JP3689008B2

JP3689008B2 - 放電灯点灯回路

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Publication number: JP3689008B2
Application number: JP2001036960A
Authority: JP
Inventors: 昌康伊藤; 仁志武田
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2001-02-14
Filing date: 2001-02-14
Publication date: 2005-08-31
Anticipated expiration: 2021-02-14
Also published as: FR2820941B1; JP2002246195A; FR2820941A1; US20020125835A1; DE10206175A1; DE10206175B4; US6563275B2

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯回路における電力損失や発熱を低減するとともに、安定した点灯制御を保証するための技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
放電灯（メタルハライドランプ等）の点灯回路については、直流-直流変換回路、直流−交流変換回路、起動回路（所謂スタータ回路）を備えた構成が知られている。例えば、放電灯の数が１つの場合を想定すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ及びハーフブリッジ型回路（２つの半導体スイッチング素子を組にして交互にオン／オフ制御を行うように構成された回路）と、それらの制御回路を備えた構成が挙げられ、ＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチング素子の制御によって当該コンバータの出力が制御されるとともに、ハーフブリッジ型回路を構成するスイッチング素子の交番動作によって生成される交流出力が放電灯に供給される。尚、ＤＣ−ＤＣコンバータについては、正極性及び負極性の出力電圧を得るために、各極性に対応した回路部分を有する形態（極性に対応した電圧変換回路を完全に分離したもの）と、回路部を分離せずに１つの構成で両極性出力が得られるようにした形態が挙げられる。
【０００３】
また、放電灯の数が２つになった場合に、各放電灯に対応するそれぞれの点灯回路を設けて放電灯を点灯させるのでは、部品点数やコスト面で不利益があるので、２つの放電灯についての点灯回路を共通化することが好ましく、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ及びフルブリッジ型回路（４つの半導体スイッチング素子をそれぞれ対にし、２組の素子対にしてオン／オフ制御を交互に行うように構成された回路）と、それらの制御回路を備えた構成が挙げられる。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチング素子の制御によって当該コンバータの出力が制御されるとともに、フルブリッジ型回路を構成するスイッチング素子の交番動作によって生成される矩形波状出力を放電灯に供給する際には、各放電灯に対して正極性出力と負極性出力とが交互に供給される（つまり、片方の放電灯について正極性出力を投入しているときには、他方の放電灯には負極性出力が投入される。）。尚、正極性及び負極性の出力電圧を得るためのＤＣ−ＤＣコンバータについては、上記したように２形態の回路構成が挙げられる。
【０００４】
ところで、放電灯の確実な点灯には、ＤＣ−ＤＣコンバータの後段にコンデンサを含む電流補助回路（例えば、特開平９−２２３５９１号公報等。）を設けることが好ましく、放電灯がブレークダウンした場合に、当該コンデンサの蓄積エネルギーを放電灯の供給することによりアーク放電への移行を円滑に行うことができる。
【０００５】
図１２は１つの放電灯に対する点灯回路を想定した場合に、当該放電灯が点灯しているときの供給電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータの出力であり、上方のものが正極電圧、下方のものが負極電圧である。中段に示す電流「ＩＬ」は放電灯の電流を示す。）を概略的に示したものである。尚、ＤＣ−ＤＣコンバータの正極性出力に対して上記電流補助回路が設けられており、当該コンバータの出力する電圧（所謂オープン・サーキット電圧「Ｏ.Ｃ.Ｖ」）を３５０Ｖ（ボルト）とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの負極性出力に対する制限を１５０Ｖとしており、放電灯の定格電圧を８５Ｖとする。
【０００６】
放電灯に対してあるタイミングで正極性出力が投入されているとすると、負極性出力について電流の流れる経路がなく無負荷状態である。従って、この時のＤＣ−ＤＣコンバータによる負極出力電圧（の大きさ）は１５０Ｖに制限される。
【０００７】
次のタイミングで極性が反転して、放電灯に負極性出力が投入されると、この時の正極性出力について電流の流れる経路がなく無負荷状態である。従って、この時のＤＣ−ＤＣコンバータによる正極出力電圧（の大きさ）は３５０Ｖになる。
【０００８】
以上の動作がブリッジ回路の動作周波数（スイッチング素子の切替が交番されるときの周波数）に従って繰り返されて、各極性の出力が放電灯に供給される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した構成では、例えば、下記に示すような不都合が生じ得る。
【００１０】
（１）点灯周波数が低い場合における交流成分（脈流によるもの）の影響が、定電力制御を阻害すること
（２）無効な電力成分の増加
（３）電流補助回路等における損失の増加。
【００１１】
図１２に示すように、放電灯に流れる電流「ＩＬ」は、脈流をもった波形になる。
【００１２】
その理由は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力段に設けられる平滑回路の存在であり、主に、無負荷時に平滑コンデンサにたまった電荷の吐き出しによる。つまり、３５０Ｖ又は−１５０Ｖ相当まで蓄えられた平滑コンデンサのエネルギーが、ブリッジ型回路の極性反転時に８５Ｖ又は−８５Ｖになるまで放電灯に放出されるため、極性反転直後の電流が大きくなってしまうからであり、この脈流が原因となって出力電圧が大きく変動し、（１）乃至（３）の弊害が惹き起こされる。
【００１３】
先ず、（１）については、放電灯の極性が切り替わった瞬間において、何らの制御指示もなしに放電灯に流れる電流が一時的に増加することになるので、制御回路はそれを検出して放電灯に流れる電流を少なくしようとする。しかし、平滑コンデンサの容量が大きくて極性切替時の電流が多いと、結果的には必要な制御電力よりも大きな電力投入がなされてしまう。尚、これを回避するには、例えば、放電灯に流れる電流値を検出する回路あるいは定電力制御のための回路に対してディレイ（遅延回路等）を設けて応答を鈍化させるといった方法が考えられるが、コスト上昇を招く原因となったり、また、応答の鈍化は、電源入力（電圧）の急変や放電灯の状態変化等に対する追従性の悪化をもたらす虞があり、放電灯の立ち消えの可能性を高める原因となるので好ましくない。
【００１４】
また、（２）について具体的な数値を挙げて説明すると、例えば、定格電力３５Ｗ、平滑コンデンサの静電容量を０．４７μＦ、ブリッジ型回路の点灯周波数を１ｋＨｚとしたとき、正極出力用ＤＣ−ＤＣコンバータは、１ｍＳ（ミリ秒）おきに平滑コンデンサに８５Ｖ（定格電圧）から３５０Ｖ（上記Ｏ.Ｃ.Ｖ）までの電荷を蓄積する。このエネルギーは、「０．４７×１０^(−６)×（３５０^２−８５^２）＝０．０５４Ｊ」（「^」は累乗を意味する。）」であり、１秒間当たりの電力に直すと、０．０５４Ｊ×１０００（回）＝５４Ｗになる。従って、これが放電灯の定常電力以下に収まるようにするには、平滑コンデンサの容量又は点灯周波数を調整すれば良いことになるが、上記したように歪んだ交流成分によって無効な電力成分をもつことになって損失が生じ、放熱設計上の負担の原因となる。
【００１５】
（３）については、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧がブリッジ型回路の点灯周波数で上下しているので、例えば、上記電流補助回路内のコンデンサに対して抵抗素子を接続している場合に、当該抵抗素子に流れる電流によりジュール熱損失が生じる。
【００１６】
以上は放電灯の数を１つにした場合であるが、放電灯の数が２つになった場合でも同様の弊害が発生する。
【００１７】
即ち、片方の放電灯が点灯していて、他方の放電灯が点灯していない場合に、正極及び負極性出力のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が、上記した１つの放電灯の場合と同様の振る舞いをし、点灯している方の放電灯に対して正極性（又は負極性）出力を投入しているときに負極側（又は正極側）が無負荷となる。従って、放電灯の数が２つになっても、片方の放電灯して点灯していない場合には、上記と同様の問題が起き得る。
【００１８】
そこで、本発明は、放電灯点灯回路において、電力損失及び発熱による素子故障の可能性を低減するとともに、安定した電力制御の実現を課題とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記した課題を解決するために、一の放電灯に対して直流−直流変換回路の出力電圧を交番投入する際には、放電灯の点灯中に正極性及び負極性の出力のうち当該放電灯に投入されていない無負荷側の出力電圧が、放電灯に投入されている側の出力電圧と同じ大きさになるように制限するものであり、また、２つの各放電灯に対して直流−直流変換回路による出力電圧の極性を交互に切り替えながら供給電力を投入する際に、一方の放電灯の点灯中若しくは当該放電灯への点灯指示が出されているときであって、かつ他方の放電灯が点灯していないとき若しくは当該放電灯への点灯指示が出されていないときには、正極性及び負極性の出力のうち放電灯に投入されていない無負荷側の出力電圧が、放電灯に投入されている側の出力電圧と同じ大きさになるように制限するものである。
【００２０】
従って、本発明によれば、無負荷側の出力電圧がこれとは逆極性の出力電圧に制限されるので、放電灯に流れる電流に係る脈流による交流成分を抑制することができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
本発明に係る点灯回路の構成について、先ずは放電灯の数が１つの場合について図１を用いて説明する。
【００２２】
放電灯点灯回路１は、直流電源２、直流−直流変換回路３、直流−交流変換回路４、起動回路５を備えている。
【００２３】
直流−直流変換回路３は、電源２からの直流入力電圧（これを「Ｖin」と記す。）を受けて正極性及び負極性の出力を得るためのものであり、回路内部にトランス及びスイッチング素子を有するとともに、制御回路７からの信号に応じてスイッチング素子の制御が行われてその出力電圧が制御される。直流−直流変換回路３としては、スイッチングレギュレータの構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータ（フライバック式等。）が用いられるが、前記したように、正極及び負極性の両出力を得るための回路を分離することなく構成した非分離型の形態と、各極性の出力電圧を各別の回路に分離して出力するように構成した分離型の形態が挙げられる。
【００２４】
図２及び図３は直流−直流変換回路の構成例を示したものである。尚、図２では二次側に２つの回路３Ａ、３Ｂを有し、また、図３では、一次及び二次ともに別の回路３′Ａ、３′Ｂを有している。
【００２５】
図２は非分離型の構成例３Ｎを示しており、トランスＴの一次巻線Ｔｐの一端が直流入力端子「ｔａ」に接続されることで電圧Ｖinが入力されるようになっており、一次巻線Ｔｐの他端は半導体スイッチング素子ＳＷ（図には単にスイッチの記号で示すが、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等が用いられる。）及び電流検出用抵抗Ｒｓを介して接地されている（この抵抗Ｒｓについては任意であり、特に設けなくても良い）。尚、半導体スイッチング素子ＳＷの制御端子（ＦＥＴの場合にはゲート）には制御回路７からの信号「Ｓｃ」が供給されてそのスイッチング制御が行われる。
【００２６】
トランスＴの二次巻線Ｔｓについては、その一端がダイオードＤ１のアノードに接続され、該ダイオードＤ１のカソードがコンデンサＣ１の一端に接続されるとともに端子「ｔｏ１」に接続され、当該端子から出力電圧（これを「Ｖdcp」と記す。）が得られる。そして、コンデンサＣ１の他端は二次巻線Ｔｓの中間タップに接続されるとともに、抵抗Ｒｉを介して接地されている。
【００２７】
二次巻線Ｔｓの他端はダイオードＤ２のカソードに接続されており、該ダイオードＤ２のアノードがコンデンサＣ２と端子「ｔｏ２」に接続され、当該端子を介して出力電圧（これを「Ｖdcn」と記す。）が得られる。
【００２８】
抵抗Ｒｉは、放電灯６に流れる電流に関する検出信号（相当信号）を得るための電流検出用素子であり、当該抵抗に流れる電流を電圧変換することで電流検出を行うものである。尚、抵抗Ｒｉと、コンデンサＣ１やＣ２との接続点には検出端子「ｔｏｉ」が接続されており、ここから検出信号「Ｖｉ」が得られる。
【００２９】
以上のように直流−直流変換回路３Ｎは、正極性及び負極性の電圧Ｖdcp、Ｖdcnを２つの出力端子「ｔｏ１」、「ｔｏ２」から各別に出力する構成となっている。
【００３０】
尚、トランスＴの巻線に付した「・」印は巻き始めを示しており、例えば、二次巻線ＴｓについてはダイオードＤ２との接続端及び中間タップにおける巻き始端にそれぞれ「・」印が付されている。また、コンデンサＣ１、Ｃ２は平滑回路を構成しており、図１２について説明したコンデンサに相当する。
【００３１】
図３は上記した分離型の形態について一例を示したものであり、この直流−直流変換回路３Ｍでは、２つのトランスＴ１（一次巻線Ｔ１ｐ、二次巻線Ｔ１ｓ）、Ｔ２（一次巻線Ｔ２ｐ、二次巻線Ｔ２ｓ）を有する構成とされる。
【００３２】
各トランスの一次巻線Ｔ１ｐ、Ｔ２ｐの一方の端子が直流入力端子ｔａに接続され、他方の端子がスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２（これらには半導体スイッチング素子が用いられるが、図には単にスイッチの記号で示す。）をそれぞれ介して接地されており、これらのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２を、制御回路７からの制御信号Ｓｃ１、Ｓｃ２によって各別にオン／オフ制御することで、各二次出力を独立に可変制御することができる。
【００３３】
尚、一次巻線Ｔ１ｐ、Ｔ２ｐに対して並列に設けられたコンデンサＣ０は、その一端が直流入力端子ｔａに接続されるとともに他端が接地されている。
【００３４】
回路３′Ａは、トランスＴ１及びスイッチング素子ＳＷ１、そして二次巻線Ｔ１ｓに接続された整流用ダイオードＤ１や平滑用コンデンサＣ１、電流検出用抵抗Ｒｉ１を含む構成とされる。つまり、二次巻線Ｔ１ｓの一端がダイオードＤ１のアノードに接続され、該ダイオードのカソードが出力端子ｔｏ１に接続されるとともにコンデンサＣ１の一端に接続されている。そして、該コンデンサＣ１の他端が二次巻線Ｔ１ｓの巻き始端側端子に接続されるとともに、電流検出用抵抗Ｒｉ１を介して接地されている。
【００３５】
よって、この回路では、制御信号Ｓｃ１に基づくスイッチング素子ＳＷ１のオン／オフ制御によってトランスＴ１の一次巻線Ｔ１ｐに流れる電流が制御され、二次巻線Ｔ１ｓからダイオードＤ１、コンデンサＣ１を経て出力端子ｔｏ１に正極性電圧Ｖdcpが得られる。尚、端子「ｔｏｉ１」は、コンデンサＣ１と電流検出用抵抗Ｒｉ１との接続点に接続された電流検出端子であり、当該端子から検出信号「Ｖｉ１」が得られる。
【００３６】
他方、回路３′Ｂは、トランスＴ２及びスイッチング素子ＳＷ２、そして二次巻線Ｔ２ｓに接続された整流用ダイオードＤ２や平滑用コンデンサＣ２、電流検出用抵抗Ｒｉ２を含む構成とされる。つまり、二次巻線Ｔ２ｓの一端（巻き始端側の端子）がダイオードＤ２のカソードに接続され、該ダイオードのアノードが出力端子ｔｏ２に接続されるとともにコンデンサＣ２の一端に接続されている。そして、該コンデンサＣ２の他端が二次巻線Ｔ２ｓの終端側端子に接続されるとともに、電流検出用抵抗Ｒｉ２を介して接地されている。
【００３７】
よって、この回路では、制御信号Ｓｃ２に基づくスイッチング素子ＳＷ２のオン／オフ制御によってトランスＴ２の一次巻線Ｔ２ｐに流れる電流が制御され、二次巻線Ｔ２ｓからダイオードＤ２、コンデンサＣ２を経て出力端子ｔｏ２に電圧Ｖdcnが得られる。尚、端子「ｔｏｉ２」は、コンデンサＣ２と電流検出用抵抗Ｒｉ２との接続点に接続された電流検出端子であり、当該端子から検出信号「Ｖｉ２」が得られる。
【００３８】
直流−直流変換回路３の出力段に設けられた電流補助回路８（図１参照）は、当該回路内に設けられた容量性素子（コンデンサ）に蓄積されたエネルギーを放電灯６の起動時に当該放電灯に供給することによってグロー放電からアーク放電への移行が確実に行われるように補助するための回路である。尚、図１では電流補助回路が正極出力側に設けられているが、これは放電灯６の起動前に当該放電灯に供給される電圧の極性が正極に規定されるためである（つまり、供給電圧の極性が負極に規定される場合には、負極側に電流補助回路を付設すれば良い。）。
【００３９】
図４は電流補助回路８の構成例を幾つか示したものである。
【００４０】
図の（ａ）に示す構成では抵抗ＲａとコンデンサＣａとの直列回路とされ、抵抗Ｒａの一端が上記の出力端子ｔｏ１に接続されるとともに、当該抵抗の他端がコンデンサＣａを介して接地されている。
【００４１】
また、（ｂ）に示す構成ではコンデンサＣｂとツェナーダイオードＺＤとの直列回路とされ、コンデンサＣｂの一端が出力端子ｔｏ１に接続されるとともに、その他端がツェナーダイオードＺＤのカソードに接続されており、該ツェナーダイオードＺＤのアノードが接地されている。
【００４２】
（ｃ）に示す構成では、抵抗Ｒｃの一端が出力端子ｔｏ１に接続されるとともに、その他端がコンデンサＣｃと抵抗Ｒｄとの直列回路を介して接地されており、該抵抗Ｒｄに対してダイオードＤが並列に接続されている（ダイオードＤのカソードがコンデンサＣｃと抵抗Ｒｄとの間に接続され、そのアノードが接地されている。）。
【００４３】
直流−直流変換回路３の後段に配置された直流−交流変換回路４（図１参照。）は、該直流−直流変換回路３の出力電圧を交流電圧に変換した後でこれを放電灯６に供給するために設けられており、直流−直流変換回路３の２つの出力端子からそれぞれ各別に出力される正極性及び負極性の電圧が送出されてくる。そして、回路部（コンバータ）３Ａ又は３′Ａの出力電圧Ｖdcpと、回路部（コンバータ）３Ｂ又は３′Ｂの出力電圧Ｖdcnとを切り換えるために、直流−交流変換回路４内に設けられた１対の半導体スイッチング素子ｓｗ１、ｓｗ２（これらの素子には電界効果トランジスタ等が用いられるが、図には単にスイッチの記号で示す。）がそれらの駆動回路ＤＲＶによって交番動作され、これによって生成される交流電圧が放電灯６に供給される。
【００４４】
つまり、直流−直流変換回路３の出力段において直列に接続された２つのスイッチング素子ｓｗ１、ｓｗ２について、図示の例では、その一方の素子ｓｗ１が回路３Ａの出力端子に接続されるとともに、素子ｓｗ２を介して回路３Ｂの出力端子に接続されている。そして、これらのスイッチング素子をそれぞれ相反的にスイッチング制御する駆動回路ＤＲＶについては、例えば、ハーフブリッジドライバとして既知のＩＣ（集積回路）が使用される。つまり、駆動回路ＤＲＶからの各スイッチング素子の制御端子にそれぞれ供給される信号により、素子ｓｗ１がオン状態のとき、素子ｓｗ２がオフ状態となり、逆に素子ｓｗ１がオフ状態のとき、素子ｓｗ２がオン状態となるようにハーフブリッジの交番動作が行われて直流電圧が交流電圧に変換される。
【００４５】
尚、素子ｓｗ１、ｓｗ２として電界効果トランジスタを使用した場合における駆動回路としてブートストラップ式の構成例を図５に示す（図中の直流電源回路は直流電源２及び直流−直流変換回路３を含む。）。
【００４６】
本図においてドライブ用ＩＣ内部のスイッチング素子を等価的にスイッチの記号で示すように、２つの素子Ｑ１、Ｑ２による直列回路及び２つの素子Ｑ３、Ｑ４による直列回路を備えている。
【００４７】
これらの素子Ｑ１乃至Ｑ４への電源については、電源端子Ｖｃから供給されるようになっており、素子Ｑ１及びＱ２には当該電源端子ＶｃからダイオードＤ３を介して電源供給が行われ、また、素子Ｑ３及びＱ４には電源端子Ｖｃからそのまま電源供給が行われる。つまり、ダイオードＤ３のカソードがコンデンサＣ３を介してＮチャンネルＦＥＴｓｗ１とｓｗ２との接続点に接続されるとともに、当該カソードが素子Ｑ１に接続されている。そして、素子Ｑ１とＱ２との接続点がＦＥＴｓｗ１のゲートに接続され、素子Ｑ２のうち素子Ｑ１との接続点とは反対側の端子がＦＥＴｓｗ１とｓｗ２との接続点に接続されている。
【００４８】
他方、素子Ｑ３及びＱ４については、素子Ｑ３の一端が電源端子Ｖｃに接続され、両素子の接続点がＦＥＴｓｗ２のゲートに接続されており、素子Ｑ４のうち素子Ｑ３との接続点とは反対側の端子がＦＥＴｓｗ２（のソース）に接続されている。
【００４９】
尚、これらの素子Ｑ１乃至Ｑ４に関して、制御回路７から駆動用ＩＣに供給される制御信号によって各素子がそれぞれ制御されることは勿論である。
【００５０】
本回路において、例えば、２つのＦＥＴのうち図の上方に位置したＦＥＴｓｗ１をオン状態にするにあたっては、一旦、電源端子ＶｃからダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３を充電して電荷を蓄えておき、その電荷を用いて当該ＦＥＴをオンさせる必要がある（素子Ｑ１をオン状態にし、素子Ｑ２をオフ状態にする。尚、このとき下方のＦＥＴをオフ状態とするためには、素子Ｑ３をオフ状態にし、素子Ｑ４をオン状態にすれば良い。）。
【００５１】
起動回路５（図１参照。）は、放電灯６に起動用の高電圧信号（起動パルス）を発生させて放電灯６に起動をかけるために設けられており、当該起動用信号は直流−交流変換回路４の出力する交流電圧「Ｖout」に重畳されて放電灯６に印加される。つまり、起動回路５内には誘導性成分（トリガートランスの二次巻線等のインダクタンス成分）が含まれており、放電灯６の一方の電極端子が誘導性成分を介して２つのスイッチング素子ｓｗ１、ｓｗ２同士の接続点Ａに接続され、他方の電極端子がグランド（ＧＮＤ）に接地されるか又は電流検出用抵抗「ｒｉ」（図２や図３に示した電流検出用抵抗を設けない場合）を介して接地される（図１の「Ｖｓ」は電流検出信号を示す。）。
【００５２】
尚、放電灯６に流れる電流を検出するための検出回路としては、例えば、上記した電流検出用抵抗「Ｒｉ」又は「ｒｉ」を用いて放電灯に流れる電流値を検出する電流検出回路が設けられている。また、放電灯にかかる電圧を検出する電圧検出回路については、例えば、既知のように分圧抵抗等を使って出力電圧を検出する回路）を設けて出力電圧（Ｖdcp、Ｖdcn）の検出信号を得ることができる。
【００５３】
制御回路７（図１参照。）は、放電灯にかかる電圧や当該放電灯に流れる電流の検出信号を受けて放電灯に投入する電力を制御するとともに直流−直流変換回路３の出力を制御する。つまり、放電灯６の状態に応じた供給電力を制御するために設けられており、直流−直流変換回路３に対して制御信号（Ｓｃ）を送出することでこれらの出力電圧を制御する。また、上記駆動回路ＤＲＶに制御信号（ＳＤ）を送出してブリッジの極性切換についての制御を行う。尚、放電灯６の点灯前には当該放電灯への供給電圧をあるレベルまで高めておくことで、放電灯６の点灯を確実にするための出力制御を行うことも制御回路７の役目である。
【００５４】
ところで、放電灯６に対して直流−直流変換回路３の出力電圧を交番投入する際には、図１２で説明したように無負荷側の電圧（３５０Ｖ、−１５０Ｖ）及び平滑用コンデンサ若しくは電流補助回路のコンデンサのために脈流が発生するが、これに起因する弊害を防止するためには、放電灯の点灯中において、正極性及び負極性の出力のうち当該放電灯に投入されていない無負荷側の出力電圧を、放電灯に投入されている側の出力電圧と同じ大きさになるように制限することが有効である。
【００５５】
図６はその様子を概略的に示したものであり、図１２に対応したものである。
【００５６】
つまり、直流−直流変換回路３の出力電圧について、上方のものが正極電圧、下方のものが負極電圧を示しており、本例ではいずれについても無負荷状態では、その大きさ（絶対値）が８５Ｖ（投入電圧）に制限される。例えば、放電灯に正極性電圧「８５Ｖ」が投入されているときには負極側では「−８５Ｖ」に電圧制限がなされ、また、放電灯に負極性電圧「−８５Ｖ」が投入されているときには正極側では「８５Ｖ」に電圧制限がなされる。その結果、放電灯６に流れる電流ＩＬは交流成分のない綺麗な矩形波状になるので、前記（１）乃至（３）の弊害を回避することができる（尚、このことは後述する２つの放電灯の制御でも同様である。）。
【００５７】
図７は制御回路７について要部の構成例１０を示したものである。尚、直流−直流変換回路として図３の構成例３Ｍを用いるものとする。
【００５８】
図中に示す各記号の意味は以下に示す通りである。
【００５９】
・「ＳＶｐ」＝直流−直流変換回路の正極性出力電圧に関する検出信号（検出電圧）
・「ＳＶｎ」＝直流−直流変換回路の負極性出力電圧に関する検出信号（検出電圧）
・「ＣＫ」＝放電灯に投入すべき電圧極性を示す信号（Ｈレベルのとき正極性、Ｌレベルのとき負極性を示す。）
・「Ｓｂ１」＝放電灯の電力制御のための回路（図示せず。）により、上記回路３′Ａのスイッチング素子ＳＷ１の駆動回路２２ｐに送られる制御用信号（Ｓｃ１の基となる信号であり、正極駆動用信号）
・「Ｓｂ２」＝放電灯の電力制御のための回路（図示せず。）により、上記回路３′Ｂのスイッチング素子ＳＷ１の駆動回路２２ｎに送られる制御用信号（Ｓｃ２の基となる信号であり、負極駆動用信号）。
【００６０】
尚、ＳＶｐやＳＶｎにかかる電圧検出については、上記Ｖdcp、Ｖdcnに対して抵抗分圧等による既知の検出方法を用いれば済むので回路構成の説明は省略する。また、電力制御のための回路については、制御方式（ＰＷＭ：パルス幅変調、ＰＦＭ：パルス周波数変調等）に依存し、例えば、放電灯の電圧検出信号や電流検出信号に基く演算信号を鋸歯状波とレベル比較することでデューティーサイクルが規定される信号を生成してスイッチング素子のオン／オフ状態を制御する回路形態等が良く知られていること、及び本発明に関する限り電力制御方法の如何を問わないことからＳｂ１、Ｓｂ２の生成回路についての説明を省略する（例えば、特開平４−１２４９５号公報や特開２００１−６８９１号公報等を参照）。
【００６１】
信号ＣＫとＳｂ１、Ｓｂ２との関係については、図８に示す通りである。
【００６２】
正極電圧検出信号ＳＶｐはコンパレータ１１の正入力端子に供給されるとともに、コンパレータ１２の負入力端子に供給される。
【００６３】
コンパレータ１１の出力信号は、２つに分岐してその一方が、ＮＯＴ（論理否定）ゲート１３を介して２入力ＯＲ（論理和）ゲート１４の一方の入力端子に供給される。尚、ＯＲゲート１４の他方の入力端子には信号ＣＫが供給される。
【００６４】
また、コンパレータ１１の出力信号のうち分岐した他方のものは、そのまま２入力ＯＲゲート１５の一方の入力端子に供給される。尚、当該ＯＲゲート１５の他方の入力端子には信号ＣＫがＮＯＴゲート１６を介して供給される。
【００６５】
ＯＲゲート１４の出力信号及び信号Ｓｂ１は２入力ＡＮＤ（論理積）ゲート１７に供給され、当該ゲートの出力信号は２入力ＡＮＤゲート１８の一方の入力端子に供給される。
【００６６】
ＡＮＤゲート１８の他方の入力端子には、コンパレータ１２の出力信号が供給される。このコンパレータ１２は正極性の電圧出力に対する最大値（あるいは上限値）を規定するために設けられたもので、負入力として供給されるＳＶｐと、正入力として供給される基準電圧（図には定電圧源の記号で示し、「Ｅrefp」と記す。前記の「３５０Ｖ」に相当するもの。）とを比較して、ＳＶｐがＥrefpを超えたときにＬレベル信号を出力する。
【００６７】
ＯＲゲート１５の出力信号及び信号Ｓｂ２は２入力ＡＮＤ（論理積）ゲート１９に供給され、当該ゲートの出力信号は２入力ＡＮＤゲート２０の一方の入力端子に供給される。
【００６８】
ＡＮＤゲート２０の他方の入力端子には、コンパレータ２１の出力信号が供給される。このコンパレータ２１は負極性の電圧出力（の大きさ）に対する最大値（あるいは電圧の向きを考慮した符号付き電圧値の場合における、その下限値）を規定するために設けられたもので、負入力として供給されるＳＶｎと、正入力として供給される基準電圧（図には定電圧源の記号で示し、「Ｅrefn」と記す。前記の「−１５０Ｖ」に相当するもの。）とを比較して、ＳＶｎがＥrefnを超えたときにＬレベル信号を出力する。
【００６９】
ＡＮＤゲート１８の出力信号が正極駆動用の駆動回路２２ｐを経て上記制御信号Ｓｃ１として正極性出力用回路（コンバータ）３′Ａのスイッチング素子ＳＷ１に送出される。また、ＡＮＤゲート２０の出力信号が負極駆動用の駆動回路２２ｎを経て上記制御信号Ｓｃ２として負極性出力用回路（コンバータ）３′Ｂのスイッチング素子ＳＷ２に送出される。尚、これらの駆動回路にはスイッチング素子の駆動に必要な電圧レベル変換用の回路等が含まれる。
【００７０】
本回路において、正極駆動用信号Ｓｂ１に関して、信号ＣＫがＨレベルのときには、ＯＲゲート１４の出力信号がＨレベルになるので、信号Ｓｂ１がＡＮＤゲート１７を素通りしてＡＮＤゲート１８に供給される。このときにコンパレータ１２の出力信号がＨレベルである場合にはＡＮＤゲート１８の出力信号（ＡＮＤゲート１７の出力信号に同じ。）が駆動回路２２ｐを介してＳｃ１となる。つまり、信号Ｓｂ１によってスイッチング素子ＳＷ１のオン／オフ制御のデューティーサイクルが規定される。また、信号ＣＫがＬレベルのときには、無負荷状態となり負荷電流が流れないので信号Ｓｂ１は、そのデューティーサイクルが最大の信号となる（電流をもっと流そうとする制御による。）。
【００７１】
他方、負極駆動用信号Ｓｂ２に関しては、信号ＣＫがＬレベルのときに当該信号がＮＯＴゲート１６で論理反転されてＯＲゲート１５の出力信号がＨレベルになるので、信号Ｓｂ２がＡＮＤゲート１９を素通りしてＡＮＤゲート２０に供給される。このときにコンパレータ２１の出力信号がＨレベルである場合にはＡＮＤゲート２０の出力信号（ＡＮＤゲート１９の出力信号に同じ。）が駆動回路２２ｎを介してＳｃ２となる。つまり、信号Ｓｂ２によってスイッチング素子ＳＷ１のオン／オフ制御のデューティーサイクルが規定される。そして、信号ＣＫがＨレベルのときには、無負荷状態となり負荷電流が流れないので信号Ｓｂ２は、そのデューティーサイクルが最大の信号となる。
【００７２】
このようにＳｂ１、Ｓｂ２について無負荷状態ではともにデューティーサイクルが最大になるが、コンパレータ１２、２１によって最大電圧のリミッタがかかる。例えば、ＳＶｐのレベルが大きくてＥrefpを超えるとコンパレータ１２がＬレベル信号をＡＮＤゲート１８に送るので（ＡＮＤゲート１７の出力信号は無視される。）、Ｓｂ１を受け付けなくなり、当該ゲート１８の出力信号を強制的にＬレベルにしてしまう。同様に、ＳＶｎの大きさ（電圧の方向は考えない）がＥrefnを超えるとコンパレータ２１がＬレベル信号をＡＮＤゲート２０に送るので（ＡＮＤゲート１９の出力信号は無視される。）、Ｓｂ２を受け付けなくなり、当該ゲート２０の出力信号を強制的にＬレベルにしてしまう。このようにコンパレータ１２、２１は各駆動信号を阻止する役割を有しており、従って、無負荷時の動作において、最大デューティーサイクルでの駆動信号によってコンバータ（３′Ａ、３′Ｂ）の出力電圧が上昇してその制限電圧に達すると当該コンバータの動作が停止し、これにより当該出力電圧が低下してくると再び昇圧動作を開始するといった具合の間欠動作が繰り返されることになる。
【００７３】
ここまで説明した制御が、図１２で説明した内容に相当する。
【００７４】
以下、本発明の要点に入る。
【００７５】
コンパレータ１１は、正極電圧の大きさと負極電圧の大きさを比べる比較手段を構成するものであり、ＳＶｐとＳＶｎとを比較して、「ＳＶｐ＞ＳＶｎ」のときのＨレベル信号を出力し、そうでないとき（「ＳＶｐ＜ＳＶｎ」）にＬレベル信号を出力する。
【００７６】
信号ＣＫがＬレベル、つまり、正極側が無負荷のときに、コンパレータ１１の出力信号がＬレベルの場合には、ＯＲゲート１４の出力信号がＨ信号となり、Ｓｂ１としてデューティーサイクルが最大の駆動信号が得られ、これに基づく信号Ｓｃ１がスイッチング素子ＳＷ１に送られる。また、（正極側の）無負荷時にコンパレータ１１の出力信号がＨレベルの場合には、ＯＲゲート１４の出力信号がＬレベルとなり、ＡＮＤゲート１７の出力信号がＬレベルとなるので、駆動信号Ｓｂ１に基く制御信号がスイッチング素子ＳＷ１に送られない。即ち、（正極側が）無負荷のタイミングでは、負極性の電圧（負極電圧）を超えないように正極性の電圧出力が制限されることになる。
【００７７】
このことは、負極側が無負荷（信号ＣＫがＨレベル）のときも同様であり、コンパレータ１１の出力信号がＬレベルの場合には、ＯＲゲート１５の出力信号がＬレベルとなり、ＡＮＤゲート１９の出力信号がＬレベルとなるので、駆動信号Ｓｂ２に基く制御信号がスイッチング素子ＳＷ２に送られない。即ち、（負極側が）無負荷のタイミングでは、正極性の電圧（正極電圧）を超えないように負極性の電圧出力が制限されることになる。
【００７８】
尚、図６には無負荷時の電圧出力状態をジグザグ線で示している。
【００７９】
このように、一方の極性の無負荷状態では他方の極性の電圧によって電圧制限がかけられるので、上記した電力損失による無駄を低減でき、また、電力制御についてディレイ等の付加回路を必要としないので、制御応答の悪化に起因する弊害を伴うことがない。
【００８０】
図１の回路を、２つの放電灯に係る点灯制御用の回路に拡張するためには、例えば、正極性及び負極性の直流出力を得るための直流−直流変換回路として図３に示した構成を用いるとともに、図９に示す点灯回路１Ａのように、４つの半導体スイッチング素子を使用したフルブリッジ型（あるいはＨブリッジ型）回路構成の直流−交流変換回路４Ａを採用する。
【００８１】
図において、４つのスイッチング素子のうち、互いに直列接続とされることにより第１の組をなすスイッチング素子ｓｗ１、ｓｗ２については、その一方ｓｗ１の一端が上記回路３′Ａの出力端子に接続され、当該スイッチング素子ｓｗ１の他端がスイッチング素子ｓｗ２を介して上記回路３′Ｂの出力端子に接続されている。そして両スイッチング素子同士の接続点αに対して第１の放電灯６＿１が起動回路５＿１（内の誘導性負荷成分）を介して接続されている。
【００８２】
また、互いに直列接続されることで第２の組をなすスイッチング素子ｓｗ３、ｓｗ４については、その一方ｓｗ３の一端が回路３′Ａの出力端子に接続され、当該スイッチング素子ｓｗ３の他端がスイッチング素子ｓｗ４を介して回路３′Ｂの出力端子に接続されている。そして、両スイッチング素子同士の接続点βに対して第２の放電灯６＿２が起動回路５＿２（内の誘導性負荷成分）を介して接続されている。
【００８３】
各放電灯６＿１、６＿２におけるそれぞれの電極端子のうち、上記接続点αやβに接続されない方の端子についてはいずれも接地されている。尚、上記した電流検出用抵抗Ｒｉ１、Ｒｉ２を用いない場合には、これに代わる検出用抵抗（図１の「ｒｉ」に相当するもの。）をそれぞれ介して各放電灯の一端を接地した構成を採り、各抵抗による検出信号を制御回路７Ａに送れば良い。
【００８４】
駆動回路ＤＲＶ１、ＤＲＶ２についてはともにハーフブリッジドライバ用ＩＣが使用され、制御回路７Ａからの信号をそれぞれ受けてブリッジの極性を規定する。
【００８５】
複数のスイッチング素子ｓｗ１乃至ｓｗ４を有する直流−交流変換回路４Ａにおいて、一方の駆動回路ＤＲＶ１がスイッチング素子ｓｗ１、ｓｗ２のオン／オフ制御を担当し、他方の駆動回路ＤＲＶ２がスイッチング素子ｓｗ３、ｓｗ４のオン／オフ制御を担当している。ある時刻において、駆動回路ＤＲＶ１によりスイッチング素子ｓｗ１がオン状態（又はオフ状態）、スイッチング素子ｓｗ２がオフ状態（又はオン状態）となるように各素子の状態が規定されたとすると、このとき、駆動回路ＤＲＶ２によりスイッチング素子ｓｗ３がオフ状態（又はオン状態）、スイッチング素子ｓｗ４がオン状態（又はオフ状態）となるように各素子の状態が規定される。つまり、スイッチング素子ｓｗ１とｓｗ４とが同じ状態、スイッチング素子ｓｗ２とｓｗ３とが同じ状態となって、これらが相反的に交番動作する。
【００８６】
従って、２組のスイッチング素子のオン／オフ動作によって、例えば、第１の放電灯６＿１に正極性の電圧出力が投入される間、第２の放電灯６＿２には負極性の電圧出力が投入される（逆に、第１の放電灯６＿１に負極性出力が投入される間、第２の放電灯６＿２には正極性出力が投入される。）。
【００８７】
尚、制御回路７Ａからの制御信号（これらを「ＳＤ１」、「ＳＤ２」と記す。）は、アイソレータ９＿１、９＿２をそれぞれ経た上で各駆動回路ＤＲＶ１、ＤＲＶ２に送られる。つまり、図９に示す例では、各駆動回路における低電位側電圧が負極性出力用回路３′Ｂからの出力電圧とされているので、この電圧に対してＨ（ハイ）レベルやＬ（ロー）レベルを規定するとともに、上記制御信号（２値状態信号）を受けて各スイッチング素子ｓｗ１乃至ｓｗ４のオン／オフ制御を行うのにアイソレーションが必要となる。勿論、アイソレート機能を具備したブリッジドライバ用ＩＣを各駆動回路に使用するのであれば、上記制御信号をそれぞれの駆動回路に直接的に入力してやれば良い。
【００８８】
放電灯の数が２つになっても、一方の放電灯が点灯している状態（あるいは点灯指示が出されている状態）であって、かつ他方の放電灯が点灯していない状態（あるいは消灯指示が出されている状態）では、上記した１つの放電灯の場合と何ら変わりないことは明らかである（∵電力投入がされていない極性出力については無負荷状態となるから）。従って、正極性及び負極性の出力のうち放電灯に投入されていない無負荷側の出力電圧が、放電灯に投入されている側の出力電圧と同じ大きさになるように電圧制限を課せば良い。
【００８９】
図１０及び図１１は制御回路７Ａの要部についての構成例を示すものであり、図中に示す記号の意味は下記の通りである。
【００９０】
・「ＳＪ１」＝第１の放電灯６＿１が点灯したか否かを示す状態判定信号（点灯している時にＨレベル、点灯していない時にＬレベルを示す。）
・「ＳＪ２」＝第２の放電灯６＿２が点灯したか否かを示す状態判定信号（点灯している時にＨレベル、点灯していない時にＬレベルを示す。）
・「ＳＬ１」＝第１の放電灯６＿１に対する点灯指示信号（点灯の指示時にＨレベル、消灯の指示時にＬレベルを示す。）
・「ＳＬ２」＝第２の放電灯６＿２に対する点灯指示信号（点灯の指示時にＨレベル、消灯の指示時にＬレベルを示す。）
・「ＣＫ」＝第１の放電灯６＿１に正極性出力を投入しているとき又は第２の放電灯６＿２に負極性出力を投入しているときにＨレベルを示し、その逆の場合、即ち、第１の放電灯６＿１に負極性出力を投入しているとき又は第２の放電灯６＿２に正極性出力を投入しているときにＬレベルを示す信号（尚、放電灯の数を１つに減らせば、上記信号「ＣＫ」と同じになる。）。
【００９１】
尚、放電灯の状態判定回路としては、放電灯に流れる電流を検出して閾値と比較する回路や、光センサー等を使って放電灯の光量を検出することで点消灯を判定する回路等、各種の形態が挙げられる。また、点灯指示信号については各放電灯に対する点灯スイッチや当該スイッチに基く点灯切替回路等から容易に得られる。
【００９２】
本構成例には、一部を除いて図７の構成と同様の回路を用いているので、両者の相違点だけを下記に示す。尚、以下の説明では、上記信号ＳＪ１、ＳＪ２と、ＣＫとを用いるものとする。また、入出力信号関係の相違については、既に使用した符号の後に記号「Ｍ」を付すことで明示した。
【００９３】
・信号ＳＪ１、ＳＪ２、ＣＫに対して４個の２入力ＡＮＤゲート、２個の２入力ＯＲゲート、１個のＮＯＴゲートからなる論理回路部２３が設けられていること。即ち、信号ＳＪ１と信号ＣＫとがＡＮＤゲート２４に入力され、信号ＳＪ２と、ＮＯＴゲート２５によるＣＫの反転信号とがＡＮＤゲート２６に入力され、これらのＡＮＤゲート２４、２６の出力信号がＯＲゲート２７に供給される。そして、ＯＲゲート２７の出力信号（これを「Ｓ２７」と記す。）が図１１のＯＲゲート１４Ｍの一方の入力端子に供給される。また、信号ＳＪ２と信号ＣＫとがＡＮＤゲート２８に入力され、信号ＳＪ１と、ＮＯＴゲート２５によるＣＫの反転信号とがＡＮＤゲート２９に入力され、これらのＡＮＤゲート２８、２９の出力信号がＯＲゲート３０に供給される。そして、ＯＲゲート３０の出力信号（これを「Ｓ３０」と記す。）が図１１のＯＲゲート１５Ｍの一方の入力端子に供給される。
【００９４】
・ＯＲゲート１４Ｍには、上記ＯＲゲート２７の出力信号Ｓ２７と、コンパレータ１１からＮＯＴゲート１３を介した信号が供給され、当該ＯＲゲート１４Ｍの出力信号がＡＮＤゲート１７Ｍの一方の入力端子に供給されること。そして、ＡＮＤゲート１７Ｍの他方の入力端子にはコンパレータ１２の出力信号が供給され当該ＡＮＤゲート１７Ｍの出力信号がＡＮＤゲート１８Ｍの一方の入力端子に供給され、ＡＮＤゲート１８Ｍは、ＡＮＤゲート１７Ｍの出力信号と信号Ｓｂ１との論理積信号を求めてこれを駆動回路２２ｐに送出すること。
【００９５】
・ＯＲゲート１５Ｍには、上記ＯＲゲート３０の出力信号Ｓ３０と、コンパレータ１１の出力信号が供給され、当該ＯＲゲート１５Ｍの出力信号がＡＮＤゲート１９Ｍの一方の入力端子に供給されること。そして、ＡＮＤゲート１９Ｍの他方の入力端子にはコンパレータ２１の出力信号が供給され当該ＡＮＤゲート１９Ｍの出力信号がＡＮＤゲート２０Ｍの一方の入力端子に供給され、ＡＮＤゲート２０Ｍは、ＡＮＤゲート１９Ｍの出力信号と信号Ｓｂ２との論理積信号を求めてこれを駆動回路２２ｎに送出すること。
【００９６】
尚、本回路において、ＳＶｐやＳＶｎがそれらについて規定された基準電圧Ｅrefp、Ｅrefnに達するとコンパレータ１２、２１の出力がＬレベルとなるので、ＡＮＤゲート１７Ｍ、１９Ｍの出力信号がＬレベルとなり、スイッチング素子（ＳＷ１、ＳＷ２）に対する駆動が止まることが分かる。
【００９７】
回路部２３は点灯している放電灯を駆動する極性のタイミングでＨレベルを出力するものであり、例えば、第１の放電灯６＿１が点灯しており、第２の放電灯６＿２が消灯している状況を想定すると、ＳＪ１がＨレベルであるので、ＣＫがＨレベルのときにＡＮＤゲート２４の出力信号がＨレベルとなってＯＲゲート２７を介して出力される（つまり、この場合、ＯＲゲート２７には信号ＣＫが出る。）。このとき、ＡＮＤゲート２８の出力信号はＬレベル、ＡＮＤゲート２９の出力信号がＬレベルとなるので、ＯＲゲート３０の出力信号はＬレベルになる。つまり、ＣＫがＨレベルの場合には、正極駆動側のＯＲゲート１４ＭにＨレベル信号が供給され、負極駆動側のＯＲゲート１５ＭにはＬレベル信号が供給される。
【００９８】
他方、ＣＫがＬレベルのときには、ＡＮＤゲート２４、２６の各出力信号がＬレベルとなるので、ＯＲゲート２７の出力信号はＬレベルである。また、ＡＮＤゲート２９の出力信号がＨレベルであり、これによりＯＲゲー３０の出力信号がＨレベルになる。つまり、ＣＫがＬレベルの場合には、正極駆動側のＯＲゲート１４ＭにＬレベル信号が供給され、負極駆動側のＯＲゲート１５ＭにＨレベル信号が供給される。
【００９９】
従って、ＯＲゲート１４ＭにＨレベル信号が入力されると（ＣＫがＨレベルの場合）、当該ゲートの出力信号がＨレベルとなるので、コンパレータ１２の出力信号がＨレベルの場合（つまり、電圧Ｅrefpによる正極電圧制限がかからない場合）に、ＡＮＤゲート１７Ｍの出力するＨレベル信号がＡＮＤゲート１８Ｍに供給されることになるので信号Ｓｂ１がそのまま駆動回路２２ｐに供給されることになる（当該信号のデューティーサイクルに従ってスイッチング素子ＳＷ１の駆動制御がなされる。）。また、ＯＲゲート１４ＭにＬレベル信号が入力されると（ＣＫがＬレベルの場合）、当該ゲートの出力はコンパレータ１１の出力信号の論理否定信号により決まる。つまり、コンパレータ１１の出力信号がＨレベル（又はＬレベル）の場合にはＯＲゲート１４Ｍの出力信号がＬレベル（又はＨレベル）となる。例えば、ＳＶｐ＞ＳＶｎの場合にはコンパレータ１１の出力信号がＨレベルであるので、その論理否定信号によりＯＲゲート１４Ｍの出力信号がＬレベルとなる結果、ＡＮＤゲート１８ＭがＳｂ１を通さなくなる（ＡＮＤゲート１７の出力するＬレベル信号により駆動停止の状態となる。）。また、ＳＶｐ＜ＳＶｎの場合にはコンパレータ１１の出力信号がＬレベルであり、その論理否定信号によりＯＲゲート１４Ｍの出力信号がＨレベルとなる結果、コンパレータ１２の出力信号がＬレベルでない限りＡＮＤゲート１７Ｍの出力信号がＨレベルとなってＳｂ１がＡＮＤゲート１８Ｍをそのまま通って駆動回路２２ｐに送られるので、制限を受けない。
【０１００】
このように、放電灯６＿１が点灯し、放電灯６＿２が消灯している場合に、放電灯６＿１に正極性出力を投入する極性（ＣＫがＨレベル）では駆動信号Ｓｂ１がそのまま駆動回路２２ｐを介して直流−直流変換回路のスイッチング素子に送出されて当該回路の動作制御が行われるが、これとは逆極性の場合、即ち、放電灯６＿１に負極性出力を投入する極性（ＣＫがＬレベル）では、ＳＶｐがＳＶｎを超えないように電圧制限がかかる（逆極性である負極電圧により制限される。）。
【０１０１】
尚、ＳＪ１がＨレベル、ＳＪ２がＬレベルの場合にＯＲゲート３０にはＣＫの論理否定信号が出力されるので、ＯＲゲート３０の出力信号がＨレベルのときにコンパレータ２１の出力信号がＨレベルである限り信号Ｓｂ２がＡＮＤゲート２０Ｍを介して駆動回路２２ｎに送られるが、ＯＲゲート３０の出力信号がＬレベルであって、コンパレータ１１の出力がＬレベルのとき（ＳＶｐ＜ＳＶｎ）にＡＮＤゲート１９Ｍ、２０Ｍの出力信号がＬレベルとなり、スイッチング素子の駆動停止により上記と同様に電圧制限がかかる。
【０１０２】
以上の内容については、両放電灯の立場を逆転させた場合、つまり、放電灯６＿２が点灯し、放電灯６＿１が消灯している場合においても同様であることは、回路構成が対称性からも明らかである（ＳＪ１をＬレベル、ＳＪ２をＨレベルとして、上記と同様に信号の流れを追っていくことで確認できることは勿論であり、回路部２３のＯＲゲート３０に信号ＣＫが出て、ＯＲゲート２７に信号ＣＫの論理否定信号が出る。）。
【０１０３】
また、２つの放電灯がともに点灯している場合には、直流−直流変換回路（３′）を構成する各極性毎の回路部（コンバータ）をそれぞれ構成するスイッチング素子（図３のＳＷ１、ＳＷ２）に上記信号Ｓｂ１、Ｓｂ２に基くＳｃ１、Ｓｃ２が送られて駆動制御が行われる。つまり、ＳＪ１、ＳＪ２ともにＨレベルであるため、ＯＲゲート２７、３０の出力信号がともにＨレベルとなるからである。
【０１０４】
尚、両方の放電灯がともに点灯していない場合には、ＯＲゲート２７、３０の出力信号がともにＬレベルであるので、各極性の駆動信号Ｓｂ１、Ｓｂ２について互いに反対極性の電圧に制限される。つまり、上記した２つの基準電圧Ｅrefp、Ｅrefnのうち低い方の電圧に両極性の電圧が制限されてしまうので、例えば、上記したような電流補助回路８が用いる場合において当該回路が付設されている方の極性と、当該極性とは逆の極性に対してそれぞれに異なる電圧値を設定して制限をかけることができず、また、例えば、放電灯６＿１が点灯しており、放電灯２が消灯している状態から後者の放電灯６＿２を点灯させようとしたときに、放電灯６＿２への供給電圧が放電灯６＿１への供給電圧によって制限されてしまう等の不都合が起きる。
【０１０５】
そこで、そのような不都合を回避するためには、図１０においてＳＪ１の代わりにＳＬ１を用い、ＳＪ２の代わりにＳＬ２を用いる。つまり、各放電灯が点灯しているか否かではなく、各放電灯に対して点灯指示が出されているか否かに応じて回路部２３の出力信号を決めれば良い。ＳＬ１、ＳＬ２がとともにＬレベルの場合には両放電灯を点灯させないことを意味するので、この場合に点灯回路を動作させる必要がなく排除できるからである（ＳＬ１又はＳＬ２の一方がＨレベルであるか、両者がＨレベルの場合だけを考慮すれば良い。従って、回路動作については上記の説明に信号ＳＪ１、ＳＪ２をＳＬ１、ＳＬ２のそれぞれに置き換えるだけで済む。）。
【０１０６】
このような信号の置き換えは、「放電灯が点灯していない期間」とう概念の中に、放電灯の点灯前の動作状態を含ませないこと、即ち、放電灯を点灯させたいという指示信号が発せられてから放電灯が実際に点灯するまでの期間については当該期間を「放電灯が点灯していない期間」とはみなさないという意味をもつ。放電灯の点灯指示信号ＳＬ１、ＳＬ２は放電灯の点灯中は固より、放電灯の点灯前の動作中においても一定の状態値を示す信号であり（本例では点灯させたい指令が出されている限り、Ｈレベルである。）、よって、放電灯が実際に点灯していなくても点灯指示がある限り信号ＳＬ１、ＳＬ２はＨレベルを示すので、両信号のうち少なくとも一方はＨレベルとなる。例えば、放電灯６＿１が点灯しており（ＳＬ１がＨレベル）、放電灯６＿２が消灯している場合（ＳＬ２がＬレベル）に、放電灯６＿２を点灯させる場合には、点灯信号ＳＬ２がＨレベルとなり、駆動用信号Ｓｂ１、Ｓｂ２に基く各スイッチング素子の制御が行われるが、その際に各駆動信号に作用するのはそれぞれコンパレータ１２、２１のＬレベル信号に基く電圧制限であり、当該制限の範囲内では最大デューティーサイクルの駆動信号によって点灯前に必要な電圧（Ｏ.Ｃ.Ｖ）まで昇圧させた電圧を放電灯６＿２に対して供給することができる。
【０１０７】
【発明の効果】
以上に記載したところから明らかなように、請求項１や請求項２に係る発明によれば、無負荷側の出力電圧を逆極性の出力電圧によって制限することで、放電灯に流れる電流に係る脈流を抑制することができるので、脈流に起因する交流成分の影響による定電力制御の阻害を防ぎ、電力損失の増加や発熱等の無駄を低減させて安定した電力制御を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成を示す回路ブロック図である。
【図２】直流−直流変換回路について非分離型の回路構成例を示す回路図である。
【図３】直流−直流変換回路について分離型の回路構成例を示す回路図である。
【図４】電流補助回路の構成例を示す図である。
【図５】ブートストラップ式駆動回路の構成について説明するための図である。
【図６】本発明に係る無負荷状態での電圧制限について説明するための図である。
【図７】制御回路の要部について構成例を示す回路図である。
【図８】各信号の位相関係を示すタイミングチャート図である。
【図９】２つの放電灯を点灯させる場合の回路構成例を示す図である。
【図１０】図１１とともに制御回路の要部についての構成例を示すものであり、本図は放電灯の点灯信号又は点灯指示信号と極性切替用信号を受ける論理回路部を示す。
【図１１】スイッチング素子の駆動制御に係る回路の要部を示す回路図である。
【図１２】従来の問題点について説明するための図である。
【符号の説明】
１、１Ａ…放電灯点灯回路、３、３′…直流−直流変換回路、４、４Ａ…直流−交流変換回路、６、６＿１、６＿２…放電灯、７、７Ａ…制御回路、８…電流補助回路、Ｔ、Ｔ１、Ｔ２…トランス、ＳＷ１、ＳＷ２…スイッチング素子、Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ、Ｃａ、Ｃｂ、Ｃｃ…コンデンサ

Claims

直流入力電圧を受けて正極性及び負極性の出力を得るためにトランス及びスイッチング素子を有するとともに、出力段にコンデンサを含む平滑回路又は放電灯の点灯を補助するためにコンデンサを含む電流補助回路が設けられた直流−直流変換回路と、その出力電圧を複数のスイッチング素子の交番動作によって交流電圧に変換した後で放電灯に供給するための直流−交流変換回路と、放電灯にかかる電圧や当該放電灯に流れる電流についての検出信号を受けて放電灯に投入する電力を制御するとともに上記直流−直流変換回路の出力を制御するための制御回路とを備えた放電灯点灯回路において、
放電灯に対して上記直流−直流変換回路の出力電圧を交番投入する際には、放電灯の点灯中に上記正極性及び負極性の出力のうち当該放電灯に投入されていない無負荷側の出力電圧が、放電灯に投入されている側の出力電圧と同じ大きさになるように制限される
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
直流入力電圧を受けて正極性及び負極性の出力を得るためにトランス及びスイッチング素子を有するとともに、出力段にコンデンサを含む平滑回路又は放電灯の点灯を補助するためにコンデンサを含む電流補助回路が設けられた直流−直流変換回路と、その出力電圧を複数のスイッチング素子の交番動作によって交流電圧に変換した後で２つの放電灯にそれぞれ供給するための直流−交流変換回路と、各放電灯にかかる電圧や各放電灯に流れる電流についての検出信号を受けて放電灯に投入する電力を制御するとともに上記直流−直流変換回路の出力を制御するための制御回路とを備えた放電灯点灯回路において、
各放電灯に対して上記直流−直流変換回路による出力電圧の極性を交互に切り替えながら供給電力を投入する際に、一方の放電灯の点灯中若しくは当該放電灯への点灯指示が出されているときであって、かつ他方の放電灯が点灯していないとき若しくは当該放電灯への点灯指示が出されていないときには、上記正極性及び負極性の出力のうち放電灯に投入されていない無負荷側の出力電圧が、放電灯に投入されている側の出力電圧と同じ大きさになるように制限される
ことを特徴とする放電灯点灯回路。