JP3696121B2 - 歪み改善回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、増幅器で発生する３次歪みの上下のアンバランスを改善する手法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
増幅器では信号を増幅する場合に歪みが発生し、例えば通信信号を増幅器により増幅する通信装置では、Ｗ（Wide-banded）−ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）の信号やマルチキャリアの信号などを増幅器で増幅する場合に発生する歪みを補償することが必要とされている。
図１１には、従来において採用されている歪み補償機能付き増幅装置として、フィードフォワード方式による歪み補償回路を増幅器に付加して歪みを補償する増幅装置の構成例を示してある。
【０００３】
同図に示した増幅装置では、入力信号（主信号）が分配器８１により分配され、一方の分配信号が増幅器（主増幅器）８２により増幅されて減算器８４へ出力され、他方の分配信号が遅延線８３を介して減算器８４へ出力される。減算器８４では、主増幅器８２から入力される増幅信号の一部から遅延線８３から入力される信号を減算して歪み成分を抽出し、その歪み成分が歪み増幅器８５へ出力され、主増幅器８２から入力される歪みを含んだ増幅信号が遅延線８６を介して減算器８７へ出力される。また、減算器８４から歪み増幅器８５に入力される減算結果の歪み成分は当該歪み増幅器８５により増幅されて減算器８７へ出力される。減算器８７では、遅延線８６から入力される歪みを含んだ増幅信号から歪み増幅器８５から入力される歪み成分信号を減算した結果が歪みのない補償後の増幅信号として出力される。
【０００４】
ここで、遅延線８６から減算器８７に入力される信号は主信号を主増幅器８２で増幅したものであって当該主増幅器８２で発生した歪みを含んでおり、また、歪み増幅器８５から減算器８７に入力される信号は当該歪みに相当するため、減算器８７から出力される信号は、主信号を主増幅器８２で増幅したものから当該主増幅器８２で発生した歪みを除去したものとなる。なお、分配器８１や減算器８４や減算器８７はそれぞれ例えば方向性結合器から構成される。
【０００５】
しかしながら、このような増幅装置では、減算器８４や遅延線８６や減算器８７のロス分だけ主増幅器８２から出力される増幅信号が減衰させられてしまうため、装置に要求される出力レベルに対して主増幅器８２からの出力レベルを増加させることが必要となってしまい、主増幅器８２に関して効率の低下が生じてしまっていた。
【０００６】
これに対して、図１２には、プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示してある。
同図に示した増幅装置では、主増幅器９２の前段にプリディストーション回路９１が備えられており、当該プリディストーション回路９１が、主増幅器９２で発生する歪みと位相が１８０度異なり（つまり、逆位相であり）且つ振幅が同一である歪みを主信号に対して予め発生させて、当該歪みを発生させた主信号を主増幅器９２へ出力する。そして、プリディストーション回路９１で発生させた歪みと主増幅器９２で発生する歪みとが打ち消されることにより、当該歪みが補償される。
【０００７】
このような増幅装置では、例えば主増幅器９２の後段に回路が付加されないため、損失がなく、高効率を実現することが可能である。しかしながら、このような増幅装置では、プリディストーション回路９１で発生させる歪みと主増幅器９２で発生する歪みとが、信号の入力変動や歪みの周波数特性に関して全体にわたって互いに一致することが必要となる。
【０００８】
ここで、増幅器で増幅される信号が歪むことは、ＡＭ（Amplitude Modulation）−ＡＭ（Amplitude Modulation）変換やＡＭ（Amplitude Modulation）−ＰＭ（Phase Modulation）変換が生じるためであると解されている。
図１３（ａ）には、一般的な増幅器のＡＭ−ＡＭ変換の一例を示してあり、横軸は増幅器の入力レベルを示しており、縦軸は増幅器のゲインを示している。同図（ａ）では、理想的なゲイン特性Ｇ１と、増幅器のゲイン特性Ｇ２と、プリディストーション回路のゲイン特性Ｇ３を示してあり、プリディストーション回路のゲイン特性Ｇ３と増幅器のゲイン特性Ｇ２とを総和した結果が理想的なゲイン特性Ｇ１となるように設定されることが必要となる。
【０００９】
また、同図（ｂ）には、一般的な増幅器のＡＭ−ＰＭ変換の一例を示してあり、横軸は増幅器の入力レベルを示しており、縦軸は増幅器の出力位相を示している。同図（ｂ）では、理想的な位相特性Ｐ１と、増幅器の位相特性Ｐ２と、プリディストーション回路の位相特性Ｐ３を示してあり、プリディストーション回路の位相特性Ｐ３と増幅器の位相特性Ｐ２とを総和した結果が理想的な位相特性Ｐ１となるように設定されることが必要となる。
【００１０】
しかしながら、同図（ａ）、（ｂ）に示されるようにＡＭ−ＡＭ変換やＡＭ−ＰＭ変換の特性は非常に複雑なものであるため、上記した理想的な特性を実現して歪みの無い増幅装置を実現するためには、プリディストーション回路の特性が複雑な関数型となってしまい、アナログ方式或いは計算により特性曲線の係数を求めることは現実的には非常に困難なことになってしまう。
【００１１】
そこで、プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の他の構成例として、図１４に示すような構成のものが検討等されている。
同図に示した増幅装置では、入力信号である例えば無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）帯の信号が分岐部１０１により分岐され、一方の分岐信号が遅延回路１０２を介して振幅／位相回路１０７へ出力され、他方の分岐信号が振幅検波器（包絡線検波器）１０３へ出力される。
【００１２】
振幅検波器１０３では入力される他方の分岐信号の振幅レベル（包絡線レベル）が検出され、当該検出結果がＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器１０４によりアナログ信号からデジタル信号へ変換されてテーブル部１０５へ出力される。
テーブル部１０５では、振幅を補正するための振幅補正データ及び位相を補正するための位相補正データを振幅レベルと対応付けてメモリにテーブルとして記憶しており、当該テーブルが参照されて、Ａ／Ｄ変換器１０４から入力される振幅レベルの検出結果に対応した振幅補正データ及び位相補正データが読み出されてＤ／Ａ（Digital to Analog）変換部１０６へ出力される。Ｄ／Ａ変換部１０６では、テーブル部１０５から入力される振幅補正データ及び位相補正データがデジタル信号からアナログ信号へ変換されて振幅／位相回路１０７へ出力される。
【００１３】
分岐部１０１から遅延回路１０２へ出力される一方の分岐信号は、上記した振幅検波器１０３とＡ／Ｄ変換器１０４とテーブル部１０５とＤ／Ａ変換部１０６から成る処理系により他方の分岐信号（当該一方の分岐信号に対応したもの）の振幅レベルに対応した振幅補正用データの信号及び位相補正用データの信号が振幅／位相回路１０７に入力されるタイミングと同期するように、遅延回路１０２により遅延させられる。
【００１４】
このような遅延により、振幅／位相回路１０７に入力される一方の分岐信号は、当該振幅／位相回路１０７において、当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した振幅補正データに基づく振幅歪みを与えられるとともに、当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した位相補正データに基づく位相歪みを与えられる。ここで、一方の分岐信号に与えられる振幅歪みや位相歪みとしては、増幅器１０８で発生する振幅歪みや位相歪みを打ち消すことができるような歪みが発生させられる。つまり、上記図１３（ａ）、（ｂ）に示したように、主増幅器１０８の特性が入力レベルに応じてＡＭ−ＡＭ変換やＡＭ−ＰＭ変換を生じることに対応して、これらの逆特性を与えることができるような振幅補正データ及び位相補正データがテーブル部１０５に設定され、これにより、増幅装置の全体として理想的な無歪みとなることが実現される。
【００１５】
すなわち、振幅／位相回路１０７から出力される信号は主増幅器１０８により増幅され、この際に、主増幅器１０８で発生する振幅歪み及び位相歪みが振幅／位相回路１０７で与えられた振幅歪み及び位相歪みにより打ち消され、主増幅器１０８からは歪みの無い増幅信号が分岐部１０９を介して出力される。
【００１６】
また、分岐部１０９では、主増幅器１０８から入力される増幅信号の一部が分岐され、当該分岐信号が歪み検知部１１０へ出力される。
歪み検知部１１０では、分岐部１０９から入力される分岐信号に含まれる歪み補償後に残っている歪み成分が検出され、当該検出結果がテーブル更新回路１１１へ出力される。
【００１７】
テーブル更新回路１１１では、歪み検知部１１０から入力される検出結果に基づいて、分岐部１０９により取得される分岐信号に含まれる歪み成分が例えば最小となるような振幅補正データ及び位相補正データを計算して当該計算結果をテーブル部１０５へ出力することにより、当該テーブル部１０５に記憶される振幅補正データ及び位相補正データを最良の値とするように書き換えることが行われる。このようなフィードバック系を用いて振幅補正データ及び位相補性データの更新処理を行うことにより、例えば温度変化や経年変化の影響にかかわらず有効に動作することが可能な増幅装置が実現される。
【００１８】
図１５には、例えば上記したテーブル部１０５に記憶される振幅補正データや位相補正データが最適な値となったときにおいて、当該テーブル部１０５から出力される振幅補正データや位相補正データの値（テーブル値）の一例を示してあり、横軸は入力信号であるＲＦ信号の包絡線レベル（＝遅延回路１０２からの出力レベル）を示しており、図中で上向きの縦軸はテーブル値を示しており、図中で下向きの縦軸は時刻を示している。
【００１９】
つまり、同図において、横軸と下向きの縦軸とから成るグラフでは時刻とＲＦ信号の包絡線レベルとの関係が示されており、横軸と上向きの縦軸とから成るグラフではＲＦ信号の包絡線レベルとテーブル値との関係が示されている。そして、時刻に対するＲＦ信号の包絡線レベルが同図に示されるように変化する場合に、各時刻において当該包絡線レベルに対応した同図に示されるようなテーブル値が読み出されてテーブル部１０５から出力される。
【００２０】
しかしながら、増幅器の一般的な特徴として、発生する歪みが周波数依存性を有してしまうという問題がある。
図１６には、説明しやすい様、周波数ｆ１の主信号と周波数ｆ２の主信号との２波を増幅器に入力した場合に、当該増幅器から出力される当該２波の主信号及び歪みの一例を示してあり、横軸は周波数を示しており、縦軸は信号の振幅レベルを示している。ここで、歪みとしては、相互変調（ＩＭ：Intermodulation）歪み等による成分を示してあり、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みと周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みとを示してある。なお、本明細書では、ｆ２＞ｆ１とする。
【００２１】
同図に示されるように、２波の主信号の振幅レベルが同一である場合には、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みの振幅レベルＡと周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みの振幅レベルＢとの間にはΔＩＭ（＝Ｂ−Ａ）の差が生じる。このようなΔＩＭの差が生じる場合には、例えば上記図１２や上記図１４に示したような増幅装置のプリディストーション回路が理想的に動作するとしても、全周波数に対して同じ歪み補償処理が行われることから、当該差の成分については補償することができずに歪み補償後の信号中に残ってしまうといった問題がある。
【００２２】
なお、このようなΔＩＭの差は、増幅器で通常発生する歪みの要因以外の要因により生じるものであり、例えば増幅器で発生する通常の３次歪みの成分については下側の周波数（２・ｆ１−ｆ２）と上側の周波数（２・ｆ２−ｆ１）とで歪みの振幅レベルは同一となる。
【００２３】
通常の歪み成分である３次歪み成分の特性とプリディストーション回路の特性とが逆特性であって、完全に補償できたとしても図１６に示したようにΔＩＭ分は補償できない。一例として、Ａ＝１．０であり、Ｂ＝０．８であり、ΔＩＭ＝２ｄＢ＝０．２である場合には、通常の歪み成分以外の歪み成分は０．１となり、通常の歪み成分は｛Ｂ＋（Ａ−Ｂ）／２｝＝０．９となる。そして、通常の歪み成分以外の歪み成分が歪み補償後に残ることになるため、歪み補償量は｜２０Ｌｏｇ（０．１／０．９）｜＝１９ｄＢにしかならない。また、ΔＩＭの大きさが大きい場合には、更に歪み補償量は悪くなる。
【００２４】
ところで、一般的に、上記図１１に示したようなフィードフォワード方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置における歪み補償量は３０ｄＢ以上とすることが可能であり、以上において例として示した歪み補償量に関しては、プリディストーション方式と比べてフィードフォワード方式を採用した場合の方が歪み補償量が良好であると言うことができる。
【００２５】
なお、上記したΔＩＭの差が生じる要因としては、種々考えられ、例えば主増幅器を構成するトランジスタで発生する偶数次の歪みにより差周波数（ｆ２−ｆ１）の歪みが発生し、再びトランジスタの歪みにより周波数ｆ１及び周波数ｆ２の入力信号が変調されるといった要因が考えられ、これは、ＡＢクラスの増幅器のようにドレイン電流の変動が大きい場合には顕著である。また、他の要因として、例えば周波数（２・ｆ１）や周波数（２・ｆ２）のように２倍波の出力成分の周波数と（ｆ２）分や（ｆ１）分とが混合された場合などについても同様である。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来例で示したように、例えば従来のプリディストーション形歪み補償機能付き増幅装置では、増幅器で発生する上側３次歪み及び下側３次歪みのアンバランス差があるために、上側３次歪み及び下側３次歪みを精度よく補償することができないといった不具合があった。
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたもので、２波以上の周波数の信号を増幅器で増幅する場合に発生する上側３次歪み及び下側３次歪みのアンバランスを改善することを可能とする歪み改善回路を提供することを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係る歪み改善回路では、次のようにして、２以上の周波数成分を含む入力信号を増幅する増幅器で発生する上側３次歪み及び下側３次歪みのアンバランス差を改善する。
すなわち、位相変調手段が入力信号の差成分を制御信号として入力信号を位相変調し、そして、当該位相変調により生じる側帯波により増幅器で発生する上側３次歪み及び下側３次歪みのアンバランス差を低減させる。
【００２８】
このように、本発明に係る歪み改善回路では、２波以上の周波数成分を含む信号を増幅する増幅器において当該増幅器の歪みにより上側３次ＩＭ歪みと下側３次ＩＭ歪みとにアンバランス差が生じるような場合に、入力信号の差成分を制御信号として入力信号を位相変調して、その側帯波により増幅器の上側３次ＩＭ歪みと下側３次ＩＭ歪みとのアンバランス差分を低減させることができる。
【００２９】
なお、２以上の周波数成分を含む信号を増幅する増幅器は、一般に、共通増幅器と言われている。
また、通常、相互変調（ＩＭ）歪みに起因する３次歪みはバランスがとれているが、他の要因に起因する３次歪みがアンバランス差を生じさせるため、これらを総和したものである上側３次歪み及び下側３次歪みにはアンバランス差が生じ、本発明では、このようなアンバランス差を改善する。
【００３０】
また、位相変調手段としては、例えば位相変調器や後述するゲートソース容量などを用いることができる。
また、入力信号は、例えば２つの周波数成分のみから構成されてもよく、３以上の周波数成分から構成されてもよく、また、連続した周波数成分（幅を持った帯域）から構成されてもよい。
また、上側３次歪みと下側３次歪とのアンバランス差とは、上側３次歪みと下側３次歪みとで例えば位相や振幅が違っているようなことを示す。
【００３１】
また、入力信号の差成分としては、入力信号に周波数ｆ１の成分及び周波数ｆ２の成分のみが含まれる場合には例えば周波数（ｆ２−ｆ１）の成分が用いられ、また、入力信号に３以上の周波数成分が含まれる場合や入力信号が幅を持った帯域の信号であるような場合には例えば入力信号に含まれる全ての異なる周波数の組について各組の差成分を総和したものが用いられる。
【００３２】
なお、一般的に、３次歪みを表現するときに２波のモデルで説明が成立すれば多波モデルでも同様なことが成立し得ると言われている。ｎを任意の複数としてｎ波の場合においても、各周波数の差成分は必ず２乗検波により検出することが可能である。具体例として、周波数ω１の成分と周波数ω２の成分と周波数ω３の成分から成る３波の場合には、２乗検波により、｛ｃｏｓ（ω１・ｔ）＋ｃｏｓ（ω２・ｔ）＋ｃｏｓ（ω３・ｔ）｝²＝｛ｃｏｓ（ω１・ｔ）＋ｃｏｓ（ω２・ｔ）｝²＋２・ｃｏｓ（ω３・ｔ）・｛ｃｏｓ（ω１・ｔ）＋ｃｏｓ（ω２・ｔ）｝＋｛ｃｏｓ（ω３・ｔ）｝²となって、右辺の１項目から周波数（ω２−ω１）の成分が得られ、右辺の２項目から周波数（ω３−ω１）の成分及び周波数（ω３−ω２）の成分が得られる。
【００３３】
また、入力信号に３以上の周波数成分が含まれる場合などであっても、例えば入力信号に含まれる一部の周波数成分についての上側３次歪み及び下側３次歪みだけを補償すればよいような場合には、当該一部の周波数成分についての差成分だけが本発明に言う入力信号の差成分として用いられてもよく、本発明はこのような態様も包含する。
【００３４】
また、本発明に言う制御信号は、好ましくは、増幅器により増幅される前の入力信号から生成されるのがよいが、例えば増幅器から出力される増幅信号から制御信号を生成することも可能である。つまり、増幅器により増幅される前の入力信号から制御信号を生成すると入力信号の波形に最も忠実な制御信号を生成できると考えられる一方、増幅器から出力される増幅信号から制御信号を生成する場合には制御信号の波形が多少悪くなることもあり得ると考えられるが、この場合でも制御信号の生成は可能である。
【００３５】
また、入力信号に周波数ｆ１の成分及び周波数ｆ２の成分のみが含まれる場合などにおいて予め増幅器で増幅する信号の周波数成分（例えば周波数ｆ１の成分及び周波数ｆ２の成分、など）が設定されているような場合には、例えば入力信号を用いずに差周波数（例えば周波数（ｆ２−ｆ１）、など）の信号を生成して制御信号とすることも可能であり、本発明はこのような態様も包含する。
【００３６】
また、側帯波とは、例えば上側３次歪みの周波数に生じる上側側帯波及び下側３次歪みの周波数に生じる下側側帯波のことである。本発明では、このような側帯波と増幅器で発生する上側３次歪み及び下側３次歪みとを加えた結果を見た場合に、当該３次歪みのアンバランス差が低減させられる。
【００３７】
また、本発明に係る歪み改善回路では、一構成例として、位相変調手段は増幅器に使用するトランジスタのゲート電圧により可変する当該トランジスタ内蔵のゲートソース容量から構成されており、当該トランジスタのゲートに制御信号の電圧が印加される。
このように、位相変調手段としては、例えば増幅器に使用するトランジスタのゲート電圧により可変する内蔵ゲートソース容量を用いることもできる。この場合、制御信号の電圧によりゲートソース容量が変化させられる。
【００３８】
ここで、増幅器が複数のトランジスタを使用して構成される場合には、例えばこれら複数のトランジスタの中の１以上のトランジスタが本発明に言うトランジスタとして用いられる。
【００３９】
また、本発明に係る歪み改善回路では、好ましい構成例として、増幅器で発生する上側３次歪み及び下側３次歪みを改善するプリディストーション回路を増幅器の前段に備え、当該プリディストーション回路による歪み補償と位相変調手段による歪み補償を組合せて増幅器で発生する上側３次歪み及び下側３次歪みを補償する。
【００４０】
なお、一例として、増幅器の歪み補償を行うために、増幅器の前段においてプリディストーション回路により歪み補償し、これによっては歪み補償できない上下の３次ＩＭアンバランス歪みを上記した位相変調手段による歪み補償により改善することができる。つまり、一例として、プリディストーション回路により歪み補償した後にこれでは歪み補償できない３次歪みのアンバランス成分を位相変調により補償するという処理順序を用いることができる。
【００４１】
また、位相変調手段ではアンバランスな上側側帯波及び下側側帯波を生じさせるのに対して、それと組合せるプリディストーション回路では、説明を簡略化した一例として、増幅器で発生する上側３次歪みの周波数及び下側３次歪みの周波数に同一の振幅及び同一の位相を有する歪み（つまり、バランスのとれた歪み）を発生させる。なお、ここでは説明の便宜上から理想的な一例を述べたが、現実のプリディストーション回路では必ずしもちょうどバランスのとれた歪みが発生するわけではない。これについては明細書中の他の部分にある同様な記載に関しても同様である。
【００４２】
また、プリディストーション回路としては、一例として、ＡＭ−ＡＭ変換に対する歪み補償を行う可変減衰器とＡＭ−ＰＭ変換に対する歪み補償を行う可変位相器とを組み合わせたようなものが用いられる。
なお、位相変調手段による歪み補償と組み合わせることが可能な歪み補償回路としては、増幅器の前段に備えられるプリディストーション回路が用いられるのが好ましいが、例えば増幅器の後段に備えられて当該増幅器で発生する歪みを補償するような回路を用いることも原理的には可能である。
【００４３】
詳しく説明すると、一般的には、例えば複数のトランジスタから成る増幅器では最終段のトランジスタで歪みが発生することが多く、この理由は、最終段のトランジスタの出力レベルが高く高効率で動作させられるためである。しかしながら、全体の効率を上げるために前段部分も電流を絞り高効率化する場合もあり、このような場合、全体の歪みを補償するために、例えば直列に接続された複数のトランジスタの中間の位置（トランジスタとトランジスタとの間の位置）に歪み補償回路を挿入して設けた構成により歪み補償することも可能である。また、最終段のトランジスタの後段に歪み補償回路を設けるポストディストーション回路の構成では、歪み補償回路の損失があると最終段では更に出力を上げることが必要となるが、このような構成も原理的には可能である。
【００４４】
また、本発明では、入力信号を位相変調することにより発生する側帯波を利用して増幅器で発生する上側３次歪み及び下側３次歪みのアンバランス差を改善するが、このような位相変調により発生する側帯波を用いた歪み補償を他の目的で実施することも可能であり、一例として、軽い歪み補償であれば位相変調を用いた歪み補償だけでも歪み補償が可能である場合もあると考えられる。
【００４５】
次に、本発明に係る歪み改善回路の実施態様例を示す。
一例として、本発明に係る上下３次歪みのアンバランスを改善する歪み改善回路では、信号を増幅する増幅器で発生する３次相互変調歪みのアンバランス分を補償するに際して、位相変調手段が増幅器により増幅される信号を位相変調することにより当該信号に対して側帯波を発生させ、位相変調手段により発生させる側帯波を用いて増幅器で発生する３次歪みのアンバランス分を補償する。ここで、一般に、或る信号を位相変調することにより、例えば当該信号に対して下側の周波数位置及び上側の周波数位置に互いに位相が１８０度異なる側帯波を発生させることができる。
【００４６】
従って、増幅器により増幅される信号に対して下側の周波数位置及び上側の周波数位置に互いに位相が１８０度異なる側帯波を発生させて、これらの側帯波を用いて増幅器で発生するアンバランス歪み分を改善することが行われるため、例えば従来のように全周波数に対して同一の位相で且つ同一の振幅であるような歪みを発生させて歪み補償が行われるプリディストーション回路と組合せた場合、大幅に歪み補償を改善することができる。
【００４７】
ここで、増幅器により増幅される信号としては、種々なものであってもよく、例えばＷ−ＣＤＭＡの信号やマルチキャリアの信号などが用いられる。
また、増幅器としては、種々なものが用いられてもよく、例えば単数の増幅器が用いられてもよく、或いは、複数の増幅器が組み合わされて用いられてもよい。
また、歪みを補償する精度としては、理想的には増幅器で発生する歪みをゼロに打ち消すのが好ましいが、実用上で有効な程度であれば、種々な精度の歪み補償が行われてもよい。
【００４８】
また、位相変調の対象となる信号である増幅器により増幅される信号としては、増幅器により増幅される前の信号に限られず、例えば増幅器により増幅された後の信号などが用いられてもよい。同様に、位相変調手段としては、必ずしも増幅器の前段に備えられなくともよく、例えば増幅器の後段や、増幅器の内部に備えられてもよい。
【００４９】
また、一構成例として、本発明に係る上下３次歪みのアンバランスを改善する歪み改善回路では、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号が増幅器により増幅され、増幅器では周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのアンバランスが発生する場合に、次のようにして、これらの歪みを補償する。
すなわち、位相変調制御手段が増幅器により増幅される信号に基づいて差周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を位相変調手段へ与え、また、位相変調手段は、位相変調器から構成されており、与えられる制御信号に基づいて増幅器により増幅される信号を位相変調することにより、例えば互いに位相が１８０度異なり且つ振幅が同一である周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側側帯波及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側側帯波を当該信号に対して発生させる。
【００５０】
従って、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に、アンバランス分である例えば互いに位相が異なる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みを従来と比べて改善することを可能とすることができる。
【００５１】
ここで、増幅器により増幅される信号としては、例えば周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号のみであってもよく、或いは、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号と共に他の周波数の信号を含むものであってもよい。
また、位相変調制御手段により用いられる信号である増幅器により増幅される信号としては、増幅器により増幅される前の信号に限られず、例えば増幅器により増幅された後の信号などが用いられてもよい。
【００５２】
また、他の構成例として、本発明に係る上下３次歪みのアンバランスを改善する歪み改善回路では、増幅器は入力信号レベルに応じて容量が変化する容量可変コンデンサを等価回路に有するトランジスタを用いて構成されており、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号が増幅器により増幅され、増幅器ではアンバランス分である例えば互いに位相が異なる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みが発生する場合に、次のようにして、これらの歪みを補償する。
すなわち、位相変調制御手段が増幅器により増幅される信号に基づいて周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を位相変調手段へ与え、位相変調手段は、増幅器を構成するトランジスタが等価回路に有する容量可変コンデンサから構成されており、与えられる制御信号に基づいて増幅器により増幅される信号を位相変調することにより、例えば互いに位相が１８０度異なり且つ振幅が同一である周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側側帯波及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側側帯波を当該信号に対して発生させる。
【００５３】
従って、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に、アンバランス分である例えば互いに位相が異なる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みを改善することを可能とすることができる。
【００５４】
ここで、トランジスタとしては、種々なものが用いられてもよく、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field-Effect Transistor）や、バイポーラトランジスタなどを用いることができる。
【００５５】
また、好ましい態様として、本発明を適用したプリディストーション形の歪み補償装置では、増幅器により増幅される信号に対して例えば互いに位相が同一であり且つ振幅が同一である周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みを発生させる歪み補償手段を備え、位相変調手段により発生させる側帯波及び歪み補償手段により発生させる歪みの総和により増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みを補償する。
【００５６】
従って、位相変調手段により発生させる例えば互いに位相が１８０度異なり且つ振幅が同一である周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側側帯波及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側側帯波と、歪み補償手段により発生させる例えば互いに位相が同一であり且つ振幅が同一である周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みとを組み合わせて用いることにより、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みを精度よく補償することができる。このように、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に発生する例えば互いに位相が異なる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みを精度よく補償することができる。
【００５７】
以下で、本発明の原理を詳しく説明する。
図７（ａ）には、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との２波が増幅器により増幅される場合に出力されるこれら２波の信号及びＩＭ歪みのスペクトラムの一例を示してあり、横軸は周波数を示しており、縦軸は信号のレベルを示している。
同図（ｂ）には、同図（ａ）に示した周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次ＩＭ歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次ＩＭ歪みをそれぞれベクトルＤとして示してあり、横軸は周波数を示しており、縦軸は信号のレベルを示している。
【００５８】
ここで、同図（ｂ）に示したＩＭ歪みは、ＡＭ−ＡＭ変換のみが生じてＡＭ−ＰＭ変換が生じないとした場合のものであるが、実際には、ＡＭ−ＰＭ変換が生じることにより、ＩＭ歪みは同図（ｃ）で示されるようなものとなる。つまり、同図（ｃ）に示されるように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪み成分はベクトルＤから時計回りに＋θ１の位相回転を受け、同様に、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み成分はベクトルＤから時計回りに＋θ１の位相回転を受け、位相回転後におけるこれら２つの歪み成分のベクトルをａとする。なお、このような位相回転については、例えば「“Transfer Characteristic of IM3 Relative Phase for a GaAs FET Amplifier”、Suematsu、Iyama、Ishida、IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES、VOL.45、NO.12、DECEMBER 1997」に記載されている。
【００５９】
更に、同図（ｄ）に示されるように、通常の歪み発生要因以外の要因で発生する歪みを考慮して、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みにはベクトルｂで表される歪みを付加し、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みには（１＋ｘ）を係数としてベクトル（１＋ｘ）ｂで表される歪みを付加する。ここで、付加される歪みはそれぞれ時計回りに＋θ２だけ位相回転しており、同図（ｄ）では、説明の便宜上から、この位相回転量θ２を大きく示して見易くしてある。なお、通常は、同じ要因で発生する周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みの位相及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪みの位相は同じになる。
【００６０】
同図（ｄ）に示した歪みに関してベクトル加算を行うと、同図（ｅ）に示されるように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）で発生する下側３次歪みの総和はベクトルｃ１＝ａ＋ｂで表され、周波数（２・ｆ２−ｆ１）で発生する上側３次歪みの総和はベクトルｃ２＝ａ＋（１＋ｘ）ｂで表される。ここで、通常、｜ｃ１｜＜｜ｃ２｜となり、ＩＭ歪みのアンバランスが発生する。
【００６１】
同図（ｅ）に示した歪みに対して、例えば上記図１４に示したような歪み補償回路により理想的な歪み補償を行うと、図７（ｆ）に示されるように、例えば各周波数の歪みに含まれるベクトル（ａ＋ｂ）の成分とは逆特性となるベクトル（−ａ−ｂ）の成分を歪み補償回路で発生させることによりベクトル（ａ＋ｂ）に相当する歪み成分を打ち消すことができるが、周波数（２・ｆ２−ｆ１）においてはベクトル（ｘｂ）に相当する歪み成分が歪み補償後に残ってしまう。
【００６２】
そこで、同図（ｇ）に示されるように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）におけるベクトルｂをベクトル｛ｂ＋（ｘｂ／２）−（ｘｂ／２）｝と分解し、周波数（２・ｆ２−ｆ１）におけるベクトル｛（１＋ｘ）ｂ｝をベクトル｛ｂ＋（ｘｂ／２）＋（ｘｂ／２）｝と分解して、理想的な歪み補償を行う。すると、歪み補償回路ではベクトル｛−ａ−ｂ−（ｘｂ／２）｝で表される歪み成分を発生させ、これにより、同図（ｈ）に示されるように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）ではベクトル（−ｘｂ／２）で表される歪み成分が残り、周波数（２・ｆ２−ｆ１）ではベクトル（＋ｘｂ／２）で表される歪み成分が残る。
【００６３】
ここで、同図（ｈ）に示した２つの周波数の歪み成分は、互いにベクトルの方向が１８０度異なっており且つ振幅が同一であるため、位相変調（ＰＭ：Phase Modulation）成分を表している。そして、このような位相変調成分は、例えば増幅器に入力される周波数ｆ１及び周波数ｆ２の信号を位相変調して逆特性の歪みを発生させることにより、打ち消すことができる。
【００６４】
なお、図８には、上記図７（ｄ）に示した付加的な歪みに関する振幅偏差及び位相偏差に対する歪み補償量（キャンセル量）の一例を示してあり、横軸は振幅偏差（ｄＢ）を示しており、縦軸は位相偏差（ｄｅｇｒｅｅ）を示している。図８に示されるように、振幅偏差がないとすると、上記図７（ｄ）に示したθ２が２０度である場合には１０ｄＢのキャンセル量が得られ、当該θ２が１０度である場合には１５ｄＢのキャンセル量が得られる。
【００６５】
このため、一例として、上記図１６に示したΔＩＭ＝２ｄＢ程度である場合には、上記図１２や上記図１４に示したような歪み補償回路を用いて通常のプリディストーション方式により歪みを１９ｄＢ改善するとともに、本発明により当該歪みを１０ｄＢ〜１５ｄＢ改善することにより、総じて２９ｄＢ〜３４ｄＢ程度のキャンセル量を得ることができ、この場合、例えば上記図１１に示したような歪み補償回路によるフィードフォワード方式に対して十分に対抗することができる。
【００６６】
次に、位相変調等を理論的に説明する。
例えばｔを時刻として角振動数ωｃの信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）を変調度φ及び変調周波数ｐで位相変調すると、一般に、変調波信号ｙは式１で示される。
【００６７】
【数１】

【００６８】
ここで、φが非常に小さいとすると、変調波信号ｙは近似的に式２で示される。
【００６９】
【数２】

【００７０】
上記式２の右辺の２項目の符号は＋となっている一方、３項目の符号は−となっており、これは２項目と３項目とが位相として１８０度異なっていることを示している。そして、上記図１２や上記図１４の回路による歪み補償後に残る上記図７（ｈ）に示したような周波数（２・ｆ１−ｆ２）及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪み成分は位相変調波と等価とみなすことができ、この場合、例えばωｃは周波数ｆ１に対応した角振動数ω１或いは周波数ｆ２に対応した角振動数ω２となり、ｐは（ω２−ω１）となる。
【００７１】
また、このような歪みを改善するために、例えば角振動数ω１（周波数ｆ１）の信号ｃｏｓ（ω１・ｔ）と角振動数ω２（周波数ｆ２）の信号ｃｏｓ（ω２・ｔ）との２波を外部から強制的に変調度φ及び変調周波数Δω及び位相θで位相変調することを考える。この場合、Δω＝（ω２−ω１）としてφが非常に小さいとすると、角振動数ω１の信号についての変調波信号ｙ１は近似的に式３で示され、同様に、角振動数ω２の信号についての変調波信号ｙ２は近似的に式４で示される。なお、［φ・ｓｉｎ｛（Δω・ｔ）＋θ｝］のように周波数Δｆ＝（ｆ２−ｆ１）に対応した角振動数Δω＝（ω２−ω１）を有する信号が本発明に言う制御信号として用いられる。
【００７２】
【数３】

【００７３】
【数４】

【００７４】
変調波信号の全体ｙ３は、上記式３で示した変調波信号ｙ１と上記式４で示した変調波信号ｙ２とを加えたものとなり、上述のように（φ／２）＜＜１を考慮すると、近似的に式５で示される。
また、上記図７（ｈ）に示した歪み成分の信号ｙ４は、式６で示される。
式５の最右辺の３項及び４項と式６の右辺の１項及び２項とを比べると、（φ／２）＝−（ｘ・ｂ）／２でありθ＝０、θ２＝０であれば、歪みのアンバランス成分を打ち消して補償することが可能である。
また、例えばθ２が２０°〜１０°程度である場合のように、上記図７（ｄ）に示したθ２が小さい場合には、キャンセル量は上記図８より１０〜１５ｄＢ得られ、これにより改善を図ることができる。
【００７５】
【数５】

【００７６】
【数６】

【００７７】
ここで、図９（ａ）には、周波数ｆ１の主信号を周波数Δｆ＝（ｆ２−ｆ１）の制御信号を用いて位相変調した場合に得られる信号スペクトラムの一例を示してあり、周波数ｆ１の主信号▲１▼に対して周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側側帯波▲２▼及び周波数ｆ２の上側側帯波▲３▼が発生する。なお、同図（ａ）及び同図（ｂ）〜同図（ｄ）中の横軸は周波数を示しており、縦軸は信号のレベルを示している。
【００７８】
同様に、同図（ｂ）には、周波数ｆ２の主信号を周波数Δｆ＝（ｆ２−ｆ１）の制御信号を用いて位相変調した場合に得られる信号スペクトラムの一例を示してあり、周波数ｆ２の主信号▲４▼に対して周波数ｆ１の下側側帯波▲５▼及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側側帯波▲６▼が発生する。
【００７９】
また、同図（ｃ）には、同図（ａ）に示した信号スペクトラムと同図（ｂ）に示した信号スペクトラムとを重ねたものを示してある。
ここで、位相変調の変調度が非常に小さいとすると、発生する歪み▲２▼、▲３▼、▲５▼、▲６▼のレベルは主信号▲１▼、▲４▼のレベルと比べて非常に小さくなるため、主信号▲１▼と歪み▲５▼とを加算した結果は当該主信号▲１▼とほぼ一致するとみなすことができ、主信号▲４▼と歪み▲３▼とを加算した結果は当該主信号▲４▼とほぼ一致するとみなすことができる。このため、同図（ａ）に示した信号スペクトラムと同図（ｂ）に示した信号スペクトラムとを総和したものは、近似的に、同図（ｄ）に示されるようになる。
【００８０】
また、上記したΔω＝（ω２−ω１）の成分は、例えば増幅器により増幅される信号ｚ＝ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋ｓｉｎ（ω２・ｔ）を２乗検波することにより取得することが可能である。なお、Δωは周波数差Δｆ＝（ｆ２−ｆ１）に対応しており、この周波数差Δｆ＝（ｆ２−ｆ１）は、周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数ｆ２との差に相当し、周波数ｆ２と周波数ｆ１との差に相当し、周波数ｆ１と周波数（２・ｆ１−ｆ２）との差に相当している。
【００８１】
上記した信号ｚを２乗検波すると、２乗検波結果ｙ²（＝ｚ²）は式７で示される。
【００８２】
【数７】

【００８３】
このように、上記式７の最右辺の２項目によりΔω＝（ω２−ω１）の成分が取得される。この場合、上記式７の最右辺の１項目、３項目、４項目の成分は、例えば周波数フィルタにより除去する。
なお、例えば周波数差Δｆ＝（ｆ２−ｆ１）の大きさ等に応じて上記図１６に示したΔＩＭが変化するような場合には、当該周波数差Δｆの大きさ等に応じて変調度φを変化させることが必要となる。
【００８４】
次に、入力信号レベルに応じて容量が変化する容量可変コンデンサを用いて位相変調を行う原理を説明する。
図１０（ａ）には、一般的な回路として、抵抗７１とコンデンサ７２とが接続された回路を示してある。
また、同図（ｂ）には、同図（ａ）に示した回路の振幅特性Ｊ１の一例及び位相特性Ｊ２の一例を示してあり、横軸は周波数を示してある。
【００８５】
同図（ｂ）に示されるように、例えばコンデンサ７２の容量を大きくすると、振幅特性Ｊ１や位相特性Ｊ２は、実線で示したものから点線で示したものへと変化する。このため、同図（ｂ）に示したように、或る周波数ｆを見ると、コンデンサ７２の容量が変化することにより位相の変動が生じ、これにより、位相変調が実現される。具体的には、例えばｙ＝ｓｉｎ｛（ωｃ・ｔ）＋ｑ｝のｑに関して、外部から周波数Δｆ＝（ｆ２−ｆ１）の制御信号に対応した周期でコンデンサ７２の容量を変化させることにより、位相変調を行うことができる。
【００８６】
【発明の実施の形態】
本発明の第１実施例に係る増幅装置を図面を参照して説明する。
図１には、本発明に係る歪み改善回路を適用した歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示してあり、この増幅装置には、分岐部１と、２乗検波器２と、レベル調整器３と、位相変調器（ＰＭ変調器）４と、主増幅器５とが備えられている。
【００８７】
分岐部１は、入力信号である周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を含むＲＦ信号を位相変調器４へ出力し、この場合に、当該ＲＦ信号の一部を分岐して２乗検波器２へ出力する。
２乗検波器２は、分岐部１から入力される信号を２乗検波し、これにより得られる周波数Δｆ＝（ｆ２−ｆ１）の信号成分（Δｆ成分）をレベル調整器３へ出力する。
【００８８】
レベル調整器３は、例えば増幅器から構成されており、２乗検波器２から入力されるΔｆ成分を増幅して位相変調器４へ変調信号として出力する。なお、レベル変調器３は、例えば減衰器から構成されてもよく、この場合には、２乗検波器２から入力されるΔｆ成分を減衰させて位相変調器４へ変調信号として出力する。ここで、レベル調整器３により行われる増幅や減衰のレベル調整については、例えば位相変調器４により行われる位相変調の変調度に応じて最適となるように設定される。
【００８９】
また、レベル調整器３は、例えば少なくとも位相反転（１８０°変化）の機能又は位相非反転（０°変化）の機能を含んでおり、本例では、差成分（Δｆ成分）と変調器（位相変調器４）の極性を考慮していずれかの機能を使用する。ここで、上述のように、上記図７（ｄ）に示したθ２が小さい場合には、キャンセル量は上記図８より１０〜１５ｄＢ得られ、これにより改善を図ることができる。
また、ここでレベル調整器３に関して述べた位相反転機能及び位相非反転機能などについては、例えば後述する図２に示すレベル調整器１３や図３に示すレベル調整器２８や図４に示すレベル調整器４３や図６に示すレベル調整器５８に関しても同様である。
【００９０】
なお、例えば信号の位相を変化させる位相器を２乗検波器２とレベル調整器３との間や或いはレベル調整器３と位相変調器４との間に備えて、当該位相器によりΔｆ成分の位相を調整することも可能である。
また、本例では、２乗検波器２からはΔｆ成分以外の周波数成分も出力されるため、例えば２乗検波器２とレベル調整器３との間などには、入力信号の２乗検波結果からΔｆ成分を抽出するためのローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）などの周波数フィルタの機能が備えられている。
【００９１】
位相変調器４は、レベル調整器３から入力されるΔｆ成分を変調信号（制御信号）として、分岐部１から入力される信号を位相変調し、当該位相変調後の信号を主増幅器５へ出力する。
主増幅器５は、例えば共通増幅器を用いて構成されており、位相変調器４から入力される信号を増幅して出力する。
【００９２】
ここで、本例の位相変調器４では、例えば上記図７（ｈ）に示したような互いに位相が１８０度異なり且つ振幅が同一である周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みアンバランス分及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みアンバランス分を打ち消すような側帯波を発生させる。
この場合、位相変調器４により発生させる側帯波と主増幅器５で発生する歪みとを総和すると、例えば互いに位相が同一であり且つ振幅が同一であるような周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪み成分及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み成分を残すことができ、本例では、このような残りの部分の歪み成分を例えば上記図１２や上記図１４に示したようなプリディストーション方式による歪み補償回路を用いて補償する。
【００９３】
具体的に、図２には、上記図１２に示したような歪み補償回路と上記図１に示したような本例の上下３次歪みのアンバランスを改善する歪み改善回路とを組合せて用いた増幅装置の構成例を示してあり、この増幅装置には、分岐部１１と、２乗検波器１２と、レベル調整器１３と、位相変調器１４と、プリディストーション回路１５と、主増幅器１６とが備えられている。
【００９４】
分岐部１１と２乗検波器１２とレベル調整器１３と位相変調器１４は、上記図１に示したものと同様な構成により同様な動作を行い、これにより、位相変調器１４ではΔｆ成分に基づいて位相変調した信号をプリディストーション回路１５へ出力する。そして、プリディストーション回路１５は位相変調器１４から入力される信号に対して歪みを発生させて主増幅器１６へ出力し、主増幅器１６は入力される信号を増幅して出力する。
【００９５】
この構成では、位相変調器１４により信号に発生させる周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側側帯波及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側側帯波と、プリディストーション回路１５により当該信号に発生させる周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みとを総和したものが、主増幅器１６で発生する周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪みに対して位相が１８０度異なり且つ振幅が同一となるようにすることで、主増幅器１６で発生する歪みを補償する。
【００９６】
なお、プリディストーション回路１５は、例えば分岐部１１と位相変調器１４との間などに備えられてもよく、要は、位相変調器１４による歪み（側帯波）とプリディストーション回路１５による歪みとの両方を入力信号に対して与えることができる構成であればよい。つまり、プリディストーション回路１５では例えば上記図７（ｇ）に示したベクトル｛ａ＋ｂ＋（ｘｂ／２）｝に相当する歪み成分を打ち消すための歪みを発生させ、位相変調器１４では例えば同図（ｈ）に示したベクトル−（ｘｂ／２）及びベクトル＋（ｘｂ／２）に相当する歪み成分を打ち消すための側帯波を発生させる。
【００９７】
また、図３には、上記図１４に示したような歪み補償回路と上記図１に示したような本例の歪み補償回路とを組合せて用いた増幅装置の構成例を示してあり、この増幅装置には、分岐部２１と、遅延回路２２と、包絡線検波器（振幅検波器）２３と、２乗検波器２３ａと、Ａ／Ｄ変換器２４と、テーブル部２５と、Ｄ／Ａ変換部２６と、振幅／位相回路２７と、レベル調整器２８と、位相変調器２９と、主増幅器３０と、分岐部３１と、歪み検知部３２と、テーブル更新回路３３とが備えられている。
【００９８】
分岐部２１と遅延回路２２と包絡線検波器２３とＡ／Ｄ変換器２４とテーブル部２５とＤ／Ａ変換部２６と振幅／位相回路２７と分岐部３１と歪み検知部３２とテーブル更新回路３３は、上記図１４に示したものと同様な構成により同様な動作を行い、これにより、振幅／位相回路２７により歪みを発生させた信号を位相変調器２９へ出力する。
【００９９】
また、分岐部２１と２乗検波器２３ａとレベル調整器２８と位相変調器２９は、上記図１に示したものと同様な構成により同様な動作を行い、これにより、位相変調器２９は、振幅／位相回路２７から入力される信号に対してΔｆ成分に基づく位相変調を施し、当該位相変調後の信号を主増幅器３０へ出力する。そして、主増幅器３０は、入力される信号を増幅して当該増幅信号を分岐部３１を介して出力する。
【０１００】
この構成では、振幅／位相回路２７により信号に発生させる周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと、位相変調器２９により信号に発生させる周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側側帯波及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側側帯波とを総和したものが、主増幅器３０で発生する周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みに対して位相が１８０度異なり且つ振幅が同一となるようにすることで、主増幅器３０で発生する歪みを補償する。
【０１０１】
なお、位相変調器２９は、例えば分岐部２１と遅延回路２２との間や或いは遅延回路２２と振幅／位相回路２７との間などに備えられてもよく、要は、振幅／位相回路２７による歪みと位相変調器２９による歪み（側帯波）との両方を入力信号に対して与えることができる構成であればよい。つまり、振幅／位相回路２７では例えば上記図７（ｇ）に示したベクトル｛ａ＋ｂ＋（ｘｂ／２）｝に相当する歪み成分を打ち消すための歪みを発生させ、位相変調器２９では例えば同図（ｈ）に示したベクトル−（ｘｂ／２）及びベクトル＋（ｘｂ／２）に相当する歪み成分を打ち消すための側帯波を発生させる。
【０１０２】
以上のように、本例の上下３次歪みのアンバランスを改善する歪み改善回路（３次歪みアンバランス改善回路）を備えた増幅装置では、入力信号であるＲＦ信号を主増幅器により共通増幅するに際して、入力信号の一部を分岐して当該分岐信号の２乗検波結果を増幅或いは減衰させて位相変調器の制御信号とし、当該位相変調器により他方の分岐信号を位相変調した後に、当該位相変調後の信号を主増幅器により共通増幅する構成により、例えば歪み改善回路の側帯波の特性と主増幅器の歪み特性とを総和した結果の特性を、周波数や入力信号の差周波数によらずに均一の歪み特性にすることができる。
【０１０３】
また、上記図２や上記図３に示したように、例えば位相変調器を用いた上下３次歪みアンバランス改善回路の前段や後段にプリディストーション方式による歪み補償回路を備えることにより、これらの歪み改善回路及び歪み補償回路の全体として、歪みの改善量を大きく得ることを実現することができる。
【０１０４】
ここで、本例では、主増幅器５、１６、３０が本発明に言う増幅器に相当する。
また、本例では、位相変調器４、１４、２９の機能により本発明に言う位相変調手段が構成されている。
また、本例では、レベル調整器３、１３、２８から位相変調器４、１４、２９へ出力されるΔｆ成分の信号が本発明における周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号に相当し、分岐部１、１１、２１や２乗検波器２、１２、２３ａやレベル調整器３、１３、２８の機能により位相変調制御手段が構成されている。
また、本例では、上記図２や上記図３に示したプリディストーション方式による歪み補償回路の機能と本発明に係る上下３次歪みアンバランス改善回路の機能により大きな歪み改善量が得られている。
【０１０５】
次に、本発明の第２実施例に係る増幅装置を図面を参照して説明する。
図４（ａ）には、本発明に係る歪み改善回路を適用した歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示してあり、この増幅装置には、分岐部４１と、２乗検波器４２と、レベル調整器４３と、高周波素子インダクタ４４と、入力側の整合回路４５と、トランジスタ４６と、出力側の整合回路４７とが備えられている。
【０１０６】
分岐部４１は、入力信号である周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を含むＲＦ信号を整合回路４５を介してトランジスタ４６のゲートへ出力し、この場合に、当該ＲＦ信号の一部を分岐して２乗検波器４２へ出力する。
２乗検波器４２は、分岐部４１から入力される信号を２乗検波し、これにより得られる周波数Δｆ＝（ｆ２−ｆ１）の信号成分（Δｆ成分）をレベル調整器４３へ出力する。
【０１０７】
レベル調整器４３は、例えば増幅器から構成されており、２乗検波器４２から入力されるΔｆ成分を増幅して高周波素子インダクタ４４を介してトランジスタ４６のゲートへ変調信号（制御信号）として出力する。なお、上記第１実施例で述べたのと同様に、レベル変調器４３は、例えば減衰器から構成されてもよい。
また、例えば信号の位相を変化させる位相器が、２乗検波器４２とレベル調整器４３との間や或いはレベル調整器４３と高周波素子インダクタ４４との間に備えられてもよく、この場合には、当該位相器によりΔｆ成分の位相を調整することができる。
【０１０８】
高周波素子インダクタ４４は、レベル調整器４３から出力される信号に含まれる高周波ｆ１、ｆ２の信号である主信号を阻止し、比較的低い周波数成分であるΔｆ成分の信号を通過させてトランジスタ４６のゲートへ出力する。つまり、本例では、高周波素子インダクタ４４が、入力信号の２乗検波結果からΔｆ成分を抽出するフィルタの機能を実現している。
【０１０９】
入力側の整合回路４５は、周波数ｆ１、ｆ２の主信号を効率よくトランジスタ４６で増幅するためのインピーダンス整合回路である。具体的には、トランジスタ４６は或る入力インピーダンスを有しており、信号源も或る出力インピーダンスを有しており、信号源からトランジスタ４６へ効率よく信号を供給するためには入力インピーダンスと出力インピーダンスとが共役となることが必要であり、整合回路４５はこのような共役を実現している。
同様に、出力側の整合回路４７も、インピーダンス整合を実現している。
【０１１０】
トランジスタ４６は、例えば共通増幅器から成る主増幅器を構成するものであり、分岐部４１から整合回路４５を介して出力される主信号及びレベル調整器４３から高周波素子インダクタ４４を介して出力されるΔｆ成分をゲートから入力し、当該入力信号を増幅して当該増幅信号をドレインから整合回路４７を介して出力する。また、トランジスタ４６のドレインには電源が接続されており、トランジスタ４６のソースは接地されている。
【０１１１】
また、本例では、説明の便宜上から、１つのトランジスタ４６を示して説明を行うが、通常は、図４（ｂ）に示されるように、主増幅器はｍ段のトランジスタ増幅器Ｔ１、Ｔ２、…、Ｔｍが直列に接続されて構成されており、この場合、例えばこれら複数のトランジスタ増幅器Ｔ１、Ｔ２、…、Ｔｍの中のいずれか１つのトランジスタ増幅器のゲートにΔｆ成分を供給する構成として当該トランジスタ増幅器により後述するような位相変調を行う。なお、ｍは２以上の自然数である。
【０１１２】
図５には、トランジスタ４６の等価回路の一例として、ＦＥＴの等価回路を示してある。同図において、Ｌｇ、Ｌｄ、Ｌｓはコイルを示しており、Ｒｇ、Ｒｄ、Ｒｇｄ、Ｒｉ、Ｒｃ、Ｒｓは抵抗を示しており、Ｃｇｄ、Ｃ、Ｃｄｓはコンデンサを示しており、Ｒｉｇ、Ｒｄｓは可変抵抗を示しており、Ｃｇｓは電圧依存性のある容量可変コンデンサを示しており、ｇｍはゲート電圧が変化したときにドレイン電流が変化する割合を示している。なお、この等価回路については、例えば「低歪み増幅器設計の基礎、高木、森、MWE2000 Microwave Workshop Digest Ｔ５−１」に記載されている。
【０１１３】
同図に示した等価回路では、整合回路４５からの周波数ｆ１、ｆ２の主信号がゲートに入力されることで、当該主信号の電圧に応じてゲート電圧が変化し、ドレイン電流が変化して増幅が行われる。そして、ゲート電圧が変化することにより、容量可変コンデンサＣｇｓの容量が入力信号の振幅電圧の変動に応じて変化し、これによりＡＭ−ＰＭ変換が生じて、周波数（２・ｆ１−ｆ２）及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）に相互変調（ＩＭ）歪みが発生する。
【０１１４】
また、同図に示した等価回路では、Δｆ成分がそのレベルや位相が変化させられて高周波素子インダクタ４４からゲートに入力されることで、容量可変コンデンサＣｇｓの容量が変化し、これにより、例えば上記図１０を用いて説明したように、主信号が位相変調させられる。つまり、本例では、トランジスタ４６の等価回路に含まれる容量可変コンデンサＣｇｓの容量を外部からΔｆの周波数で強制的に変動させることにより主信号を位相変調しており、これにより、上記第１実施例で示した位相変調器を用いた場合と同様な位相変調を行うことを実現している。
【０１１５】
なお、ゲート電圧を変化させると、ｇｍも変化して振幅変調（ＡＭ：Amplitude Modulation）も生じるが、例えば位相変調度が振幅変調度と比べて大きければよく、また、例えば多少の振幅変調が生じても上記図７（ｇ）に示した（ｘｂ／２）が増加するだけであるため、歪み補償に関して特に問題はないと考えられる。
【０１１６】
ここで、本例のトランジスタ４６における位相変調では、例えば上記図７（ｈ）に示したような互いに位相が１８０度異なり且つ振幅が同一である周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側アンバランス３次歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側アンバランス３次歪みを打ち消すような歪み（側帯波）を発生させる。
この場合、トランジスタ４６における位相変調により発生させる側帯波と当該トランジスタ４６から構成される主増幅器で発生する歪みとを総和すると、例えば互いに位相が同一であり且つ振幅が同一であるような周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪み成分及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪み成分を残すことができ、本例では、このような残りの部分の歪み成分を例えば上記図１２や上記図１４に示したようなプリディストーション方式による歪み補償回路を用いて補償する。
【０１１７】
具体的に、図６には、上記図１４に示したような歪み補償回路と上記図４（ａ）に示したような本例の歪み補償回路とを組合せて用いた増幅装置の構成例を示してあり、この増幅装置には、分岐部５１と、遅延回路５２と、包絡線検波器（振幅検波器）５３と、２乗検波器５３ａと、Ａ／Ｄ変換器５４と、テーブル部５５と、Ｄ／Ａ変換部５６と、振幅／位相回路５７と、レベル調整器５８と、高周波素子インダクタ５９と、トランジスタ６１を用いて構成される主増幅器６０と、分岐部６２と、歪み検知部６３と、テーブル更新回路６４とが備えられている。
【０１１８】
分岐部５１と遅延回路５２と包絡線検波器５３とＡ／Ｄ変換器５４とテーブル部５５とＤ／Ａ変換部５６と振幅／位相回路５７と分岐部６２と歪み検知部６３とテーブル更新回路６４は、上記図１４に示したものと同様な構成により同様な動作を行い、これにより、振幅／位相回路５７により歪みを発生させた信号を主増幅器６０へ出力する。
【０１１９】
また、分岐部５１と２乗検波器５３ａとレベル調整器５８と高周波素子インダクタ５９は、上記図４（ａ）に示したものと同様な構成により同様な動作を行い、これにより、トランジスタ６１では振幅／位相回路５７から入力される信号に対してΔｆ成分に基づく位相変調が施され、当該位相変調されるとともに主増幅器６０により増幅された信号が当該主増幅器６０から分岐部６２を介して出力される。
【０１２０】
この構成では、振幅／位相回路５７により信号に発生させる周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと、トランジスタ６１において信号に発生させる周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側側帯波及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側側帯波とを総和したものが、主増幅器６０で発生する周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪みに対して位相が１８０度異なり且つ振幅が同一となるようにすることで、主増幅器６０で発生する歪みを補償する。
【０１２１】
つまり、振幅／位相回路５７では例えば上記図７（ｇ）に示したベクトル｛ａ＋ｂ＋（ｘｂ／２）｝に相当する歪み成分を打ち消すための歪みを発生させ、トランジスタ６１においては例えば同図（ｈ）に示したベクトル−（ｘｂ／２）及びベクトル＋（ｘｂ／２）に相当する歪み成分を打ち消すための歪み（側帯波）を発生させる。
【０１２２】
また、図示は省略するが、上記図４（ａ）に示した分岐部４１と整合回路４５との間や或いは整合回路４５と主増幅器との間などにプリディストーション回路を備えた構成により、上記図１２に示したような歪み補償回路と上記図４（ａ）に示したような本例の歪み改善回路とを組合せて用いた増幅装置を構成することができる。
【０１２３】
この構成では、トランジスタにおいて信号に発生させる周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側側帯波及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側側帯波と、プリディストーション回路により信号に発生させる周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みとを総和したものが、主増幅器で発生する周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みに対して位相が１８０度異なり且つ振幅が同一となるようにすることで、主増幅器で発生する歪みを補償する。
【０１２４】
つまり、プリディストーション回路では例えば上記図７（ｇ）に示したベクトル｛ａ＋ｂ＋（ｘｂ／２）｝に相当する歪み成分を打ち消すための歪みを発生させ、トランジスタにおいては例えば同図（ｈ）に示したベクトル−（ｘｂ／２）及びベクトル＋（ｘｂ／２）に相当する歪み成分を打ち消すための歪み（側帯波）を発生させる。
【０１２５】
以上のように、本例の上下３次歪みアンバランス改善回路を備えた増幅装置では、入力信号であるＲＦ信号を主増幅器により共通増幅するに際して、入力信号の一部を分岐して当該分岐信号の２乗検波結果を増幅或いは減衰させて高周波素子インダクタを介して位相変調の制御信号として主増幅器を構成するトランジスタのゲートへ入力し、当該トランジスタにおいて他方の分岐信号を位相変調するとともに当該主増幅器において共通増幅する構成により、例えば上下３次歪みアンバランス改善回路の側帯波の特性と主増幅器の歪み特性とを総和した結果の特性を、周波数や入力信号の差周波数によらずに均一の歪み特性にすることができる。
【０１２６】
また、上記図６に示したように、例えばトランジスタにおける位相変調を用いた上下３次歪みアンバランス改善回路の前段にプリディストーション方式による歪み補償回路を備えることにより、これらの歪み改善回路及び歪み補償回路の全体として、歪みの改善量を大きく得ることを実現することができる。
【０１２７】
ここで、本例では、トランジスタ４６、６１が本発明に言うトランジスタに相当し、トランジスタ４６から構成される主増幅器やトランジスタ６１から構成される主増幅器６０が本発明に言う増幅器に相当する。
また、本例では、トランジスタ４６、６１が等価回路に有する容量可変コンデンサＣｇｓが本発明に言うゲートソース容量に相当し、当該ゲートソース容量Ｃｇｓの機能により本発明に言う位相変調手段が構成されている。
【０１２８】
また、本例では、レベル調整器４３、５８から高周波素子インダクタ４４、５９を介してトランジスタ４６、６１のゲートへ出力されるΔｆ成分の信号が本発明における周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号に相当し、分岐部４１、５１や２乗検波器４２、５３ａやレベル調整器４３、５８や高周波素子インダクタ４４、５９の機能により位相変調制御手段が構成されている。
また、本例では、上記図６に示したプリディストーション方式による歪み補償回路などの機能と本例の上下３次歪みアンバランス改善回路の機能により大きな歪み改善量が得られている。
【０１２９】
ここで、本発明に係る歪み改善回路などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。例えば、本例では周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との２波を処理する場合を示したが、ｎ≧３としてｎ波を処理する装置に本発明を適用することもできる。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。例えば、本発明に係る歪み改善回路を備えた増幅装置は、Ｗ−ＣＤＭＡやマルチキャリア等の信号を送信する通信機の送信部などに設けるのに適している。
【０１３０】
また、本発明に係る歪み改善回路などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭに格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。
【０１３１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る歪み改善回路によると、例えば、信号を増幅する増幅器で発生する歪みを補償するに際して、増幅器により増幅される信号を位相変調することにより当該信号に対して上下側帯波を発生させ、当該上下側帯波を用いて増幅器で発生するアンバランス歪みを補償するようにしたため、例えば従来のように全周波数に対して同一の位相で且つ同一の振幅であるような歪みを発生させて歪み補償が行われるプリディストーション回路と組合せて、大幅に歪み補償を改善することができる。
【０１３２】
また、本発明に係る歪み改善回路では、例えば、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号が増幅器により増幅され、増幅器では例えば互いに位相が異なる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側アンバランス歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側アンバランス歪みが発生する場合に、増幅器により増幅される信号に基づいて周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を位相変調器へ与え、位相変調器が与えられる制御信号に基づいて増幅器により増幅される信号を位相変調することにより、互いに位相が１８０度異なり且つ振幅が同一である周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側側帯波及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側側帯波を当該信号に対して発生させるようにしたため、増幅器で発生する例えば互いに位相が異なる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのアンバランスを改善することが可能となる。
【０１３３】
また、本発明に係る歪み改善回路では、例えば、増幅器は入力信号レベルに応じて容量が変化する容量可変コンデンサを等価回路に有するトランジスタを用いて構成されており、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号が増幅器により増幅され、増幅器では例えば互いに位相が異なる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次アンバランス歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次アンバランス歪みが発生する場合に、増幅器により増幅される信号に基づいて周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号をトランジスタへ与え、トランジスタでは等価回路に有する容量可変コンデンサが与えられる制御信号に基づいて増幅器により増幅される信号を位相変調することにより、互いに位相が１８０度異なり且つ振幅が同一である周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側側帯波及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側側帯波を当該信号に対して発生させるようにしたため、増幅器で発生する例えば互いに位相が異なる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次アンバランス歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次アンバランス歪みを改善することが可能となる。
【０１３４】
また、本発明に係る歪み改善回路では、例えば、増幅器により増幅される信号に対して互いに位相が同一であり且つ振幅が同一である周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みを発生させる歪み補償機能を備え、位相変調により発生させる上下側帯波を利用した上下３次歪みアンバランス改善回路により発生させる側帯波を当該歪み補償機能により発生させる歪みに付加することにより増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みを補償するようにしたため、大きな改善量が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１実施例に係る歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示す図である。
【図２】 本発明の第１実施例に係る歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示す図である。
【図３】 本発明の第１実施例に係る歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示す図である。
【図４】 本発明の第２実施例に係る歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示す図である。
【図５】 トランジスタの等価回路の一例を示す図である。
【図６】 本発明の第２実施例に係る歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示す図である。
【図７】 歪み成分をキャンセルする仕方の一例を説明するための図である。
【図８】 振幅偏差及び位相偏差に対するキャンセル量の関係の一例を示す図である。
【図９】 ２波を位相変調した結果の一例を示す図である。
【図１０】 コンデンサの容量の変化により位相変調する原理を説明するための図である。
【図１１】 フィードフォワード方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の一例を示す図である。
【図１２】 プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の一例を示す図である。
【図１３】 増幅器の非線型特性の一例及びプリディストーション特性の一例を示す図である。
【図１４】 プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の他の例を示す図である。
【図１５】 時刻とＲＦ包絡線レベルとの関係の一例及びＲＦ包絡線レベルとテーブル値との関係の一例を示す図である。
【図１６】 増幅器に入力される主信号の一例及び増幅器で発生する歪みの一例を示す図である。
【符号の説明】
１、１１、２１、３１、４１、５１、６２・・分岐部、
２、１２、２３ａ、４２、５３ａ・・２乗検波器、
３、１３、２８、４３、５８・・レベル調整器、
４、１４、２９・・位相変調器、 ５、１６、３０、６０・・主増幅器、
１５・・プリディストーション回路、 ２２、５２・・遅延回路、
２４、５４・・Ａ／Ｄ変換器、 ２５、５５・・テーブル部、
２６、５６・・Ｄ／Ａ変換部、 ２７、５７・・振幅／位相回路、
３２、６３・・歪み検知部、 ３３、６４・・テーブル更新部、
２３、５３・・包絡線検波器、 ４４、５９・・高周波素子インダクタ、
４５、４７・・整合回路、 ４６、６１、Ｔ１〜Ｔｍ・・トランジスタ、
Ｃｇｓ・・容量可変コンデンサ、 ７１・・抵抗、 ７２・・コンデンサ、

Claims (3)

1. ２以上の周波数成分を含む入力信号を増幅する増幅器で発生する上側３次歪み及び下側３次歪みのアンバランス差を改善する歪み改善回路であって、
   前記入力信号に含まれる全ての異なる周波数成分の周波数の組について各組の差成分を総和したもの又は前記入力信号に含まれる一部の周波数成分についての上側３次歪み及び下側３次歪みだけを補償する場合には当該一部の周波数成分についてだけ異なる周波数成分の周波数の組について各組の差成分を総和したものを制御信号αとして、時刻をｔと表した場合に、前記入力信号に含まれる全ての異なる周波数成分の角振動数ωについて位相変調波信号成分［ｃｏｓ｛（ω・ｔ）＋α｝］を総和した結果を位相変調の結果として取得する位相変調手段を備え、
   前記位相変調手段による前記位相変調の結果に含まれる前記上側３次歪みの周波数に生じる上側側帯波及び前記下側３次歪みの周波数に生じる下側側帯波であって且つ互いに位相が１８０度異なるものと、前記増幅器で発生する前記上側３次歪み及び前記下側３次歪みとを、前記上側３次歪み及び前記下側３次歪みのアンバランス差を低減させるように総和することを特徴とする歪み改善回路。
2. 請求項１に記載の歪み改善回路において、
   前記位相変調手段は前記増幅器に使用するトランジスタのゲート電圧により可変する当該トランジスタ内蔵のゲートソース容量から構成されており、当該トランジスタのゲートに前記制御信号αの電圧が印加されることを特徴とする歪み改善回路。
3. 請求項１又は請求項２に記載の歪み改善回路において、
   前記増幅器で発生する前記上側３次歪み及び前記下側３次歪みを改善するプリディストーション回路を前記増幅器の前段に備え、
   当該プリディストーション回路による歪み補償と前記位相変調手段による歪み補償を組合せて前記増幅器で発生する前記上側３次歪み及び前記下側３次歪みを補償することを特徴とする歪み改善回路。

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