脱水槽４３を電動機４の出力軸で直接回転駆動する。
【００６５】
つぎに、図４に示した電気洗濯機の動作について説明する。洗濯兼脱水槽４３内に洗濯物と洗剤を使用者が投入した状態で、運転を開始すると、給水弁４７を開き、水道水を水受け槽４１内に入れ、水受け槽４１内の水を所定水位まで上昇させ、撹拌翼４２による洗浄を行う。この洗浄においては、クラッチにより洗濯兼脱水槽４３と電動機４の出力軸を切り離すとともに、減速機構４６と電動機４の出力軸を接続し、電動機４の回転数を１／６に減速して撹拌翼４２を回転駆動する。このとき、図１における制御手段１１は電動機４が正転、反転を繰り返すように電動機４を制御する。
【００６６】
撹拌翼４２による洗浄が終了すると、排水弁４８を開き、水受け槽４１内の洗浄液を排水する。その後、電動機４の出力軸と洗濯兼脱水槽４３を直結させ、洗濯兼脱水槽４３を電動機４により直接回転駆動し、洗濯物に含まれた洗浄液を脱水する。
【００６７】
つぎに、すすぎが行われるが、ここでは撹拌翼４２による洗浄と同様の動作により、撹拌翼４２を減速機構４６を介して電動機４により回転駆動する。脱水行程では、排水弁４８を開いて、水受け槽４１内の洗浄液を排水し、クラッチにより洗濯兼脱水槽４３と電動機４を直結し、洗濯兼脱水槽４３を電動機４により９００ｒｐｍで回転駆動し、この洗濯兼脱水槽４３の回転による遠心力で洗濯物の脱水を行う。
【００６８】
以上のように図４の電気洗濯機は電動機４を回転駆動することにより洗濯物を洗濯、脱水するものであり、電動機４の回転制御はインバータ回路３と制御手段１１と電流制御手段９により行われる。ここで、電流制御手段９は電動機４の出力軸にかかるトルクを一定に抑えるため、電流検知回路８の出力電圧が設定値Ｖｓ２になるようにパワースイッチング手段３ａ〜３ｆの導通比を制御している。
【００６９】
しかしながら、例えば撹拌翼４２による洗浄時に、撹拌翼４２を回転させたことにより洗濯物が絡まり、撹拌翼４２がほとんどロック状態になると、電動機４が減速機構４６を介して撹拌翼４２を回転駆動しようとしても、電流制御手段９によるパワースイッチング手段３ａ〜３ｆの導通比の制御速度よりも速く電動機４の３相巻線に流れる電流が上昇し、電流経路に過電流が流れ、電動機４の出力軸にかかるトルクが過大になったり、パワースイッチング手段３ａ〜３ｆの電流定格を越えたりすることになる。
【００７０】
そこで、通常は図１でも述べたように第１の過電流検知回路７がこの過電流を検知し、制御手段１１によりインバータ回路３を停止することで、この過電流で防止している。
【００７１】
つまり、電動機４のロック状態などの要因により電動機４の３相巻線やインバータ回路３に過電流が流れた場合は、第１の過電流検知回路７が検知し、その結果を制御手段１１に出力し、制御手段１１が第１の過電流検知回路７の出力信号を受けるとすぐにインバータ回路３を停止することにより過電流を防止するので、過電流により電動機４の出力軸に過大トルクが発生し電動機４の出力軸を破損したり、過電流によりパワースイッチング手段３ａ〜３ｆの電流定格を越え、パワースイッチング手段３ａ〜３ｆを故障させたりするのを防止できる。
【００７２】
図５は、第１の過電流検知回路７が故障した場合に、電流検知抵抗５に過電流が流れたときの各部の動作波形である。（ａ）〜（ｃ）は図２と同様に、電動機４に設けられた３つのホールＩＣの波形で、制御手段１１はこのホールＩＣの論理の組み合わせに基づいて、パワースイッチング手段３ａ〜３ｆのオンオフ状態を決めている。
【００７３】
（ｄ）〜（ｉ）は、図２と同様に、パワースイッチング手段３ａ〜３ｆのオンオフ状態を示しており、パワースイッチング手段３ａ〜３ｆがオン状態の時に電動機４の３つの入力端子の内の２つの入力端子間に電圧が印加され、この電圧と電動機４の回転子の回転による誘起電圧の差分の電圧により（ｊ）〜（ｌ）のような相電流が流れる。
【００７４】
（ｍ）は、この時の電流検知抵抗５に流れる電流であり、インバータ回路３から整流回路２への方向を正にしている。（ｏ）は電流検知回路８の出力波形である。（ｎ）は第１の過電流検知回路７の出力波形であるが、図５においては故障しており、設定値Ｉｓ１を越える電流が流れてもハイを出力したままである。（ｐ）は第２の過電流検知回路１０の出力波形であり、設定値Ｖｓ３を越える電流が流れている間ローを出力している。
【００７５】
図５の動作について説明する。電動機４の出力軸が固定されると、回転子の回転が停止し、回転子の回転による誘起電圧が殆ど０Ｖになり、電動機４に印加する電圧が大になり、３相巻線に流れる電流が大になる。この電流の立ち上がり速度は制御手段１１によるパワースイッチング手段３ａ〜３ｆの導通比の制御速度よりも速いので、３相巻線に流れる電流が急峻に大になり、電流検知抵抗５に流れる電流も大となる。
【００７６】
電流検知回路８は電流検知抵抗５に流れる電流に応じた電圧を出力しているので、出力電圧も大になり、第２の過電流検知回路１０がこの出力電圧が設定値Ｖｓ３を越えたところでロー出力し、制御手段１１がこのロー出力を検知してパワースイッチング手段３ａ〜３ｆをすべてオフし、インバータ回路３と電動機４を停止する。
【００７７】
以上のように、電動機４の３相巻線を流れる電流のピーク値と電流検知抵抗５を流れる電流のピーク値は同じであるので、電流検知抵抗５に流れる電流のピーク値を検知することによりトルクを検知することが可能になるとともに、電流検知回路８の出力を検知することにより容易に電動機４に流れる電流の最大値を検知できることになる。
【００７８】
したがって、電流検知回路８の出力に第２の過電流検知回路１０を設けて、第１の過電流検知回路７が故障しても、確実に電流検知抵抗５に流れる電流を検知し、電動機４の３相巻線に流れる電流やインバータ回路３に流れる電流が過大になってもインバータ回路３と電動機４の動作を停止できる。
【００７９】
また、従来の第２の過電流検知回路を備えていないインバータ装置においては、第１の過電流検知回路が故障した場合においても過電流により電動機４が過熱しないようにインバータ回路３の出力端子と電動機４の入力端子間に温度ヒューズや感温金属などを用いた温度プロテクタを設けるが、本実施例のように、第２の過電流検知回路１０を設けることで、温度プロテクタを設ける必要がなくなり安価なインバータ装置を実現できる。
【００８０】
なお、本実施例における第１の過電流検知回路７、電流検知回路８、第２の過電流検知回路１０の構成は特に限定するものではなく、別の構成にしてもよい。例えば電流検知回路８は、図６に示すように、ＰＮＰトランジスタ６１ａとＮＰＮトランジスタ６１ｂと抵抗Ｒ６１〜Ｒ６４により反転増幅回路６１を構成することも可能である。この場合は、高速のオペアンプを用いなくても高周波の電圧を増幅することが可能になるので低コストの電流検知回路を実現できる。
【００８１】
また、本実施例の第１のピークホールド回路８ｂをなくして、オペアンプ８ｅが直接ローパスフィルタからの出力を反転増幅するようにしてもよい。この場合は、実装面積を小さくできるのでインバータ装置の小型化を図れる。
【００８２】
また、第２のピークホールド回路８ｄは、ダイオードＤ３の代わりにＮＰＮトランジスタを設けてエミッタフォロワの構成にしてもよい。また、電流制御手段９の検知タイミングをパワースイッチング手段３ａ〜３ｆのオンオフタイミングに同期させることで第２のピークホールド回路８ｄをなくしてもよい。
【００８３】
第２の過電流検知回路１０についても、オペアンプではなくコンパレータを用いてもよい。要は第１の過電流検知回路７が故障した場合でも確実に過電流を検知すればよいものである。
【００８４】
なお、第２の過電流検知回路１０が第１の過電流検知回路７よりも先に故障する場合もあるが、このときは、第１の過電流検知回路７が動作しているので、電動機４の３相巻線に過電流が流れても検知することができる。したがって、安全なインバータ装置を実現できる。
【００８５】
（実施例２）
図７に示すように、第１の過電流検知回路７１はローパスフィルタ７２と比較回路７３により構成している。ローパスフィルタ７２は、抵抗Ｒ７１とコンデンサＣ７２により構成し、パワースイッチング手段３ａ〜３ｆがオンオフする際に発生するサージ電流が電流検知抵抗５に流れることで生じるサージ電圧やノイズを除去する。
【００８６】
比較回路７３は、コンパレータ７４と、抵抗回路を構成する抵抗Ｒ７２、Ｒ７３の直列回路と、ダイオードＤ７１とにより構成している。抵抗Ｒ７２、Ｒ７３の直列回路の一方の端子はローパスフィルタ７２の出力端子に接続し、もう一方の端子は制御手段１２を構成する直流電源Ｖｄｄに接続し、抵抗Ｒ７２、Ｒ７３の接続点はコンパレータ７４の＋入力端子に接続し、コンパレータ７４の−入力端子はグランド接地し、コンパレータ７４の＋−入力端子間にダイオードＤ７１を接続している。
【００８７】
電流検知抵抗５に流れる電流が大になり、コンパレータ７４の＋入力端子の電圧が、０Ｖより低くなるとローを出力し、高いときはプルアップ抵抗Ｒ１３によりハイを出力する。この０Ｖは、上記実施例１で述べた第１の過電流検知回路７の設定値Ｖｓ１に相当する。ダイオードＤ７１は電流検知抵抗５に流れる電流が過大になり、コンパレータ７４の＋入力端子の電圧がコンパレータ７４の電圧定格を越えないように入力電圧をクランプするものである。
【００８８】
以上のような回路構成にすることで、負電源を設ける必要がなくなるとともに、ばらつき要素が電流検知抵抗５と、抵抗Ｒ７２、Ｒ７３と、直流電源の出力電圧のみなので、検知精度の高い過電流検知回路を実現できる。
【００８９】
図８は、図７に示したインバータ装置の各部の波形である。（ａ）〜（ｃ）は直流ブラシレスモータを構成する３つのホールＩＣの出力波形である。ホールＩＣは図７には図示していないが、直流ブラシレスモータを構成する回転子と固定子の相対的な位置関係を検知するものであり、通常は直流ブラシレスモータの電気角で１２０度毎に前記固定子に配設していることが多いが、特に限定するものではない。
【００９０】
（ｄ）〜（ｉ）は、図２でも述べたように、パワースイッチング手段３ａ〜３ｆのオンオフ状態を示しており、パワースイッチング手段３ａ〜３ｆがオン状態のときに電動機４の２つの入力端子間に電圧が印加され、この電圧と電動機４の回転子の回転による誘起電圧の差分の電圧により、（ｊ）〜（ｌ）のような相電流が流れる。（ｍ）は、この時電流検知抵抗５に流れる電流であり、インバータ回路３から整流回路２への方向を正としている。
【００９１】
本実施例に示した電気洗濯機においては、電流検知抵抗５に流れる電流（ｍ）は整流回路２がインバータ回路３を介して電動機４に入力する入力電流であり、相電流（ｊ）〜（ｌ）のピーク値と同じになる。（ｎ）は、コンパレータ７４の−入力端子の入力電圧Ｖｏｕｔで、ローパスフィルタ７２の出力電圧Ｖｉｎと直流電源の直流電圧Ｖｄｄの差を抵抗Ｒ７１、Ｒ７２の定数で分圧した値から更にローパスフィルタ７２の出力電圧Ｖｉｎを除いた電圧が入力されている。これを数式で表すとつぎの通りである。
【００９２】
Ｖｏｕｔ＝｛（Ｖｄｄ−Ｖｉｎ）×Ｒ７２／（Ｒ７２＋Ｒ７３）｝＋Ｖｉｎ
（ｏ）は電流検知回路８の出力波形である。（ｐ）は第１の過電流検知回路７１の出力波形で、電流検知抵抗５に流れる電流が設定値を越えて、（ｎ）で示したコンパレータ７４の＋入力端子電圧が０Ｖ以下になっている間、ローを出力する。（ｑ）は第２の過電流検知回路１０の出力波形で、第１の過電流検知回路７１と同様に、電流検知抵抗５に流れる電流が設定値を越え、電流検知回路８の出力電圧が設定値Ｖｓ２を越えている間ローを出力する。
【００９３】
図８の動作について説明する。電動機４の出力軸が固定されると、回転子の回転が停止し、回転子の回転による誘起電圧が殆ど０Ｖになり、電動機４に印加する電圧が大になり、３相巻線に流れる電流が大になる。この電流の立ち上がり速度は制御手段１２によるパワースイッチング手段３ａ〜３ｆの導通比の制御速度よりも速いので、３相巻線に流れる電流が急峻に大になり、電流検知抵抗５に流れる電流も大となり、抵抗Ｒ７２、Ｒ７３により構成される直列回路への入力電圧は更に低くなる（絶対値でみると大きくなっている）。
【００９４】
この入力電圧が低くなるほど、抵抗Ｒ７２、Ｒ７３の接続点の電位は０Ｖに近くなり、電流検知抵抗５に流れる電流値が電流設定値Ｉｓ１を越えたところで０Ｖになり、コンパレータ７４が０Ｖを検知して制御手段１２にローを出力する。なお、電流設定値Ｉｓ１は上述した数式におけるＶｏｕｔを電流検知抵抗５の定数で割った値である。
【００９５】
制御手段１２はコンパレータ７４のロー出力を検知するとパワースイッチング手段３ａ〜３ｆをすべてオフし、インバータ回路３と電動機４の動作を停止する。本実施例においては、電流検知抵抗５に流れる電流が電流設定値Ｉｓ１を越えてからインバータ回路３を停止するまでの時間は約１０〜５０μｓであり、電動機４の出力軸に過大なトルクがかかることは殆どない。
【００９６】
また、電動機４の回転子に永久磁石を有し、前記永久磁石を減磁する過電流を検知する場合においても、過電流の検知から、インバータ回路６の停止まで１０〜５０μｓほどなので、永久磁石の減磁する電流定格より若干低い電流を設定値にすることができ、電動機４の利用トルク範囲を大きくすることができる。
【００９７】
以上のように、過電流検知回路を図７に示した回路構成にすることにより、正負の両電源が必要なくなり、低コストの回路を実現できる。また、ばらつき要因となる構成素子が少ないので、検知精度の調整の必要がない検知精度の高い過電流検知回路を実現でき、電流設定値を保護対象となる部品の電流定格ぎりぎりに設定することができ、電動機４の利用トルク範囲を大きく取ることができる。
【００９８】
【発明の効果】
以上のように本発明の請求項１に記載した発明によれば、交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される電動機と、前記インバータ回路を構成するパワースイッチング手段をオンオフ制御する制御手段と、前記整流回路と前記インバータ回路の間に接続した電流検知抵抗と、前記電流検知抵抗に流れる電流を検知する第１の過電流検知回路および電流検知回路と、前記電流検知回路の出力に応じて前記パワースイッチング手段の導通比を制御する電流制御手段と、前記電流検知回路の出力に接続され前記第１の過電流検知回路とほぼ同じ過電流設定値にした第２の過電流検知回路とを備え、前記インバータ回路と前記電流検知抵抗の接続点をグランド接地電位とし、前記第１の過電流検知回路および前記電流検知回路は前記グランド接地電位からの負の電圧信号を検出するようにし、前記制御手段は、前記第１の過電流検知回路、前記第２の過電流検知回路のいずれかの出力を受けて前記パワースイッチング手段をオフするように構成したから、第１の過電流検知回路と第２の過電流検知回路のいずれか一方が故障しても、確実に過電流を検知することができ、電動機の３相巻線やインバータ回路に過電流が流れるのを防止することができる。
【００９９】
また、請求項２に記載した発明によれば、交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される電動機と、前記インバータ回路を構成するパワースイッチング手段をオンオフ制御する制御手段と、前記整流回路と前記インバータ回路の間に接続した電流検知抵抗と、前記電流検知抵抗に流れる電流を検知する過電流検知回路とを備え、前記インバータ回路と前記電流検知抵抗の接続点をグランド接地電位とし、前記過電流検知回路は、前記電流検知抵抗と前記整流回路の接続点の電位を入力する抵抗回路と、前記抵抗回路の出力電圧と設定値の大小を判定するコンパレータよりなる比較回路を有し、前記抵抗回路は少なくとも２つの抵抗により直列回路を構成し、前記抵抗回路の一方は前記制御手段を構成する直流電源に接続し、前記抵抗回路の他方は前記電流検知抵抗と前記整流回路の接続点に接続し、その接続点の電圧を前記コンパレータに出力し、前記制御手段は、前記コンパレータの出力を受けて前記パワースイッチング手段をオフするように構成したから、過電流の検知ばらつきの要因となる構成素子の数を少なくすることができ、検知精度の高い調整のいらない過電流検知回路を実現することができる。
【０１００】
また、請求項３に記載した発明によれば、交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される電動機と、前記インバータ回路を構成するパワースイッチング手段をオンオフ制御する制御手段と、前記整流回路と前記インバータ回路の間に接続した電流検知抵抗と、前記電流検知抵抗に流れる電流を検知する電流検知回路と、前記電流検知回路の出力を受けて前記パワースイッチング手段の導通比を制御する電流制御手段とを備え、前記インバータ回路と前記電流検知抵抗の接続点をグランド接地電位とし、前記電流検知回路は、前記グランド接地電位からの負のピーク値を検知するピークホールド回路および増幅回路を有し、前記ピークホールド回路は充電抵抗とダイオードとコンデンサとで構成し、前記増幅回路は、抵抗とダイオードよりなる直列回路とオペアンプよりなる反転増幅器とにより構成したから、確実に電流検知抵抗を流れる電流のピーク値を検知できる安価な電流検知回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例のインバータ装置の一部ブロック化した回路図
【図２】同インバータ装置の動作タイムチャート
【図３】同インバータ装置に接続する電動機のピーク電流−出力トルクの特性図
【図４】同インバータ装置を備えた電気洗濯機の断面図
【図５】同インバータ装置の第２の過電流検知回路動作時の動作タイムチャート
【図６】同インバータ装置の他の例の一部ブロック化した回路図
【図７】本発明の第２の実施例のインバータ装置の一部ブロック化した回路図
【図８】同インバータ装置の過電流発生時の動作タイムチャート
【図９】従来のインバータ装置の一部ブロック化した回路図
【符号の説明】
１交流電源
２整流回路
３インバータ回路
３ａ〜３ｆパワースイッチング手段
４電動機
５電流検知抵抗
７第１の過電流検知回路
８電流検知回路
９電流制御手段
１０第２の過電流検知回路
１１制御手段

Claims

交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される電動機と、前記インバータ回路を構成するパワースイッチング手段をオンオフ制御する制御手段と、前記整流回路と前記インバータ回路の間に接続した電流検知抵抗と、前記電流検知抵抗に流れる電流を検知する第１の過電流検知回路および電流検知回路と、前記電流検知回路の出力に応じて前記パワースイッチング手段の導通比を制御する電流制御手段と、前記電流検知回路の出力に接続され前記第１の過電流検知回路とほぼ同じ過電流設定値にした第２の過電流検知回路とを備え、前記インバータ回路と前記電流検知抵抗の接続点をグランド接地電位とし、前記第１の過電流検知回路および前記電流検知回路は前記グランド接地電位からの負の電圧信号を検出するようにし、前記制御手段は、前記第１の過電流検知回路、前記第２の過電流検知回路のいずれかの出力を受けて前記パワースイッチング手段をオフするように構成したインバータ装置。
交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される電動機と、前記インバータ回路を構成するパワースイッチング手段をオンオフ制御する制御手段と、前記整流回路と前記インバータ回路の間に接続した電流検知抵抗と、前記電流検知抵抗に流れる電流を検知する過電流検知回路とを備え、前記インバータ回路と前記電流検知抵抗の接続点をグランド接地電位とし、前記過電流検知回路は、前記電流検知抵抗と前記整流回路の接続点の電位を入力する抵抗回路と、前記抵抗回路の出力電圧と設定値の大小を判定するコンパレータよりなる比較回路を有し、前記抵抗回路は少なくとも２つの抵抗により直列回路を構成し、前記抵抗回路の一方は前記制御手段を構成する直流電源に接続し、前記抵抗回路の他方は前記電流検知抵抗と前記整流回路の接続点に接続し、その接続点の電圧を前記コンパレータに出力し、前記制御手段は、前記コンパレータの出力を受けて前記パワースイッチング手段をオフするように構成したインバータ装置。
交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動される電動機と、前記インバータ回路を構成するパワースイッチング手段をオンオフ制御する制御手段と、前記整流回路と前記インバータ回路の間に接続した電流検知抵抗と、前記電流検知抵抗に流れる電流を検知する電流検知回路と、前記電流検知回路の出力を受けて前記パワースイッチング手段の導通比を制御する電流制御手段とを備え、前記インバータ回路と前記電流検知抵抗の接続点をグランド接地電位とし、前記電流検知回路は、前記グランド接地電位からの負のピーク値を検知するピークホールド回路および増幅回路を有し、前記ピークホールド回路は充電抵抗とダイオードとコンデンサとで構成し、前記増幅回路は、抵抗とダイオードよりなる直列回路とオペアンプよりなる反転増幅器とにより構成したインバータ装置。