JP3405096B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JP3405096B2 JP3405096B2 JP28567996A JP28567996A JP3405096B2 JP 3405096 B2 JP3405096 B2 JP 3405096B2 JP 28567996 A JP28567996 A JP 28567996A JP 28567996 A JP28567996 A JP 28567996A JP 3405096 B2 JP3405096 B2 JP 3405096B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- circuit
- rectifier
- output
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 91
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 28
- 230000005856 abnormality Effects 0.000 claims description 19
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 17
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 claims description 7
- 238000013459 approach Methods 0.000 claims description 4
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 26
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 5
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 3
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する利用分野】本発明は電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】本発明に係る従来例として本発明出願人
出願の特願平７−３１０２６９号がある。
出願の特願平７−３１０２６９号がある。
【０００３】本従来例は、交流電源を整流する整流器
と、整流器の出力を直流電圧に平滑する電源回路と、少
なくとも１つのスイッチング素子を有すると共に電源回
路の出力直流電圧を高周波電圧に変換して負荷に供給す
るインバータ回路と、整流器の出力端に負荷を介してイ
ンバータ回路の高周波出力の一部を帰還する高周波出力
帰還手段と、負荷の少なくとも一部及び交流電源の山部
近傍より谷部近傍で共振が強くなるインピーダンス要素
を含み構成されるＬＣ共振回路とを備え、インバータ回
路の発振周波数を可変させて出力制御を行なう際、交流
電源からの入力電流が実質的に連続となる方向へ、イン
ピーダンス要素のインピーダンス値を可変する電源装置
に於いて、スイッチング素子のオンオフに同期してイン
ピーダンス要素のインピーダンス値を可変することを特
徴とするものである。
と、整流器の出力を直流電圧に平滑する電源回路と、少
なくとも１つのスイッチング素子を有すると共に電源回
路の出力直流電圧を高周波電圧に変換して負荷に供給す
るインバータ回路と、整流器の出力端に負荷を介してイ
ンバータ回路の高周波出力の一部を帰還する高周波出力
帰還手段と、負荷の少なくとも一部及び交流電源の山部
近傍より谷部近傍で共振が強くなるインピーダンス要素
を含み構成されるＬＣ共振回路とを備え、インバータ回
路の発振周波数を可変させて出力制御を行なう際、交流
電源からの入力電流が実質的に連続となる方向へ、イン
ピーダンス要素のインピーダンス値を可変する電源装置
に於いて、スイッチング素子のオンオフに同期してイン
ピーダンス要素のインピーダンス値を可変することを特
徴とするものである。
【０００４】本従来例の一回路例を図１４に示す。本回
路は、フィルターＦを介して交流電源Ｖｓを整流する整
流器ＤＢと、整流器ＤＢと平滑コンデンサＣｏとの間に
接続されたインピーダンス要素の両端電圧Ｖ６、つまり
電解効果トランジスタ（以下、スイッチング素子と呼
ぶ。）Ｑ１３、Ｑ１４、コンデンサＣ１５、Ｃ１６から
なる直並列回路の両端電圧、平滑コンデンサＣｏの両端
電圧Ｖｄｃ、交流電源Ｖｓを整流器ＤＢで全波整流して
得られる脈流直流電圧ＶＤＢの３つの電圧間の関係と、
電界効果トランジスタ（以下、スイッチング素子と呼
ぶ。）Ｑ１、Ｑ２からなるインバータ回路の高周波動作
とにより、整流器ＤＢから高周波的にパルス電流を流す
ようにした方式である。本回路方式では、インピーダン
ス要素の充放電が入力電流高調波歪みを改書するのに大
きく関与する。なお、整流器ＤＢの出力端にはコンデン
サＣ２が並列接続され、コンデンサＣ２の両端には、抵
抗Ｒ１３、電界効果トランジスタ（以下、スイッチング
素子と呼ぶ。）Ｑ１４、第１のダイオード（以下、ダイ
オードと呼ぶ。）Ｄ１を介して、スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２の直列回路と平滑コンデンサＣｏとが並列接続
されている。整流器ＤＢの負の出力端子とスイッチング
素子Ｑ１、Ｑ２の接続点との間には、ダイオードＤ１を
介してインバータ負荷が接続されており、インバータ負
荷を介して整流器ＤＢの出力端に前記インバータ回路の
高周波出力の一部が帰還される。インバータ負荷は、コ
ンデンサＣ３、放電灯Ｌａ１、インダクタンス素子Ｌ２
からなる直列接続と、放電灯Ｌａ１の両端に並列接続さ
れたコンデンサＣ４とから構成される。また、平滑コン
デンサＣｏで整流器ＤＢの出力を直流電圧に平滑する電
源回路を構成する。更に、フィルターＦは、コンデンサ
Ｃ１とインダクタンス素子Ｌ１とから構成され、スイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ１３、Ｑ１４は、制御電源Ｅ
ｏの制御回路１により制御される。
路は、フィルターＦを介して交流電源Ｖｓを整流する整
流器ＤＢと、整流器ＤＢと平滑コンデンサＣｏとの間に
接続されたインピーダンス要素の両端電圧Ｖ６、つまり
電解効果トランジスタ（以下、スイッチング素子と呼
ぶ。）Ｑ１３、Ｑ１４、コンデンサＣ１５、Ｃ１６から
なる直並列回路の両端電圧、平滑コンデンサＣｏの両端
電圧Ｖｄｃ、交流電源Ｖｓを整流器ＤＢで全波整流して
得られる脈流直流電圧ＶＤＢの３つの電圧間の関係と、
電界効果トランジスタ（以下、スイッチング素子と呼
ぶ。）Ｑ１、Ｑ２からなるインバータ回路の高周波動作
とにより、整流器ＤＢから高周波的にパルス電流を流す
ようにした方式である。本回路方式では、インピーダン
ス要素の充放電が入力電流高調波歪みを改書するのに大
きく関与する。なお、整流器ＤＢの出力端にはコンデン
サＣ２が並列接続され、コンデンサＣ２の両端には、抵
抗Ｒ１３、電界効果トランジスタ（以下、スイッチング
素子と呼ぶ。）Ｑ１４、第１のダイオード（以下、ダイ
オードと呼ぶ。）Ｄ１を介して、スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２の直列回路と平滑コンデンサＣｏとが並列接続
されている。整流器ＤＢの負の出力端子とスイッチング
素子Ｑ１、Ｑ２の接続点との間には、ダイオードＤ１を
介してインバータ負荷が接続されており、インバータ負
荷を介して整流器ＤＢの出力端に前記インバータ回路の
高周波出力の一部が帰還される。インバータ負荷は、コ
ンデンサＣ３、放電灯Ｌａ１、インダクタンス素子Ｌ２
からなる直列接続と、放電灯Ｌａ１の両端に並列接続さ
れたコンデンサＣ４とから構成される。また、平滑コン
デンサＣｏで整流器ＤＢの出力を直流電圧に平滑する電
源回路を構成する。更に、フィルターＦは、コンデンサ
Ｃ１とインダクタンス素子Ｌ１とから構成され、スイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ１３、Ｑ１４は、制御電源Ｅ
ｏの制御回路１により制御される。
【０００５】本回路方式では、スイッチング素子Ｑ１、
Ｑ２のオンオフの１周期の間に、６つの回路動作モード
が存在する。この回路動作モードを脈流直流電圧ＶＤＢ
の山部及び谷部に於いてそのスイッチング素子の動作比
率を変えながら、ある回路動作モードにおいて、交流電
源から高周波的に入力電流を流す動作を行う。
Ｑ２のオンオフの１周期の間に、６つの回路動作モード
が存在する。この回路動作モードを脈流直流電圧ＶＤＢ
の山部及び谷部に於いてそのスイッチング素子の動作比
率を変えながら、ある回路動作モードにおいて、交流電
源から高周波的に入力電流を流す動作を行う。
【０００６】次に、回路動作について簡単に説明する。
先ず、スイッチング素子Ｑ１オン、スイッチング素子Ｑ
２オフすると、平滑コンデンサＣｏを電源として、共振
電流が、平滑コンデンサＣｏ→スイッチング素子Ｑ１→
インダクタンス素子Ｌ２→コンデンサＣ４、放電灯Ｌａ
１→コンデンサＣ３→インピーダンス要素→平滑コンデ
ンサＣｏの経路で流れ、インピーダンス要素を充電す
る。そして、インピーダンス要素の充電電圧Ｖ６と整流
器ＤＢの出力電圧である脈流直流電圧ＶＤＢとの総和
が、平滑コンデンサＣｏの両端電圧Ｖｄｃより高くなる
と、入力電流が、交流電源Ｖｓ→整流器ＤＢ→スイッチ
ング素子Ｑ１→インダクタンス素子Ｌ２→コンデンサＣ
４、放電灯Ｌａ１→コンデンサＣ３→ダイオードＤ１→
整流器ＤＢ→交流電源Ｖｓの経路で流れ、共振動作を継
続する。次に、スイッチング素子Ｑ１オフ、スイッチン
グ素子Ｑ２オンすると、共振電流が流れ続けようとする
ために、スイッチング素子Ｑ２の回生にて、入力電流
が、交流電源Ｖｓ→整流器ＤＢ→平滑コンデンサＣｏ→
抵抗Ｒ１３→スイッチング素子Ｑ２のボディダイオード
→インダクタンス素子Ｌ２→コンデンサＣ４、放電灯Ｌ
ａ１→コンデンサＣ３→ダイオードＤ１→整流器ＤＢ→
交流電源Ｖｓの経路で流れ続け、共振動作を継続する。
やがて、コンデンサＣ３を電源とする共振動作にて、共
振電流が、コンデンサＣ３→コンデンサＣ４、放電灯Ｌ
ａ１→インダクタンス素子Ｌ２→スイッチング素子Ｑ２
→抵抗Ｒ１３→インピーダンス要素→コンデンサＣ３の
経路で流れ、インピーダンス要素の充電電荷を放電す
る。インピーダンス要素の電荷がなくなると、共振電流
が、コンデンサＣ３→コンデンサＣ４、放電灯Ｌａ１→
インダクタンス素子Ｌ２→スイッチング素子Ｑ２→抵抗
Ｒ１３→スイッチング素子Ｑ１４のボディダイオード→
コンデンサＣ３の経路で流れる。そして、スイッチング
素子Ｑ１オン、スイッチング素子Ｑ２オフすると、共振
電流が流れ続けようとするために、スイッチング素子Ｑ
１の回生にて、共振電流が、コンデンサＣ３→コンデン
サＣ４、放電灯Ｌａ１→インダクタンス素子Ｌ２→スイ
ッチング素子Ｑ１のボディダイオード→平滑コンデンサ
Ｃｏ→スイッチング素子Ｑ１４のボディダイオード→コ
ンデンサＣ３の経路で流れ続け、共振動作を継続する。
以上の動作を繰り返す。
先ず、スイッチング素子Ｑ１オン、スイッチング素子Ｑ
２オフすると、平滑コンデンサＣｏを電源として、共振
電流が、平滑コンデンサＣｏ→スイッチング素子Ｑ１→
インダクタンス素子Ｌ２→コンデンサＣ４、放電灯Ｌａ
１→コンデンサＣ３→インピーダンス要素→平滑コンデ
ンサＣｏの経路で流れ、インピーダンス要素を充電す
る。そして、インピーダンス要素の充電電圧Ｖ６と整流
器ＤＢの出力電圧である脈流直流電圧ＶＤＢとの総和
が、平滑コンデンサＣｏの両端電圧Ｖｄｃより高くなる
と、入力電流が、交流電源Ｖｓ→整流器ＤＢ→スイッチ
ング素子Ｑ１→インダクタンス素子Ｌ２→コンデンサＣ
４、放電灯Ｌａ１→コンデンサＣ３→ダイオードＤ１→
整流器ＤＢ→交流電源Ｖｓの経路で流れ、共振動作を継
続する。次に、スイッチング素子Ｑ１オフ、スイッチン
グ素子Ｑ２オンすると、共振電流が流れ続けようとする
ために、スイッチング素子Ｑ２の回生にて、入力電流
が、交流電源Ｖｓ→整流器ＤＢ→平滑コンデンサＣｏ→
抵抗Ｒ１３→スイッチング素子Ｑ２のボディダイオード
→インダクタンス素子Ｌ２→コンデンサＣ４、放電灯Ｌ
ａ１→コンデンサＣ３→ダイオードＤ１→整流器ＤＢ→
交流電源Ｖｓの経路で流れ続け、共振動作を継続する。
やがて、コンデンサＣ３を電源とする共振動作にて、共
振電流が、コンデンサＣ３→コンデンサＣ４、放電灯Ｌ
ａ１→インダクタンス素子Ｌ２→スイッチング素子Ｑ２
→抵抗Ｒ１３→インピーダンス要素→コンデンサＣ３の
経路で流れ、インピーダンス要素の充電電荷を放電す
る。インピーダンス要素の電荷がなくなると、共振電流
が、コンデンサＣ３→コンデンサＣ４、放電灯Ｌａ１→
インダクタンス素子Ｌ２→スイッチング素子Ｑ２→抵抗
Ｒ１３→スイッチング素子Ｑ１４のボディダイオード→
コンデンサＣ３の経路で流れる。そして、スイッチング
素子Ｑ１オン、スイッチング素子Ｑ２オフすると、共振
電流が流れ続けようとするために、スイッチング素子Ｑ
１の回生にて、共振電流が、コンデンサＣ３→コンデン
サＣ４、放電灯Ｌａ１→インダクタンス素子Ｌ２→スイ
ッチング素子Ｑ１のボディダイオード→平滑コンデンサ
Ｃｏ→スイッチング素子Ｑ１４のボディダイオード→コ
ンデンサＣ３の経路で流れ続け、共振動作を継続する。
以上の動作を繰り返す。
【０００７】この様に動作することに於いて、インピー
ダンス要素の充放電が、整流器ＤＢの出力端子からの入
力電流波形に大きく関与することが解る。つまり、イン
ピーダンス要素がすぐに充電されると、整流器ＤＢから
入力される高周波電流が増加して入力電流が台形波状の
電流波形となる。一方、インピーダンス要素の充放電が
遅けれぱ、整流器ＤＢから流れ込む高周波電流の期間が
短くなって入力電流が休止のある電流波形となる。
ダンス要素の充放電が、整流器ＤＢの出力端子からの入
力電流波形に大きく関与することが解る。つまり、イン
ピーダンス要素がすぐに充電されると、整流器ＤＢから
入力される高周波電流が増加して入力電流が台形波状の
電流波形となる。一方、インピーダンス要素の充放電が
遅けれぱ、整流器ＤＢから流れ込む高周波電流の期間が
短くなって入力電流が休止のある電流波形となる。
【０００８】次に、正常点灯時、先行予熱時、調光点灯
時、無負荷を含む負荷異常時に分けて、本回路の動作を
簡単に説明する。
時、無負荷を含む負荷異常時に分けて、本回路の動作を
簡単に説明する。
【０００９】正常点灯時では、スイッチング素子Ｑ１３
はスイッチング素子Ｑ１と同期する様にオンオフさせ、
スイッチング素子Ｑ１４はオフする。調光点灯時では、
スイッチング素子Ｑ１３、Ｑ１４はオフする。ここで、
正常点灯から調光点灯へと移行する際には、まずスイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ２の発振周波数をｆ１からｆ２へと
高めてからスイッチング素子Ｑ１３をオフさせるが、調
光点灯から正常点灯へと移行する際には、スイッチング
素子Ｑ１、Ｑ２の発振周波数をｆ２からｆ１へと低くす
ると同時に、スイッチング素子Ｑ１３をスイッチング素
子Ｑ１と同期させてオンする。
はスイッチング素子Ｑ１と同期する様にオンオフさせ、
スイッチング素子Ｑ１４はオフする。調光点灯時では、
スイッチング素子Ｑ１３、Ｑ１４はオフする。ここで、
正常点灯から調光点灯へと移行する際には、まずスイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ２の発振周波数をｆ１からｆ２へと
高めてからスイッチング素子Ｑ１３をオフさせるが、調
光点灯から正常点灯へと移行する際には、スイッチング
素子Ｑ１、Ｑ２の発振周波数をｆ２からｆ１へと低くす
ると同時に、スイッチング素子Ｑ１３をスイッチング素
子Ｑ１と同期させてオンする。
【００１０】無負荷を含む負荷異常時では、抵抗Ｒ１３
で検出した電圧Ｖｉｎにより負荷異常を検出する。この
無負荷を含む負荷異常時に於いても、調光点灯から正常
点灯へと移行する際には、スイッチング素子Ｑ１４をス
イッチング素子Ｑ１と同期させてオンすることで、スイ
ッチング素子Ｑ１４への急激なコンデンサＣ１５の放電
電流は流れ込まなくなると共に、スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２の発振周波数をｆ１からｆ２へと調光点灯モー
ドへと変化させることにより、スイッチング素子Ｑ１、
Ｑ２にかかるストレスを低減できる。
で検出した電圧Ｖｉｎにより負荷異常を検出する。この
無負荷を含む負荷異常時に於いても、調光点灯から正常
点灯へと移行する際には、スイッチング素子Ｑ１４をス
イッチング素子Ｑ１と同期させてオンすることで、スイ
ッチング素子Ｑ１４への急激なコンデンサＣ１５の放電
電流は流れ込まなくなると共に、スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２の発振周波数をｆ１からｆ２へと調光点灯モー
ドへと変化させることにより、スイッチング素子Ｑ１、
Ｑ２にかかるストレスを低減できる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記従来例に
は、以下に示す様な問題点が生じる。
は、以下に示す様な問題点が生じる。
【００１２】コンデンサＣ２接続時は、上述の様に、整
流器ＤＢの出力電圧である脈流直流電圧つまりコンデン
サＣ２の両端電圧ＶＤＢとインピーダンス要素の両端電
圧Ｖ６と平滑コンデンサＣｏの両端電圧Ｖｄｃとの大小
関係によって、交流電源Ｖｓから入力電流を流し込んで
いたのに対し、コンデンサＣ２開放による異常時は、コ
ンデンサＣ１の両端電圧の絶対値Ｖｃ１とインピーダン
ス要素の両端電圧Ｖ６と平滑コンデンサＣｏの両端電圧
Ｖｄｃとの大小関係によって、交流電源Ｖｓから入力電
流を流し込む。
流器ＤＢの出力電圧である脈流直流電圧つまりコンデン
サＣ２の両端電圧ＶＤＢとインピーダンス要素の両端電
圧Ｖ６と平滑コンデンサＣｏの両端電圧Ｖｄｃとの大小
関係によって、交流電源Ｖｓから入力電流を流し込んで
いたのに対し、コンデンサＣ２開放による異常時は、コ
ンデンサＣ１の両端電圧の絶対値Ｖｃ１とインピーダン
ス要素の両端電圧Ｖ６と平滑コンデンサＣｏの両端電圧
Ｖｄｃとの大小関係によって、交流電源Ｖｓから入力電
流を流し込む。
【００１３】一方、コンデンサＣ１はフィルターＦとし
て高周波電流を充放電する為のコンデンサでもあるの
で、コンデンサＣ２が接続されている場合に比べてコン
デンサＣ２の開放時には、インピーダンス要素の両端に
発生する電圧、もしくはインピーダンス要素への充放電
電流にも、高周波成分が乗りやすくなってしまう。これ
は、例えばフィルターＦと整流器ＤＢとの間にノーマル
チョークなどのインダクタンス成分が挿入されたときな
どに、そのインダクタンス成分の起電力により、更に顕
著に現れることとなる。
て高周波電流を充放電する為のコンデンサでもあるの
で、コンデンサＣ２が接続されている場合に比べてコン
デンサＣ２の開放時には、インピーダンス要素の両端に
発生する電圧、もしくはインピーダンス要素への充放電
電流にも、高周波成分が乗りやすくなってしまう。これ
は、例えばフィルターＦと整流器ＤＢとの間にノーマル
チョークなどのインダクタンス成分が挿入されたときな
どに、そのインダクタンス成分の起電力により、更に顕
著に現れることとなる。
【００１４】上記従来例では、無負荷を含む負荷異常時
の検出は可能であるが、コンデンサＣ２が開放しても、
上述の様にインバータ回路としての動作には何ら支障が
生じない為、コンデンサＣ２の開放などの回路上の異常
は抵抗Ｒ１３による検出が不可能であり、異常時にも関
わらず、放電灯Ｌａ１は点灯を継続してしまい、スイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ２などにかかるストレスが大きくな
ってしまうと共に、コンデンサＣ２への充放電電流がコ
ンデンサＣ１にも流れ込む為、フィルターＦへのストレ
スが大きくなってしまい、フィルターＦの自己温度上昇
を招いてしまい、フィルターＦの寿命低下を招いてしま
う。
の検出は可能であるが、コンデンサＣ２が開放しても、
上述の様にインバータ回路としての動作には何ら支障が
生じない為、コンデンサＣ２の開放などの回路上の異常
は抵抗Ｒ１３による検出が不可能であり、異常時にも関
わらず、放電灯Ｌａ１は点灯を継続してしまい、スイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ２などにかかるストレスが大きくな
ってしまうと共に、コンデンサＣ２への充放電電流がコ
ンデンサＣ１にも流れ込む為、フィルターＦへのストレ
スが大きくなってしまい、フィルターＦの自己温度上昇
を招いてしまい、フィルターＦの寿命低下を招いてしま
う。
【００１５】更に、コンデンサＣ２が開放すると、抵抗
Ｒ１３によっては異常検出不可能だが、入力電力が若干
大きくなってしまうので、結果的にフィルターＦなどの
温度が上昇してしまうことも、実験によりわかってい
る。
Ｒ１３によっては異常検出不可能だが、入力電力が若干
大きくなってしまうので、結果的にフィルターＦなどの
温度が上昇してしまうことも、実験によりわかってい
る。
【００１６】本発明は上記全ての問題点に鑑みてなされ
たもので、その目的とするところは、簡単な構成にて入
力電流高調波歪みを改善し力率を向上可能であると共
に、回路上の異常時による大きなストレスが半導体素子
などにかかることを防ぐことが可能であり、また、フィ
ルターへのストレスを低減可能な電源装置を提供するこ
とである。
たもので、その目的とするところは、簡単な構成にて入
力電流高調波歪みを改善し力率を向上可能であると共
に、回路上の異常時による大きなストレスが半導体素子
などにかかることを防ぐことが可能であり、また、フィ
ルターへのストレスを低減可能な電源装置を提供するこ
とである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、請求項１記載の発明によれば、交流電源を整流す
る整流器と、前記整流器の出力を直流電圧に平滑する電
源回路と、少なくとも第１のスイッチング素子を有する
と共に前記電源回路の出力直流電圧を高周波電圧に変換
して負荷に供給するインバータ回路と、前記整流器の出
力端に前記負荷を介して前記インバータ回路の高周波出
力の一部を帰還する高周波出力帰還手段と、前記負荷の
少なくとも一部及び前記交流電源の山部近傍より谷部近
傍で共振が強くなるインピーダンス要素を含み構成され
るＬＣ共振回路とを備え、前記交流電源からの入力電流
が実質的に連続となる電源装置に於いて、インバータ回
路を制御する制御回路と、前記制御回路と前記インピー
ダンス要素との間にスイッチを設け、前記交流電源の略
２倍の周波数で前記スイッチをオンオフすることにより
前記インピーダンス要素にかかる電圧もしくは前記イン
ピーダンス要素に流れる電流の少なくとも一方を検出
し、回路異常を検出することを特徴とする。
めに、請求項１記載の発明によれば、交流電源を整流す
る整流器と、前記整流器の出力を直流電圧に平滑する電
源回路と、少なくとも第１のスイッチング素子を有する
と共に前記電源回路の出力直流電圧を高周波電圧に変換
して負荷に供給するインバータ回路と、前記整流器の出
力端に前記負荷を介して前記インバータ回路の高周波出
力の一部を帰還する高周波出力帰還手段と、前記負荷の
少なくとも一部及び前記交流電源の山部近傍より谷部近
傍で共振が強くなるインピーダンス要素を含み構成され
るＬＣ共振回路とを備え、前記交流電源からの入力電流
が実質的に連続となる電源装置に於いて、インバータ回
路を制御する制御回路と、前記制御回路と前記インピー
ダンス要素との間にスイッチを設け、前記交流電源の略
２倍の周波数で前記スイッチをオンオフすることにより
前記インピーダンス要素にかかる電圧もしくは前記イン
ピーダンス要素に流れる電流の少なくとも一方を検出
し、回路異常を検出することを特徴とする。
【００１８】請求項２記載の発明によれば、交流電源を
整流する整流器と、前記整流器の出力を直流電圧に平滑
する電源回路と、少なくとも第１のスイッチング素子を
有すると共に前記電源回路の出力直流電圧を高周波電圧
に変換して負荷に供給するインバータ回路と、前記整流
器の出力端に前記負荷を介して前記インバータ回路の高
周波出力の一部を帰還する高周波出力帰還手段と、前記
負荷の少なくとも一部及び前記交流電源の山部近傍より
谷部近傍で共振が強くなるインピーダンス要素を含み構
成されるＬＣ共振回路とを備え、前記交流電源からの入
力電流が実質的に連続となる電源装置に於いて、インバ
ータ回路を制御する制御回路と、前記制御回路と前記イ
ンピーダンス要素との間にスイッチを設け、前記交流電
源の略２倍の周波数で前記スイッチをオンオフすること
により前記整流器の入力端にかかる電圧もしくは前記整
流器の入力端に流れる電流の少なくとも一方を検出し、
回路異常を検出することを特徴とする。
整流する整流器と、前記整流器の出力を直流電圧に平滑
する電源回路と、少なくとも第１のスイッチング素子を
有すると共に前記電源回路の出力直流電圧を高周波電圧
に変換して負荷に供給するインバータ回路と、前記整流
器の出力端に前記負荷を介して前記インバータ回路の高
周波出力の一部を帰還する高周波出力帰還手段と、前記
負荷の少なくとも一部及び前記交流電源の山部近傍より
谷部近傍で共振が強くなるインピーダンス要素を含み構
成されるＬＣ共振回路とを備え、前記交流電源からの入
力電流が実質的に連続となる電源装置に於いて、インバ
ータ回路を制御する制御回路と、前記制御回路と前記イ
ンピーダンス要素との間にスイッチを設け、前記交流電
源の略２倍の周波数で前記スイッチをオンオフすること
により前記整流器の入力端にかかる電圧もしくは前記整
流器の入力端に流れる電流の少なくとも一方を検出し、
回路異常を検出することを特徴とする。
【００１９】請求項３記載の発明によれば、整流器の導
通期間に、回路異常を検出することを特徴とする。
通期間に、回路異常を検出することを特徴とする。
【００２０】
【００２１】請求項４記載の発明によれば、少なくとも
交流電源のゼロクロス近傍にて回路異常を検出すること
を特徴とする。
交流電源のゼロクロス近傍にて回路異常を検出すること
を特徴とする。
【００２２】請求項５記載の発明によれば、回路異常時
は、インバータ回路の出力を低下方向へ制御することを
特徴とする。
は、インバータ回路の出力を低下方向へ制御することを
特徴とする。
【００２３】請求項６記載の発明によれば、インバータ
回路は、第１のスイッチング素子を含む２つのスイッチ
ング素子の直列回路を含んでなると共に、２つのスイッ
チング素子が交互にオンオフを繰り返すことにより負荷
に高周波電圧を供給するハーフブリッジインバータ回路
であり、２つのスイッチング素子の接続点と整流器出力
の一端との間に、負荷を含んでなる共振回路と第１のダ
イオードとの直列回路が接続され、第１のダイオード及
び共振回路の接続点と２つのスイッチング素子の直列回
路の一端との間に、第２のダイオード及びインピーダン
ス要素からなる並列回路が接続されることを特徴とす
る。
回路は、第１のスイッチング素子を含む２つのスイッチ
ング素子の直列回路を含んでなると共に、２つのスイッ
チング素子が交互にオンオフを繰り返すことにより負荷
に高周波電圧を供給するハーフブリッジインバータ回路
であり、２つのスイッチング素子の接続点と整流器出力
の一端との間に、負荷を含んでなる共振回路と第１のダ
イオードとの直列回路が接続され、第１のダイオード及
び共振回路の接続点と２つのスイッチング素子の直列回
路の一端との間に、第２のダイオード及びインピーダン
ス要素からなる並列回路が接続されることを特徴とす
る。
【００２４】請求項７記載の発明によれば、負荷に流れ
る負荷電流の電流波形は、交流電源がピーク値に近づく
に従って絶対値が増加すると共に、交流電源がゼロクロ
ス値に近づくに従って絶対値が増加する低周波リップル
を含んだものであることを特徴とする。
る負荷電流の電流波形は、交流電源がピーク値に近づく
に従って絶対値が増加すると共に、交流電源がゼロクロ
ス値に近づくに従って絶対値が増加する低周波リップル
を含んだものであることを特徴とする。
【００２５】請求項８記載の発明によれば、インピーダ
ンス要素は少なくともコンデンサを含んでなることを特
徴とする。
ンス要素は少なくともコンデンサを含んでなることを特
徴とする。
【００２６】請求項９記載の発明によれば、電源回路は
整流器の出力を平滑する平滑コンデンサであることを特
徴とする。
整流器の出力を平滑する平滑コンデンサであることを特
徴とする。
【００２７】請求項１０記載の発明によれば、電源回路
は整流器の出力を部分平滑する谷埋め回路であることを
特徴とする。
は整流器の出力を部分平滑する谷埋め回路であることを
特徴とする。
【００２８】請求項１１記載の発明によれば、電源回路
は降圧チョッパ回路であるを特徴とする。
は降圧チョッパ回路であるを特徴とする。
【００２９】請求項１２記載の発明によれば、負荷は放
電灯を含み構成されるものであることを特徴とする。
電灯を含み構成されるものであることを特徴とする。
【００３０】請求項１３記載の発明によれば、検出値は
放電灯の予熱・始動時はオフするものであることを特徴
とする。
放電灯の予熱・始動時はオフするものであることを特徴
とする。
【００３１】
（実施の形態１）本発明に係る第１の実施の形態の回路
図を図１に、その動作波形図を図２に示す。
図を図１に、その動作波形図を図２に示す。
【００３２】図１４に示した従来例と異なる点は、スイ
ッチング素子Ｑ１３、Ｑ１４、コンデンサＣ１５、Ｃ１
６の代わりに、第２のダイオード（以下、ダイオードと
呼ぶ。）Ｄ２及びコンデンサＣ５からなる並列回路Ａ
（以下、回路Ａと呼ぶ。）を、ダイオードＤ１及びコン
デンサＣ３の接続点とグランドとの間に接続し、且つ交
流電源Ｖｓから平滑コンデンサＣｏを充電し得る向きに
ダイオードＤ２を接続すると共に、回路Ａの両端に、抵
抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４からなる直列回路を並列接続し、回
路Ａの両端電圧つまりコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５
を抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４で検出して制御回路１のＶｏ端
子に入力する様に構成すると共に、図１４に示された抵
抗Ｒ１３を省いた点であり、その他の従来例と同一構成
には同一符号を付すことにより説明を省略する。なお、
従来例と同様に、制御回路１のグランドを回路グランド
としている。
ッチング素子Ｑ１３、Ｑ１４、コンデンサＣ１５、Ｃ１
６の代わりに、第２のダイオード（以下、ダイオードと
呼ぶ。）Ｄ２及びコンデンサＣ５からなる並列回路Ａ
（以下、回路Ａと呼ぶ。）を、ダイオードＤ１及びコン
デンサＣ３の接続点とグランドとの間に接続し、且つ交
流電源Ｖｓから平滑コンデンサＣｏを充電し得る向きに
ダイオードＤ２を接続すると共に、回路Ａの両端に、抵
抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４からなる直列回路を並列接続し、回
路Ａの両端電圧つまりコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５
を抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４で検出して制御回路１のＶｏ端
子に入力する様に構成すると共に、図１４に示された抵
抗Ｒ１３を省いた点であり、その他の従来例と同一構成
には同一符号を付すことにより説明を省略する。なお、
従来例と同様に、制御回路１のグランドを回路グランド
としている。
【００３３】次に、本回路の動作を簡単に説明する。ス
イッチング素子Ｑ１オン、Ｑ２オフすると、平滑コンデ
ンサＣｏ→スイッチング素子Ｑ１→インダクタンス素子
Ｌ２→コンデンサＣ４、放電灯Ｌａ１→コンデンサＣ３
→コンデンサＣ５→平滑コンデンサＣｏの経路で電流が
流れ、コンデンサＣ５を充電する。コンデンサＣ５の両
端電圧Ｖｃ５とフィルターＦを構成するコンデンサＣ１
の両端電圧の絶対値Ｖｃ１との総和が、平滑コンデンサ
Ｃｏの両端電圧Ｖｄｃよりも高くなると、交流電源Ｖｓ
→フィルターＦ→整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ１→
インダクタンス素子Ｌ２→コンデンサＣ４、放電灯Ｌａ
１→コンデンサＣ３→ダイオードＤ１→整流器ＤＢ→フ
ィルターＦ→交流電源Ｖｓの経路で入力電流が流れるこ
とにより、入力電流を交流電源Ｖｓの１周期の略全域に
おいて流すことになり、入力電流歪を改善することがで
きる。次に、スイッチング素子Ｑ１オフ、Ｑ２オンする
と、コンデンサＣ３を電源として、コンデンサＣ３→コ
ンデンサＣ４、放電灯Ｌａ１→インダクタンス素子Ｌ２
→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ５→コンデンサ
Ｃ３の経路で電流が流れ、コンデンサＣ５の充電電荷が
なくなると、コンデンサＣ３→コンデンサＣ４、放電灯
Ｌａ１→インダクタンス素子Ｌ２→スイッチング素子Ｑ
２→ダイオードＤ２→コンデンサＣ３の経路で電流が流
れることとなる。以上の様に、スイッチング素子Ｑ１と
スイッチング素子Ｑ２とを高周波で交互にオンオフする
ことにより、放電灯Ｌａ１の高周波点灯を継続すること
ができる。
イッチング素子Ｑ１オン、Ｑ２オフすると、平滑コンデ
ンサＣｏ→スイッチング素子Ｑ１→インダクタンス素子
Ｌ２→コンデンサＣ４、放電灯Ｌａ１→コンデンサＣ３
→コンデンサＣ５→平滑コンデンサＣｏの経路で電流が
流れ、コンデンサＣ５を充電する。コンデンサＣ５の両
端電圧Ｖｃ５とフィルターＦを構成するコンデンサＣ１
の両端電圧の絶対値Ｖｃ１との総和が、平滑コンデンサ
Ｃｏの両端電圧Ｖｄｃよりも高くなると、交流電源Ｖｓ
→フィルターＦ→整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ１→
インダクタンス素子Ｌ２→コンデンサＣ４、放電灯Ｌａ
１→コンデンサＣ３→ダイオードＤ１→整流器ＤＢ→フ
ィルターＦ→交流電源Ｖｓの経路で入力電流が流れるこ
とにより、入力電流を交流電源Ｖｓの１周期の略全域に
おいて流すことになり、入力電流歪を改善することがで
きる。次に、スイッチング素子Ｑ１オフ、Ｑ２オンする
と、コンデンサＣ３を電源として、コンデンサＣ３→コ
ンデンサＣ４、放電灯Ｌａ１→インダクタンス素子Ｌ２
→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ５→コンデンサ
Ｃ３の経路で電流が流れ、コンデンサＣ５の充電電荷が
なくなると、コンデンサＣ３→コンデンサＣ４、放電灯
Ｌａ１→インダクタンス素子Ｌ２→スイッチング素子Ｑ
２→ダイオードＤ２→コンデンサＣ３の経路で電流が流
れることとなる。以上の様に、スイッチング素子Ｑ１と
スイッチング素子Ｑ２とを高周波で交互にオンオフする
ことにより、放電灯Ｌａ１の高周波点灯を継続すること
ができる。
【００３４】図２（ａ）には交流電源Ｖｓの電圧波形、
図２（ｂ）には正常点灯時のコンデンサＣ５の両端電圧
Ｖｃ５の電圧波形、図２（ｃ）にはコンデンサＣ２開放
時のコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５の電圧波形を示
す。図２より、コンデンサＣ２の開放時の方が、正常点
灯時に比べてコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５は高くな
る。このことを抵抗Ｒ３、Ｒ４を介して検出することに
より、制御回路１はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御
する。つまり、コンデンサＣ２の開放時は、制御回路１
は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振を停止したり、
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の周波数を高くして調光点
灯を行ったり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を間欠発振
したりする。
図２（ｂ）には正常点灯時のコンデンサＣ５の両端電圧
Ｖｃ５の電圧波形、図２（ｃ）にはコンデンサＣ２開放
時のコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５の電圧波形を示
す。図２より、コンデンサＣ２の開放時の方が、正常点
灯時に比べてコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５は高くな
る。このことを抵抗Ｒ３、Ｒ４を介して検出することに
より、制御回路１はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御
する。つまり、コンデンサＣ２の開放時は、制御回路１
は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の発振を停止したり、
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の周波数を高くして調光点
灯を行ったり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を間欠発振
したりする。
【００３５】以上の様に構成したことにより、簡単な構
成にて入力電流高調波歪みを改善し力率を向上可能であ
ると共に、回路上の異常時による大きなストレスが半導
体素子などにかかることを防ぐことが可能であり、ま
た、フィルターへのストレスを低減可能である。
成にて入力電流高調波歪みを改善し力率を向上可能であ
ると共に、回路上の異常時による大きなストレスが半導
体素子などにかかることを防ぐことが可能であり、ま
た、フィルターへのストレスを低減可能である。
【００３６】なお、本実施の形態では、負荷は１灯の放
電灯としたが、複数灯の放電灯であってもよく、また他
の負荷でも構わない。例えば、複数灯の並列点灯の際に
は、異常を検出すると、間引き点灯をさせて、ストレス
を低減することができる。
電灯としたが、複数灯の放電灯であってもよく、また他
の負荷でも構わない。例えば、複数灯の並列点灯の際に
は、異常を検出すると、間引き点灯をさせて、ストレス
を低減することができる。
【００３７】（実施の形態２）本発明に係る第２の実施
の形態の回路図を図３に示す。
の形態の回路図を図３に示す。
【００３８】図１に示した第１の実施の形態と異なる点
は、抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４からなる直列回路の一端を、
整流器ＤＢの負側の出力端子及びダイオードＤ１のカソ
ード端子間に接続し、整流器ＤＢの負側の出力端子の電
位を抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４で検出する様に構成したこと
であり、その他の第１の実施の形態と同一構成には同一
符号を付すことにより説明を省略する。
は、抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４からなる直列回路の一端を、
整流器ＤＢの負側の出力端子及びダイオードＤ１のカソ
ード端子間に接続し、整流器ＤＢの負側の出力端子の電
位を抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４で検出する様に構成したこと
であり、その他の第１の実施の形態と同一構成には同一
符号を付すことにより説明を省略する。
【００３９】（実施の形態３）本発明に係る第３の実施
の形態の回路図を図４に示す。
の形態の回路図を図４に示す。
【００４０】図１に示した第１の実施の形態と異なる点
は、抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４からなる直列回路の一端を、
フィルターＦの一方の出力端に接続し、フィルターＦの
一方の出力端の電位を抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４で検出する
様に構成したことであり、その他の第１の実施の形態と
同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略す
る。
は、抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４からなる直列回路の一端を、
フィルターＦの一方の出力端に接続し、フィルターＦの
一方の出力端の電位を抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４で検出する
様に構成したことであり、その他の第１の実施の形態と
同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略す
る。
【００４１】（実施の形態４）本発明に係る第４の実施
の形態の回路図を図５に示す。
の形態の回路図を図５に示す。
【００４２】図１に示した第１の実施の形態と異なる点
は、抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４からなる直列回路の一端を、
フィルターＦの一方の入力端に接続し、フィルターＦの
一方の入力端の電位を抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４で検出する
様に構成したことであり、その他の第１の実施の形態と
同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略す
る。
は、抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４からなる直列回路の一端を、
フィルターＦの一方の入力端に接続し、フィルターＦの
一方の入力端の電位を抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４で検出する
様に構成したことであり、その他の第１の実施の形態と
同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略す
る。
【００４３】なお、上記第３及び第４の実施の形態にお
いては、図６（ｂ）に示す様に、整流器ＤＢを構成する
ダイオードの非導通期間では、Ｖｏ端子へ入力される検
出電圧は常に発生するが、整流器ＤＢを構成するダイオ
ードの導通期間では、Ｖｏ端子へ入力される検出電圧
は、一定期間で略零となるので、整流器ＤＢを構成する
ダイオードの導通期間のみ、抵抗Ｒ３、Ｒ４による検出
が動作するように構成しなければならない。
いては、図６（ｂ）に示す様に、整流器ＤＢを構成する
ダイオードの非導通期間では、Ｖｏ端子へ入力される検
出電圧は常に発生するが、整流器ＤＢを構成するダイオ
ードの導通期間では、Ｖｏ端子へ入力される検出電圧
は、一定期間で略零となるので、整流器ＤＢを構成する
ダイオードの導通期間のみ、抵抗Ｒ３、Ｒ４による検出
が動作するように構成しなければならない。
【００４４】（実施の形態５）本発明に係る第５の実施
の形態の回路図を図７に示す。
の形態の回路図を図７に示す。
【００４５】図１に示した第１の実施の形態と異なる点
は、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ３の接続点と回路
Ａとの間に、回路Ａに流れる電流を検出する電流検出回
路２を設けて、回路Ａへの高周波の重畳を検出する様に
構成したことであり、その他の第１の実施の形態と同一
構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。な
お、電流検出回路２は、例えば電流トランスやシャント
抵抗などで構成しても構わない。
は、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ３の接続点と回路
Ａとの間に、回路Ａに流れる電流を検出する電流検出回
路２を設けて、回路Ａへの高周波の重畳を検出する様に
構成したことであり、その他の第１の実施の形態と同一
構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。な
お、電流検出回路２は、例えば電流トランスやシャント
抵抗などで構成しても構わない。
【００４６】また、上記全ての実施の形態においては、
電流もしくは電圧を検出する代わりに、電流と電圧との
積、つまり電力量を検出する様に構成しても構わない。
電流もしくは電圧を検出する代わりに、電流と電圧との
積、つまり電力量を検出する様に構成しても構わない。
【００４７】（実施の形態６）本発明に係る第６の実施
の形態の回路図を図８に、その動作波形図を図９に示
す。
の形態の回路図を図８に、その動作波形図を図９に示
す。
【００４８】図１に示した第１の実施の形態と異なる点
は、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ３の接続点と抵抗
Ｒ３との間に、制御回路１により制御されるスイッチ素
子ＳＷ１を設けて、抵抗Ｒ３、Ｒ４による検出区間を制
御する様に構成したことであり、その他の第１の実施の
形態と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省
略する。
は、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ３の接続点と抵抗
Ｒ３との間に、制御回路１により制御されるスイッチ素
子ＳＷ１を設けて、抵抗Ｒ３、Ｒ４による検出区間を制
御する様に構成したことであり、その他の第１の実施の
形態と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省
略する。
【００４９】次に、図９を参照して動作を簡単に説明す
る。コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５は、交流電源Ｖｓ
の周波数ｆｏの２倍の周波数２ｆｏを有する為、スイッ
チ素子ＳＷ１を２ｆｏの周波数でオンオフしていれば、
スイッチ素子ＳＷ１をオンした状態は、図２に示した様
な検出電圧が、制御回路１のＶｏ端子に入力されること
になり、つまり、ある一定の検出電圧を制御回路１のＶ
ｏ端子に入力することができる。よって、スイッチ素子
ＳＷ１のオンオフは、図９（ｂ）に示す様に、交流電源
Ｖｓの正負に同期してもよく、また、図９（ｄ）に示す
様に、交流電源Ｖｓの正負の切り替わり時刻よりも、任
意の期間ｔ１だけずれていてもよい。なお、図９
（ｂ）、図９（ｄ）の各々の場合においては、それぞ
れ、図９（ｃ）、図９（ｅ）に示す様な検出電圧が制御
回路１のＶｏ端子に入力される。また、スイッチ素子Ｓ
Ｗ１のオン期間は、１／（２ｍｆｏ）（但し、ｍは正の
整数）であり、スイッチ素子ＳＷ１のオフ期間は、１／
（２ｎｆｏ）（但し、ｎは正の整数）であればよい。
る。コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５は、交流電源Ｖｓ
の周波数ｆｏの２倍の周波数２ｆｏを有する為、スイッ
チ素子ＳＷ１を２ｆｏの周波数でオンオフしていれば、
スイッチ素子ＳＷ１をオンした状態は、図２に示した様
な検出電圧が、制御回路１のＶｏ端子に入力されること
になり、つまり、ある一定の検出電圧を制御回路１のＶ
ｏ端子に入力することができる。よって、スイッチ素子
ＳＷ１のオンオフは、図９（ｂ）に示す様に、交流電源
Ｖｓの正負に同期してもよく、また、図９（ｄ）に示す
様に、交流電源Ｖｓの正負の切り替わり時刻よりも、任
意の期間ｔ１だけずれていてもよい。なお、図９
（ｂ）、図９（ｄ）の各々の場合においては、それぞ
れ、図９（ｃ）、図９（ｅ）に示す様な検出電圧が制御
回路１のＶｏ端子に入力される。また、スイッチ素子Ｓ
Ｗ１のオン期間は、１／（２ｍｆｏ）（但し、ｍは正の
整数）であり、スイッチ素子ＳＷ１のオフ期間は、１／
（２ｎｆｏ）（但し、ｎは正の整数）であればよい。
【００５０】更に、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５が
発生している期間にスイッチ素子ＳＷ１をオンするよう
にすれば、そのオン期間は、１／（２ｍｆｏ）を満たす
必要はなく、図９（ｆ）に示す様に、１／（２ｍｆｏ）
より小さくなっても構わず、その場合には、交流電源Ｖ
ｓの零Ｖ近傍でスイッチ素子ＳＷ１がオンすることが望
ましい。更に、スイッチ素子ＳＷ１のオフ時において
は、抵抗Ｒ３、Ｒ４には電流が流れないので、抵抗Ｒ
３、Ｒ４での損失を低減することができ、スイッチ素子
ＳＷ１のオフ期間を長くすることで、更に、抵抗Ｒ３、
Ｒ４での損失を低減することができる。
発生している期間にスイッチ素子ＳＷ１をオンするよう
にすれば、そのオン期間は、１／（２ｍｆｏ）を満たす
必要はなく、図９（ｆ）に示す様に、１／（２ｍｆｏ）
より小さくなっても構わず、その場合には、交流電源Ｖ
ｓの零Ｖ近傍でスイッチ素子ＳＷ１がオンすることが望
ましい。更に、スイッチ素子ＳＷ１のオフ時において
は、抵抗Ｒ３、Ｒ４には電流が流れないので、抵抗Ｒ
３、Ｒ４での損失を低減することができ、スイッチ素子
ＳＷ１のオフ期間を長くすることで、更に、抵抗Ｒ３、
Ｒ４での損失を低減することができる。
【００５１】更にまた、電源投入から放電灯Ｌａ１が点
灯するまでの間、スイッチ素子ＳＷ１をオフすることに
より、Ｖｏ端子の電圧が若干上昇する様な、放電灯Ｌａ
１の予熱・始動時における誤検出を防止することができ
るので、正常点灯時での検出レベルをより低く設定する
ことで、正常点灯時での検出の精度をより高くすること
が可能となる。
灯するまでの間、スイッチ素子ＳＷ１をオフすることに
より、Ｖｏ端子の電圧が若干上昇する様な、放電灯Ｌａ
１の予熱・始動時における誤検出を防止することができ
るので、正常点灯時での検出レベルをより低く設定する
ことで、正常点灯時での検出の精度をより高くすること
が可能となる。
【００５２】なお、本実施の形態は、上記第２〜第５の
実施の形態で示した回路に用いても構わない。
実施の形態で示した回路に用いても構わない。
【００５３】（実施の形態７）本発明に係る第７の実施
の形態の要部回路図を図１０に示す。
の形態の要部回路図を図１０に示す。
【００５４】本実施の形態は、制御回路１の具体的回路
を示したものであり、上記第１〜第６の実施の形態のい
ずれに用いても構わない。
を示したものであり、上記第１〜第６の実施の形態のい
ずれに用いても構わない。
【００５５】以下に制御回路１の回路構成を示す。本回
路は、抵抗Ｒ５、Ｒ６で分圧した制御電源電圧Ｅｏをコ
ンパレータＣｏｍｐ１の負側の入力端子に入力し、抵抗
Ｒ３、Ｒ４で分圧してコンデンサＣ６で平滑された検出
電圧をコンパレータＣｏｍｐ１の正側の入力端子に入力
し、その両者の比較出力をラッチ回路４を介して駆動回
路３に入力する構成を有している。なお、（３）はスイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動するものであり、また、
制御電源ＥｏはコンパレータＣｏｍｐ１に電源供給をし
ている。
路は、抵抗Ｒ５、Ｒ６で分圧した制御電源電圧Ｅｏをコ
ンパレータＣｏｍｐ１の負側の入力端子に入力し、抵抗
Ｒ３、Ｒ４で分圧してコンデンサＣ６で平滑された検出
電圧をコンパレータＣｏｍｐ１の正側の入力端子に入力
し、その両者の比較出力をラッチ回路４を介して駆動回
路３に入力する構成を有している。なお、（３）はスイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動するものであり、また、
制御電源ＥｏはコンパレータＣｏｍｐ１に電源供給をし
ている。
【００５６】そして、制御電源電圧Ｅｏを抵抗Ｒ５、Ｒ
６で分圧した電圧を電圧Ｖ５、コンデンサＣ６の両端電
圧を電圧Ｖｃ６とし、電圧Ｖｃ６の方が電圧Ｖ５よりも
高くなると、コンパレータＣｏｍｐ１の出力はハイレベ
ル（Ｈレベル）となり、（４）によりラッチされ、異常
信号として（３）に入力され、異常状態を検出すること
ができる。
６で分圧した電圧を電圧Ｖ５、コンデンサＣ６の両端電
圧を電圧Ｖｃ６とし、電圧Ｖｃ６の方が電圧Ｖ５よりも
高くなると、コンパレータＣｏｍｐ１の出力はハイレベ
ル（Ｈレベル）となり、（４）によりラッチされ、異常
信号として（３）に入力され、異常状態を検出すること
ができる。
【００５７】（実施の形態８）本発明に係る第８の実施
の形態の回路図を図１１に示す。
の形態の回路図を図１１に示す。
【００５８】図１０に示した第７の実施の形態と異なる
点は、抵抗Ｒ５の両端にスイッチ素子ＳＷ２を並列接続
し、電源投入から放電灯が点灯するまでの間、スイッチ
素子ＳＷ２をオンすることにより、放電灯Ｌａ１の予熱
・始動時における誤検出を防止することができる様に構
成したものであり、その他の第７の実施の形態と同一構
成には同一符号を付すことにより説明を省略する。な
お、放電灯の点灯後は、スイッチ素子ＳＷ２をオフす
る。また、本実施の形態は、上記第１〜第６の実施の形
態のいずれに用いても構わない。
点は、抵抗Ｒ５の両端にスイッチ素子ＳＷ２を並列接続
し、電源投入から放電灯が点灯するまでの間、スイッチ
素子ＳＷ２をオンすることにより、放電灯Ｌａ１の予熱
・始動時における誤検出を防止することができる様に構
成したものであり、その他の第７の実施の形態と同一構
成には同一符号を付すことにより説明を省略する。な
お、放電灯の点灯後は、スイッチ素子ＳＷ２をオフす
る。また、本実施の形態は、上記第１〜第６の実施の形
態のいずれに用いても構わない。
【００５９】（実施の形態９）本発明に係る第９の実施
の形態の回路図を図１２に示す。
の形態の回路図を図１２に示す。
【００６０】図１１に示した第８の実施の形態と異なる
点は、スイッチ素子ＳＷ２の代わりに、抵抗Ｒ５の両端
にコンデンサＣ７を並列接続し、放電灯Ｌａ１の予熱・
始動時における誤検出を防止することができる様に構成
したものであり、その他の第８の実施の形態と同一構成
には同一符号を付すことにより説明を省略する。なお、
本実施の形態は、上記第１〜第６の実施の形態のいずれ
に用いても構わない。
点は、スイッチ素子ＳＷ２の代わりに、抵抗Ｒ５の両端
にコンデンサＣ７を並列接続し、放電灯Ｌａ１の予熱・
始動時における誤検出を防止することができる様に構成
したものであり、その他の第８の実施の形態と同一構成
には同一符号を付すことにより説明を省略する。なお、
本実施の形態は、上記第１〜第６の実施の形態のいずれ
に用いても構わない。
【００６１】（実施の形態１０）本発明に係る第１０の
実施の形態の回路図を図１３に示す。
実施の形態の回路図を図１３に示す。
【００６２】図３に示した第２の実施の形態と異なる点
は、平滑コンデンサＣｏの代わりに、スイッチング素子
Ｑ１、Ｑ２の直列回路の両端に並列接続されたコンデン
サＣ８と、コンデンサＣ８の両端に並列接続された、平
滑コンデンサＣ９及びインダクタンス素子Ｌ３及びダイ
オードＤ４からなる直列回路と、ダイオードＤ４のカソ
ード端子及びスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子間に
接続されたダイオードＤ３と、スイッチング素子Ｑ２と
からなる、いわゆる降圧チョッパ回路を用いたことであ
り、その他の第２の実施の形態と同一構成には同一符号
を付すことにより説明を省略する。なお、本実施の形態
は、上記第１〜第９の実施の形態のいずれに用いても構
わない。
は、平滑コンデンサＣｏの代わりに、スイッチング素子
Ｑ１、Ｑ２の直列回路の両端に並列接続されたコンデン
サＣ８と、コンデンサＣ８の両端に並列接続された、平
滑コンデンサＣ９及びインダクタンス素子Ｌ３及びダイ
オードＤ４からなる直列回路と、ダイオードＤ４のカソ
ード端子及びスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子間に
接続されたダイオードＤ３と、スイッチング素子Ｑ２と
からなる、いわゆる降圧チョッパ回路を用いたことであ
り、その他の第２の実施の形態と同一構成には同一符号
を付すことにより説明を省略する。なお、本実施の形態
は、上記第１〜第９の実施の形態のいずれに用いても構
わない。
【００６３】また、上記第１〜第９の実施の形態におい
て、平滑コンデンサＣｏの代わりに、整流器ＤＢの出力
を部分平滑する谷埋め回路を用いても構わない。
て、平滑コンデンサＣｏの代わりに、整流器ＤＢの出力
を部分平滑する谷埋め回路を用いても構わない。
【００６４】
【発明の効果】請求項１乃至請求項１１に記載の発明に
よれば、簡単な構成にて入力電流高調波歪みを改善し力
率を向上可能であると共に、回路上の異常時による大き
なストレスが半導体素子などにかかることを防ぐことが
可能であり、また、フィルターへのストレスを低減可能
な電源装置を提供できる。
よれば、簡単な構成にて入力電流高調波歪みを改善し力
率を向上可能であると共に、回路上の異常時による大き
なストレスが半導体素子などにかかることを防ぐことが
可能であり、また、フィルターへのストレスを低減可能
な電源装置を提供できる。
【００６５】請求項１２記載の発明によれば、請求項１
乃至請求項１１に記載の発明の効果に加えて、放電灯を
安定点灯可能な電源装置を提供できる。
乃至請求項１１に記載の発明の効果に加えて、放電灯を
安定点灯可能な電源装置を提供できる。
【００６６】請求項１３記載の発明によれば、請求項１
乃至請求項１２に記載の発明の効果に加えて、放電灯の
予熱・始動時における誤動作を防止し、正常点灯時での
検出レベルをより低く設定することで、正常点灯時での
検出の精度をより高くすることが可能な電源装置を提供
できる。
乃至請求項１２に記載の発明の効果に加えて、放電灯の
予熱・始動時における誤動作を防止し、正常点灯時での
検出レベルをより低く設定することで、正常点灯時での
検出の精度をより高くすることが可能な電源装置を提供
できる。
【図１】本発明に係る第１実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図２】上記実施の形態に係る動作波形図を示す。
【図３】本発明に係る第２実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図４】本発明に係る第３実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図５】本発明に係る第４実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図６】上記実施の形態に係る動作波形図を示す。
【図７】本発明に係る第５実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図８】本発明に係る第６実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図９】上記実施の形態に係る動作波形図を示す。
【図１０】本発明に係る第７実施の形態を示す回路図で
ある。
ある。
【図１１】本発明に係る第８実施の形態を示す回路図で
ある。
ある。
【図１２】本発明に係る第９実施の形態を示す回路図で
ある。
ある。
【図１３】本発明に係る第１０実施の形態を示す回路図
である。
である。
【図１４】本発明に係る従来例を示す回路図である。
Ｃ コンデンサ
Ｄ ダイオード
ＤＢ 整流器
Ｌ インダクタンス素子
Ｌａ 放電灯
Ｑ スイッチング素子
Ｖｓ 交流電源
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０２Ｍ 7/538 Ｈ０２Ｍ 7/538 Ａ
Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｌ
41/282 41/29 Ｃ
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/48
G05F 1/10
H02M 7/537
H02M 7/538
H05B 41/24
H05B 41/282
Claims (13)
- 【請求項１】 交流電源を整流する整流器と、前記整流
器の出力を直流電圧に平滑する電源回路と、少なくとも
第１のスイッチング素子を有すると共に前記電源回路の
出力直流電圧を高周波電圧に変換して負荷に供給するイ
ンバータ回路と、前記整流器の出力端に前記負荷を介し
て前記インバータ回路の高周波出力の一部を帰還する高
周波出力帰還手段と、前記負荷の少なくとも一部及び前
記交流電源の山部近傍より谷部近傍で共振が強くなるイ
ンピーダンス要素を含み構成されるＬＣ共振回路とを備
え、前記交流電源からの入力電流が実質的に連続となる
電源装置に於いて、インバータ回路を制御する制御回路
と、前記制御回路と前記インピーダンス要素との間にス
イッチを設け、前記交流電源の略２倍の周波数で前記ス
イッチをオンオフすることにより前記インピーダンス要
素にかかる電圧もしくは前記インピーダンス要素に流れ
る電流の少なくとも一方を検出し、回路異常を検出する
ことを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 交流電源を整流する整流器と、前記整流
器の出力を直流電圧に平滑する電源回路と、少なくとも
第１のスイッチング素子を有すると共に前記電源回路の
出力直流電圧を高周波電圧に変換して負荷に供給するイ
ンバータ回路と、前記整流器の出力端に前記負荷を介し
て前記インバータ回路の高周波出力の一部を帰還する高
周波出力帰還手段と、前記負荷の少なくとも一部及び前
記交流電源の山部近傍より谷部近傍で共振が強くなるイ
ンピーダンス要素を含み構成されるＬＣ共振回路とを備
え、前記交流電源からの入力電流が実質的に連続となる
電源装置に於いて、インバータ回路を制御する制御回路
と、前記制御回路と前記インピーダンス要素との間にス
イッチを設け、前記交流電源の略２倍の周波数で前記ス
イッチをオンオフすることにより前記整流器の入力端に
かかる電圧もしくは前記整流器の入力端に流れる電流の
少なくとも一方を検出し、回路異常を検出することを特
徴とする電源装置。 - 【請求項３】 前記整流器の導通期間に、回路異常を検
出することを特徴とする請求項２記載の電源装置。 - 【請求項４】 少なくとも前記交流電源のゼロクロス近
傍にて回路異常を検出することを特徴とする請求項１乃
至請求項３のいずれかに記載の電源装置。 - 【請求項５】 回路異常時は、前記インバータ回路の出
力を低下方向へ制御することを特徴とする請求項１乃至
請求項４のいずれかに記載の電源装置。 - 【請求項６】 前記インバータ回路は、前記第１のスイ
ッチング素子を含む２つのスイッチング素子の直列回路
を含んでなると共に、２つの前記スイッチング素子が交
互にオンオフを繰り返すことにより前記負荷に高周波電
圧を供給するハーフブリッジインバータ回路であり、２
つの前記スイッチング素子の接続点と前記整流器出力の
一端との間に、前記負荷を含んでなる共振回路と第１の
ダイオードとの直列回路が接続され、前記第１のダイオ
ード及び前記共振回路の接続点と２つの前記スイッチン
グ素子の直列回路の一端との間に、第２のダイオード及
び前記インピーダンス要素からなる並列回路が接続され
ることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに
記載の電源装置。 - 【請求項７】 前記負荷に流れる負荷電流の電流波形
は、前記交流電源がピーク値に近づくに従って絶対値が
増加すると共に、前記交流電源がゼロクロス値に近づく
に従って絶対値が増加する低周波リップルを含んだもの
であることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれ
かに記載の電源装置。 - 【請求項８】 前記インピーダンス要素は、少なくとも
コンデンサを含んでなることを特徴とする請求項１乃至
請求項７のいずれかに記載の電源装置。 - 【請求項９】 前記電源回路は、前記整流器の出力を平
滑する平滑コンデンサであることを特徴とする請求項１
乃至請求項８のいずれかに記載の電源装置。 - 【請求項１０】 前記電源回路は、前記整流器の出力を
部分平滑する谷埋め回路であることを特徴とする請求項
１乃至請求項８のいずれかに記載の電源装置。 - 【請求項１１】 前記電源回路は、降圧チョッパ回路で
あるを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれかに記
載の電源装置。 - 【請求項１２】 前記負荷は、放電灯を含み構成される
ものであることを特徴とする請求項１乃至請求項１１の
いずれかに記載の電源装置。 - 【請求項１３】 前記検出値は、前記放電灯の予熱・始
動時はオフするものであることを特徴とする請求項１２
記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28567996A JP3405096B2 (ja) | 1996-10-28 | 1996-10-28 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28567996A JP3405096B2 (ja) | 1996-10-28 | 1996-10-28 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10136658A JPH10136658A (ja) | 1998-05-22 |
| JP3405096B2 true JP3405096B2 (ja) | 2003-05-12 |
Family
ID=17694652
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28567996A Expired - Fee Related JP3405096B2 (ja) | 1996-10-28 | 1996-10-28 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3405096B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114337452B (zh) * | 2021-12-29 | 2023-08-29 | 上海电力大学 | 一种变频电机系统开关振荡抑制与状态感知装置与方法 |
-
1996
- 1996-10-28 JP JP28567996A patent/JP3405096B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10136658A (ja) | 1998-05-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0984670A2 (en) | High intensity discharge lamp ballast | |
| JP3795863B2 (ja) | 単一段ｐｆｃ＋安定器制御回路／汎用電力コンバータ | |
| JPH08336235A (ja) | 力率補正回路 | |
| US8264161B2 (en) | Lighting apparatus for high-voltage discharge lamp | |
| WO1996009741A9 (en) | Power factor correcting circuit | |
| KR19990083245A (ko) | 방전램프점등장치및조명장치 | |
| JP2001006890A (ja) | 放電灯点灯回路 | |
| JP3405096B2 (ja) | 電源装置 | |
| US7193373B2 (en) | Electronic ballast having a converter which can continue to operate in the event of lamp failure | |
| JP2004527896A (ja) | 高効率高力率電子安定器 | |
| JP3396991B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2868224B2 (ja) | 負荷制御装置 | |
| JP2744008B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0955296A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP2002051548A (ja) | 電源装置および放電灯点灯装置 | |
| JP3304534B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP3654035B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3694146B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP3614011B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH1023748A (ja) | 電源装置 | |
| JP3394851B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH1127953A (ja) | 電源装置、放電灯点灯装置および照明装置 | |
| JPH09308255A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP2801954B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP2001052886A (ja) | 点灯装置および照明装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080307 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090307 Year of fee payment: 6 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090307 Year of fee payment: 6 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100307 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100307 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110307 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120307 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120307 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130307 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130307 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140307 Year of fee payment: 11 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |