JP3575694B2 - 走査型ｆｍｃｗレーダ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】
本発明は、送受信に周波数変調（ＦＭ）した連続波（ＣＷ）を使用する走査型ＦＭＣＷレーダに関し、特に、自動車の安全走行用の車載レーダとして適用可能な走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切り換え方法及び走査型ＦＭＣＷレーダに関する。
【０００２】
【従来の技術】
複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとを使用し、両者の組み合わせにより探知範囲に対する電波の送受信を行い反射物体（目標物体）等を計測するホログラフィックレーダが知られている（特開２０００−１５５１７１号公報、米国特許第６２８８７２号、特開平６−６８５４２号公報、特開２００１−９１６４１号公報、特開２０００−２３５０７３号公報）。
【０００３】
図７は、前記特開２０００−１５５１７１号公報記載のホログラフィックレーダの基本構成を示す図である。発振器Ａ１０から出力される高周波信号を分配器Ａ１２を介して送信側スイッチＡ１４により複数の送信アンテナＴ１、Ｔ２、Ｔ３に順次供給して電波として放射し、目標物から反射された反射波を複数の受信アンテナＲ１、Ｒ２を介して順次受信し、受信側スイッチＡ１６を介してミキサＡ１８に供給する。ミキサＡ１８は分配器Ａ１２からの高周波信号が供給されており、ここで復調された信号成分はＡ／ＤコンバータＡ２０でディジタル信号に変換され信号処理回路Ａ２２で処理される。
【０００４】
複数の送信アンテナＴ１、Ｔ２、Ｔ３と受信アンテナＲ１、Ｒ２を切り換えることにより、１個の送信アンテナと、送受信アンテナの組み合わせの個数（図７の場合は６つ）の受信アンテナを用いたものと等価なアンテナ配列のレーダを構成することが可能である。
【０００５】
このような複数の送信アンテナ及び受信アンテナを使用することにより車載レーダに適用可能なホログラフィック方位解像法が電子情報通信学会論文誌（Ｂ−ＩＩ Ｖｏｌ．Ｊ８１−Ｂ−ＩＩ Ｎｏ．８０５−８１３ １９９８年８月ｐ８０５〜８１４）に記載されている。
図８は、前記論文誌記載のホログラフィック方位解像法における送信アンテナと受信アンテナの送受信のタイミングチャートを示す図である。
【０００６】
アンテナ素子の構成は４つの送信アンテナ（送信素子）と５つの受信アンテナ（受信素子）で構成し、受信信号のサンプル法としては１つの送信素子からの送信信号（パルス）に対する受信信号（エコー）を５つの受信素子で順次サンプルして受信するようにアンテナの切り換えを制御する方法が採用される。
【０００７】
図８において上段の４波形は送信素子Ｔｘ０〜Ｔｘ３がこの順に送信するパルスのタイミングを表している。中段の２波形はそれぞれ観測範囲の最小距離０ｍと最大距離γｍａｘに仮想した物点からのエコーのタイミングであり、観測範囲にあるすべての物点のエコーを観測できるのは両エコーが重なるＴｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３、ＴＲ４の各区間に限られる。そこで下段に示すように、これらの区間中に受信素子Ｒｘ０〜Ｒｘ４の各出力をサンプリングし、送、受信素子の各組み合わせに対応するサンプル値を得る。５つの受信素子は速度５．０μｓで切り換えるように制御されており、サンプリングに要する時間Ｔｆは、Ｔｆ＝８．０である。また、得られたデータをフーリエ変換により信号処理を行うことによりホログラムを得る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ホログラフィックレーダとして特開２０００−１５５１７１号公報記載のもののように複数のアンテナの使用により、等価的に送信及び受信の各アンテナ数を掛けた数のアンテナによる受信信号を得ることが可能である。また、前記論文誌記載のサンプリング法により方位映像を高速に得ることが可能である。
【０００９】
しかしながら、前記論文誌記載のサンプリング法では、５つの受信素子は速度５．０μｓで切り換わるように制御されており、この場合、送受信アンテナの組み合わせ毎のサンプリング周波数は、１／（５．０・１０−６）＝２０ＭＨｚであり極めて高い周波数で動作させることが必要である。このため同論文誌記載のアンプリング法では、受信アンテナ側に設ける受信機の周波数帯域が広帯域化し受信感度も低下するという問題がある。
【００１０】
つまり、従来のホログラフィックレーダを自動車搭載用のレーダとして普及させるためには、その動作周波数を下げ、受信帯域の広帯域化を抑制し、受信感度を高める等により高性能化、高耐久性化、小型化、低価格化を図ることが不可欠である。
【００１１】
（目的）
本発明の目的は、受信機の広帯域化を抑制することを可能とする走査型ＦＭＣＷレーダを提供することにある。
【００１２】
本発明の他の目的は、受信帯域の広帯域化を抑制して受信感度を高め、高性能化、高耐久性化、小型化、低価格化を可能とする走査型ＦＭＣＷレーダを提供することにある。
【００１３】
本発明の他の目的は、反射物体との相対速度と送受信アンテナの切り換えにより生じる方位（角度）の計測誤差を補正することを可能とする走査型ＦＭＣＷレーダを提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明の走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切り換え方法は、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとの組み合わせを切り替え、三角波信号により周波数変調した周波数変調信号を送受信する走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切り換え方法において、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナの切り替えタイミングを前記三角波信号に同期させることを特徴とする。また、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナは、組み合わせでできる間隔のうち最小の間隔（ｄｔｒ）に所定の長さ（ｄ）の整数倍を加算した間隔になるように配置され、上記複数のアンテナと複数の受信アンテナの切り換え順序は、上記間隔の大きさの順序であって、その大きい順序又は小さい順序の何れかとなるように行われる。更に前記複数の送信アンテナは、前記三角波信号の周期で前記周波数変調信号を順次切り換えて送信し、前記複数の受信アンテナは、前記三角波信号の周期の送信アンテナの個数倍の周期で順次切り替えて受信することを特徴とする。また、複数の受信アンテナから順次切り換えて受信した信号と送信側の周波数変調信号と乗算することにより、ビート信号を生成し、該ビート信号から距離情報、方位情報を算出することを特徴とする。
【００１５】
本発明の走査型ＦＭＣＷレーダは、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとの組み合わせを切り替え、三角波信号により周波数変調した周波数変調信号を送受信する走査型ＦＭＣＷレーダにおいて、複数の送信アンテナを切り換える送信側スイッチと、複数の受信アンテナを切り換える受信側スイッチと、前記送信側スイッチ及び受信側スイッチを前記三角波信号に同期して切り換える制御部と、複数の受信アンテナから順次切り換えて受信した信号を送信側の周波数変調信号と乗算してビート信号を生成する受信部と、前記ビート信号から距離情報又は方位情報を算出する信号処理部と、を備えることを特徴とする。
【００１６】
前記制御部は、前記複数の送信アンテナが前記三角波信号の周期で前記周波数変調信号を順次送信し、前記複数の受信アンテナが前記三角波信号の周期の送信アンテナの個数倍の周期で順次受信するように前記送信側スイッチ及び受信側スイッチの切り換えを制御すること特徴とする。
【００１７】
また、前記信号処理部は、ビート信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に記憶するメモリと、メモリに記憶された前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に時間軸に対してフーリエ変換を行って複素スペクトラム信号を求めるフーリエ変換器と、前記複素スペクトラム信号をもとに同一周波数成分について目標の方位情報を求め、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差の周波数から前記目標の方位情報の補正を行う方位算出部と、を有することを特徴とし、又は、前記信号処理部は、前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に記憶するメモリと、メモリに記憶した前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、時間軸に対してフーリエ変換を行い複素スペクトラム信号を求める高速フーリエ変換器と、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差の周波数から前記複素スペクトラム信号の補正を行い、送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、同一周波数成分について、前記複素スペクトラム信号をもとに目標の方位情報を求める方位算出部と、を有することを特徴とする。
【００１８】
本発明の走査型ＦＭＣＷレーダは、より具体的には、
複数の送信アンテナと、前記複数の送信アンテナに三角波信号により変調された周波数変調信号を前記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて供給する送信側スイッチと、前記複数の送信アンテナから送信された電波の反射波を受信する複数の受信アンテナと、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号を前記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて出力する受信側スイッチと、前記受信スイッチの出力を入力とする受信機と、受信機の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に記憶するメモリと、メモリに記憶された前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、ディジタル信号を時間軸に対してフーリエ変換を行い複素スペクトラム信号を求める高速フーリエ変換器と、前記送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、同一周波数成分について、複素スペクトラム信号をもとに目標の方位情報を求め、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差の周波数から前記目標の方位情報の補正を行う方位算出部と、を有することを特徴とする。
【００１９】
また、複数の送信アンテナと、前記複数の送信アンテナに三角波信号により変調された周波数変調信号を前記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて供給する送信側スイッチと、前記複数の送信アンテナから送信された電波の反射波を受信する複数の受信アンテナと、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号を前記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて出力する受信側スイッチと、前記受信スイッチの出力及び前記周波数変調信号を入力しビート信号成分を出力する受信機と、前記受信機の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に記憶するメモリと、メモリに記憶した前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、時間軸に対してフーリエ変換を行い複素スペクトラム信号を求める高速フーリエ変換器と、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差の周波数から前記複素スペクトラム信号の補正を行い、送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、同一周波数成分について、前記複素スペクトラム信号をもとに目標の方位情報を求める方位算出部と、を有することを特徴とする。
前記方位情報は、算出は重み付け重心処理を行うことにより求め、また、前記複数の送信アンテナは、１つの受信アンテナが選択されているとき所定の順序に従って切り換えられることを特徴とする。
【００２０】
（作用）
走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切り換えにおいて、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナの切り替えタイミングを、使用する周波数変調信号の変調用の三角波信号に同期させることにより、受信機に要求される通過帯域幅を小さくすることを可能とし、受信感度の向上を可能とする。
【００２１】
反射物体の方位情報の算出においては、反射物体との相対速度と送受信アンテナの切り換えとにより生じる方位情報の算出誤差を、ドップラ周波数を求め、該ドップラ周波数により反射物体の方位（角度）を補正することにより排除する。サンプリングの周波数を小さくでき、高速のＡ／Ｄコンバータを必要としないため、装置の小型化、低価格化等が可能となる。
【００２２】
方位の算出は、複数の送信アンテナから時分割で電波を送信し、前記複数の送信アンテナで反射波を時分割で受信し、周波数変調信号の三角波は登りと下りのを持ち、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナの切り替えによってできる送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ（チャンネル）は、前記三角波の周期に同期して切り替えられ、受信信号をＡＤ変換を行い、チャンネル毎に所定のメモリに記憶し、時間軸に対して高速フーリエ変換を行い複素スペクトラム信号を求め、
チャンネル毎の同一周波数成分について、複素スペクトラム信号をもとに目標の方位を求め、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記ビート周波数の差の周波数から前記目標の方位の補正を行う方法、又は、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差の周波数から上記複素スペクトラム信号の補正を行い、チャンネル毎の同一周波数成分について、複素スペクトラム信号をもとに目標の方位を求める方法が用いられる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
本発明の走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切り換え方法及び走査型ＦＭＣＷレーダの一実施の形態について、以下図面を参照して説明する。
図１、図２は、本実施の形態の構成及び機能を示す図である。
【００２４】
（構成の説明）
本実施の形態の走査型ＦＭＣＷレーダの構成は、走査型ＦＭＣＷレーダの装置全体を制御する制御部１と、目標探知用の電波を送受し、受信信号を増幅し周波数変換を行いビート信号を出力する送受信部２と、受信した信号の信号処理を行いレーダ探知空間の目標を検出し、当該目標の距離、相対速度及び方位の情報を演算して出力する信号処理部３と、から構成される。
【００２５】
送受信部２は、三角波信号を出力する三角波発生器１０と、三角波発生器１０の出力により発振周波数が制御され周波数変調信号を出力する電圧制御発振器１１と、電圧制御発振器１１からのＦＭ変調波信号を送信アンテナ側及び受信側に分配出力する方向性結合器等により構成された分配器１２と、分配器１２の送信側の出力を送信用の信号として複数の出力端子に供給する送信側切替スイッチ（送信側スイッチ）１３と、前記送信側スイッチ１３の複数の出力端子からの信号を電波としてレーダ探知空間に放射する複数の送信アンテナ１４と、レーダ探知空間から受信される電波を受信する複数の受信用アンテナ１５と、前記受信アンテナ１５の複数の出力を順次切り替えて１系列の時分割信号として出力する受信側切替スイッチ（受信側スイッチ）１６と、前記受信側スイッチ１６の出力を受信する増幅器１７１及び前記時分割信号と前記分配器１２からの分配された信号とをミキシングしてビート信号を出力する混合器（ミキサ）１７２とからなる受信機１７と、から構成される。
【００２６】
また、信号処理部３は、前記受信機１７からのビート信号をサンプリングしＡＤ変換するＡ／Ｄ変換器１８と、ＡＤ変換されたディジタル信号を計測データとして記憶するメモリ１９と、メモリの記憶データをフーリエ変換するフーリエ変換器２０と、フーリエ変換器２０の出力により距離を検出して出力する距離検出部２１、速度を検出して出力する速度検出部２２及び方位を検出して出力する方位検出部２３と、から構成される。
以下各部の機能の概略を説明する。
【００２７】
制御部１は、三角波発生器１０が出力する三角波信号の発生タイミング及び送信側スイッチ１３と受信側スイッチ１６の切り替えタイミングを制御するとともに、信号処理部３の動作タイミングを制御する。本実施の形態では、制御部１は、送信側スイッチ１３が三角波信号の１周期に同期して順次切り替える動作を繰り返し、受信側スイッチ１６が送信側スイッチ１３の切り替えの１周期（１巡の周期）の期間毎に、順次切り替える動作を繰り返すように、三角波発生器１０、送信側スイッチ１３及び受信側スイッチ１６を制御する。
【００２８】
図２は、送信アンテナが３個（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）、受信アンテナが３個（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の場合の切り換え例を示す図である。
図２から分かるように本実施の形態では、３個の送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）には、三角波信号の立ち上がりの開始点に同期して、周波数変調信号を三角波信号の１周期Ｔ毎に順次切り換え供給される。また、３個の受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）は、送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）の切り換えの一巡の周期である周期３Ｔ期間毎に順次切り換えられる。
【００２９】
Ａ／Ｄ変換器１８は、受信側スイッチ１６からの時系列な受信信号と分配器１２からの送信信号（周波数変調信号）とを混合器１７でミキシングした結果のビート信号を入力し、このビート信号を該ビート信号に含まれる必要とする最高周波数の２倍程度でサンプリングしてディジタル信号に変換する。
【００３０】
メモリ１９は、Ａ／Ｄ変換器１８でＡＤ変換されたビート信号について、送信アンテナ１４と受信アンテナ１５の組み合わせ別（以下、送信アンテナと受信アンテナの組み合わせでなる受信アンテナ毎の受信の経路又はその組み合わせを「チャネル」という。）、且つ各チャネルのディジタル信号を三角波信号の登り（立ち上がり）と下り（立ち下がり）の各区間毎に論理的に異なるメモリ領域に分けて記録する。つまり、送信のスイッチ１３と受信側スイッチ１６を切り替えながら送受信を行い、各送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と各受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の組み合わせを一巡する動作を繰り返し、各組み合わせ別の受信信号をＦＭ変調波信号の三角波信号の立ち上がりと立ち下がり区間別にメモリ１９に記憶する。
【００３１】
フーリエ変換器２０は、メモリ１９に全てのデータが格納された後、三角波信号の立ち上がり及び立ち下がり区間別、チャネル別にメモリ１９に記録されたディジタル信号を読み出し、チャネル毎（送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）組み合わせ毎）のデータ（時間軸データ）を時間軸方向にフーリエ変換を行い周波数成分のデータを出力を出力するとともに、次にフーリエ変換後のデータについてチャネル間（送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）組み合わせ間）方向、つまり、空間軸方向（距離方向ｄｔｒ）についてフーリエ変換（フーリエ逆変換）を行い、方位情報のデータを出力する。
【００３２】
距離検出部２１は、フーリエ変換器２０による時間（ｔ）についてのフーリエ変換の結果により時間領域のビート信号を周波数領域の信号とし、その振幅の絶対値がピークとなる周波数（ビート周波数ｆｂ）を求めることにより、反射物体（目標物体）までの距離情報を求める。
【００３３】
速度検出部２２は、フーリエ変換器２０による時間（ｔ）についてのフーリエ変換の結果により、ドップラシフト周波数ｆｄを求めることにより相対速度を算出して出力する。
【００３４】
方位検出部２３は、フーリエ変換器２０による受信信号の時間軸方向のフーリエ変換の結果について、送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の空間軸方向（距離方向ｄｔｒ）にフーリエ変換を行い、その結果の振幅の絶対値がピークとなる値（方位の正弦）を求め、そのＳｉｎ−１の演算を行うことにより方位を算出して出力する。また、方位検出部２３では、算出した方位の情報に対し、速度検出部２２によって検出した相対速度によって方位検出部２２の出力の補正を行うことにより、反射物体の方位を補償し、正しい方位の情報を出力する。
（動作の説明）
次に、本実施の形態の動作について図２〜図５を参照して説明する。
三角波発生器１０は図２に示す三角波信号を出力し、電圧制御発振器１１は発振周波数が該三角波信号により周波数変調（ＦＭ変調）され、周波数変調波信号が送信信号として分配器１２に出力される。この送信信号は方向性結合器等でなる分配器１２によって、送信側スイッチ１３と混合器１７とに分配され、送信側スイッチ１３に分配された送信信号は、送信アンテナ１４の個々の送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）に順次切り替え供給され、送信アンテナ１４から電波が探知方向に放射される。
【００３５】
探知方向に反射物体があると放射された電波は当該反射物体で反射され、受信アンテナ１５で受信される。受信アンテナ１５の個々の受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）は受信側スイッチ１６の複数の入力端子に接続されており、各受信信号は受信側スイッチ１６の切り替えにより単一の出力端子から１系統の時系列信号として出力され受信機１７の混合器１７２に入力する。
【００３６】
混合器１７２は、受信側スイッチ１６から入力する１系列の受信信号を一方の入力とし、分配器１２から分岐出力されている送信信号である周波数変調信号を他方の入力とし、両信号を混合（乗算）してビート信号を出力する。
【００３７】
混合器１７２から出力されるビート信号の周波数成分及び位相等は３つの要因により決定される。つまり、第１は送信アンテナと受信アンテナの間の電波伝搬の遅延時間、第２は送信及び受信アンテナと反射物体との相対速度、第３は送信アンテナ及び受信アンテナの切り換えによる位相差である。
【００３８】
図３は、走査型ＦＭＣＷレーダの受信信号の遅延とビート周波数との関係を示す図である。走査型ＦＭＣＷレーダと反射物体の間の相対速度がゼロの時における特定のチャネルの送信信号と受信信号の周波数の関係を示すもので、図３（ａ）は送信信号と受信信号の周波数の変化を、図３（ｂ）はビート周波数の変化をそれぞれ示している。
【００３９】
送信信号の周波数は図３（ａ）に示すように三角波状に変化する。ここで、ｆｏは送信信号の中心周波数、Δｆは変調周波数幅、Ｔは周波数変調の周期を示す。一方、受信信号は、送信アンテナから反射物体までの距離を往復する時間だけ遅れるので、図３（ａ）に示すように受信周波数は往復時間の遅れにより、周波数ｆｂだけ低い状態から送信周波数と同一の周波数変化で立ち上がる。
【００４０】
従って送信信号と受信信号とのビート信号の周波数は、図３（ｂ）に示すように所定期間一定値ｆｂを示す。この周波数ｆｂは第１の要因である受信信号の送信信号に対する遅れに比例し、送受信アンテナから反射物体までの距離の２倍に比例する。
【００４１】
つまり、ビート信号の周波数ｆｂは、アンテナと反射物体との間の距離Ｒ及びＦＭ変調の変調周波数幅Δｆにより次式（１）で表される。
【００４２】
ｆｂ＝４・Δｆ・Ｒ／（Ｔ・ｃ） （１）
また、送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の切り替えによる送受信アンテナの各組み合わせの切り替え（サンプリング）の時間差によって位相差が生じる。
【００４３】
この位相差は、次式（２）で表される。
｛４Δｆ・Ｒ／（Ｔ・ｃ）｝・（ｎ−１）Ｔ （２）
従って、周波数ｆｂを複素表示で表すと、（１）、（２）式より、
となる。
【００４４】
次に、反射物体との間の相対速度がゼロでない時は、ビート信号の周波数は、反射物体までの距離に対応した受信信号の遅れによる変化に加えて、第２の要因であるドップラ効果による周波数の変化が生じる。
【００４５】
図４は、走査型ＦＭＣＷレーダと反射物体の間の相対速度がゼロでない時における特定のチャネルの送信信号と受信信号の周波数の関係を示す図であり、図４（ａ）は送信信号と受信信号の周波数の変化を示し、図４（ｂ）はビート周波数の変化を示している。相対速度がゼロでない時のドップラ効果による受信信号の周波数の変化は、反射物体との相対速度が近づく方向に増加するほど受信信号の周波数は増加し、同様に相対速度が減少するほど受信信号の周波数は減少する。
【００４６】
従って、三角波状に周波数変調されている送信信号の周波数が増加する区間では、受信信号の周波数は送信信号の伝搬遅延により遅れて増加するとともに、相対速度が増加すると受信信号の周波数は増加するため、図４（ａ）に示すように、送信信号の周波数と受信信号の周波数との差であるビート周波数は、相対速度がゼロの時に比べてドップラ効果による周波数の変化分ｆｄだけ小さくなる。また、周波数変調されている送信信号の周波数が減少する区間では、受信信号の周波数は送信信号の伝搬遅延により遅れて減少するとともに、相対速度が増加するとドップラ効果のため受信信号の周波数は増加するため、前記ビート周波数は相対速度がゼロの時に比べて変化分ｆｄだけ大きくなる。
【００４７】
即ち、ビート信号の周波数は、図４（ｂ）に示すように、反射物体までの距離によって定まるビート信号の周波数ｆｂに対して、ＦＭ変調の周波数が増加する区間でドップラシフト周波数ｆｄだけ減少し、ＦＭ変調の周波数が減少する区間で同周波数ｆｄだけ増加する。
【００４８】
ドップラシフト周波数ｆｄは、反射物体の相対速度をｖとすると反射物体との間の相対速度ｖにより次式（４）で表される。
ｆｄ＝（２ｆｏ／ｃ）・ｖ （４）
従って、ドップラシフト周波数ｆｄを複素表示で表すと、
ｅｘｐ（−ｊ２π・２ｆｏ／ｃ）・ｖ・ｔ （５）
となる。
【００４９】
次に、ドップラ効果により生じる方位の誤差の補正について説明する。
図５は、送信アンテナ及び受信アンテナ間の送受信信号の位相関係を示す図であり、図５（ａ）は３個の送信アンテナ及び受信アンテナからなるアンテナ配列例とその等価的なアンテナ配列を示し、図５（ｂ）は各受信アンテナにおける受信信号の位相を示し、図５（ｃ）はドップラ効果により生じる方位の誤差を示す図である。
【００５０】
図５（ａ）に示すように実際の送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）の間隔をｄ、受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の間隔を３ｄ、隣接する送信アンテナと受信アンテナの間隔をｄｔｒｏとすると、このアンテナ配列は単一の送信アンテナＴＸと、該送信アンテナＴＸから間隔ｄｔｒｏ離れた位置から順次ｄ間隔で配列、つまり該送信アンテナＴＸからｄｔｒ＝ｄｔｒｏ＋（ｎ−１）ｄの間隔で配列された９個（３×３）の受信アンテナＲＸｎ（ｎ＝１、２…９）と等価となる。
本実施の形態の複数の送信アンテナと複数の受信アンテナは、一般的には、その組み合わせでできる間隔（ｄｔｒ）が、最小の間隔（ｄｔｒｏ）に所定の長さ（ｄ）の整数倍を加算した間隔になるように配置され、上記複数のアンテナと複数の受信アンテナの切り換え順序は、上記間隔の大きさの順序であって、その大きい順序又は小さい順序の何れかとなるように行われるものとする。
【００５１】
複数の受信アンテナの配列面に直角の方向を方位０として、反射物体からの受信信号の方位をθとし、送信アンテナの送信信号の位相とｎ番目の受信アンテナ（ＴＸｎ）の受信信号の位相の位相差φｎは、図５（ｂ）に示すように送信アンテナからｎ番目の受信アンテナまでの距離をｄｔｒ、送受信信号の波長をλ（＝ｃ／ｆｏ）とすると、
φｎ＝ｄｔｒ・Ｓｉｎθ／λ＝（ｆｏ・Ｓｉｎθ／ｃ）・ｄｔｒ （６）
と表すことができる。
従って、受信信号の位相差φｎを複素表示により表すと、
ｅｘｐ｛（−ｊ２π・ｆｏ・Ｓｉｎθ／ｃ）・ｄｔｒ｝ （７）
となる。
【００５２】
以上説明したことから分かるように、ｎ番目の受信アンテナで受信され、混合器１７で送信信号と混合した結果出力されるビート信号をＸｎ（ｔ）として、Ｘｎ（ｔ）を複素表示により表すと、（１）、（５）、（７）式により、ＦＭ変調波の変調信号である三角波信号の立ち上がりでは次式（８）で表される。
また、同様にしてＦＭ変調波の変調信号である三角波信号の立ち下がりでは、時間的な遅れを考慮して次式（９）で表される。
【００５３】
ここで、
Δｆ：変調周波数幅、Ｒ：目標までの距離、
Ｔ：三角波の周期、ｃ：電波の伝播速度、ｎ：三角波の番号（ｎ番目の三角波）、ｔ：時間、
ｆｏ：中心周波数、ｖ：反射物体（目標物体）との相対速度、
θ：目標の方位、
ｄｔｒ：送信アンテナと受信アンテナの間隔、である。
【００５４】
更に、反射物体との相対速度がゼロでない場合、送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の切り替えによる送受信アンテナの各組み合わせによる切り換えの時間差とドップラ周波数の影響により方位の算出で生じる誤差の補正について説明する。
【００５５】
図５（ａ）に示す等価的なアンテナ配列における９個の受信アンテナのうちｎ番目の受信アンテナにおける時刻をｔｎとすると、
ｔｎ＝ｔ−（ｎ−１）Ｔとすることができ、ｔ＝ｔｎ＋（ｎ−１）Ｔを（８）式に代入すると、（８）式は、
Ｘｎ（ｔ）＝Ｕｅｘｐ［｛−ｊ８π・Δｆ・Ｒ／（Ｔ・ｃ）｝・ｔｎ］・ｅｘｐ｛（−ｊ４π・ｆｏ／ｃ）・ｖ・ｔｎ｝・ｅｘｐ｛（−ｊ４π・ｆｏ／ｃ）・ｖ（ｎ−１）Ｔ｝・ｅｘｐ（−ｊ２π・ｆｏ・Ｓｉｎθ／ｃ）・ｄｔｒ
つまり、
となる。
【００５６】
前記送信アンテナとｎ番目の受信アンテナとの距離ｄｔｒは、図５（ａ）の等価的なアンテナ配列から分かるように。
ｄｔｒ＝（ｎ−１）ｄ＋ｄｔｒｏ
であるから、
ｎ−１＝（ｄｔｒ−ｄｔｒｏ）／ｄ
として、（１０）式に代入すると、
となる。ここで、（１）式、（４）式により、
４Δｆ・Ｒ／Ｔｃ＝ｆｂ
２ｆｏ・ｖ／ｃ＝ｆｄ
である。
【００５７】
また、図５（ｃ）に示すように、真の方位をθ、計算上の方位をθ’とすると、
であるから、（１１）式は、
となる。
【００５８】
次に、（９）式の場合は、同様にｔ＝ｔｎ＋（ｎ−１）Ｔにより、ｎＴ−ｔ＝Ｔ−ｔｎを代入して、
となる。そして（８）式の場合と同様に、
ｄｔｒ＝（ｎ−１）ｄ＋ｄｔｒｏ
であるから、（１４）式は、
となる。
【００５９】
以上のように本発明の走査型ＦＭＣＷレーダの等価的な各受信アンテナに対応する混合器１７から得られるビート信号は（１３）、（１５）式により表される。従って、混合器１７から得られる等価的な受信アンテナ毎のビート信号のデータをフーリエ変換による信号処理を行うことにより反射物体に関する位置（反射物体までの距離）、方位、相対速度の情報を算出することが可能である。
【００６０】
つまり、上記（１３）式を時間ｔについてフーリエ変換し、振幅の絶対値がピークとなる周波数を求めることによりビート周波数ｆｂが検出できる。この周波数ｆｂはアンテナから反射物体までの距離に比例するから、周波数ｆｂに基づき目標物までの距離を算出することができる。
【００６１】
また、（１３）式を時間ｔｎについてフーリエ変換し、振幅の絶対値がピークとなる周波数（ｆｂ−ｆｄ）を求め、また、（１５）式を時間ｔについてフーリエ変換し、振幅の絶対値がピークとなる周波数（ｆｂ＋ｆｄ）を求め、両周波数の差の１／２を算出することにより周波数ｆｄを検出する。この周波数ｆｄはドップラ周波数であり、これから反射物体までの相対速度を算出することができる。
【００６２】
更に、反射物体との相対速度がゼロの場合は、（１５）式のｄｔｒについてフーリエ変換を行い、振幅の絶対値がピークとなるところの方位角の正弦の値Ｓｉｎθ’を求める。ここで、Ｓｉｎθ’＝２ｖＴ／ｄ＋Ｓｉｎθであるから、θ＝Ｓｉｎ−１（Ｓｉｎθ’−２ｖ・Ｔ／ｄ）のように方位角の補正の演算を行うことにより、反射物体の真の方位θを算出することができる。
【００６３】
以上の処理においては、混合器１７からのビート信号をＡＤ変換し、メモリに送受信アンテナの切り換えに同期して等価的な受信アンテナ毎に、周波数変調信号の立ち上がりと立ち下がり別に時系列に記憶し、記憶したデータを時系列に読み出し時間領域のデータとし、フーリエ変換器で時間軸方向にフーリエ変換して周波数領域のデータとし、距離検出部２１で距離情報を、速度検出部２２速度情報を求め、更に周波数領域のデータを空間軸方向にフーリエ変換して方位検出部２３で反射物体の方位情報を算出するように構成しているが、このような演算は、これを行うプロセッサとしてシングルチップマイコンを使用して実現することが可能である。
【００６４】
（第２の実施の形態）
図６は、本発明の第２の実施の形態の構成を示す図である。本実施の形態は、制御部１及び送受信部２の構成は第１の実施の形態と同様であるが、信号処理部３の構成において、第１及び第２のフーリエ変換器を用いたフーリエ変換の構成とし、方位検出に関して第１のフーリエ変換器２０の出力の位相を補正する位相補正部２４と、位相補正部２４の出力のフーリエ変換を行う第２のフーリエ変換器２５を設けその結果により真の方位を検出する方位検出部２３を設けて構成する。
【００６５】
本実施の形態では、受信機１７のミキサ１７２からのビート信号はＡ／Ｄ変換器１８でＡＤ変換され、ＡＤ変換された信号は三角波信号の登りと下りの区間に分けてチャネル毎にメモリ１９に記憶される。この処理は送信側スイッチ１３と受信側スイッチ１６を切り替えながら行い、送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の組み合わせが一巡するまで繰り返してメモリ１９に記憶される。
【００６６】
メモリ１９に全てのデータが格納された後、第１のフーリエ変換器２０によって時間ｔについてフーリエ変換を行う。この第１のフーリエ変換の結果の振幅の絶対値がピークとなるビート周波数を求めることにより、距離検出部２１によって反射物体までの距離を求め、速度検出部２２によって相対速度を求めることにより、距離と相対速度情報を出力する。
【００６７】
位相補正部２４では第１のフーリエ変換器２０でフーリエ変換した結果を速度検出部２２によって検出した相対速度情報によって位相補正を行い、第２のフーリエ変換器２５によって空間軸方向（送信アンテナと受信アンテナの距離方向ｄｔｒ）についてフーリエ変換を行う。
【００６８】
方位検出部２３は第２のフーリエ変換（２５）の結果の振幅の絶対値がピークとなる方位の正接を求め、速度検出部２２によって検出した相対速度情報によって前記方位に対する補正を行うことにより、反射物体の方位情報を出力する。
【００６９】
より具体的には、本実施の形態では、上記（１３）、（１５）式において、ｔｎについて第１のフーリエ変換を行い、その結果に対してｅｘｐ｛−ｊ２π（ｆｏ／ｃ）２ｖ（ｎ−１）・Ｔ｝を乗算して補正を行い、更に距離方向ｄｔｒについて第２のフーリエ変換を行うことによりＳｉｎθを求める。なお、この場合にはｄｔｒ＝（ｎ−１）ｄ＋ｄｔｒｏという条件は必ずしも必要としないという特徴を有する。
【００７０】
（他の実施の形態）
以上説明した実施の形態では、送信アンテナ及び受信アンテナの切り換え方法として、複数の送信アンテナの各々の送信期間を三角波信号の１周期に同期して１巡するまで順次切り換え、その１巡する切り換え期間の間に１つの受信アンテナの受信を継続する動作を受信アンテナの個数だけ繰り返す切り換え制御を行う例、つまり、ＦＭ信号の三角波信号は登りと下りのを持ち、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナの切り替えによってできる送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせは、前記三角波信号の周期に同期して切り替えられ、前記複数の送信アンテナから時分割で電波を送信し、前記複数の送信アンテナで反射波を時分割で受信するようにした例により説明したが、１つの送信アンテナの送信期間を三角波信号の２周期以上とし、複数の受信アンテナの受信を対応して２順以上とするような切り換え方法を採用することが可能であり、また、三角波信号の１周期又は数周期単位で送信アンテナと受信アンテナの組み合わせを順次切り換えるような切り換え方法を採用することも可能である。
【００７１】
更に、方位の算出においては、重み付け重心処理を行うことにより算出することも可能である。つまり、反射物体からの受信信号を時間（ｔ）についてフーリエ変換したチャネル毎の複素スペクトラム信号に対して空間軸方向にフーリエ逆変換し、フーリエ逆変換の結果の振幅の絶対値の重み付け重心処理によって方位の正弦（ｓｉｎθ）を求めてＳｉｎ−１の演算を行うことにより方位情報を出力するように構成することができる。ここで重み付け重心処理は、空間軸方向のフーリエ逆変換の結果の個数がｎ個であるとし、１番目からｎ番目までのｓｉｎθをそれぞれｓｉｎθ１、ｓｉｎθ２、ｓｉｎθ３、…、ｓｉｎθｎとし、それぞれの対応するフーリエ変換の結果の値をそれぞれＡ１、Ａ２、Ａ３、…、Ａｎとすると、次式のｓｉｎθを求め、そのθを算出する処理である。
ｓｉｎθ＝（ｓｉｎθ１×Ａ１＋ｓｉｎθ２×Ａ２＋ｓｉｎθ３×Ａ３＋…＋ｓｉｎθｎ×Ａｎ）／（Ａ１＋Ａ２＋Ａ３＋…＋Ａｎ）
【００７２】
【発明の効果】
本発明によれば、三角波信号により周波数変調（ＦＭ変調）した送受信信号を前記三角波信号に同期するタイミングで送信アンテナ及び受信アンテナにより切り替えて送受信することにより、受信信号をディジタル処理するためサンプリング周波数をビート信号に含まれる必要とする最大の周波数の２倍程度にすることができるから、受信アンテナからＡ／Ｄ変換器までの間の受信機の通過帯域を制限することが可能であり、高周波の受信増幅器、混合器及びビート信号の増幅器等の帯域を狭くすることができ、該受信機の簡略化、小型化、コスト低減及び受信感度の向上を可能とする。更に、ビート信号のディジタル信号処理段階でのサンプリング周波数を低く設定することが可能であるから、高速のＡ／Ｄ変換器を使用する必要がないので、走査型ＦＭＣＷレーダを構成する場合の装置構成が容易であり、格段の小型化と低価格化が可能となる。
【００７３】
また、本発明によれば、ドップラ周波数を求め、検出した目標の方位角度を補正することが可能であり、送受信アンテナの切り替えを三角波信号に同期して行えるため、受信帯域幅をビート信号の所望の最大周波数（略ビート周波数）範囲程度に小さくすることができ、受信感度を向上することができる。
【００７４】
本発明は限られたアンテナ配置スペースに複数の送信及び受信アンテナを近接配置し、広い範囲の多数のアレイアンテナを等価的に実現することが可能であり、アンテナの切り換え制御もＦＭ変調用の三角波信号に同期し、切り換え制御が容易であり、先行車両や後方車両及び障害物等の探知に適し、衝突防止用等、車載用の電子走査型ＦＭＣＷレーダとして好適である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切り換え方法及び走査型ＦＭＣＷレーダの第１の実施の形態を示す図である。
【図２】３個の送信及び受信アンテナを使用した場合のアンテナ切り換え方法を示す図である。
【図３】走査型ＦＭＣＷレーダの受信信号の遅延とビート周波数との関係を示す図であり、図３（ａ）は送信信号と受信信号の周波数の変化、図３（ｂ）はビート周波数の変化を示す。
【図４】走査型ＦＭＣＷレーダと反射物体の間の相対速度がゼロでない時における特定のチャネルの送信信号と受信信号の周波数の関係を示す図であり、図４（ａ）は送信信号と受信信号の周波数の変化、図４（ｂ）はビート周波数の変化を示す。
【図５】送信アンテナ及び受信アンテナ間の送受信信号の位相関係を示す図であり、図５（ａ）は３個の送信アンテナ及び受信アンテナからなるアンテナ配列例とその等価的なアンテナ配列、図５（ｂ）は各受信アンテナにおける受信信号の位相、図５（ｃ）はドップラ効果により生じる方位の誤差を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態を示す図である。
【図７】従来のホログラフィックレーダの基本構成を示す図である。
【図８】ホログラフィック方位解像法における送信アンテナと受信アンテナの送受信のタイミングチャートを示す図である。
【符号の説明】
１ 制御部
２ 送受信部
３ 信号処理部
１１ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１２ 分配器
１３ 送信側スイッチ
１４ 送信アンテナ
１５ 受信アンテナ
１６ 受信側スイッチ
１７ 受信機
１７１ 増幅器
１７２ 混合器（ミキサ）
１８ Ａ／Ｄ変換器
１９ メモリ
２０ フーリエ変換器
２１ 距離検出部
２２ 速度検出部
２３ 方位検出部
２４ 位相補正部
２５ 第２のフーリエ変換器
【発明が属する技術分野】
本発明は、送受信に周波数変調（ＦＭ）した連続波（ＣＷ）を使用する走査型ＦＭＣＷレーダに関し、特に、自動車の安全走行用の車載レーダとして適用可能な走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切り換え方法及び走査型ＦＭＣＷレーダに関する。
【０００２】
【従来の技術】
複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとを使用し、両者の組み合わせにより探知範囲に対する電波の送受信を行い反射物体（目標物体）等を計測するホログラフィックレーダが知られている（特開２０００−１５５１７１号公報、米国特許第６２８８７２号、特開平６−６８５４２号公報、特開２００１−９１６４１号公報、特開２０００−２３５０７３号公報）。
【０００３】
図７は、前記特開２０００−１５５１７１号公報記載のホログラフィックレーダの基本構成を示す図である。発振器Ａ１０から出力される高周波信号を分配器Ａ１２を介して送信側スイッチＡ１４により複数の送信アンテナＴ１、Ｔ２、Ｔ３に順次供給して電波として放射し、目標物から反射された反射波を複数の受信アンテナＲ１、Ｒ２を介して順次受信し、受信側スイッチＡ１６を介してミキサＡ１８に供給する。ミキサＡ１８は分配器Ａ１２からの高周波信号が供給されており、ここで復調された信号成分はＡ／ＤコンバータＡ２０でディジタル信号に変換され信号処理回路Ａ２２で処理される。
【０００４】
複数の送信アンテナＴ１、Ｔ２、Ｔ３と受信アンテナＲ１、Ｒ２を切り換えることにより、１個の送信アンテナと、送受信アンテナの組み合わせの個数（図７の場合は６つ）の受信アンテナを用いたものと等価なアンテナ配列のレーダを構成することが可能である。
【０００５】
このような複数の送信アンテナ及び受信アンテナを使用することにより車載レーダに適用可能なホログラフィック方位解像法が電子情報通信学会論文誌（Ｂ−ＩＩ Ｖｏｌ．Ｊ８１−Ｂ−ＩＩ Ｎｏ．８０５−８１３ １９９８年８月ｐ８０５〜８１４）に記載されている。
図８は、前記論文誌記載のホログラフィック方位解像法における送信アンテナと受信アンテナの送受信のタイミングチャートを示す図である。
【０００６】
アンテナ素子の構成は４つの送信アンテナ（送信素子）と５つの受信アンテナ（受信素子）で構成し、受信信号のサンプル法としては１つの送信素子からの送信信号（パルス）に対する受信信号（エコー）を５つの受信素子で順次サンプルして受信するようにアンテナの切り換えを制御する方法が採用される。
【０００７】
図８において上段の４波形は送信素子Ｔｘ０〜Ｔｘ３がこの順に送信するパルスのタイミングを表している。中段の２波形はそれぞれ観測範囲の最小距離０ｍと最大距離γｍａｘに仮想した物点からのエコーのタイミングであり、観測範囲にあるすべての物点のエコーを観測できるのは両エコーが重なるＴｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３、ＴＲ４の各区間に限られる。そこで下段に示すように、これらの区間中に受信素子Ｒｘ０〜Ｒｘ４の各出力をサンプリングし、送、受信素子の各組み合わせに対応するサンプル値を得る。５つの受信素子は速度５．０μｓで切り換えるように制御されており、サンプリングに要する時間Ｔｆは、Ｔｆ＝８．０である。また、得られたデータをフーリエ変換により信号処理を行うことによりホログラムを得る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ホログラフィックレーダとして特開２０００−１５５１７１号公報記載のもののように複数のアンテナの使用により、等価的に送信及び受信の各アンテナ数を掛けた数のアンテナによる受信信号を得ることが可能である。また、前記論文誌記載のサンプリング法により方位映像を高速に得ることが可能である。
【０００９】
しかしながら、前記論文誌記載のサンプリング法では、５つの受信素子は速度５．０μｓで切り換わるように制御されており、この場合、送受信アンテナの組み合わせ毎のサンプリング周波数は、１／（５．０・１０−６）＝２０ＭＨｚであり極めて高い周波数で動作させることが必要である。このため同論文誌記載のアンプリング法では、受信アンテナ側に設ける受信機の周波数帯域が広帯域化し受信感度も低下するという問題がある。
【００１０】
つまり、従来のホログラフィックレーダを自動車搭載用のレーダとして普及させるためには、その動作周波数を下げ、受信帯域の広帯域化を抑制し、受信感度を高める等により高性能化、高耐久性化、小型化、低価格化を図ることが不可欠である。
【００１１】
（目的）
本発明の目的は、受信機の広帯域化を抑制することを可能とする走査型ＦＭＣＷレーダを提供することにある。
【００１２】
本発明の他の目的は、受信帯域の広帯域化を抑制して受信感度を高め、高性能化、高耐久性化、小型化、低価格化を可能とする走査型ＦＭＣＷレーダを提供することにある。
【００１３】
本発明の他の目的は、反射物体との相対速度と送受信アンテナの切り換えにより生じる方位（角度）の計測誤差を補正することを可能とする走査型ＦＭＣＷレーダを提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明の走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切り換え方法は、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとの組み合わせを切り替え、三角波信号により周波数変調した周波数変調信号を送受信する走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切り換え方法において、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナの切り替えタイミングを前記三角波信号に同期させることを特徴とする。また、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナは、組み合わせでできる間隔のうち最小の間隔（ｄｔｒ）に所定の長さ（ｄ）の整数倍を加算した間隔になるように配置され、上記複数のアンテナと複数の受信アンテナの切り換え順序は、上記間隔の大きさの順序であって、その大きい順序又は小さい順序の何れかとなるように行われる。更に前記複数の送信アンテナは、前記三角波信号の周期で前記周波数変調信号を順次切り換えて送信し、前記複数の受信アンテナは、前記三角波信号の周期の送信アンテナの個数倍の周期で順次切り替えて受信することを特徴とする。また、複数の受信アンテナから順次切り換えて受信した信号と送信側の周波数変調信号と乗算することにより、ビート信号を生成し、該ビート信号から距離情報、方位情報を算出することを特徴とする。
【００１５】
本発明の走査型ＦＭＣＷレーダは、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとの組み合わせを切り替え、三角波信号により周波数変調した周波数変調信号を送受信する走査型ＦＭＣＷレーダにおいて、複数の送信アンテナを切り換える送信側スイッチと、複数の受信アンテナを切り換える受信側スイッチと、前記送信側スイッチ及び受信側スイッチを前記三角波信号に同期して切り換える制御部と、複数の受信アンテナから順次切り換えて受信した信号を送信側の周波数変調信号と乗算してビート信号を生成する受信部と、前記ビート信号から距離情報又は方位情報を算出する信号処理部と、を備えることを特徴とする。
【００１６】
前記制御部は、前記複数の送信アンテナが前記三角波信号の周期で前記周波数変調信号を順次送信し、前記複数の受信アンテナが前記三角波信号の周期の送信アンテナの個数倍の周期で順次受信するように前記送信側スイッチ及び受信側スイッチの切り換えを制御すること特徴とする。
【００１７】
また、前記信号処理部は、ビート信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に記憶するメモリと、メモリに記憶された前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に時間軸に対してフーリエ変換を行って複素スペクトラム信号を求めるフーリエ変換器と、前記複素スペクトラム信号をもとに同一周波数成分について目標の方位情報を求め、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差の周波数から前記目標の方位情報の補正を行う方位算出部と、を有することを特徴とし、又は、前記信号処理部は、前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に記憶するメモリと、メモリに記憶した前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、時間軸に対してフーリエ変換を行い複素スペクトラム信号を求める高速フーリエ変換器と、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差の周波数から前記複素スペクトラム信号の補正を行い、送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、同一周波数成分について、前記複素スペクトラム信号をもとに目標の方位情報を求める方位算出部と、を有することを特徴とする。
【００１８】
本発明の走査型ＦＭＣＷレーダは、より具体的には、
複数の送信アンテナと、前記複数の送信アンテナに三角波信号により変調された周波数変調信号を前記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて供給する送信側スイッチと、前記複数の送信アンテナから送信された電波の反射波を受信する複数の受信アンテナと、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号を前記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて出力する受信側スイッチと、前記受信スイッチの出力を入力とする受信機と、受信機の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に記憶するメモリと、メモリに記憶された前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、ディジタル信号を時間軸に対してフーリエ変換を行い複素スペクトラム信号を求める高速フーリエ変換器と、前記送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、同一周波数成分について、複素スペクトラム信号をもとに目標の方位情報を求め、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差の周波数から前記目標の方位情報の補正を行う方位算出部と、を有することを特徴とする。
【００１９】
また、複数の送信アンテナと、前記複数の送信アンテナに三角波信号により変調された周波数変調信号を前記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて供給する送信側スイッチと、前記複数の送信アンテナから送信された電波の反射波を受信する複数の受信アンテナと、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号を前記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて出力する受信側スイッチと、前記受信スイッチの出力及び前記周波数変調信号を入力しビート信号成分を出力する受信機と、前記受信機の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に記憶するメモリと、メモリに記憶した前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、時間軸に対してフーリエ変換を行い複素スペクトラム信号を求める高速フーリエ変換器と、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差の周波数から前記複素スペクトラム信号の補正を行い、送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、同一周波数成分について、前記複素スペクトラム信号をもとに目標の方位情報を求める方位算出部と、を有することを特徴とする。
前記方位情報は、算出は重み付け重心処理を行うことにより求め、また、前記複数の送信アンテナは、１つの受信アンテナが選択されているとき所定の順序に従って切り換えられることを特徴とする。
【００２０】
（作用）
走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切り換えにおいて、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナの切り替えタイミングを、使用する周波数変調信号の変調用の三角波信号に同期させることにより、受信機に要求される通過帯域幅を小さくすることを可能とし、受信感度の向上を可能とする。
【００２１】
反射物体の方位情報の算出においては、反射物体との相対速度と送受信アンテナの切り換えとにより生じる方位情報の算出誤差を、ドップラ周波数を求め、該ドップラ周波数により反射物体の方位（角度）を補正することにより排除する。サンプリングの周波数を小さくでき、高速のＡ／Ｄコンバータを必要としないため、装置の小型化、低価格化等が可能となる。
【００２２】
方位の算出は、複数の送信アンテナから時分割で電波を送信し、前記複数の送信アンテナで反射波を時分割で受信し、周波数変調信号の三角波は登りと下りのを持ち、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナの切り替えによってできる送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ（チャンネル）は、前記三角波の周期に同期して切り替えられ、受信信号をＡＤ変換を行い、チャンネル毎に所定のメモリに記憶し、時間軸に対して高速フーリエ変換を行い複素スペクトラム信号を求め、
チャンネル毎の同一周波数成分について、複素スペクトラム信号をもとに目標の方位を求め、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記ビート周波数の差の周波数から前記目標の方位の補正を行う方法、又は、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差の周波数から上記複素スペクトラム信号の補正を行い、チャンネル毎の同一周波数成分について、複素スペクトラム信号をもとに目標の方位を求める方法が用いられる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
本発明の走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切り換え方法及び走査型ＦＭＣＷレーダの一実施の形態について、以下図面を参照して説明する。
図１、図２は、本実施の形態の構成及び機能を示す図である。
【００２４】
（構成の説明）
本実施の形態の走査型ＦＭＣＷレーダの構成は、走査型ＦＭＣＷレーダの装置全体を制御する制御部１と、目標探知用の電波を送受し、受信信号を増幅し周波数変換を行いビート信号を出力する送受信部２と、受信した信号の信号処理を行いレーダ探知空間の目標を検出し、当該目標の距離、相対速度及び方位の情報を演算して出力する信号処理部３と、から構成される。
【００２５】
送受信部２は、三角波信号を出力する三角波発生器１０と、三角波発生器１０の出力により発振周波数が制御され周波数変調信号を出力する電圧制御発振器１１と、電圧制御発振器１１からのＦＭ変調波信号を送信アンテナ側及び受信側に分配出力する方向性結合器等により構成された分配器１２と、分配器１２の送信側の出力を送信用の信号として複数の出力端子に供給する送信側切替スイッチ（送信側スイッチ）１３と、前記送信側スイッチ１３の複数の出力端子からの信号を電波としてレーダ探知空間に放射する複数の送信アンテナ１４と、レーダ探知空間から受信される電波を受信する複数の受信用アンテナ１５と、前記受信アンテナ１５の複数の出力を順次切り替えて１系列の時分割信号として出力する受信側切替スイッチ（受信側スイッチ）１６と、前記受信側スイッチ１６の出力を受信する増幅器１７１及び前記時分割信号と前記分配器１２からの分配された信号とをミキシングしてビート信号を出力する混合器（ミキサ）１７２とからなる受信機１７と、から構成される。
【００２６】
また、信号処理部３は、前記受信機１７からのビート信号をサンプリングしＡＤ変換するＡ／Ｄ変換器１８と、ＡＤ変換されたディジタル信号を計測データとして記憶するメモリ１９と、メモリの記憶データをフーリエ変換するフーリエ変換器２０と、フーリエ変換器２０の出力により距離を検出して出力する距離検出部２１、速度を検出して出力する速度検出部２２及び方位を検出して出力する方位検出部２３と、から構成される。
以下各部の機能の概略を説明する。
【００２７】
制御部１は、三角波発生器１０が出力する三角波信号の発生タイミング及び送信側スイッチ１３と受信側スイッチ１６の切り替えタイミングを制御するとともに、信号処理部３の動作タイミングを制御する。本実施の形態では、制御部１は、送信側スイッチ１３が三角波信号の１周期に同期して順次切り替える動作を繰り返し、受信側スイッチ１６が送信側スイッチ１３の切り替えの１周期（１巡の周期）の期間毎に、順次切り替える動作を繰り返すように、三角波発生器１０、送信側スイッチ１３及び受信側スイッチ１６を制御する。
【００２８】
図２は、送信アンテナが３個（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）、受信アンテナが３個（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の場合の切り換え例を示す図である。
図２から分かるように本実施の形態では、３個の送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）には、三角波信号の立ち上がりの開始点に同期して、周波数変調信号を三角波信号の１周期Ｔ毎に順次切り換え供給される。また、３個の受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）は、送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）の切り換えの一巡の周期である周期３Ｔ期間毎に順次切り換えられる。
【００２９】
Ａ／Ｄ変換器１８は、受信側スイッチ１６からの時系列な受信信号と分配器１２からの送信信号（周波数変調信号）とを混合器１７でミキシングした結果のビート信号を入力し、このビート信号を該ビート信号に含まれる必要とする最高周波数の２倍程度でサンプリングしてディジタル信号に変換する。
【００３０】
メモリ１９は、Ａ／Ｄ変換器１８でＡＤ変換されたビート信号について、送信アンテナ１４と受信アンテナ１５の組み合わせ別（以下、送信アンテナと受信アンテナの組み合わせでなる受信アンテナ毎の受信の経路又はその組み合わせを「チャネル」という。）、且つ各チャネルのディジタル信号を三角波信号の登り（立ち上がり）と下り（立ち下がり）の各区間毎に論理的に異なるメモリ領域に分けて記録する。つまり、送信のスイッチ１３と受信側スイッチ１６を切り替えながら送受信を行い、各送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と各受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の組み合わせを一巡する動作を繰り返し、各組み合わせ別の受信信号をＦＭ変調波信号の三角波信号の立ち上がりと立ち下がり区間別にメモリ１９に記憶する。
【００３１】
フーリエ変換器２０は、メモリ１９に全てのデータが格納された後、三角波信号の立ち上がり及び立ち下がり区間別、チャネル別にメモリ１９に記録されたディジタル信号を読み出し、チャネル毎（送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）組み合わせ毎）のデータ（時間軸データ）を時間軸方向にフーリエ変換を行い周波数成分のデータを出力を出力するとともに、次にフーリエ変換後のデータについてチャネル間（送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）組み合わせ間）方向、つまり、空間軸方向（距離方向ｄｔｒ）についてフーリエ変換（フーリエ逆変換）を行い、方位情報のデータを出力する。
【００３２】
距離検出部２１は、フーリエ変換器２０による時間（ｔ）についてのフーリエ変換の結果により時間領域のビート信号を周波数領域の信号とし、その振幅の絶対値がピークとなる周波数（ビート周波数ｆｂ）を求めることにより、反射物体（目標物体）までの距離情報を求める。
【００３３】
速度検出部２２は、フーリエ変換器２０による時間（ｔ）についてのフーリエ変換の結果により、ドップラシフト周波数ｆｄを求めることにより相対速度を算出して出力する。
【００３４】
方位検出部２３は、フーリエ変換器２０による受信信号の時間軸方向のフーリエ変換の結果について、送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の空間軸方向（距離方向ｄｔｒ）にフーリエ変換を行い、その結果の振幅の絶対値がピークとなる値（方位の正弦）を求め、そのＳｉｎ−１の演算を行うことにより方位を算出して出力する。また、方位検出部２３では、算出した方位の情報に対し、速度検出部２２によって検出した相対速度によって方位検出部２２の出力の補正を行うことにより、反射物体の方位を補償し、正しい方位の情報を出力する。
（動作の説明）
次に、本実施の形態の動作について図２〜図５を参照して説明する。
三角波発生器１０は図２に示す三角波信号を出力し、電圧制御発振器１１は発振周波数が該三角波信号により周波数変調（ＦＭ変調）され、周波数変調波信号が送信信号として分配器１２に出力される。この送信信号は方向性結合器等でなる分配器１２によって、送信側スイッチ１３と混合器１７とに分配され、送信側スイッチ１３に分配された送信信号は、送信アンテナ１４の個々の送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）に順次切り替え供給され、送信アンテナ１４から電波が探知方向に放射される。
【００３５】
探知方向に反射物体があると放射された電波は当該反射物体で反射され、受信アンテナ１５で受信される。受信アンテナ１５の個々の受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）は受信側スイッチ１６の複数の入力端子に接続されており、各受信信号は受信側スイッチ１６の切り替えにより単一の出力端子から１系統の時系列信号として出力され受信機１７の混合器１７２に入力する。
【００３６】
混合器１７２は、受信側スイッチ１６から入力する１系列の受信信号を一方の入力とし、分配器１２から分岐出力されている送信信号である周波数変調信号を他方の入力とし、両信号を混合（乗算）してビート信号を出力する。
【００３７】
混合器１７２から出力されるビート信号の周波数成分及び位相等は３つの要因により決定される。つまり、第１は送信アンテナと受信アンテナの間の電波伝搬の遅延時間、第２は送信及び受信アンテナと反射物体との相対速度、第３は送信アンテナ及び受信アンテナの切り換えによる位相差である。
【００３８】
図３は、走査型ＦＭＣＷレーダの受信信号の遅延とビート周波数との関係を示す図である。走査型ＦＭＣＷレーダと反射物体の間の相対速度がゼロの時における特定のチャネルの送信信号と受信信号の周波数の関係を示すもので、図３（ａ）は送信信号と受信信号の周波数の変化を、図３（ｂ）はビート周波数の変化をそれぞれ示している。
【００３９】
送信信号の周波数は図３（ａ）に示すように三角波状に変化する。ここで、ｆｏは送信信号の中心周波数、Δｆは変調周波数幅、Ｔは周波数変調の周期を示す。一方、受信信号は、送信アンテナから反射物体までの距離を往復する時間だけ遅れるので、図３（ａ）に示すように受信周波数は往復時間の遅れにより、周波数ｆｂだけ低い状態から送信周波数と同一の周波数変化で立ち上がる。
【００４０】
従って送信信号と受信信号とのビート信号の周波数は、図３（ｂ）に示すように所定期間一定値ｆｂを示す。この周波数ｆｂは第１の要因である受信信号の送信信号に対する遅れに比例し、送受信アンテナから反射物体までの距離の２倍に比例する。
【００４１】
つまり、ビート信号の周波数ｆｂは、アンテナと反射物体との間の距離Ｒ及びＦＭ変調の変調周波数幅Δｆにより次式（１）で表される。
【００４２】
ｆｂ＝４・Δｆ・Ｒ／（Ｔ・ｃ） （１）
また、送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の切り替えによる送受信アンテナの各組み合わせの切り替え（サンプリング）の時間差によって位相差が生じる。
【００４３】
この位相差は、次式（２）で表される。
｛４Δｆ・Ｒ／（Ｔ・ｃ）｝・（ｎ−１）Ｔ （２）
従って、周波数ｆｂを複素表示で表すと、（１）、（２）式より、
【００４４】
次に、反射物体との間の相対速度がゼロでない時は、ビート信号の周波数は、反射物体までの距離に対応した受信信号の遅れによる変化に加えて、第２の要因であるドップラ効果による周波数の変化が生じる。
【００４５】
図４は、走査型ＦＭＣＷレーダと反射物体の間の相対速度がゼロでない時における特定のチャネルの送信信号と受信信号の周波数の関係を示す図であり、図４（ａ）は送信信号と受信信号の周波数の変化を示し、図４（ｂ）はビート周波数の変化を示している。相対速度がゼロでない時のドップラ効果による受信信号の周波数の変化は、反射物体との相対速度が近づく方向に増加するほど受信信号の周波数は増加し、同様に相対速度が減少するほど受信信号の周波数は減少する。
【００４６】
従って、三角波状に周波数変調されている送信信号の周波数が増加する区間では、受信信号の周波数は送信信号の伝搬遅延により遅れて増加するとともに、相対速度が増加すると受信信号の周波数は増加するため、図４（ａ）に示すように、送信信号の周波数と受信信号の周波数との差であるビート周波数は、相対速度がゼロの時に比べてドップラ効果による周波数の変化分ｆｄだけ小さくなる。また、周波数変調されている送信信号の周波数が減少する区間では、受信信号の周波数は送信信号の伝搬遅延により遅れて減少するとともに、相対速度が増加するとドップラ効果のため受信信号の周波数は増加するため、前記ビート周波数は相対速度がゼロの時に比べて変化分ｆｄだけ大きくなる。
【００４７】
即ち、ビート信号の周波数は、図４（ｂ）に示すように、反射物体までの距離によって定まるビート信号の周波数ｆｂに対して、ＦＭ変調の周波数が増加する区間でドップラシフト周波数ｆｄだけ減少し、ＦＭ変調の周波数が減少する区間で同周波数ｆｄだけ増加する。
【００４８】
ドップラシフト周波数ｆｄは、反射物体の相対速度をｖとすると反射物体との間の相対速度ｖにより次式（４）で表される。
ｆｄ＝（２ｆｏ／ｃ）・ｖ （４）
従って、ドップラシフト周波数ｆｄを複素表示で表すと、
ｅｘｐ（−ｊ２π・２ｆｏ／ｃ）・ｖ・ｔ （５）
となる。
【００４９】
次に、ドップラ効果により生じる方位の誤差の補正について説明する。
図５は、送信アンテナ及び受信アンテナ間の送受信信号の位相関係を示す図であり、図５（ａ）は３個の送信アンテナ及び受信アンテナからなるアンテナ配列例とその等価的なアンテナ配列を示し、図５（ｂ）は各受信アンテナにおける受信信号の位相を示し、図５（ｃ）はドップラ効果により生じる方位の誤差を示す図である。
【００５０】
図５（ａ）に示すように実際の送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）の間隔をｄ、受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の間隔を３ｄ、隣接する送信アンテナと受信アンテナの間隔をｄｔｒｏとすると、このアンテナ配列は単一の送信アンテナＴＸと、該送信アンテナＴＸから間隔ｄｔｒｏ離れた位置から順次ｄ間隔で配列、つまり該送信アンテナＴＸからｄｔｒ＝ｄｔｒｏ＋（ｎ−１）ｄの間隔で配列された９個（３×３）の受信アンテナＲＸｎ（ｎ＝１、２…９）と等価となる。
本実施の形態の複数の送信アンテナと複数の受信アンテナは、一般的には、その組み合わせでできる間隔（ｄｔｒ）が、最小の間隔（ｄｔｒｏ）に所定の長さ（ｄ）の整数倍を加算した間隔になるように配置され、上記複数のアンテナと複数の受信アンテナの切り換え順序は、上記間隔の大きさの順序であって、その大きい順序又は小さい順序の何れかとなるように行われるものとする。
【００５１】
複数の受信アンテナの配列面に直角の方向を方位０として、反射物体からの受信信号の方位をθとし、送信アンテナの送信信号の位相とｎ番目の受信アンテナ（ＴＸｎ）の受信信号の位相の位相差φｎは、図５（ｂ）に示すように送信アンテナからｎ番目の受信アンテナまでの距離をｄｔｒ、送受信信号の波長をλ（＝ｃ／ｆｏ）とすると、
φｎ＝ｄｔｒ・Ｓｉｎθ／λ＝（ｆｏ・Ｓｉｎθ／ｃ）・ｄｔｒ （６）
と表すことができる。
従って、受信信号の位相差φｎを複素表示により表すと、
ｅｘｐ｛（−ｊ２π・ｆｏ・Ｓｉｎθ／ｃ）・ｄｔｒ｝ （７）
となる。
【００５２】
以上説明したことから分かるように、ｎ番目の受信アンテナで受信され、混合器１７で送信信号と混合した結果出力されるビート信号をＸｎ（ｔ）として、Ｘｎ（ｔ）を複素表示により表すと、（１）、（５）、（７）式により、ＦＭ変調波の変調信号である三角波信号の立ち上がりでは次式（８）で表される。
【００５３】
Δｆ：変調周波数幅、Ｒ：目標までの距離、
Ｔ：三角波の周期、ｃ：電波の伝播速度、ｎ：三角波の番号（ｎ番目の三角波）、ｔ：時間、
ｆｏ：中心周波数、ｖ：反射物体（目標物体）との相対速度、
θ：目標の方位、
ｄｔｒ：送信アンテナと受信アンテナの間隔、である。
【００５４】
更に、反射物体との相対速度がゼロでない場合、送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の切り替えによる送受信アンテナの各組み合わせによる切り換えの時間差とドップラ周波数の影響により方位の算出で生じる誤差の補正について説明する。
【００５５】
図５（ａ）に示す等価的なアンテナ配列における９個の受信アンテナのうちｎ番目の受信アンテナにおける時刻をｔｎとすると、
ｔｎ＝ｔ−（ｎ−１）Ｔとすることができ、ｔ＝ｔｎ＋（ｎ−１）Ｔを（８）式に代入すると、（８）式は、
Ｘｎ（ｔ）＝Ｕｅｘｐ［｛−ｊ８π・Δｆ・Ｒ／（Ｔ・ｃ）｝・ｔｎ］・ｅｘｐ｛（−ｊ４π・ｆｏ／ｃ）・ｖ・ｔｎ｝・ｅｘｐ｛（−ｊ４π・ｆｏ／ｃ）・ｖ（ｎ−１）Ｔ｝・ｅｘｐ（−ｊ２π・ｆｏ・Ｓｉｎθ／ｃ）・ｄｔｒ
つまり、
【００５６】
前記送信アンテナとｎ番目の受信アンテナとの距離ｄｔｒは、図５（ａ）の等価的なアンテナ配列から分かるように。
ｄｔｒ＝（ｎ−１）ｄ＋ｄｔｒｏ
であるから、
ｎ−１＝（ｄｔｒ−ｄｔｒｏ）／ｄ
として、（１０）式に代入すると、
４Δｆ・Ｒ／Ｔｃ＝ｆｂ
２ｆｏ・ｖ／ｃ＝ｆｄ
である。
【００５７】
また、図５（ｃ）に示すように、真の方位をθ、計算上の方位をθ’とすると、
【００５８】
次に、（９）式の場合は、同様にｔ＝ｔｎ＋（ｎ−１）Ｔにより、ｎＴ−ｔ＝Ｔ−ｔｎを代入して、
ｄｔｒ＝（ｎ−１）ｄ＋ｄｔｒｏ
であるから、（１４）式は、
【００５９】
以上のように本発明の走査型ＦＭＣＷレーダの等価的な各受信アンテナに対応する混合器１７から得られるビート信号は（１３）、（１５）式により表される。従って、混合器１７から得られる等価的な受信アンテナ毎のビート信号のデータをフーリエ変換による信号処理を行うことにより反射物体に関する位置（反射物体までの距離）、方位、相対速度の情報を算出することが可能である。
【００６０】
つまり、上記（１３）式を時間ｔについてフーリエ変換し、振幅の絶対値がピークとなる周波数を求めることによりビート周波数ｆｂが検出できる。この周波数ｆｂはアンテナから反射物体までの距離に比例するから、周波数ｆｂに基づき目標物までの距離を算出することができる。
【００６１】
また、（１３）式を時間ｔｎについてフーリエ変換し、振幅の絶対値がピークとなる周波数（ｆｂ−ｆｄ）を求め、また、（１５）式を時間ｔについてフーリエ変換し、振幅の絶対値がピークとなる周波数（ｆｂ＋ｆｄ）を求め、両周波数の差の１／２を算出することにより周波数ｆｄを検出する。この周波数ｆｄはドップラ周波数であり、これから反射物体までの相対速度を算出することができる。
【００６２】
更に、反射物体との相対速度がゼロの場合は、（１５）式のｄｔｒについてフーリエ変換を行い、振幅の絶対値がピークとなるところの方位角の正弦の値Ｓｉｎθ’を求める。ここで、Ｓｉｎθ’＝２ｖＴ／ｄ＋Ｓｉｎθであるから、θ＝Ｓｉｎ−１（Ｓｉｎθ’−２ｖ・Ｔ／ｄ）のように方位角の補正の演算を行うことにより、反射物体の真の方位θを算出することができる。
【００６３】
以上の処理においては、混合器１７からのビート信号をＡＤ変換し、メモリに送受信アンテナの切り換えに同期して等価的な受信アンテナ毎に、周波数変調信号の立ち上がりと立ち下がり別に時系列に記憶し、記憶したデータを時系列に読み出し時間領域のデータとし、フーリエ変換器で時間軸方向にフーリエ変換して周波数領域のデータとし、距離検出部２１で距離情報を、速度検出部２２速度情報を求め、更に周波数領域のデータを空間軸方向にフーリエ変換して方位検出部２３で反射物体の方位情報を算出するように構成しているが、このような演算は、これを行うプロセッサとしてシングルチップマイコンを使用して実現することが可能である。
【００６４】
（第２の実施の形態）
図６は、本発明の第２の実施の形態の構成を示す図である。本実施の形態は、制御部１及び送受信部２の構成は第１の実施の形態と同様であるが、信号処理部３の構成において、第１及び第２のフーリエ変換器を用いたフーリエ変換の構成とし、方位検出に関して第１のフーリエ変換器２０の出力の位相を補正する位相補正部２４と、位相補正部２４の出力のフーリエ変換を行う第２のフーリエ変換器２５を設けその結果により真の方位を検出する方位検出部２３を設けて構成する。
【００６５】
本実施の形態では、受信機１７のミキサ１７２からのビート信号はＡ／Ｄ変換器１８でＡＤ変換され、ＡＤ変換された信号は三角波信号の登りと下りの区間に分けてチャネル毎にメモリ１９に記憶される。この処理は送信側スイッチ１３と受信側スイッチ１６を切り替えながら行い、送信アンテナ（ＴＸ１、ＴＸ２、ＴＸ３）と受信アンテナ（ＲＸ１、ＲＸ２、ＲＸ３）の組み合わせが一巡するまで繰り返してメモリ１９に記憶される。
【００６６】
メモリ１９に全てのデータが格納された後、第１のフーリエ変換器２０によって時間ｔについてフーリエ変換を行う。この第１のフーリエ変換の結果の振幅の絶対値がピークとなるビート周波数を求めることにより、距離検出部２１によって反射物体までの距離を求め、速度検出部２２によって相対速度を求めることにより、距離と相対速度情報を出力する。
【００６７】
位相補正部２４では第１のフーリエ変換器２０でフーリエ変換した結果を速度検出部２２によって検出した相対速度情報によって位相補正を行い、第２のフーリエ変換器２５によって空間軸方向（送信アンテナと受信アンテナの距離方向ｄｔｒ）についてフーリエ変換を行う。
【００６８】
方位検出部２３は第２のフーリエ変換（２５）の結果の振幅の絶対値がピークとなる方位の正接を求め、速度検出部２２によって検出した相対速度情報によって前記方位に対する補正を行うことにより、反射物体の方位情報を出力する。
【００６９】
より具体的には、本実施の形態では、上記（１３）、（１５）式において、ｔｎについて第１のフーリエ変換を行い、その結果に対してｅｘｐ｛−ｊ２π（ｆｏ／ｃ）２ｖ（ｎ−１）・Ｔ｝を乗算して補正を行い、更に距離方向ｄｔｒについて第２のフーリエ変換を行うことによりＳｉｎθを求める。なお、この場合にはｄｔｒ＝（ｎ−１）ｄ＋ｄｔｒｏという条件は必ずしも必要としないという特徴を有する。
【００７０】
（他の実施の形態）
以上説明した実施の形態では、送信アンテナ及び受信アンテナの切り換え方法として、複数の送信アンテナの各々の送信期間を三角波信号の１周期に同期して１巡するまで順次切り換え、その１巡する切り換え期間の間に１つの受信アンテナの受信を継続する動作を受信アンテナの個数だけ繰り返す切り換え制御を行う例、つまり、ＦＭ信号の三角波信号は登りと下りのを持ち、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナの切り替えによってできる送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせは、前記三角波信号の周期に同期して切り替えられ、前記複数の送信アンテナから時分割で電波を送信し、前記複数の送信アンテナで反射波を時分割で受信するようにした例により説明したが、１つの送信アンテナの送信期間を三角波信号の２周期以上とし、複数の受信アンテナの受信を対応して２順以上とするような切り換え方法を採用することが可能であり、また、三角波信号の１周期又は数周期単位で送信アンテナと受信アンテナの組み合わせを順次切り換えるような切り換え方法を採用することも可能である。
【００７１】
更に、方位の算出においては、重み付け重心処理を行うことにより算出することも可能である。つまり、反射物体からの受信信号を時間（ｔ）についてフーリエ変換したチャネル毎の複素スペクトラム信号に対して空間軸方向にフーリエ逆変換し、フーリエ逆変換の結果の振幅の絶対値の重み付け重心処理によって方位の正弦（ｓｉｎθ）を求めてＳｉｎ−１の演算を行うことにより方位情報を出力するように構成することができる。ここで重み付け重心処理は、空間軸方向のフーリエ逆変換の結果の個数がｎ個であるとし、１番目からｎ番目までのｓｉｎθをそれぞれｓｉｎθ１、ｓｉｎθ２、ｓｉｎθ３、…、ｓｉｎθｎとし、それぞれの対応するフーリエ変換の結果の値をそれぞれＡ１、Ａ２、Ａ３、…、Ａｎとすると、次式のｓｉｎθを求め、そのθを算出する処理である。
ｓｉｎθ＝（ｓｉｎθ１×Ａ１＋ｓｉｎθ２×Ａ２＋ｓｉｎθ３×Ａ３＋…＋ｓｉｎθｎ×Ａｎ）／（Ａ１＋Ａ２＋Ａ３＋…＋Ａｎ）
【００７２】
【発明の効果】
本発明によれば、三角波信号により周波数変調（ＦＭ変調）した送受信信号を前記三角波信号に同期するタイミングで送信アンテナ及び受信アンテナにより切り替えて送受信することにより、受信信号をディジタル処理するためサンプリング周波数をビート信号に含まれる必要とする最大の周波数の２倍程度にすることができるから、受信アンテナからＡ／Ｄ変換器までの間の受信機の通過帯域を制限することが可能であり、高周波の受信増幅器、混合器及びビート信号の増幅器等の帯域を狭くすることができ、該受信機の簡略化、小型化、コスト低減及び受信感度の向上を可能とする。更に、ビート信号のディジタル信号処理段階でのサンプリング周波数を低く設定することが可能であるから、高速のＡ／Ｄ変換器を使用する必要がないので、走査型ＦＭＣＷレーダを構成する場合の装置構成が容易であり、格段の小型化と低価格化が可能となる。
【００７３】
また、本発明によれば、ドップラ周波数を求め、検出した目標の方位角度を補正することが可能であり、送受信アンテナの切り替えを三角波信号に同期して行えるため、受信帯域幅をビート信号の所望の最大周波数（略ビート周波数）範囲程度に小さくすることができ、受信感度を向上することができる。
【００７４】
本発明は限られたアンテナ配置スペースに複数の送信及び受信アンテナを近接配置し、広い範囲の多数のアレイアンテナを等価的に実現することが可能であり、アンテナの切り換え制御もＦＭ変調用の三角波信号に同期し、切り換え制御が容易であり、先行車両や後方車両及び障害物等の探知に適し、衝突防止用等、車載用の電子走査型ＦＭＣＷレーダとして好適である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の走査型ＦＭＣＷレーダのアンテナ切り換え方法及び走査型ＦＭＣＷレーダの第１の実施の形態を示す図である。
【図２】３個の送信及び受信アンテナを使用した場合のアンテナ切り換え方法を示す図である。
【図３】走査型ＦＭＣＷレーダの受信信号の遅延とビート周波数との関係を示す図であり、図３（ａ）は送信信号と受信信号の周波数の変化、図３（ｂ）はビート周波数の変化を示す。
【図４】走査型ＦＭＣＷレーダと反射物体の間の相対速度がゼロでない時における特定のチャネルの送信信号と受信信号の周波数の関係を示す図であり、図４（ａ）は送信信号と受信信号の周波数の変化、図４（ｂ）はビート周波数の変化を示す。
【図５】送信アンテナ及び受信アンテナ間の送受信信号の位相関係を示す図であり、図５（ａ）は３個の送信アンテナ及び受信アンテナからなるアンテナ配列例とその等価的なアンテナ配列、図５（ｂ）は各受信アンテナにおける受信信号の位相、図５（ｃ）はドップラ効果により生じる方位の誤差を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態を示す図である。
【図７】従来のホログラフィックレーダの基本構成を示す図である。
【図８】ホログラフィック方位解像法における送信アンテナと受信アンテナの送受信のタイミングチャートを示す図である。
【符号の説明】
１ 制御部
２ 送受信部
３ 信号処理部
１１ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１２ 分配器
１３ 送信側スイッチ
１４ 送信アンテナ
１５ 受信アンテナ
１６ 受信側スイッチ
１７ 受信機
１７１ 増幅器
１７２ 混合器（ミキサ）
１８ Ａ／Ｄ変換器
１９ メモリ
２０ フーリエ変換器
２１ 距離検出部
２２ 速度検出部
２３ 方位検出部
２４ 位相補正部
２５ 第２のフーリエ変換器
Claims (10)
- 複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとの組み合わせを切り替え、三角波信号により周波数変調した周波数変調信号を送受信する走査型ＦＭＣＷレーダにおいて、
複数の送信アンテナを切り換える送信側スイッチと、複数の受信アンテナを切り換える受信側スイッチと、前記送信側スイッチ及び受信側スイッチを前記三角波信号に同期して切り換える制御部と、複数の受信アンテナから順次切り換えて受信した信号を送信側の周波数変調信号と乗算してビート信号を生成する受信部と、前記ビート信号から方位情報を算出する信号処理部と、を備え、前記信号処理部は、ビート信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に記憶するメモリと、メモリに記憶された前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に時間軸に対してフーリエ変換を行って複素スペクトラム信号を求めるフーリエ変換器と、前記複素スペクトラム信号をもとに同一周波数成分について目標の方位情報を求め、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差の周波数から前記目標の方位情報の補正を行う方位算出部と、を有することを特徴とする走査型ＦＭＣＷレーダ。 - 複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとの組み合わせを切り替え、三角波信号により周波数変調した周波数変調信号を送受信する走査型ＦＭＣＷレーダにおいて、
複数の送信アンテナを切り換える送信側スイッチと、複数の受信アンテナを切り換える受信側スイッチと、前記送信側スイッチ及び受信側スイッチを前記三角波信号に同期して切り換える制御部と、複数の受信アンテナから順次切り換えて受信した信号を送信側の周波数変調信号と乗算してビート信号を生成する受信部と、前記ビート信号から方位情報を算出する信号処理部と、を備え、前記信号処理部は、ビート信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に記憶するメモリと、メモリに記憶した前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、時間軸に対してフーリエ変換を行い複素スペクトラム信号を求める高速フーリエ変換器と、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差の周波数から前記複素スペクトラム信号の補正を行い、送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、同一周波数成分について、前記複素スペクトラム信号をもとに目標の方位情報を求める方位算出部と、を有することを特徴とする走査型ＦＭＣＷレーダ。 - 前記制御部は、前記複数の送信アンテナが前記三角波信号の周期で前記周波数変調信号を順次送信し、前記複数の受信アンテナが前記三角波信号の周期の送信アンテナの個数倍の周期で順次受信するように前記送信側スイッチ及び受信側スイッチの切り換えを制御すること特徴とする請求項１又は２記載の走査型ＦＭＣＷレーダ。
- 複数の送信アンテナと複数の受信アンテナは、組み合わせでできる間隔のうち最小の間隔に所定の長さの整数倍を加算した間隔になるように配置され、前記制御部は、上記複数の送信アンテナと複数の受信アンテナの切り換え順序として、上記間隔の大きさの順序であって、その大きい順序又は小さい順序の何れかとなるように前記送信側スイッチ及び受信側スイッチの切り換えを制御することを特徴とする請求項１、２又は３記載の走査型ＦＭＣＷレーダ。
- 前記信号処理部は、前記ビート信号から距離情報を算出することを特徴とする請求項１、２又は３記載の走査型ＦＭＣＷレーダ。
- 複数の送信アンテナと、前記複数の送信アンテナに三角波信号により変調された周波数変調信号を前記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて供給する送信側スイッチと、前記複数の送信アンテナから送信された電波の反射波を受信する複数の受信アンテナと、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号を前記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて出力する受信側スイッチと、前記受信スイッチの出力を入力とする受信機と、受信機の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記ディジタル 信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に記憶するメモリと、メモリに記憶された前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、ディジタル信号を時間軸に対してフーリエ変換を行い複素スペクトラム信号を求める高速フーリエ変換器と、前記送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、同一周波数成分について、複素スペクトラム信号をもとに目標の方位情報を求め、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差の周波数から前記目標の方位情報の補正を行う方位算出部とを有することを特徴とする走査型ＦＭＣＷレーダ。
- 複数の送信アンテナと、前記複数の送信アンテナに三角波信号により変調された周波数変調信号を前記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて供給する送信側スイッチと、前記複数の送信アンテナから送信された電波の反射波を受信する複数の受信アンテナと、前記複数の受信アンテナで受信した受信信号を前記三角波信号の周期に同期して順次切り換えて出力する受信側スイッチと、前記受信スイッチの出力及び前記周波数変調信号を入力しビート信号成分を出力する受信機と、前記受信機の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎、三角波信号の登りと下り毎に記憶するメモリと、メモリに記憶した前記ディジタル信号を送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、時間軸に対してフーリエ変換を行い複素スペクトラム信号を求める高速フーリエ変換器と、登りと下りのビート周波数の差を検出し、前記差の周波数から前記複素スペクトラム信号の補正を行い、送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせ毎に、同一周波数成分について、前記複素スペクトラム信号をもとに目標の方位情報を求める方位算出部と、を有することを特徴とする走査型ＦＭＣＷレーダ。
- 前記方位情報は、空間軸に対してフーリエ変換を行うことにより求めることを特徴とする請求項６又は７記載の走査型ＦＭＣＷレーダ。
- 前記方位情報は、算出は重み付け重心処理を行うことにより求めることを特徴とする請求項６又は７記載の走査型ＦＭＣＷレーダ。
- 前記複数の送信アンテナは、１つの受信アンテナが選択されているとき所定の順序に従って切り換えられることを特徴とする請求項６又は７記載の走査型ＦＭＣＷレーダ。
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