JP3550827B2 - 電動パワ−ステアリング装置の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電動パワ−ステアリング装置の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車両用の電動パワ−ステアリング装置には、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに発生する操舵トルク、車速などを検出し、その検出信号に基づいてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値を演算し、電流フイ−ドバツク制御回路において、前記した制御目標値である操舵補助指令値とモ−タ電流の検出値との差を電流制御値として求め、電流制御値によりモ−タを駆動して操向ハンドルの操舵力を補助するものがある。
【０００３】
操舵補助指令値は、上記したように操舵トルク、車速などに基づいて演算されるが、電動パワ−ステアリング装置の欠点である高車速時の収斂性の悪化や、低車速時に操向ハンドルを切つた後、セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが直進走行位置に戻るとき（以下、ハンドル戻り時という）のハンドルの戻りの悪化を補償するために、舵角速度に基づいて操舵補助指令値を補正する手段が提案されている（一例として特開平３−１８２８７４号公報参照）。
【０００４】
このような電動式パワ−ステアリング装置では、図１０に示すように、４個の電界効果型トランジスタＦＥＴ１ 〜ＦＥＴ４ をブリツジに接続して第１及び第２の２つのア−ムを備えたＨブリツジ回路を構成し、その入力端子間に電源Ｖを、出力端子間に前記モ−タＭを接続したモ−タ制御回路が使用されている。
【０００５】
そして、前記モ−タ制御回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する２個１組のＦＥＴのうち、第１のア−ムのＦＥＴ１ （或いは第２のア−ムのＦＥＴ２ ）を電流制御値に基づいて決定されるデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）で駆動することにより、モ−タ電流の大きさが制御される。
【０００６】
また、前記電流制御値の符号に基づいて第２のア−ムのＦＥＴ３ をＯＮ、第１のア−ムのＦＥＴ４ をＯＦＦ（或いは第２のア−ムのＦＥＴ３ をＯＦＦ、第１のア−ムのＦＥＴ４ をＯＮ）に制御することにより、モ−タＭの回転方向が制御される。ＦＥＴ３ が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ１ 、モ−タＭ、ＦＥＴ３ を経て流れ、モ−タＭに正方向の電流が流れる。また第２のア−ムのＦＥＴ４ が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ２ 、モ−タＭ、ＦＥＴ４ を経て流れ、モ−タＭに負方向の電流が流れる。
【０００７】
図１１は、モ−タ電流Ｉ（モ−タに実際に流れる電流で、検出電流ｉ（ｄｃｔ） とは異なる）とＰＷＭ信号のデユ−テイ比Ｄとの関係を示すものである。即ち、操向ハンドルが操作されて操舵トルクが発生している状態では、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図１１において線（ａ）で示すように変化し、制御回路において操舵トルクの検出信号に基づいてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ が演算され、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ とフイ−ドバツクされるモ−タ電流の検出値ｉ（ｄｃｔ） との差の電流制御値Ｅがモ−タ駆動回路に出力されるから、モ−タ駆動回路の半導体素子を制御するデユ−テイ比Ｄは或る値をとり、格別の支障は生じない。
【０００８】
しかしながら、操向ハンドルを切つた後、セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが直進走行位置に戻るハンドル戻り時には、操舵トルクが発生していない状態にあるから、モ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ は零となるが、モ−タに逆起電力が発生するため、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図１１において線（ｂ）で示すように、逆起電力に相当するだけ上方に移動変化し、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係に不連続部分が生じる。
【０００９】
一方、フイ−ドバツク制御回路は電流制御値Ｅを演算しようとするが、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ に対応するデユ−テイ比Ｄがないため、図１１において線（ｃ）で示すように、モ−タ電流Ｉの不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力される。このような振動電流の発生は、雑音の発生源となるほかフイ−ドバツク制御の安定性を阻害する原因ともなる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
この対策として、本出願人は、デユ−テイ比Ｄの小さい領域では第１のア−ムのＦＥＴ１ （或いは第２のア−ムのＦＥＴ２ ）を電流制御値に基づいて決定される第１のデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号で駆動し、第２のア−ムのＦＥＴ３ （或いは第１のア−ムのＦＥＴ４ ）を前記第１のデユ−テイ比Ｄの関数で定義される第２のデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号で駆動し、デユ−テイ比Ｄの大きい領域では従来の駆動方法によつて上記課題を解決する手段を提案した（特願平７−１６７８６７号）。
【００１１】
先に説明したように高車速時の収斂性の悪化や、低車速時のハンドル戻り時におけるハンドルの戻りの悪化を補償するために操舵補助指令値を補正するには、舵角速度の情報が必要とされるが、舵角速度、即ちモ−タ角速度は、モ−タ軸に回転角センサを取り付けて得る方法のほか、デユ−テイ比Ｄで決定されるモ−タ端子間電圧、モ−タ電流、モ−タ端子間抵抗から推定演算する方法が知られており、後者は特に新たな部材を必要としない点で望ましい手段とされている。
【００１２】
しかしながら、上記したハンドル戻り時における雑音の発生や、フイ−ドバツク制御の安定性を確保するために、デユ−テイ比Ｄの小さい領域では同時に２つの異なるデユ−テイ比（第１、第２のデユ−テイ比）でモ−タを駆動し、デユ−テイ比Ｄの大きい領域では１つのデユ−テイ比でモ−タを駆動すると、モ−タ端子間電圧の推定値やモ−タ電流の検出値に誤差が含まれ、結果としてモ−タ角速度を正確に推定できないことになる。この発明は上記課題を解決することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記課題を解決するもので、請求項１の発明は、少なくともステアリングシヤフトに発生する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令値と検出されたモータ電流値から演算した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの出力を制御するフイードバツク制御手段を備えた電動パワーステアリング装置の制御装置において、半導体素子をＨブリツジに接続して構成したブリツジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モータを接続したモータ駆動回路と、前記モータ駆動回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数で定義される第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動する駆動制御手段と、バツテリ電圧と前記第１のデューテイ比Ｄ 1 と第２のデューテイ比Ｄ 2 に基づいて推定したモータ端子間電圧値と、第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動される半導体素子に流れる電流を検出するモータ電流検出回路で検出されたモータ電流検出値と、前記第２のデューテイ比Ｄ2 とから演算したモータ電流値とに基づいて、モータ角速度を推定演算するモータ角速度推定手段とを備えたことを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置である。そして、請求項２の発明は、前記モータ角速度推定手段を具体的に数値で示したものであり、前記モータ角速度推定手段は、モータ端子間電圧値ＶM を以下の式（ａ）で演算し、モータ電流Ｉを以下の式（ｂ）で演算し、モータ角速度ωを以下の式（ｃ）により演算するモータ角速度推定手段であることを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置の制御装置である。
ＶM ＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 −１）Ｖb ・・・・・・・・・（ａ）
Ｉ＝ｉ(dct) ／Ｄ2 ・・・・・・・・・・・・・・（ｂ）
ω＝１／ＫT ｛ＶM −（Ｌs ＋Ｒ）Ｉ｝・・・・・（ｃ）
但し、ＶM ：モータ端子間電圧値
Ｖb ：バツテリ電圧
Ｄ1 ：ＰＷＭ信号のデューテイ比
Ｄ2 ：ＰＷＭ信号のデューテイ比（Ｄ2 ≠Ｄ1 ）
Ｉ：モータ電流
ｉ(dct) ：第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動される半導体素 子に流れる電流を検出するモータ電流検出回路で検出されたモータ電流 検出値
ＫT ：モータの逆起電力定数
Ｌ：モータのインダクタンス
s: ラプラス演算子
Ｒ: モータの端子間抵抗
ω: モータ角速度
【００１４】
【発明の実施の形態】
駆動制御手段は、モータ駆動回路を構成するＨブリッジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数で決定される第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動する。これにより、ハンドル戻り時などで操舵トルクが発生していない状態のときも、デューテイ比Ｄの値が零の付近でモータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの関係に不連続部分が生じることがなく、電流制御値Ｅとして振動電流が出力されるおそれがない。
【００１５】
そして、バツテリ電圧と前記第１のデューテイ比Ｄ 1 と第２のデューテイ比Ｄ 2 に基づいて推定したモータ端子間電圧値と、第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動される半導体素子に流れる電流を検出するモータ電流検出回路で検出されたモータ電流検出値とに基づいてモータ角速度を推定演算するから、モータ角速度を正確に推定することができる。
【００１６】
【実施例】
以下、この発明の実施例について説明する。まず、図１乃至図３により、この発明を実施するに適した電動パワ−ステアリング装置の概略を説明する。図１は電動パワ−ステアリング装置の構成の概略を説明する図で、操向ハンドル１の軸２は減速ギア４、ユニバ−サルジョイント５ａ、５ｂ、ピニオンラツク機構７を経て操向車輪のタイロツド８に結合されている。軸２には操向ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ３が設けられており、また、操舵力を補助するモ−タ１０がクラツチ９、減速ギア４を介して軸２に結合している。
【００１７】
パワ−ステアリング装置を制御する電子制御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキ−１１により操作されるリレ−を経て電力が供給される。電子制御回路１３は、トルクセンサ３で検出された操舵トルクと車速センサ１２で検出された車速に基づいて操舵補助指令値の演算を行い、演算された操舵補助指令値に基づいてモ−タ１０に供給する電流を制御する。
【００１８】
クラツチ９は電子制御回路１３により制御される。クラツチ９は通常の動作状態では結合しており、電子制御回路１３によりパワ−ステアリング装置の故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとなつている時に切離される。
【００１９】
図２は、電子制御回路１３のブロツク図である。この実施例では電子制御回路１３は主としてＣＰＵから構成されるが、ここではそのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される機能を示してある。例えば、安定化補償器２１は独立したハ−ドウエアとしての安定化補償器２１を示すものではなく、ＣＰＵで実行される安定化補償機能を示す。
【００２０】
以下、電子制御回路１３の機能と動作を説明する。トルクセンサ３から入力された操舵トルク信号は、安定化補償器２１で操舵系の安定を高めるために安定化補償され、操舵補助指令値演算器２２に入力される。また、車速センサ１２で検出された車速も操舵補助指令値演算器２２に入力される。
【００２１】
操舵補助指令値演算器２２は、入力され安定化補償された操舵トルク信号及び車速信号に基づいて所定の演算式によりモ−タ１０に供給する電流の制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ を演算する。なお、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ は、後述する補正値演算器２９から出力される補正値により補正される。
【００２２】
比較器２３、微分補償器２４、比例演算器２５、積分演算器２６、加算器２７から構成される回路は、モ−タ電流が操舵補助指令値Ｉｒｅｆ に一致するようにフイ−ドバツク制御を行う回路である。
【００２３】
比較器２３では、操舵補助指令値演算器２２で演算された制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ と後述するモ−タ電流検出回路４２で検出されたモ−タ電流値ｉ（ｄｃｔ） とが比較され、その差の信号が出力される。
【００２４】
比例演算器２５では、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ とモ−タ電流値ｉ（ｄｃｔ） との差に比例した比例値が出力される。さらに比例演算器２５の出力信号はフイ−ドバツク系の特性を改善するため積分演算器２６において積分され、差の積分値の比例値が出力される。
【００２５】
微分補償器２４では、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ に対するモ−タ電流値ｉ（ｄｃｔ） の応答速度を高めるため、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ の微分値が出力される。
【００２６】
微分補償器２４から出力された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ の微分値、比例演算器２５から出力された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ とモ−タ電流値ｉ（ｄｃｔ） との差に比例した比例値、積分演算器２６から出力された積分値は加算器２７において加算演算され、演算結果である電流制御値Ｅがモ−タ制御回路４１に出力される。モ−タに流れる電流はモ−タ電流検出回路４２により検出され、比較器２３にフイ−ドバツクされる。
【００２７】
角速度推定器２８は、モ−タ制御回路４１から出力される後述するＰＷＭ信号のデユ−テイ比Ｄ１ 及びＤ２ の値、モ−タ電流の検出値ｉ（ｄｃｔ） 、バツテリ電圧値Ｖｂ を入力として、後述する演算手法によりモ−タ角速度ωを推定演算し、補正値演算器２９に出力するものである。
【００２８】
また、補正値演算器２９は、車速センサ１２で検出された車速と角速度推定器２８で推定演算されたモ−タ角速度ωに対応して操舵補助指令値の補正値を演算し、操舵補助指令値演算器２２に出力する。補正値は車速と角速度に基づいて適宜経験的に決定してよく、ここでは詳しく説明はしない。
【００２９】
図３にモ−タ制御回路４１の構成の一例を示す。モ−タ制御回路４１は制御指令器４５、ゲ−ト駆動回路４６、ＦＥＴ１ 〜ＦＥＴ４ からなるＨブリツジ回路等から構成され、制御指令器４５は加算器２７から入力された電流制御値Ｅに基づいてＦＥＴ１ 〜ＦＥＴ４ を駆動するデユ−テイ比Ｄ１ 、及びデユ−テイ比Ｄ２ のＰＷＭ信号及びモ−タ回転方向を指示する回転方向信号を出力する。また、制御指令器４５は、上記ＦＥＴ１ 〜ＦＥＴ４ を駆動するデユ−テイ比Ｄ１ 及びＤ２ の値を角速度推定器２８に出力する。
【００３０】
ＦＥＴ（ＦＥＴ２ ）は前記した電流制御値Ｅに基づいて決定されるデユ−テイ比Ｄ１のＰＷＭ信号に基づいてゲ−トがＯＮ／ＯＦＦされ、実際にモ−タに流れる電流Ｉの大きさが制御される。
【００３１】
ＦＥＴ３ （ＦＥＴ４ ）は、デユ−テイ比Ｄ１ の小さい領域では、前記したデユ−テイ比Ｄ１ のＰＷＭ信号の１次の関数式で定義されるデユ−テイ比Ｄ２ のＰＷＭ信号で駆動され、また、デユ−テイ比Ｄ１ の大きい領域では、従来の制御回路と同じくＰＷＭ信号の符号により決定されるモ−タの回転方向に応じてＯＮ／ＯＦＦ駆動される。
【００３２】
ＦＥＴ３ が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ１ 、モ−タ１０、ＦＥＴ３ 、抵抗Ｒ１ を経て流れ、モ−タ１０に正方向の電流が流れる。また、ＦＥＴ４ が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ２ 、モ−タ１０、ＦＥＴ４ 、抵抗Ｒ２ を経て流れ、モ−タ１０に負方向の電流が流れる。
【００３３】
モ−タ電流検出回路４２は、抵抗Ｒ１ の両端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検出し、また、抵抗Ｒ２ の両端における電圧降下に基づいて負方向電流の大きさを検出する。検出されたモ−タ電流値ｉ（ｄｃｔ） は比較器２３にフイ−ドバツクされるとともに、角速度推定器２８へ出力される。
【００３４】
次に、ＦＥＴ３ とＦＥＴ４ を前記したデユ−テイ比Ｄ１ の１次の関数式で定義されるデユ−テイ比Ｄ２ のＰＷＭ信号で駆動する点について説明する。
【００３５】
先に説明したように、操向ハンドルを切つた後、セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが自動的に直進走行位置に戻るハンドル戻り時には、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図１１において（ｂ）で示すように逆起電力に相当するだけ上方に移動変化する。即ち、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間に不連続部分が生じ、不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力され、雑音の発生源となるほか、フイ−ドバツク制御の安定性を阻害する原因ともなる。
【００３６】
この対策として、前記したモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間の不連続部分を連続させるように制御している。即ち、図４に示すように、ハンドル戻り時におけるモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を示す線（ｂ）の上で、デユ−テイ比Ｄ＝γのときのモ−タ電流Ｉを示すｐ点と原点ｏとの間を連続するように、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を制御する。
【００３７】
ここで、まず、ＦＥＴ３ （又はＦＥＴ４ ）を、ＰＷＭ信号の符号により決定されるモ−タの回転方向に応じてＯＮ（又はＯＦＦ）に維持する制御をせず、ＦＥＴ１ （又はＦＥＴ２ ）と同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合を検討する。
【００３８】
図５はＦＥＴ１ とＦＥＴ３ を、同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合の動作を説明する図であり、また図６はＦＥＴの動作状態とモ−タ端子間電圧ＶＭ 、モ−タ端子間電圧ＶＭ からモ−タ逆起電力ＫＴ ωの影響を差し引いた値Ｒｉ、及びモ−タ電流Ｉの関係を説明する図である。
【００３９】
今、ＦＥＴ１ をデユ−テイ比Ｄ１ で駆動すると共に、ＦＥＴ３ をＦＥＴ１ のデユ−テイ比Ｄ１ よりも大きい（即ち、時間的に長い）デユ−テイ比Ｄ２ で駆動し、ＦＥＴ２ とＦＥＴ４ はＯＦＦに維持するものとする。図６の（ａ）及び（ｂ）はＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ の時間に対するＯＮ／ＯＦＦの状態を示している。
【００４０】
このとき、モ−タ端子間電圧ＶＭ は図６の（ｃ）のように変化する。即ち、まず、ＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ が共にＯＮ（この状態をモ−ドＡと呼ぶ）のときは、モ−タＭの端子間にはバツテリ電圧Ｖｂ が印加される。次に、ＦＥＴ１ がＯＦＦでＦＥＴ３ がＯＮ（この状態をモ−ドＢと呼ぶ）のときはモ−タＭの端子間電圧は零になる。さらにＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ が共にＯＦＦ（この状態をモ−ドＣと呼ぶ）のときは、モ−タＭの端子間には負方向のバツテリ電圧−Ｖｂ が印加される。即ち、モ−ドＣでは、ＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ が共にＯＦＦであるため、モ−タＭには図５（ｂ）で示すように、抵抗ＲＬ →ＦＥＴ４ の回生ダイオ−ドＤＴ４→モ−タＭ→ＦＥＴ２ の回生ダイオ−ドＤＴ２→電源に至る電流回路が形成され、モ−タＭの端子間電圧ＶＭ は負方向のバツテリ電圧−Ｖｂ となる。
【００４１】
ＦＥＴ１ とＦＥＴ３ を同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動してモ−タ電流が平衡状態になつたとき、ＰＷＭ信号の周期がモ−タの電気的時定数に比較して十分に短い場合には、モ−タ電流Ｉは近似的に以下の式（１）により表すことができる。
【００４２】
Ｉ＝｛（Ｄ１ ＋Ｄ２ −１）・Ｖｂ ／Ｒ｝−ＫＴ ω／Ｒ・・・・（１）
但し、Ｄ１ はデユ−テイ比Ｄ１ 、Ｄ２ はデユ−テイ比Ｄ２ 、
Ｖｂ はバツテリ電圧、Ｒはモ−タ端子間抵抗、
ＫＴ はモ−タの逆起電力定数、ωはモ−タ角速度を表す。
【００４３】
デユ−テイ比Ｄ２ をデユ−テイ比Ｄ１ の１次の関数として表すため、以下の式（２）を定義する。
【００４４】
Ｄ２ ＝ａ・Ｄ１ ＋ｂ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
但し、ａ、ｂは定数。
【００４５】
定数ａ、ｂを求めるため、まず、以下の条件を設定する。
【００４６】
（１） デユ−テイ比Ｄ１ ＝γのとき、デユ−テイ比Ｄ２ ＝１（１００ ％）、
但し、γは任意の設定値
（２） デユ−テイ比Ｄ１ ＝０、且つω＝ωｒｅｔ のとき、Ｉ＝０
但し、ωはモ−タ角速度、ωｒｅｔ はハンドル戻り時のモ−タ角速度
とする。
【００４７】
上記条件（１） は図４においてデユ−テイ比Ｄ１ ＝γのときの線（ｂ）上の点ｐの位置を決定する条件であり、条件（２） は図４において線（ｂ）が原点ｏを通ることを決定する条件である。したがつて、上記条件を満たす定数ａ、ｂを求めることにより、点ｐと原点ｏを結ぶ１次の関数を決定することができる。
【００４８】
なお、デユ−テイ比Ｄ１ がγよりも大きい領域では、従来の駆動方法、即ちＦＥＴ３ （又はＦＥＴ４ ）が電流方向によりＯＮ又はＯＦＦに制御される制御方法と変わらない。
【００４９】
前記条件を満たす定数ａ、ｂは、以下の式（３）（４）で表される。
【００５０】
ａ＝−ＫＴ ωｒｅｔ ／γＶｂ ・・・・・・・・・・・・・・・・（３）
ｂ＝１＋ＫＴ ωｒｅｔ ／Ｖｂ ・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
このときのモ−タ電流Ｉは、式（１）のＤ２ に式（２）を代入し、これに式（３）（４）で決定される定数ａ、ｂを代入して整理した以下の式（５）で表すことができる。
【００５１】
式（５）によれば、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間の関係は、モ−タ角速度ωがハンドル戻り時のモ−タ角速度ωｒｅｔ よりも小さい領域においても不連続部分が無くなる。
【００５２】
即ち、ＦＥＴ１ をデユ−テイ比Ｄ１ で駆動し、これと同時にＦＥＴ３ をデユ−テイ比Ｄ１ とは異なるデユ−テイ比Ｄ２ で駆動することにより、モ−タ角速度ωがハンドル戻り時のモ−タ角速度ωｒｅｔ よりも小さい領域においても、モ−タ電流Ｉに対してデユ−テイ比Ｄ１ を連続して変化させることができる。
【００５３】
なお、上記の説明ではデユ−テイ比Ｄ２ をデユ−テイ比Ｄ１ の１次の関数として処理したが、これに限定されるものではなく、前記した境界条件を満たす関数であれば任意の関数を定義することができる。
【００５４】
次に、この発明によるモ−タ端子間電圧とモ−タ電流からモ−タ角速度を推定する手法について説明する。
【００５５】
モ−タは回転することにより逆起電力が発生する。モ−タ逆起電力とモ−タ端子間電圧及びモ−タ電流との間には、以下の関係がある。
【００５６】
ＶＭ ＝（Ｌｓ ＋Ｒ）Ｉ＋ＫＴ ω・・・・・・・・・・・・・（６）
但し、ＶＭ ：モ−タ端子間電圧、Ｉ：モ−タ電流
Ｌ：モ−タのインダクタンス、 ｓ ： ラプラス演算子
Ｒ：モ−タの端子間抵抗、
ＫＴ ：モ−タの逆起電力定数 ω： モ−タ角速度
したがつて、モ−タ角速度ωは、以下の式（７）で表すことができる。
【００５７】
ω＝１／ＫＴ ｛ＶＭ −（Ｌｓ ＋Ｒ）Ｉ｝・・・・・・・・・（７）
そこで、まず、上記したＦＥＴの駆動方法を採用した場合のモ−タ電流Ｉの推定及びモ−タ端子間電圧ＶＭ の推定について、図５に示す回路図及びＦＥＴの動作状態、モ−タ端子間電圧ＶＭ 、モ−タ電流Ｉなどの関係を示す図６を参照して説明する。
【００５８】
モ−ドＡでは、ＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ が共にＯＮであるためモ−タＭの端子間電圧ＶＭ はバツテリ電圧Ｖｂ となる。モ−タ電流は図５（ａ）で実線で示すように、ＦＥＴ１ →モ−タＭ→ＦＥＴ３ →抵抗ＲＲ の順に流れ、抵抗ＲＲ の両端の電圧降下を電流検出回路４２のオペアンプＯＰＲ で検出することによりモ−タ電流ｉ（Ａ） が検出される。
【００５９】
モ−ドＢでは、ＦＥＴ１ がＯＦＦ、ＦＥＴ３ がＯＮであるため、モ−タＭの端子間電圧ＶＭ は零となる。このため、モ−タＭに蓄えられていた磁気エネルギが電気エネルギに変換され、電流は図５（ａ）で鎖線で示すように、モ−タＭ→ＦＥＴ３ →抵抗ＲＲ →抵抗ＲＬ →ＦＥＴ４ の回生ダイオ−ドＤＴ４→モ−タＭの順に電流が流れる。抵抗ＲＲ の両端の電圧降下を電流検出回路４２のオペアンプＯＰＲ で検出することによりモ−タ電流ｉ（Ｂ） が検出される。このとき、抵抗ＲＬ の両端の電圧降下を検出するオペアンプＯＰＬ はユニポ−ラ電源（片電源）で、逆方向に流れる電流は検出することができないため、オペアンプＯＰＬ の検出電流値は零となる。
【００６０】
モ−ドＣでは、ＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ が共にＯＦＦであるため、図５（ｂ）で示すように、抵抗ＲＬ →ＦＥＴ４ の回生ダイオ−ドＤＴ４→モ−タＭ→ＦＥＴ２ の回生ダイオ−ドＤＴ２→電源に至る電流回路が形成され、モ−タＭの端子間電圧ＶＭ は負方向のバツテリ電圧−Ｖｂ となる。このとき、モ−タＭに蓄えられていた磁気エネルギは電気エネルギに変換されるから、その電流はモ−タＭの端子間電圧−Ｖｂ に逆らう方向に電流ｉ（Ｃ） が流れるが、抵抗ＲＬ の両端の電圧降下を検出する電流検出回路４２のオペアンプＯＰＬ はユニポ−ラ電源（片電源）で、逆方向に流れる電流は検出することができず、オペアンプＯＰＬ の検出電流値は零となる。
【００６１】
このため、ＰＷＭ信号の１サイクル中において、モ−ドＡ、モ−ドＢ、モ−ドＣの各段階を通してモ−タＭに実際に流れるモ−タ電流Ｉは、以下の式（８）で表すことができる。
【００６２】
Ｉ＝ｉ（Ａ） ＋ｉ（Ｂ） ＋ｉ（Ｃ） ・・・・・・・・・・・・・・・（８）
一方、電流検出回路４２で検出される検出電流ｉ（ｄｃｔ） の総和は、電流ｉ（Ｃ） が検出されないため、以下の式（７）のようになる。
【００６３】
ｉ（ｄｃｔ） ＝ｉ（Ａ） ＋ｉ（Ｂ） ・・・・・・・・・・・・・・・・（９）
ＰＷＭ信号の１サイクル中に検出電流ｉ（ｄｃｔ） が検出される期間は、ＰＷＭ信号の１サイクル中のモ−ドＡとモ−ドＢの期間で、これはデユ−テイ比Ｄ２ に相当する（図６参照）。よつて、検出電流ｉ（ｄｃｔ） は以下の式（１０）で表すことができる。
【００６４】
ｉ（ｄｃｔ） ＝Ｄ２ ・Ｉ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１０）
したがつて、モ−タＭに実際に流れるモ−タ電流Ｉは、式（１０）を変形して、以下の式（１１）で表すことができる。
【００６５】
Ｉ＝ｉ（ｄｃｔ） ／Ｄ２ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１１）
図６の（ｅ）はモ−ドＡ、モ−ドＢ、モ−ドＣの各段階におけるモ−タ電流Ｉの変化の状態を示す例であり、時間の経過とともに次第に平衡状態に近付き、検出したモ−タ電流ｉ（ｄｃｔ） はＩに収斂する。
【００６６】
次に、モ−タ端子間電圧ＶＭ の推定について説明する。モ−タをデユ−テイ比Ｄで駆動するときは、モ−タ端子間にはバツテリ電圧がデユ−テイ比Ｄで決定される時間比率で印加されるから、モ−タ端子間電圧ＶＭ は、ＶＭ ＝Ｄ１ ・Ｖｂ （但し、Ｖｂ ＝バツテリ電圧）で表すことができる。
【００６７】
この発明では、図６の（ｃ）に示すように、モ−タ端子間電圧はデユ−テイ比Ｄ１ で駆動されるモ−ドＡの駆動時間ｔ（Ａ） 間に印加されるバツテリ電圧Ｖｂ と、デユ−テイ比Ｄ２ で駆動されるモ−ドＣの駆動時間ｔ（Ｃ） に印加される負方向のバツテリ電圧（−Ｖｂ ）との和になる。
【００６８】
図６から明らかなように、ＰＷＭ信号の１サイクル中におけるモードＡの比率はＤ1 であり、モードＣの比率は（１−Ｄ2 ）で表すことができるから、モータ端子間電圧ＶM は以下の式（１２）で表すことができる。
【００６９】
式（１２）を用いることにより、バツテリ電圧Ｖｂ とデユ−テイ比Ｄ１ 、Ｄ２ から容易にモ−タ端子間電圧ＶＭ を求めることができ、モ−タ端子間電圧を検出する手段を必要としない。
【００７０】
以上説明した通り、モ−タ電流Ｉは式（１１）で表すことができ、モ−タ端子間電圧ＶＭ は式（１２）で表すことができるから、式（７）にモ−タ電流Ｉとモ−タ端子間電圧ＶＭ を代入することでモ−タ角速度ωを求めることができる。
【００７１】
図７は、モ−タ角速度推定器２８におけるモ−タ角速度ωの推定演算の処理手順を示すフロ−チヤ−トである。まず、バツテリ電圧Ｖｂ を検出し（ステツプＰ１）、モ−タ電流ｉ（ｄｃｔ） を検出する（ステツプＰ２）。操舵補助指令値に基づいてモ−タ駆動回路のＦＥＴを駆動するデユ−テイ比Ｄ１ 及びＤ２ を演算し（ステツプＰ３）、モ−タ端子間電圧ＶＭ を式（１２）に基づいて演算する（ステツプＰ４）。式（１１）に基づいてモ−タ電流ｉ（ｄｃｔ） をデユ−テイ比Ｄ２ で補正し、モ−タ電流Ｉを演算する（ステツプＰ５）。モ−タ角速度ωの推定値を式（７）に基づいて演算する（ステツプＰ６）。
【００７２】
なお、式（７）に含まれる（Ｌｓ ＋Ｒ）の項は、公知の離散化手段を用いることにより容易にプログラムに書くことができるから、制御装置のＣＰＵで処理することができる。
【００７３】
以上の処理では、ＦＥＴを駆動するときの時間遅れの影響は無視した。しかし、図８に示すように、ＦＥＴのゲ−ト駆動指令信号と実際のゲ−トのＯＮ／ＯＦＦ動作との間には、理論回路の動作遅れ（１）と、ＦＥＴ素子の動作遅れ（２）の和に相当する時間遅れＤｔ があり、デユ−テイ比Ｄの実効値の損失が生じ、僅かながらモ−タ端子間電圧ＶＭ の推定値に誤差が生ずる。時間遅れＤｔ を補正したモ−タ端子間電圧ＶＭ の推定値は以下のようになる。
【００７４】
即ち、デユ−テイ比Ｄ２ が常時１の場合、
モ−タ端子間電圧ＶＭ は以下の式（１３）で表される
ＶＭ ＝（Ｄ１ −Ｄｔ ）Ｖｂ ・・・・・・・・・・・・・・（１３）
デユ−テイ比Ｄ２ が１に近いの場合、
モ−タ端子間電圧ＶＭ は以下の式（１４）で表される
ＶＭ ＝｛（Ｄ１ −Ｄｔ ）−Ｄｔ ｝Ｖｂ ・・・・・・・・・（１４）
デユ−テイ比Ｄ２ ＜１の場合、
モ−タ端子間電圧ＶＭ は以下の式（１５）で表される
図９の（ａ）はＦＥＴ３ のデユ−テイ比Ｄ２ が常時１の場合のモ−タ端子間電圧ＶＭ の推定値を示し、図９の（ｂ）はＦＥＴ３ のデユ−テイ比Ｄ２ が１に近い場合のモ−タ端子間電圧ＶＭ の推定値を示す。
【００７５】
【発明の効果】
以上説明したとおり、この発明の電動パワーステアリング装置の制御装置は、モータ駆動回路を構成するＨブリッジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数で決定される第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動するものである。
【００７６】
これにより、ハンドル戻り時などで操舵トルクが発生していない状態のときも、デユ−テイ比の値が零の付近でモ−タ電流とデユ−テイ比との間に不連続部分がなくなるので振動電流が発生せず、雑音の発生やフイ−ドバツク制御の安定性を阻害することがない。
【００７７】
そして、電動パワーステアリング装置の欠点である高車速時の収斂性の悪化や、低車速時のハンドル戻り時におけるハンドル戻りの悪さを補償するために必要とされるモータ角速度を、バツテリ電圧と半導体素子を駆動する前記第１のデューテイ比Ｄ 1 と第２のデューテイ比Ｄ 2 に基づいて推定したモータ端子間電圧と、第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動される半導体素子に流れる電流を検出するモータ電流検出回路で検出されたモータ電流検出値とに基づいて演算により求めるようにしたから、モータ角速度を正確に推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】電動式パワ−ステアリング装置の構成の概略を説明する図。
【図２】電動式パワ−ステアリング装置の電子制御回路のブロツク図。
【図３】モ−タ制御回路の構成を示す回路ブロツク図。
【図４】モ−タ制御回路におけるモ−タ電流とＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する図。
【図５】ＦＥＴ１ とＦＥＴ３ を、同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合の動作を説明する図。
【図６】ＦＥＴの動作状態、モ−タ端子間電圧、モ−タ電流の関係を説明する図。
【図７】モ−タ角速度の推定演算の処理手順を示すフロ−チヤ−ト。
【図８】ＦＥＴゲ−ト駆動指令信号と実際のゲ−トのＯＮ／ＯＦＦ動作の間の時間遅れを説明する図。
【図９】時間遅れを補正したモ−タ端子間電圧推定値を説明する図。
【図１０】従来のＦＥＴ１ で構成したＨブリツジ回路からなるモ−タ駆動回路図。
【図１１】従来のモ−タ制御回路におけるモ−タ電流とＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する図。
【符号の説明】
３ トルクセンサ
１０ モ−タ
１１ イグニツシヨンキ−
１２ 車速センサ
１３ 電子制御回路
１４ バツテリ
２１ 安定化補償器
２２ 操舵補助指令値演算器
２３ 比較器
２４ 微分補償器
２５ 比例演算器
２６ 積分演算器
２７ 加算器
２８ 角速度推定器
２９ 補正値演算器
４１ モ−タ制御回路
４２ モ−タ電流検出回路
４５ 制御指令器
４６ ゲ−ト駆動回路
【発明の属する技術分野】
この発明は、電動パワ−ステアリング装置の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車両用の電動パワ−ステアリング装置には、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに発生する操舵トルク、車速などを検出し、その検出信号に基づいてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値を演算し、電流フイ−ドバツク制御回路において、前記した制御目標値である操舵補助指令値とモ−タ電流の検出値との差を電流制御値として求め、電流制御値によりモ−タを駆動して操向ハンドルの操舵力を補助するものがある。
【０００３】
操舵補助指令値は、上記したように操舵トルク、車速などに基づいて演算されるが、電動パワ−ステアリング装置の欠点である高車速時の収斂性の悪化や、低車速時に操向ハンドルを切つた後、セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが直進走行位置に戻るとき（以下、ハンドル戻り時という）のハンドルの戻りの悪化を補償するために、舵角速度に基づいて操舵補助指令値を補正する手段が提案されている（一例として特開平３−１８２８７４号公報参照）。
【０００４】
このような電動式パワ−ステアリング装置では、図１０に示すように、４個の電界効果型トランジスタＦＥＴ１ 〜ＦＥＴ４ をブリツジに接続して第１及び第２の２つのア−ムを備えたＨブリツジ回路を構成し、その入力端子間に電源Ｖを、出力端子間に前記モ−タＭを接続したモ−タ制御回路が使用されている。
【０００５】
そして、前記モ−タ制御回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する２個１組のＦＥＴのうち、第１のア−ムのＦＥＴ１ （或いは第２のア−ムのＦＥＴ２ ）を電流制御値に基づいて決定されるデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）で駆動することにより、モ−タ電流の大きさが制御される。
【０００６】
また、前記電流制御値の符号に基づいて第２のア−ムのＦＥＴ３ をＯＮ、第１のア−ムのＦＥＴ４ をＯＦＦ（或いは第２のア−ムのＦＥＴ３ をＯＦＦ、第１のア−ムのＦＥＴ４ をＯＮ）に制御することにより、モ−タＭの回転方向が制御される。ＦＥＴ３ が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ１ 、モ−タＭ、ＦＥＴ３ を経て流れ、モ−タＭに正方向の電流が流れる。また第２のア−ムのＦＥＴ４ が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ２ 、モ−タＭ、ＦＥＴ４ を経て流れ、モ−タＭに負方向の電流が流れる。
【０００７】
図１１は、モ−タ電流Ｉ（モ−タに実際に流れる電流で、検出電流ｉ（ｄｃｔ） とは異なる）とＰＷＭ信号のデユ−テイ比Ｄとの関係を示すものである。即ち、操向ハンドルが操作されて操舵トルクが発生している状態では、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図１１において線（ａ）で示すように変化し、制御回路において操舵トルクの検出信号に基づいてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ が演算され、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ とフイ−ドバツクされるモ−タ電流の検出値ｉ（ｄｃｔ） との差の電流制御値Ｅがモ−タ駆動回路に出力されるから、モ−タ駆動回路の半導体素子を制御するデユ−テイ比Ｄは或る値をとり、格別の支障は生じない。
【０００８】
しかしながら、操向ハンドルを切つた後、セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが直進走行位置に戻るハンドル戻り時には、操舵トルクが発生していない状態にあるから、モ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ は零となるが、モ−タに逆起電力が発生するため、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図１１において線（ｂ）で示すように、逆起電力に相当するだけ上方に移動変化し、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係に不連続部分が生じる。
【０００９】
一方、フイ−ドバツク制御回路は電流制御値Ｅを演算しようとするが、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ に対応するデユ−テイ比Ｄがないため、図１１において線（ｃ）で示すように、モ−タ電流Ｉの不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力される。このような振動電流の発生は、雑音の発生源となるほかフイ−ドバツク制御の安定性を阻害する原因ともなる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
この対策として、本出願人は、デユ−テイ比Ｄの小さい領域では第１のア−ムのＦＥＴ１ （或いは第２のア−ムのＦＥＴ２ ）を電流制御値に基づいて決定される第１のデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号で駆動し、第２のア−ムのＦＥＴ３ （或いは第１のア−ムのＦＥＴ４ ）を前記第１のデユ−テイ比Ｄの関数で定義される第２のデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号で駆動し、デユ−テイ比Ｄの大きい領域では従来の駆動方法によつて上記課題を解決する手段を提案した（特願平７−１６７８６７号）。
【００１１】
先に説明したように高車速時の収斂性の悪化や、低車速時のハンドル戻り時におけるハンドルの戻りの悪化を補償するために操舵補助指令値を補正するには、舵角速度の情報が必要とされるが、舵角速度、即ちモ−タ角速度は、モ−タ軸に回転角センサを取り付けて得る方法のほか、デユ−テイ比Ｄで決定されるモ−タ端子間電圧、モ−タ電流、モ−タ端子間抵抗から推定演算する方法が知られており、後者は特に新たな部材を必要としない点で望ましい手段とされている。
【００１２】
しかしながら、上記したハンドル戻り時における雑音の発生や、フイ−ドバツク制御の安定性を確保するために、デユ−テイ比Ｄの小さい領域では同時に２つの異なるデユ−テイ比（第１、第２のデユ−テイ比）でモ−タを駆動し、デユ−テイ比Ｄの大きい領域では１つのデユ−テイ比でモ−タを駆動すると、モ−タ端子間電圧の推定値やモ−タ電流の検出値に誤差が含まれ、結果としてモ−タ角速度を正確に推定できないことになる。この発明は上記課題を解決することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記課題を解決するもので、請求項１の発明は、少なくともステアリングシヤフトに発生する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令値と検出されたモータ電流値から演算した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの出力を制御するフイードバツク制御手段を備えた電動パワーステアリング装置の制御装置において、半導体素子をＨブリツジに接続して構成したブリツジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モータを接続したモータ駆動回路と、前記モータ駆動回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数で定義される第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動する駆動制御手段と、バツテリ電圧と前記第１のデューテイ比Ｄ 1 と第２のデューテイ比Ｄ 2 に基づいて推定したモータ端子間電圧値と、第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動される半導体素子に流れる電流を検出するモータ電流検出回路で検出されたモータ電流検出値と、前記第２のデューテイ比Ｄ2 とから演算したモータ電流値とに基づいて、モータ角速度を推定演算するモータ角速度推定手段とを備えたことを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置である。そして、請求項２の発明は、前記モータ角速度推定手段を具体的に数値で示したものであり、前記モータ角速度推定手段は、モータ端子間電圧値ＶM を以下の式（ａ）で演算し、モータ電流Ｉを以下の式（ｂ）で演算し、モータ角速度ωを以下の式（ｃ）により演算するモータ角速度推定手段であることを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置の制御装置である。
ＶM ＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 −１）Ｖb ・・・・・・・・・（ａ）
Ｉ＝ｉ(dct) ／Ｄ2 ・・・・・・・・・・・・・・（ｂ）
ω＝１／ＫT ｛ＶM −（Ｌs ＋Ｒ）Ｉ｝・・・・・（ｃ）
但し、ＶM ：モータ端子間電圧値
Ｖb ：バツテリ電圧
Ｄ1 ：ＰＷＭ信号のデューテイ比
Ｄ2 ：ＰＷＭ信号のデューテイ比（Ｄ2 ≠Ｄ1 ）
Ｉ：モータ電流
ｉ(dct) ：第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動される半導体素 子に流れる電流を検出するモータ電流検出回路で検出されたモータ電流 検出値
ＫT ：モータの逆起電力定数
Ｌ：モータのインダクタンス
s: ラプラス演算子
Ｒ: モータの端子間抵抗
ω: モータ角速度
【００１４】
【発明の実施の形態】
駆動制御手段は、モータ駆動回路を構成するＨブリッジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数で決定される第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動する。これにより、ハンドル戻り時などで操舵トルクが発生していない状態のときも、デューテイ比Ｄの値が零の付近でモータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの関係に不連続部分が生じることがなく、電流制御値Ｅとして振動電流が出力されるおそれがない。
【００１５】
そして、バツテリ電圧と前記第１のデューテイ比Ｄ 1 と第２のデューテイ比Ｄ 2 に基づいて推定したモータ端子間電圧値と、第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動される半導体素子に流れる電流を検出するモータ電流検出回路で検出されたモータ電流検出値とに基づいてモータ角速度を推定演算するから、モータ角速度を正確に推定することができる。
【００１６】
【実施例】
以下、この発明の実施例について説明する。まず、図１乃至図３により、この発明を実施するに適した電動パワ−ステアリング装置の概略を説明する。図１は電動パワ−ステアリング装置の構成の概略を説明する図で、操向ハンドル１の軸２は減速ギア４、ユニバ−サルジョイント５ａ、５ｂ、ピニオンラツク機構７を経て操向車輪のタイロツド８に結合されている。軸２には操向ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ３が設けられており、また、操舵力を補助するモ−タ１０がクラツチ９、減速ギア４を介して軸２に結合している。
【００１７】
パワ−ステアリング装置を制御する電子制御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキ−１１により操作されるリレ−を経て電力が供給される。電子制御回路１３は、トルクセンサ３で検出された操舵トルクと車速センサ１２で検出された車速に基づいて操舵補助指令値の演算を行い、演算された操舵補助指令値に基づいてモ−タ１０に供給する電流を制御する。
【００１８】
クラツチ９は電子制御回路１３により制御される。クラツチ９は通常の動作状態では結合しており、電子制御回路１３によりパワ−ステアリング装置の故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとなつている時に切離される。
【００１９】
図２は、電子制御回路１３のブロツク図である。この実施例では電子制御回路１３は主としてＣＰＵから構成されるが、ここではそのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される機能を示してある。例えば、安定化補償器２１は独立したハ−ドウエアとしての安定化補償器２１を示すものではなく、ＣＰＵで実行される安定化補償機能を示す。
【００２０】
以下、電子制御回路１３の機能と動作を説明する。トルクセンサ３から入力された操舵トルク信号は、安定化補償器２１で操舵系の安定を高めるために安定化補償され、操舵補助指令値演算器２２に入力される。また、車速センサ１２で検出された車速も操舵補助指令値演算器２２に入力される。
【００２１】
操舵補助指令値演算器２２は、入力され安定化補償された操舵トルク信号及び車速信号に基づいて所定の演算式によりモ−タ１０に供給する電流の制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ を演算する。なお、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ は、後述する補正値演算器２９から出力される補正値により補正される。
【００２２】
比較器２３、微分補償器２４、比例演算器２５、積分演算器２６、加算器２７から構成される回路は、モ−タ電流が操舵補助指令値Ｉｒｅｆ に一致するようにフイ−ドバツク制御を行う回路である。
【００２３】
比較器２３では、操舵補助指令値演算器２２で演算された制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ と後述するモ−タ電流検出回路４２で検出されたモ−タ電流値ｉ（ｄｃｔ） とが比較され、その差の信号が出力される。
【００２４】
比例演算器２５では、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ とモ−タ電流値ｉ（ｄｃｔ） との差に比例した比例値が出力される。さらに比例演算器２５の出力信号はフイ−ドバツク系の特性を改善するため積分演算器２６において積分され、差の積分値の比例値が出力される。
【００２５】
微分補償器２４では、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ に対するモ−タ電流値ｉ（ｄｃｔ） の応答速度を高めるため、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ の微分値が出力される。
【００２６】
微分補償器２４から出力された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ の微分値、比例演算器２５から出力された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ とモ−タ電流値ｉ（ｄｃｔ） との差に比例した比例値、積分演算器２６から出力された積分値は加算器２７において加算演算され、演算結果である電流制御値Ｅがモ−タ制御回路４１に出力される。モ−タに流れる電流はモ−タ電流検出回路４２により検出され、比較器２３にフイ−ドバツクされる。
【００２７】
角速度推定器２８は、モ−タ制御回路４１から出力される後述するＰＷＭ信号のデユ−テイ比Ｄ１ 及びＤ２ の値、モ−タ電流の検出値ｉ（ｄｃｔ） 、バツテリ電圧値Ｖｂ を入力として、後述する演算手法によりモ−タ角速度ωを推定演算し、補正値演算器２９に出力するものである。
【００２８】
また、補正値演算器２９は、車速センサ１２で検出された車速と角速度推定器２８で推定演算されたモ−タ角速度ωに対応して操舵補助指令値の補正値を演算し、操舵補助指令値演算器２２に出力する。補正値は車速と角速度に基づいて適宜経験的に決定してよく、ここでは詳しく説明はしない。
【００２９】
図３にモ−タ制御回路４１の構成の一例を示す。モ−タ制御回路４１は制御指令器４５、ゲ−ト駆動回路４６、ＦＥＴ１ 〜ＦＥＴ４ からなるＨブリツジ回路等から構成され、制御指令器４５は加算器２７から入力された電流制御値Ｅに基づいてＦＥＴ１ 〜ＦＥＴ４ を駆動するデユ−テイ比Ｄ１ 、及びデユ−テイ比Ｄ２ のＰＷＭ信号及びモ−タ回転方向を指示する回転方向信号を出力する。また、制御指令器４５は、上記ＦＥＴ１ 〜ＦＥＴ４ を駆動するデユ−テイ比Ｄ１ 及びＤ２ の値を角速度推定器２８に出力する。
【００３０】
ＦＥＴ（ＦＥＴ２ ）は前記した電流制御値Ｅに基づいて決定されるデユ−テイ比Ｄ１のＰＷＭ信号に基づいてゲ−トがＯＮ／ＯＦＦされ、実際にモ−タに流れる電流Ｉの大きさが制御される。
【００３１】
ＦＥＴ３ （ＦＥＴ４ ）は、デユ−テイ比Ｄ１ の小さい領域では、前記したデユ−テイ比Ｄ１ のＰＷＭ信号の１次の関数式で定義されるデユ−テイ比Ｄ２ のＰＷＭ信号で駆動され、また、デユ−テイ比Ｄ１ の大きい領域では、従来の制御回路と同じくＰＷＭ信号の符号により決定されるモ−タの回転方向に応じてＯＮ／ＯＦＦ駆動される。
【００３２】
ＦＥＴ３ が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ１ 、モ−タ１０、ＦＥＴ３ 、抵抗Ｒ１ を経て流れ、モ−タ１０に正方向の電流が流れる。また、ＦＥＴ４ が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ２ 、モ−タ１０、ＦＥＴ４ 、抵抗Ｒ２ を経て流れ、モ−タ１０に負方向の電流が流れる。
【００３３】
モ−タ電流検出回路４２は、抵抗Ｒ１ の両端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検出し、また、抵抗Ｒ２ の両端における電圧降下に基づいて負方向電流の大きさを検出する。検出されたモ−タ電流値ｉ（ｄｃｔ） は比較器２３にフイ−ドバツクされるとともに、角速度推定器２８へ出力される。
【００３４】
次に、ＦＥＴ３ とＦＥＴ４ を前記したデユ−テイ比Ｄ１ の１次の関数式で定義されるデユ−テイ比Ｄ２ のＰＷＭ信号で駆動する点について説明する。
【００３５】
先に説明したように、操向ハンドルを切つた後、セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが自動的に直進走行位置に戻るハンドル戻り時には、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図１１において（ｂ）で示すように逆起電力に相当するだけ上方に移動変化する。即ち、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間に不連続部分が生じ、不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力され、雑音の発生源となるほか、フイ−ドバツク制御の安定性を阻害する原因ともなる。
【００３６】
この対策として、前記したモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間の不連続部分を連続させるように制御している。即ち、図４に示すように、ハンドル戻り時におけるモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を示す線（ｂ）の上で、デユ−テイ比Ｄ＝γのときのモ−タ電流Ｉを示すｐ点と原点ｏとの間を連続するように、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を制御する。
【００３７】
ここで、まず、ＦＥＴ３ （又はＦＥＴ４ ）を、ＰＷＭ信号の符号により決定されるモ−タの回転方向に応じてＯＮ（又はＯＦＦ）に維持する制御をせず、ＦＥＴ１ （又はＦＥＴ２ ）と同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合を検討する。
【００３８】
図５はＦＥＴ１ とＦＥＴ３ を、同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合の動作を説明する図であり、また図６はＦＥＴの動作状態とモ−タ端子間電圧ＶＭ 、モ−タ端子間電圧ＶＭ からモ−タ逆起電力ＫＴ ωの影響を差し引いた値Ｒｉ、及びモ−タ電流Ｉの関係を説明する図である。
【００３９】
今、ＦＥＴ１ をデユ−テイ比Ｄ１ で駆動すると共に、ＦＥＴ３ をＦＥＴ１ のデユ−テイ比Ｄ１ よりも大きい（即ち、時間的に長い）デユ−テイ比Ｄ２ で駆動し、ＦＥＴ２ とＦＥＴ４ はＯＦＦに維持するものとする。図６の（ａ）及び（ｂ）はＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ の時間に対するＯＮ／ＯＦＦの状態を示している。
【００４０】
このとき、モ−タ端子間電圧ＶＭ は図６の（ｃ）のように変化する。即ち、まず、ＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ が共にＯＮ（この状態をモ−ドＡと呼ぶ）のときは、モ−タＭの端子間にはバツテリ電圧Ｖｂ が印加される。次に、ＦＥＴ１ がＯＦＦでＦＥＴ３ がＯＮ（この状態をモ−ドＢと呼ぶ）のときはモ−タＭの端子間電圧は零になる。さらにＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ が共にＯＦＦ（この状態をモ−ドＣと呼ぶ）のときは、モ−タＭの端子間には負方向のバツテリ電圧−Ｖｂ が印加される。即ち、モ−ドＣでは、ＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ が共にＯＦＦであるため、モ−タＭには図５（ｂ）で示すように、抵抗ＲＬ →ＦＥＴ４ の回生ダイオ−ドＤＴ４→モ−タＭ→ＦＥＴ２ の回生ダイオ−ドＤＴ２→電源に至る電流回路が形成され、モ−タＭの端子間電圧ＶＭ は負方向のバツテリ電圧−Ｖｂ となる。
【００４１】
ＦＥＴ１ とＦＥＴ３ を同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動してモ−タ電流が平衡状態になつたとき、ＰＷＭ信号の周期がモ−タの電気的時定数に比較して十分に短い場合には、モ−タ電流Ｉは近似的に以下の式（１）により表すことができる。
【００４２】
Ｉ＝｛（Ｄ１ ＋Ｄ２ −１）・Ｖｂ ／Ｒ｝−ＫＴ ω／Ｒ・・・・（１）
但し、Ｄ１ はデユ−テイ比Ｄ１ 、Ｄ２ はデユ−テイ比Ｄ２ 、
Ｖｂ はバツテリ電圧、Ｒはモ−タ端子間抵抗、
ＫＴ はモ−タの逆起電力定数、ωはモ−タ角速度を表す。
【００４３】
デユ−テイ比Ｄ２ をデユ−テイ比Ｄ１ の１次の関数として表すため、以下の式（２）を定義する。
【００４４】
Ｄ２ ＝ａ・Ｄ１ ＋ｂ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
但し、ａ、ｂは定数。
【００４５】
定数ａ、ｂを求めるため、まず、以下の条件を設定する。
【００４６】
（１） デユ−テイ比Ｄ１ ＝γのとき、デユ−テイ比Ｄ２ ＝１（１００ ％）、
但し、γは任意の設定値
（２） デユ−テイ比Ｄ１ ＝０、且つω＝ωｒｅｔ のとき、Ｉ＝０
但し、ωはモ−タ角速度、ωｒｅｔ はハンドル戻り時のモ−タ角速度
とする。
【００４７】
上記条件（１） は図４においてデユ−テイ比Ｄ１ ＝γのときの線（ｂ）上の点ｐの位置を決定する条件であり、条件（２） は図４において線（ｂ）が原点ｏを通ることを決定する条件である。したがつて、上記条件を満たす定数ａ、ｂを求めることにより、点ｐと原点ｏを結ぶ１次の関数を決定することができる。
【００４８】
なお、デユ−テイ比Ｄ１ がγよりも大きい領域では、従来の駆動方法、即ちＦＥＴ３ （又はＦＥＴ４ ）が電流方向によりＯＮ又はＯＦＦに制御される制御方法と変わらない。
【００４９】
前記条件を満たす定数ａ、ｂは、以下の式（３）（４）で表される。
【００５０】
ａ＝−ＫＴ ωｒｅｔ ／γＶｂ ・・・・・・・・・・・・・・・・（３）
ｂ＝１＋ＫＴ ωｒｅｔ ／Ｖｂ ・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
このときのモ−タ電流Ｉは、式（１）のＤ２ に式（２）を代入し、これに式（３）（４）で決定される定数ａ、ｂを代入して整理した以下の式（５）で表すことができる。
【００５１】
【００５２】
即ち、ＦＥＴ１ をデユ−テイ比Ｄ１ で駆動し、これと同時にＦＥＴ３ をデユ−テイ比Ｄ１ とは異なるデユ−テイ比Ｄ２ で駆動することにより、モ−タ角速度ωがハンドル戻り時のモ−タ角速度ωｒｅｔ よりも小さい領域においても、モ−タ電流Ｉに対してデユ−テイ比Ｄ１ を連続して変化させることができる。
【００５３】
なお、上記の説明ではデユ−テイ比Ｄ２ をデユ−テイ比Ｄ１ の１次の関数として処理したが、これに限定されるものではなく、前記した境界条件を満たす関数であれば任意の関数を定義することができる。
【００５４】
次に、この発明によるモ−タ端子間電圧とモ−タ電流からモ−タ角速度を推定する手法について説明する。
【００５５】
モ−タは回転することにより逆起電力が発生する。モ−タ逆起電力とモ−タ端子間電圧及びモ−タ電流との間には、以下の関係がある。
【００５６】
ＶＭ ＝（Ｌｓ ＋Ｒ）Ｉ＋ＫＴ ω・・・・・・・・・・・・・（６）
但し、ＶＭ ：モ−タ端子間電圧、Ｉ：モ−タ電流
Ｌ：モ−タのインダクタンス、 ｓ ： ラプラス演算子
Ｒ：モ−タの端子間抵抗、
ＫＴ ：モ−タの逆起電力定数 ω： モ−タ角速度
したがつて、モ−タ角速度ωは、以下の式（７）で表すことができる。
【００５７】
ω＝１／ＫＴ ｛ＶＭ −（Ｌｓ ＋Ｒ）Ｉ｝・・・・・・・・・（７）
そこで、まず、上記したＦＥＴの駆動方法を採用した場合のモ−タ電流Ｉの推定及びモ−タ端子間電圧ＶＭ の推定について、図５に示す回路図及びＦＥＴの動作状態、モ−タ端子間電圧ＶＭ 、モ−タ電流Ｉなどの関係を示す図６を参照して説明する。
【００５８】
モ−ドＡでは、ＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ が共にＯＮであるためモ−タＭの端子間電圧ＶＭ はバツテリ電圧Ｖｂ となる。モ−タ電流は図５（ａ）で実線で示すように、ＦＥＴ１ →モ−タＭ→ＦＥＴ３ →抵抗ＲＲ の順に流れ、抵抗ＲＲ の両端の電圧降下を電流検出回路４２のオペアンプＯＰＲ で検出することによりモ−タ電流ｉ（Ａ） が検出される。
【００５９】
モ−ドＢでは、ＦＥＴ１ がＯＦＦ、ＦＥＴ３ がＯＮであるため、モ−タＭの端子間電圧ＶＭ は零となる。このため、モ−タＭに蓄えられていた磁気エネルギが電気エネルギに変換され、電流は図５（ａ）で鎖線で示すように、モ−タＭ→ＦＥＴ３ →抵抗ＲＲ →抵抗ＲＬ →ＦＥＴ４ の回生ダイオ−ドＤＴ４→モ−タＭの順に電流が流れる。抵抗ＲＲ の両端の電圧降下を電流検出回路４２のオペアンプＯＰＲ で検出することによりモ−タ電流ｉ（Ｂ） が検出される。このとき、抵抗ＲＬ の両端の電圧降下を検出するオペアンプＯＰＬ はユニポ−ラ電源（片電源）で、逆方向に流れる電流は検出することができないため、オペアンプＯＰＬ の検出電流値は零となる。
【００６０】
モ−ドＣでは、ＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ が共にＯＦＦであるため、図５（ｂ）で示すように、抵抗ＲＬ →ＦＥＴ４ の回生ダイオ−ドＤＴ４→モ−タＭ→ＦＥＴ２ の回生ダイオ−ドＤＴ２→電源に至る電流回路が形成され、モ−タＭの端子間電圧ＶＭ は負方向のバツテリ電圧−Ｖｂ となる。このとき、モ−タＭに蓄えられていた磁気エネルギは電気エネルギに変換されるから、その電流はモ−タＭの端子間電圧−Ｖｂ に逆らう方向に電流ｉ（Ｃ） が流れるが、抵抗ＲＬ の両端の電圧降下を検出する電流検出回路４２のオペアンプＯＰＬ はユニポ−ラ電源（片電源）で、逆方向に流れる電流は検出することができず、オペアンプＯＰＬ の検出電流値は零となる。
【００６１】
このため、ＰＷＭ信号の１サイクル中において、モ−ドＡ、モ−ドＢ、モ−ドＣの各段階を通してモ−タＭに実際に流れるモ−タ電流Ｉは、以下の式（８）で表すことができる。
【００６２】
Ｉ＝ｉ（Ａ） ＋ｉ（Ｂ） ＋ｉ（Ｃ） ・・・・・・・・・・・・・・・（８）
一方、電流検出回路４２で検出される検出電流ｉ（ｄｃｔ） の総和は、電流ｉ（Ｃ） が検出されないため、以下の式（７）のようになる。
【００６３】
ｉ（ｄｃｔ） ＝ｉ（Ａ） ＋ｉ（Ｂ） ・・・・・・・・・・・・・・・・（９）
ＰＷＭ信号の１サイクル中に検出電流ｉ（ｄｃｔ） が検出される期間は、ＰＷＭ信号の１サイクル中のモ−ドＡとモ−ドＢの期間で、これはデユ−テイ比Ｄ２ に相当する（図６参照）。よつて、検出電流ｉ（ｄｃｔ） は以下の式（１０）で表すことができる。
【００６４】
ｉ（ｄｃｔ） ＝Ｄ２ ・Ｉ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１０）
したがつて、モ−タＭに実際に流れるモ−タ電流Ｉは、式（１０）を変形して、以下の式（１１）で表すことができる。
【００６５】
Ｉ＝ｉ（ｄｃｔ） ／Ｄ２ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１１）
図６の（ｅ）はモ−ドＡ、モ−ドＢ、モ−ドＣの各段階におけるモ−タ電流Ｉの変化の状態を示す例であり、時間の経過とともに次第に平衡状態に近付き、検出したモ−タ電流ｉ（ｄｃｔ） はＩに収斂する。
【００６６】
次に、モ−タ端子間電圧ＶＭ の推定について説明する。モ−タをデユ−テイ比Ｄで駆動するときは、モ−タ端子間にはバツテリ電圧がデユ−テイ比Ｄで決定される時間比率で印加されるから、モ−タ端子間電圧ＶＭ は、ＶＭ ＝Ｄ１ ・Ｖｂ （但し、Ｖｂ ＝バツテリ電圧）で表すことができる。
【００６７】
この発明では、図６の（ｃ）に示すように、モ−タ端子間電圧はデユ−テイ比Ｄ１ で駆動されるモ−ドＡの駆動時間ｔ（Ａ） 間に印加されるバツテリ電圧Ｖｂ と、デユ−テイ比Ｄ２ で駆動されるモ−ドＣの駆動時間ｔ（Ｃ） に印加される負方向のバツテリ電圧（−Ｖｂ ）との和になる。
【００６８】
図６から明らかなように、ＰＷＭ信号の１サイクル中におけるモードＡの比率はＤ1 であり、モードＣの比率は（１−Ｄ2 ）で表すことができるから、モータ端子間電圧ＶM は以下の式（１２）で表すことができる。
【００６９】
【００７０】
以上説明した通り、モ−タ電流Ｉは式（１１）で表すことができ、モ−タ端子間電圧ＶＭ は式（１２）で表すことができるから、式（７）にモ−タ電流Ｉとモ−タ端子間電圧ＶＭ を代入することでモ−タ角速度ωを求めることができる。
【００７１】
図７は、モ−タ角速度推定器２８におけるモ−タ角速度ωの推定演算の処理手順を示すフロ−チヤ−トである。まず、バツテリ電圧Ｖｂ を検出し（ステツプＰ１）、モ−タ電流ｉ（ｄｃｔ） を検出する（ステツプＰ２）。操舵補助指令値に基づいてモ−タ駆動回路のＦＥＴを駆動するデユ−テイ比Ｄ１ 及びＤ２ を演算し（ステツプＰ３）、モ−タ端子間電圧ＶＭ を式（１２）に基づいて演算する（ステツプＰ４）。式（１１）に基づいてモ−タ電流ｉ（ｄｃｔ） をデユ−テイ比Ｄ２ で補正し、モ−タ電流Ｉを演算する（ステツプＰ５）。モ−タ角速度ωの推定値を式（７）に基づいて演算する（ステツプＰ６）。
【００７２】
なお、式（７）に含まれる（Ｌｓ ＋Ｒ）の項は、公知の離散化手段を用いることにより容易にプログラムに書くことができるから、制御装置のＣＰＵで処理することができる。
【００７３】
以上の処理では、ＦＥＴを駆動するときの時間遅れの影響は無視した。しかし、図８に示すように、ＦＥＴのゲ−ト駆動指令信号と実際のゲ−トのＯＮ／ＯＦＦ動作との間には、理論回路の動作遅れ（１）と、ＦＥＴ素子の動作遅れ（２）の和に相当する時間遅れＤｔ があり、デユ−テイ比Ｄの実効値の損失が生じ、僅かながらモ−タ端子間電圧ＶＭ の推定値に誤差が生ずる。時間遅れＤｔ を補正したモ−タ端子間電圧ＶＭ の推定値は以下のようになる。
【００７４】
即ち、デユ−テイ比Ｄ２ が常時１の場合、
モ−タ端子間電圧ＶＭ は以下の式（１３）で表される
ＶＭ ＝（Ｄ１ −Ｄｔ ）Ｖｂ ・・・・・・・・・・・・・・（１３）
デユ−テイ比Ｄ２ が１に近いの場合、
モ−タ端子間電圧ＶＭ は以下の式（１４）で表される
ＶＭ ＝｛（Ｄ１ −Ｄｔ ）−Ｄｔ ｝Ｖｂ ・・・・・・・・・（１４）
デユ−テイ比Ｄ２ ＜１の場合、
モ−タ端子間電圧ＶＭ は以下の式（１５）で表される
【００７５】
【発明の効果】
以上説明したとおり、この発明の電動パワーステアリング装置の制御装置は、モータ駆動回路を構成するＨブリッジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数で決定される第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動するものである。
【００７６】
これにより、ハンドル戻り時などで操舵トルクが発生していない状態のときも、デユ−テイ比の値が零の付近でモ−タ電流とデユ−テイ比との間に不連続部分がなくなるので振動電流が発生せず、雑音の発生やフイ−ドバツク制御の安定性を阻害することがない。
【００７７】
そして、電動パワーステアリング装置の欠点である高車速時の収斂性の悪化や、低車速時のハンドル戻り時におけるハンドル戻りの悪さを補償するために必要とされるモータ角速度を、バツテリ電圧と半導体素子を駆動する前記第１のデューテイ比Ｄ 1 と第２のデューテイ比Ｄ 2 に基づいて推定したモータ端子間電圧と、第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動される半導体素子に流れる電流を検出するモータ電流検出回路で検出されたモータ電流検出値とに基づいて演算により求めるようにしたから、モータ角速度を正確に推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】電動式パワ−ステアリング装置の構成の概略を説明する図。
【図２】電動式パワ−ステアリング装置の電子制御回路のブロツク図。
【図３】モ−タ制御回路の構成を示す回路ブロツク図。
【図４】モ−タ制御回路におけるモ−タ電流とＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する図。
【図５】ＦＥＴ１ とＦＥＴ３ を、同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合の動作を説明する図。
【図６】ＦＥＴの動作状態、モ−タ端子間電圧、モ−タ電流の関係を説明する図。
【図７】モ−タ角速度の推定演算の処理手順を示すフロ−チヤ−ト。
【図８】ＦＥＴゲ−ト駆動指令信号と実際のゲ−トのＯＮ／ＯＦＦ動作の間の時間遅れを説明する図。
【図９】時間遅れを補正したモ−タ端子間電圧推定値を説明する図。
【図１０】従来のＦＥＴ１ で構成したＨブリツジ回路からなるモ−タ駆動回路図。
【図１１】従来のモ−タ制御回路におけるモ−タ電流とＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する図。
【符号の説明】
３ トルクセンサ
１０ モ−タ
１１ イグニツシヨンキ−
１２ 車速センサ
１３ 電子制御回路
１４ バツテリ
２１ 安定化補償器
２２ 操舵補助指令値演算器
２３ 比較器
２４ 微分補償器
２５ 比例演算器
２６ 積分演算器
２７ 加算器
２８ 角速度推定器
２９ 補正値演算器
４１ モ−タ制御回路
４２ モ−タ電流検出回路
４５ 制御指令器
４６ ゲ−ト駆動回路
Claims (2)
- 少なくともステアリングシヤフトに発生する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令値と検出されたモータ電流値から演算した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの出力を制御するフイードバツク制御手段を備えた電動パワーステアリング装置の制御装置において、
半導体素子をＨブリツジに接続して構成したブリツジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モータを接続したモータ駆動回路と、
前記モータ駆動回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数で定義される第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動する駆動制御手段と、
バツテリ電圧と前記第１のデューテイ比Ｄ 1 と第２のデューテイ比Ｄ 2 に基づいて推定したモータ端子間電圧値と、第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動される半導体素子に流れる電流を検出するモータ電流検出回路で検出されたモータ電流検出値と、前記第２のデューテイ比Ｄ2 とから演算したモータ電流値とに基づいて、モータ角速度を推定演算するモータ角速度推定手段と
を備えたことを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。 - 前記モータ角速度推定手段は、モータ端子間電圧値ＶM を以下の式（ａ）で演算し、モータ電流Ｉを以下の式（ｂ）で演算し、モータ角速度ωを以下の式（ｃ）により演算するモータ角速度推定手段であることを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
ＶM ＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 −１）Ｖb ・・・・・・・・・（ａ）
Ｉ＝ｉ(dct) ／Ｄ2 ・・・・・・・・・・・・・・（ｂ）
ω＝１／ＫT ｛ＶM −（Ｌs ＋Ｒ）Ｉ｝・・・・・（ｃ）
但し、ＶM ：モータ端子間電圧値
Ｖb ：バツテリ電圧
Ｄ1 ：ＰＷＭ信号のデューテイ比
Ｄ2 ：ＰＷＭ信号のデューテイ比（Ｄ2 ≠Ｄ1 ）
Ｉ：モータ電流
ｉ(dct) ：第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で駆動される半導体素 子に流れる電流を検出するモータ電流検出回路で検出されたモータ電流 検出値
ＫT ：モータの逆起電力定数
Ｌ：モータのインダクタンス
s: ラプラス演算子
Ｒ: モータの端子間抵抗
ω: モータ角速度
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