JP3471756B2 - Ｃｄｍａ通信システムの非直交雑音測定装置及び方法 - Google Patents
Ｃｄｍａ通信システムの非直交雑音測定装置及び方法Info
- Publication number
- JP3471756B2 JP3471756B2 JP2000555367A JP2000555367A JP3471756B2 JP 3471756 B2 JP3471756 B2 JP 3471756B2 JP 2000555367 A JP2000555367 A JP 2000555367A JP 2000555367 A JP2000555367 A JP 2000555367A JP 3471756 B2 JP3471756 B2 JP 3471756B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- symbol
- orthogonal
- channel
- orthogonal noise
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/005—Control of transmission; Equalising
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＣＤＭＡ通信システ
ムの受信装置及び方法に係り、特に、受信されるチャネ
ル信号の非直交雑音を測定することのできる装置及び方
法に関する。
ムの受信装置及び方法に係り、特に、受信されるチャネ
ル信号の非直交雑音を測定することのできる装置及び方
法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＣＤＭＡ（Code Division Multi Acces
s）通信システムはチャネルを区分するために直交符号
を使用する。特に、順方向リンクは各使用者を直交符号
で区分する同期化ＣＤＭＡ方式を多用する。この場合、
多重経路のない環境では相異なる直交符号を使用するチ
ャネル間の干渉は発生しない。さらに、前記多重経路環
境の場合でも、多重経路信号成分で各チャネル間の直交
性が維持される。したがって、各フィンガーに入力され
る信号の一部は干渉として作用するが、相当量は干渉と
して作用しない。
s）通信システムはチャネルを区分するために直交符号
を使用する。特に、順方向リンクは各使用者を直交符号
で区分する同期化ＣＤＭＡ方式を多用する。この場合、
多重経路のない環境では相異なる直交符号を使用するチ
ャネル間の干渉は発生しない。さらに、前記多重経路環
境の場合でも、多重経路信号成分で各チャネル間の直交
性が維持される。したがって、各フィンガーに入力され
る信号の一部は干渉として作用するが、相当量は干渉と
して作用しない。
【０００３】したがって、効率的なＣＤＭＡ通信システ
ムを具現するためには、干渉として作用する信号成分、
すなわち、非直交雑音成分を正確に測定する必要があ
る。このように測定された非直交雑音量は受信装置内の
フィンガーの利得を調節するためのＳＩＲ（signal-to-
interference ratio）の測定に用いられる。
ムを具現するためには、干渉として作用する信号成分、
すなわち、非直交雑音成分を正確に測定する必要があ
る。このように測定された非直交雑音量は受信装置内の
フィンガーの利得を調節するためのＳＩＲ（signal-to-
interference ratio）の測定に用いられる。
【０００４】前記非直交雑音を測定する方法は“ヤノ”
等による米国特許第５，５５９，７９０号に開示されて
いる。前記特許の非直交雑音測定動作を調べると、順方
向リンクの直交符号のうち、特定の直交符号を順方向リ
ンクに割り当てず、基地局は非割り当て直交符号に対す
る情報を端末機に伝送する。次に、前記順方向リンクの
チャネル信号を受信する端末機は受信信号を割り当てら
れた直交符号で逆拡散した後、そのエネルギー成分を計
算して非直交雑音成分を検出する。
等による米国特許第５，５５９，７９０号に開示されて
いる。前記特許の非直交雑音測定動作を調べると、順方
向リンクの直交符号のうち、特定の直交符号を順方向リ
ンクに割り当てず、基地局は非割り当て直交符号に対す
る情報を端末機に伝送する。次に、前記順方向リンクの
チャネル信号を受信する端末機は受信信号を割り当てら
れた直交符号で逆拡散した後、そのエネルギー成分を計
算して非直交雑音成分を検出する。
【０００５】しかしながら、上述した構造は非直交雑音
の測定のために特定の直交符号を順方向リンクに割り当
てることにより、該当する特定の直交符号を他のチャネ
ルには使用することができなくなる。すなわち、順方向
リンクの効率を高めるために付加直交符号を要する状況
でも、前記特定の直交符号を使用することができない。
さらに、ＩＳ−９５のように前記特定の直交符号を非直
交雑音の測定には使用することができない短所がある。
の測定のために特定の直交符号を順方向リンクに割り当
てることにより、該当する特定の直交符号を他のチャネ
ルには使用することができなくなる。すなわち、順方向
リンクの効率を高めるために付加直交符号を要する状況
でも、前記特定の直交符号を使用することができない。
さらに、ＩＳ−９５のように前記特定の直交符号を非直
交雑音の測定には使用することができない短所がある。
【０００６】また、“ベンダ”（Bender）等による米国
特許第５，７５４，５３３号は他の非直交雑音測定方法
を提案している。前記特許における受信装置は低い信号
電力を有するチャネルの受信信号を逆拡散して検出され
たエネルギーを非直交雑音成分として推定する。ここ
で、前記低い信号電力を有するチャネルはＩＳ−９５同
期チャネルをいう。しかしながら、上述した特許の非直
交雑音測定方法では、いくら小さい成分でも、非直交雑
音に同期チャネルデータ信号成分を加えた値を推定する
ので、正確な非直交雑音の測定が不可能であるという問
題点があった。
特許第５，７５４，５３３号は他の非直交雑音測定方法
を提案している。前記特許における受信装置は低い信号
電力を有するチャネルの受信信号を逆拡散して検出され
たエネルギーを非直交雑音成分として推定する。ここ
で、前記低い信号電力を有するチャネルはＩＳ−９５同
期チャネルをいう。しかしながら、上述した特許の非直
交雑音測定方法では、いくら小さい成分でも、非直交雑
音に同期チャネルデータ信号成分を加えた値を推定する
ので、正確な非直交雑音の測定が不可能であるという問
題点があった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明の
目的は、ＣＤＭＡ通信システムの受信装置が送信装置か
ら伝送される信号に含まれている非直交雑音成分を測定
することのできる装置及び方法を提供することにある。
目的は、ＣＤＭＡ通信システムの受信装置が送信装置か
ら伝送される信号に含まれている非直交雑音成分を測定
することのできる装置及び方法を提供することにある。
【０００８】本発明の他の目的は、ＣＤＭＡ通信システ
ムで同一のデータを繰り返すチャネルの繰り返しパター
ンから非直交雑音成分を測定する装置及び方法を提供す
ることにある。
ムで同一のデータを繰り返すチャネルの繰り返しパター
ンから非直交雑音成分を測定する装置及び方法を提供す
ることにある。
【０００９】本発明のさらに他の目的は、ＣＤＭＡ通信
システムで低速で伝送されるトラフィックチャネルの繰
り返しパターンから非直交雑音成分を測定する装置及び
方法を提供することにある。
システムで低速で伝送されるトラフィックチャネルの繰
り返しパターンから非直交雑音成分を測定する装置及び
方法を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に本発明はＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置
を提供する。前記装置は第１シンボル区間で少なくとも
二つの同一の第２シンボルを繰り返す特定のチャネルに
割り当てられた直交符号で前記特定のチャネルを含む複
数のチャネル信号を逆拡散して逆拡散繰り返しシンボル
を発生する逆拡散器と、前記逆拡散された第２シンボル
を受信し、現在受信された第２シンボルと以前に受信さ
れた第２シンボルとの差信号を発生する差信号発生器
と、前記差信号をエネルギー値に変換して非直交雑音信
号を発生する雑音検出器とを備える。
に本発明はＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置
を提供する。前記装置は第１シンボル区間で少なくとも
二つの同一の第２シンボルを繰り返す特定のチャネルに
割り当てられた直交符号で前記特定のチャネルを含む複
数のチャネル信号を逆拡散して逆拡散繰り返しシンボル
を発生する逆拡散器と、前記逆拡散された第２シンボル
を受信し、現在受信された第２シンボルと以前に受信さ
れた第２シンボルとの差信号を発生する差信号発生器
と、前記差信号をエネルギー値に変換して非直交雑音信
号を発生する雑音検出器とを備える。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明はＣＤＭＡ通信システムで
各フィンガーに干渉雑音として作用する非直交雑音成分
の電力を測定する装置及び方法に関する。本発明の実施
形態では、順方向リンクのチャネル送信装置から出力さ
れる信号を受信する順方向リンクのチャネル受信装置が
受信信号に含まれる非直交成分を測定すると仮定する。
各フィンガーに干渉雑音として作用する非直交雑音成分
の電力を測定する装置及び方法に関する。本発明の実施
形態では、順方向リンクのチャネル送信装置から出力さ
れる信号を受信する順方向リンクのチャネル受信装置が
受信信号に含まれる非直交成分を測定すると仮定する。
【００１２】前記順方向リンクでは、各チャネルが干渉
を防止するために直交符号で拡散されるが、その信号の
一部が多重経路により干渉の役割を果たす。この際、前
記干渉信号は非直交成分の代表的な例となり、正確な非
直交雑音成分の測定は受信機の設計において非常に重要
である。したがって、本実施形態では非直交雑音成分を
測定するために特定の情報を含むことなく、同一のデー
タが伝送される順方向リンクのチャネル又は同一のデー
タシンボルを繰り返す低速のトラフィックチャネルを使
用する。例えば、特定の情報を含むことなく、同一のデ
ータを繰り返す順方向リンクのチャネルはパイロットチ
ャネルとなり得、同一のデータシンボルを繰り返す低速
のチャネルは同期チャネルとなり得る。したがって、本
発明の実施形態による非直交雑音の測定方法はシステム
の全ての直交符号をチャネルを区分するための直交符号
として割り当てることができる。
を防止するために直交符号で拡散されるが、その信号の
一部が多重経路により干渉の役割を果たす。この際、前
記干渉信号は非直交成分の代表的な例となり、正確な非
直交雑音成分の測定は受信機の設計において非常に重要
である。したがって、本実施形態では非直交雑音成分を
測定するために特定の情報を含むことなく、同一のデー
タが伝送される順方向リンクのチャネル又は同一のデー
タシンボルを繰り返す低速のトラフィックチャネルを使
用する。例えば、特定の情報を含むことなく、同一のデ
ータを繰り返す順方向リンクのチャネルはパイロットチ
ャネルとなり得、同一のデータシンボルを繰り返す低速
のチャネルは同期チャネルとなり得る。したがって、本
発明の実施形態による非直交雑音の測定方法はシステム
の全ての直交符号をチャネルを区分するための直交符号
として割り当てることができる。
【００１３】図１は順方向リンクのチャネル送信装置の
構造を示した図であり、ＩＳ−９５システムで特定の情
報を含まないパイロットチャネル、同一のシンボルを繰
り返す低速の同期チャネル及びトラフィックチャネルを
含む三つのチャネルを示している。
構造を示した図であり、ＩＳ−９５システムで特定の情
報を含まないパイロットチャネル、同一のシンボルを繰
り返す低速の同期チャネル及びトラフィックチャネルを
含む三つのチャネルを示している。
【００１４】図１において、前記パイロットチャネルは
（特定の情報を含まない）いずれも“０”からなり、拡
散器１０２は前記パイロット信号とパイロットチャネル
の直交符号を乗算して直交拡散パイロット信号を発生す
る。前記同期チャネルは同期チャネル情報を含むが、
１．２Ｋbpsの低速でデータを出力する。前記同期チャ
ネルの１．２Ｋbps信号は符号器１０４で符号化する。
前記符号器１０４には符号化率Ｒ＝１／２の畳み込み符
号器を使用することができる。この場合、前記１．２Ｋ
bpsの同期チャネル信号は２．４Ｋsps（symbols per se
cond）に符号化する。シンボル繰り返し器１０６は前記
符号器１０４から出力される同期チャネルのシンボルを
二回ずつ繰り返す。インタリーバー１０８はバーストエ
ラーを防止するために前記シンボル繰り返し器１０６か
ら出力される同期チャネルのシンボルをインタリービン
グする。前記インタリーバー１０８にはブロックインタ
リーバーを使用することができる。拡散器１１０は前記
インタリーバー１０８から出力される同期チャネル信号
を割り当てられた同期チャネルの直交符号と乗算して直
交拡散同期チャネル信号を発生する。
（特定の情報を含まない）いずれも“０”からなり、拡
散器１０２は前記パイロット信号とパイロットチャネル
の直交符号を乗算して直交拡散パイロット信号を発生す
る。前記同期チャネルは同期チャネル情報を含むが、
１．２Ｋbpsの低速でデータを出力する。前記同期チャ
ネルの１．２Ｋbps信号は符号器１０４で符号化する。
前記符号器１０４には符号化率Ｒ＝１／２の畳み込み符
号器を使用することができる。この場合、前記１．２Ｋ
bpsの同期チャネル信号は２．４Ｋsps（symbols per se
cond）に符号化する。シンボル繰り返し器１０６は前記
符号器１０４から出力される同期チャネルのシンボルを
二回ずつ繰り返す。インタリーバー１０８はバーストエ
ラーを防止するために前記シンボル繰り返し器１０６か
ら出力される同期チャネルのシンボルをインタリービン
グする。前記インタリーバー１０８にはブロックインタ
リーバーを使用することができる。拡散器１１０は前記
インタリーバー１０８から出力される同期チャネル信号
を割り当てられた同期チャネルの直交符号と乗算して直
交拡散同期チャネル信号を発生する。
【００１５】前記順方向リンクはデータ及び音声を伝送
するために基地局と特定の端末機との専用リンクを形成
するトラフィックチャネルと、基地局が呼をセットアッ
プする前に特定の端末機を呼び出すための供用チャネル
の呼び出しチャネルとを含む。ここで、実際にデータを
伝送するチャネルをトラフィックチャネルという。ＣＤ
ＭＡシステムには音声、テキスト、イメージ、ファクシ
ミリ及び動画像データを伝送するための各種のトラフィ
ックチャネルが存在する。本実施形態では、前記トラフ
ィックチャネルを呼び出しチャネルとして仮定する。前
記トラフィックチャネルは１９．２Ｋsps又は９．６Ｋs
psのデータ率を有する。
するために基地局と特定の端末機との専用リンクを形成
するトラフィックチャネルと、基地局が呼をセットアッ
プする前に特定の端末機を呼び出すための供用チャネル
の呼び出しチャネルとを含む。ここで、実際にデータを
伝送するチャネルをトラフィックチャネルという。ＣＤ
ＭＡシステムには音声、テキスト、イメージ、ファクシ
ミリ及び動画像データを伝送するための各種のトラフィ
ックチャネルが存在する。本実施形態では、前記トラフ
ィックチャネルを呼び出しチャネルとして仮定する。前
記トラフィックチャネルは１９．２Ｋsps又は９．６Ｋs
psのデータ率を有する。
【００１６】前記呼び出しチャネルは実際に端末機にデ
ータを伝送するためのチャネルであり、同期チャネルよ
りも高速でデータを出力する。前記呼び出しチャネルの
９．６Ｋbps（又は４．８Ｋbps）信号は符号器１１４に
より符号化する。前記符号器１１４には符号化率Ｒ＝１
／２の畳み込み符号器を使用することができる。この場
合、前記９．６Ｋbps（又は４．８Ｋbps）の呼び出しチ
ャネル信号は１９．２Ｋsps（又は９．６Ｋsps）のシン
ボルに符号化する。シンボル繰り返し器１１６は前記符
号器１１４から出力される呼び出しチャネルのシンボル
を一回（又は二回）ずつ繰り返す。インタリーバー１１
８はバーストエラーを防止するために前記シンボル繰り
返し器１１６から出力される呼び出しチャネルのシンボ
ルをインタリービングする。前記インタリーバー１１８
にはブロックインタリーバーを使用することができる。
拡散器１２０は前記インタリーバー１１８から出力され
る呼び出しチャネル信号を割り当てられた呼び出しチャ
ネルの直交符号と乗算して直交拡散呼び出しチャネル信
号を発生する。
ータを伝送するためのチャネルであり、同期チャネルよ
りも高速でデータを出力する。前記呼び出しチャネルの
９．６Ｋbps（又は４．８Ｋbps）信号は符号器１１４に
より符号化する。前記符号器１１４には符号化率Ｒ＝１
／２の畳み込み符号器を使用することができる。この場
合、前記９．６Ｋbps（又は４．８Ｋbps）の呼び出しチ
ャネル信号は１９．２Ｋsps（又は９．６Ｋsps）のシン
ボルに符号化する。シンボル繰り返し器１１６は前記符
号器１１４から出力される呼び出しチャネルのシンボル
を一回（又は二回）ずつ繰り返す。インタリーバー１１
８はバーストエラーを防止するために前記シンボル繰り
返し器１１６から出力される呼び出しチャネルのシンボ
ルをインタリービングする。前記インタリーバー１１８
にはブロックインタリーバーを使用することができる。
拡散器１２０は前記インタリーバー１１８から出力され
る呼び出しチャネル信号を割り当てられた呼び出しチャ
ネルの直交符号と乗算して直交拡散呼び出しチャネル信
号を発生する。
【００１７】上述したように、同期チャネルの最終のシ
ンボル率は４．８Ｋspsであり、この同期チャネルはト
ラフィックチャネルのシンボル率（１９．２Ｋsps）の
１／４である。したがって、前記データ率をマッチング
させるために短い周期の四つのシンボルを繰り返す。以
下、非直交雑音成分を効率的に測定する方法を同一のシ
ンボルを繰り返す同期チャネルを参照して説明する。本
発明の方法によれば、順方向リンクの受信装置は同一の
シンボルを繰り返す同期チャネルを用いて非直交雑音成
分を測定する。
ンボル率は４．８Ｋspsであり、この同期チャネルはト
ラフィックチャネルのシンボル率（１９．２Ｋsps）の
１／４である。したがって、前記データ率をマッチング
させるために短い周期の四つのシンボルを繰り返す。以
下、非直交雑音成分を効率的に測定する方法を同一のシ
ンボルを繰り返す同期チャネルを参照して説明する。本
発明の方法によれば、順方向リンクの受信装置は同一の
シンボルを繰り返す同期チャネルを用いて非直交雑音成
分を測定する。
【００１８】図２を参照すれば、ＩＳ−９５順方向リン
クの同期チャネルを直交符号を用いて逆拡散することを
示している。図２において、逆拡散されたシンボルＳ
(n,1)，．，Ｓ(n,4)は一つの同期チャネルシンボル単位
を形成し、これは四つの短い周期のシンボルに該当す
る。すなわち、一つの同期チャネルシンボルが４．８Ｋ
spsで伝送され、一つのトラフィックチャネルシンボル
が１９．２Ｋspsで伝送される場合、四つのトラフィッ
クチャネルシンボルは一つの同期チャネルシンボル区間
で伝送されうる。ここでは、前記同期チャネルシンボル
を第１シンボル、前記トラフィックチャネルシンボルを
第２シンボルとして称する。前記同期チャネルの第１シ
ンボル区間で分けられる四つの第２シンボルは同一な値
を維持する。このように最初の二つの第２シンボル値を
次の二つの短周期のシンボル値から減算すると“０”に
なる。しかしながら、前記同期チャネルのシンボルに干
渉信号が存在すると、最初の二つの第２シンボルと次の
二つのシンボルとの差を計算することにより、非直交雑
音成分を検出することができる。
クの同期チャネルを直交符号を用いて逆拡散することを
示している。図２において、逆拡散されたシンボルＳ
(n,1)，．，Ｓ(n,4)は一つの同期チャネルシンボル単位
を形成し、これは四つの短い周期のシンボルに該当す
る。すなわち、一つの同期チャネルシンボルが４．８Ｋ
spsで伝送され、一つのトラフィックチャネルシンボル
が１９．２Ｋspsで伝送される場合、四つのトラフィッ
クチャネルシンボルは一つの同期チャネルシンボル区間
で伝送されうる。ここでは、前記同期チャネルシンボル
を第１シンボル、前記トラフィックチャネルシンボルを
第２シンボルとして称する。前記同期チャネルの第１シ
ンボル区間で分けられる四つの第２シンボルは同一な値
を維持する。このように最初の二つの第２シンボル値を
次の二つの短周期のシンボル値から減算すると“０”に
なる。しかしながら、前記同期チャネルのシンボルに干
渉信号が存在すると、最初の二つの第２シンボルと次の
二つのシンボルとの差を計算することにより、非直交雑
音成分を検出することができる。
【００１９】前記同期チャネルの受信信号から下記の数
式１を用いると、非直交雑音成分を効果的に測定するこ
とができる。 ［数式１］ 非直交雑音成分 ＝ （Ｉ2n−Ｉ2n-1）2＋（Ｑ2n−Ｑ2n-1）2 ここで、Ｉn及びＱnはそれぞれ複素数形態受信信号のＩ
チャネル及びＱチャネルのシンボル値を示す。
式１を用いると、非直交雑音成分を効果的に測定するこ
とができる。 ［数式１］ 非直交雑音成分 ＝ （Ｉ2n−Ｉ2n-1）2＋（Ｑ2n−Ｑ2n-1）2 ここで、Ｉn及びＱnはそれぞれ複素数形態受信信号のＩ
チャネル及びＱチャネルのシンボル値を示す。
【００２０】図３は前記数式１を用いて非直交雑音成分
を測定するための受信機の構成を示した図である。図３
を参照すれば、逆拡散器３１１は受信信号を特定のチャ
ネルに割り当てられた直交符号と乗算して直交拡散信号
を逆拡散する。前記特定のチャネルは特定の情報を含ま
ないチャネル又は同一のデータを繰り返す低速のチャネ
ルとなり得る。本実施形態では、前記特定のチャネルを
同期チャネルとして仮定する。
を測定するための受信機の構成を示した図である。図３
を参照すれば、逆拡散器３１１は受信信号を特定のチャ
ネルに割り当てられた直交符号と乗算して直交拡散信号
を逆拡散する。前記特定のチャネルは特定の情報を含ま
ないチャネル又は同一のデータを繰り返す低速のチャネ
ルとなり得る。本実施形態では、前記特定のチャネルを
同期チャネルとして仮定する。
【００２１】この場合、前記逆拡散器３１１は同期チャ
ネルに割り当てられた直交符号と受信信号を乗算して受
信拡散同期チャネル信号を逆拡散する。累積器３１３は
前記逆拡散器３１１から出力される同期チャネル信号
（又は第１シンボル）を各トラフィックチャネルのシン
ボル周期で累積して出力する。ここで、一つの同期チャ
ネルシンボル区間（又は第１シンボル）は四つのトラフ
ィックチャネルシンボル（又は第２シンボル）区間とな
り得、これは図２に示したＳ(n,1)，Ｓ(n,2)，Ｓ(n,3)
及びＳ(n,4)となる。遅延器３１５は前記累積器３１３
の出力信号を１シンボルの周期だけ遅延する。減算器３
１７は前記累積器３１３から出力される現在の同期チャ
ネルシンボル値を前記遅延器３１５から出力される以前
の同期チャネルシンボル値から減算する。二乗器（squa
rer）３１９は前記減算器３１７から出力される二つの
シンボル間の差を二乗して雑音成分を検出する。ダウン
サンプラ（down-sampler）３２１は前記二乗器３１９か
ら出力される特定のシンボル間の非直交雑音成分をダウ
ンサンプリングする。また、前記ダウンサンプラ３２１
は前記二乗器３１９の出力から特定のシンボル間の非直
交雑音電力を選択する。すなわち、図２の場合、前記シ
ンボルＳ(n,1)とＳ(n,2)の差に応じて決められる値は非
直交雑音として選択しない。前記二乗器３１９は前記シ
ンボル区間（例えば、Ｓ(1,4)，Ｓ(2,1)、Ｓ(2,4)，Ｓ
(3,1)、．．、Ｓ(n,4)，Ｓ(1,1)））間の境界で検出さ
れる非直交雑音を選択する。濾波器３２３は前記ダウン
サンプラ３２１から出力される非直交雑音を帯域濾波す
る。前記濾波器３２３は適宜な帯域幅を得るためにＩＩ
Ｒ（Infinite Impulse Response）又はＦＩＲ（Finite
Impulse Response）フィルターの組み合わせで構成が可
能である。
ネルに割り当てられた直交符号と受信信号を乗算して受
信拡散同期チャネル信号を逆拡散する。累積器３１３は
前記逆拡散器３１１から出力される同期チャネル信号
（又は第１シンボル）を各トラフィックチャネルのシン
ボル周期で累積して出力する。ここで、一つの同期チャ
ネルシンボル区間（又は第１シンボル）は四つのトラフ
ィックチャネルシンボル（又は第２シンボル）区間とな
り得、これは図２に示したＳ(n,1)，Ｓ(n,2)，Ｓ(n,3)
及びＳ(n,4)となる。遅延器３１５は前記累積器３１３
の出力信号を１シンボルの周期だけ遅延する。減算器３
１７は前記累積器３１３から出力される現在の同期チャ
ネルシンボル値を前記遅延器３１５から出力される以前
の同期チャネルシンボル値から減算する。二乗器（squa
rer）３１９は前記減算器３１７から出力される二つの
シンボル間の差を二乗して雑音成分を検出する。ダウン
サンプラ（down-sampler）３２１は前記二乗器３１９か
ら出力される特定のシンボル間の非直交雑音成分をダウ
ンサンプリングする。また、前記ダウンサンプラ３２１
は前記二乗器３１９の出力から特定のシンボル間の非直
交雑音電力を選択する。すなわち、図２の場合、前記シ
ンボルＳ(n,1)とＳ(n,2)の差に応じて決められる値は非
直交雑音として選択しない。前記二乗器３１９は前記シ
ンボル区間（例えば、Ｓ(1,4)，Ｓ(2,1)、Ｓ(2,4)，Ｓ
(3,1)、．．、Ｓ(n,4)，Ｓ(1,1)））間の境界で検出さ
れる非直交雑音を選択する。濾波器３２３は前記ダウン
サンプラ３２１から出力される非直交雑音を帯域濾波す
る。前記濾波器３２３は適宜な帯域幅を得るためにＩＩ
Ｒ（Infinite Impulse Response）又はＦＩＲ（Finite
Impulse Response）フィルターの組み合わせで構成が可
能である。
【００２２】図３に示した受信機はＰＮ（Pseudo-rando
m Noise）逆拡散基底帯信号を受信して逆拡散器３１１
及び累積器３１３で同期チャネルの直交符号と乗算して
逆拡散させ、シンボル単位の信号に変換する。ここで、
前記シンボル単位は同期チャネルシンボルでなく、トラ
フィックチャネルシンボルとなる。したがって、前記同
期チャネルシンボルは四つのトラフィックチャネルに分
けられて累積される。前記変換されたシンボル単位の信
号は遅延器３１５及び減算器３１７に提供される。前記
減算器３１７は現在のシンボルと前記遅延器３１５で遅
延された以前のシンボルとの差を計算する。前記減算器
３１７の出力値は非直交雑音成分となり、これは前記二
乗器３１９に提供されて非直交雑音成分の電力を計算す
る。前記二乗器３１９はＩチャネル及びＱチャネルの減
算値を二乗して非直交雑音成分の電力を発生する。ダウ
ンサンプラ３２１は前記二乗器３１９の出力を２シンボ
ルの単位で選択して非直交雑音信号を選択する。ここ
で、前記ダウンサンプラ３２１は同期チャネルのシンボ
ル境界で計算された非直交雑音を選択しないようにす
る。前記同期チャネルシンボルが変化する場合（例え
ば、Ｓ(1,4)とＳ(2,1)）、前記シンボル値も変化する。
したがって、その時に検出されたエネルギーは純粋な非
直交雑音成分でない。これにより、前記ダウンサンプラ
３２１は前記同一の同期チャネルシンボル区間で検出さ
れる非直交雑音成分のみを選択する。前記ダウンサンプ
ラ３２１の出力は非直交雑音成分の帯域幅を調節するた
めの濾波器３２３に提供され、前記濾波器３２３は非直
交雑音成分を帯域濾波して特定の周期で非直交雑音値を
出力する。
m Noise）逆拡散基底帯信号を受信して逆拡散器３１１
及び累積器３１３で同期チャネルの直交符号と乗算して
逆拡散させ、シンボル単位の信号に変換する。ここで、
前記シンボル単位は同期チャネルシンボルでなく、トラ
フィックチャネルシンボルとなる。したがって、前記同
期チャネルシンボルは四つのトラフィックチャネルに分
けられて累積される。前記変換されたシンボル単位の信
号は遅延器３１５及び減算器３１７に提供される。前記
減算器３１７は現在のシンボルと前記遅延器３１５で遅
延された以前のシンボルとの差を計算する。前記減算器
３１７の出力値は非直交雑音成分となり、これは前記二
乗器３１９に提供されて非直交雑音成分の電力を計算す
る。前記二乗器３１９はＩチャネル及びＱチャネルの減
算値を二乗して非直交雑音成分の電力を発生する。ダウ
ンサンプラ３２１は前記二乗器３１９の出力を２シンボ
ルの単位で選択して非直交雑音信号を選択する。ここ
で、前記ダウンサンプラ３２１は同期チャネルのシンボ
ル境界で計算された非直交雑音を選択しないようにす
る。前記同期チャネルシンボルが変化する場合（例え
ば、Ｓ(1,4)とＳ(2,1)）、前記シンボル値も変化する。
したがって、その時に検出されたエネルギーは純粋な非
直交雑音成分でない。これにより、前記ダウンサンプラ
３２１は前記同一の同期チャネルシンボル区間で検出さ
れる非直交雑音成分のみを選択する。前記ダウンサンプ
ラ３２１の出力は非直交雑音成分の帯域幅を調節するた
めの濾波器３２３に提供され、前記濾波器３２３は非直
交雑音成分を帯域濾波して特定の周期で非直交雑音値を
出力する。
【００２３】以上、非直交雑音成分の測定に用いられた
低速チャネルが同一のデータを繰り返す場合について説
明した。しかしながら、同一のデータを繰り返すことな
く、送信機が特定のパターンを伝送する場合にも同一の
測定方法を適用することができる。これを図４Ａ，Ｂを
参照して説明する。
低速チャネルが同一のデータを繰り返す場合について説
明した。しかしながら、同一のデータを繰り返すことな
く、送信機が特定のパターンを伝送する場合にも同一の
測定方法を適用することができる。これを図４Ａ，Ｂを
参照して説明する。
【００２４】先ず、図４Ａを参照して送信機の動作を調
べると次の通りである。伝送するチャネル４０１は１．
２Ｋbpsの低速のデータ率を有するチャネルである。前
記低速チャネルの１．２Ｋbps信号は符号器４０２によ
り符号化する。前記符号器４０２には符号化率Ｒ＝１／
２の畳み込み符号器を使用することができる。この場
合、前記１．２Ｋbpsの低速信号は２．４Ｋspsのシンボ
ルに符号化する。シンボル繰り返し器４０３は前記符号
器４０２から出力される低速チャネルのシンボルを二回
ずつ繰り返して４．８Ｋspsのシンボルデータを出力す
る。インタリーバー４０４はバーストエラーを防止する
ために、前記シンボル繰り返し器４０３から出力される
低速チャネルのシンボルをインタリービングする。前記
インタリーバー４０４にはブロックインタリーバーを使
用することができる。乗算器４０６は前記インタリーバ
ー４０４の出力をパターン発生器４０５の出力と乗算す
る。ここで、前記パターン発生器４０５及び乗算器４０
６は挿入器を構成する。逆拡散器４０８は前記乗算器４
０６から出力される低速のチャネル信号を前記低速のチ
ャネルに割り当てられた直交符号と乗算して直交拡散信
号を発生する。
べると次の通りである。伝送するチャネル４０１は１．
２Ｋbpsの低速のデータ率を有するチャネルである。前
記低速チャネルの１．２Ｋbps信号は符号器４０２によ
り符号化する。前記符号器４０２には符号化率Ｒ＝１／
２の畳み込み符号器を使用することができる。この場
合、前記１．２Ｋbpsの低速信号は２．４Ｋspsのシンボ
ルに符号化する。シンボル繰り返し器４０３は前記符号
器４０２から出力される低速チャネルのシンボルを二回
ずつ繰り返して４．８Ｋspsのシンボルデータを出力す
る。インタリーバー４０４はバーストエラーを防止する
ために、前記シンボル繰り返し器４０３から出力される
低速チャネルのシンボルをインタリービングする。前記
インタリーバー４０４にはブロックインタリーバーを使
用することができる。乗算器４０６は前記インタリーバ
ー４０４の出力をパターン発生器４０５の出力と乗算す
る。ここで、前記パターン発生器４０５及び乗算器４０
６は挿入器を構成する。逆拡散器４０８は前記乗算器４
０６から出力される低速のチャネル信号を前記低速のチ
ャネルに割り当てられた直交符号と乗算して直交拡散信
号を発生する。
【００２５】次に、図４Ｂを参照して受信算器の動作を
調べると次の通りである。逆拡散器４１１は受信信号を
特定のチャネルに割り当てられた直交符号と乗算して直
交拡散信号を逆拡散する。累積器４１２は前記逆拡散器
４１１から出力される低速のチャネル信号を１シンボル
の周期で累積する。ここで、前記累積器４１２は低速チ
ャネルの１シンボル区間で逆拡散された信号を高速チャ
ネルのシンボル区間の単位で累積することにより、低速
チャネルのシンボルを累積する。パターン発生器４１３
は送信機のパターン発生器４０５と同一なパターンを発
生する。乗算器４１４は前記累積器４１２の出力とパタ
ーン発生器４１３の出力を乗算する。ここで、前記乗算
器４１４及びパターン発生器４１３はパターン検出器を
構成する。遅延器４１５は前記乗算器４１４の出力信号
を１シンボルの周期だけ遅延する。減算器４１６は前記
乗算器４１４から出力される現在の低速チャネルのシン
ボル値を前記遅延器４１５から出力される以前の低速チ
ャネルのシンボル値から減算して二つのシンボル間の差
を計算する。二乗器４１７は前記減算器４１６から出力
される二つのシンボル間の差を二乗して非直交雑音成分
を検出する。ダウンサンプラ４１８は前記二乗器４１７
から出力される雑音をダウンサンプリングする。また、
前記ダウンサンプラ４１８は前記二乗器４１７の出力か
ら特定のシンボル間の非直交雑音成分の電力を選択す
る。この場合、前記ダウンサンプラ４１８は低速チャネ
ルシンボルの境界で発生する非直交雑音成分を選択しな
いようにする。濾波器４１９は前記ダウンサンプラ４１
８から出力される非直交雑音を帯域濾波する。前記濾波
器４１９は適宜な帯域幅を得るためにＩＩＲ又はＦＩＲ
フィルターの組み合わせで構成が可能である。
調べると次の通りである。逆拡散器４１１は受信信号を
特定のチャネルに割り当てられた直交符号と乗算して直
交拡散信号を逆拡散する。累積器４１２は前記逆拡散器
４１１から出力される低速のチャネル信号を１シンボル
の周期で累積する。ここで、前記累積器４１２は低速チ
ャネルの１シンボル区間で逆拡散された信号を高速チャ
ネルのシンボル区間の単位で累積することにより、低速
チャネルのシンボルを累積する。パターン発生器４１３
は送信機のパターン発生器４０５と同一なパターンを発
生する。乗算器４１４は前記累積器４１２の出力とパタ
ーン発生器４１３の出力を乗算する。ここで、前記乗算
器４１４及びパターン発生器４１３はパターン検出器を
構成する。遅延器４１５は前記乗算器４１４の出力信号
を１シンボルの周期だけ遅延する。減算器４１６は前記
乗算器４１４から出力される現在の低速チャネルのシン
ボル値を前記遅延器４１５から出力される以前の低速チ
ャネルのシンボル値から減算して二つのシンボル間の差
を計算する。二乗器４１７は前記減算器４１６から出力
される二つのシンボル間の差を二乗して非直交雑音成分
を検出する。ダウンサンプラ４１８は前記二乗器４１７
から出力される雑音をダウンサンプリングする。また、
前記ダウンサンプラ４１８は前記二乗器４１７の出力か
ら特定のシンボル間の非直交雑音成分の電力を選択す
る。この場合、前記ダウンサンプラ４１８は低速チャネ
ルシンボルの境界で発生する非直交雑音成分を選択しな
いようにする。濾波器４１９は前記ダウンサンプラ４１
８から出力される非直交雑音を帯域濾波する。前記濾波
器４１９は適宜な帯域幅を得るためにＩＩＲ又はＦＩＲ
フィルターの組み合わせで構成が可能である。
【００２６】ＰＮ逆拡散基底帯信号の受信信号は逆拡散
器４１１で同期チャネルの直交符号と乗算して逆拡散さ
れ、前記逆拡散低速チャネルシンボルは累積器４１２で
高速チャネルのシンボル区間の単位で変換されて累積さ
れる。前記変換されたシンボル単位の信号は乗算器４１
４で送信機に用いられた同一なパターンで乗算される。
前記乗算器４１４の出力は遅延器４１５及び減算器４１
６に提供される。前記減算器４１６は現在のシンボルを
前記遅延器４１５から出力される以前のシンボル値から
減算して二つのシンボル間の差を計算する。ここで、前
記減算器４１６から出力される差値が非直交雑音成分と
なり、これは二乗器４１７に入力されて非直交雑音を計
算する。前記二乗器４１７はＩ及びＱチャネルの差値を
二乗して非直交雑音成分の電力を発生する。前記ダウン
サンプラ４１８は前記二乗器４１７の出力を２シンボル
の単位で検出する機能を果たす。前記ダウンサンプラ４
１８の出力は非直交雑音成分の帯域幅を調節するための
濾波器４１９に入力される。前記濾波器４１９は非直交
雑音成分を帯域濾波して特定区間の周期で非直交雑音値
を出力する。
器４１１で同期チャネルの直交符号と乗算して逆拡散さ
れ、前記逆拡散低速チャネルシンボルは累積器４１２で
高速チャネルのシンボル区間の単位で変換されて累積さ
れる。前記変換されたシンボル単位の信号は乗算器４１
４で送信機に用いられた同一なパターンで乗算される。
前記乗算器４１４の出力は遅延器４１５及び減算器４１
６に提供される。前記減算器４１６は現在のシンボルを
前記遅延器４１５から出力される以前のシンボル値から
減算して二つのシンボル間の差を計算する。ここで、前
記減算器４１６から出力される差値が非直交雑音成分と
なり、これは二乗器４１７に入力されて非直交雑音を計
算する。前記二乗器４１７はＩ及びＱチャネルの差値を
二乗して非直交雑音成分の電力を発生する。前記ダウン
サンプラ４１８は前記二乗器４１７の出力を２シンボル
の単位で検出する機能を果たす。前記ダウンサンプラ４
１８の出力は非直交雑音成分の帯域幅を調節するための
濾波器４１９に入力される。前記濾波器４１９は非直交
雑音成分を帯域濾波して特定区間の周期で非直交雑音値
を出力する。
【００２７】図１０は本発明の他の実施形態による非直
交雑音を測定する受信機の構成を示した図である。逆拡
散器１０１１は受信信号を特定のチャネルに割り当てら
れた直交符号と乗算して直交拡散信号を逆拡散する。よ
り詳しくは、前記逆拡散器１０１１は受信信号を特定の
チャネルに割り当てられた直交符号と乗算して受信拡散
低速チャネル信号を逆拡散する。累積器１０１２は前記
逆拡散器１０１１から出力される低速のチャネル信号を
１シンポルの単位で累積する。ここで、前記累積器１０
１２は低速チャネルの１シンボル区間で逆拡散された信
号を高速チャネルのシンボル区間の単位で累積すること
により、逆拡散された低速チャネルシンボルを累積す
る。パターン発生器１０１３は送信機のパターン発生器
４０５と同一なパターンを発生する。乗算器１０１４は
前記累積器１０１２の出力と前記パターン発生器１０１
３の出力を乗算する。ここで、前記乗算器１０１４及び
パターン発生器１０１３はパターン検出器を構成する。
以上の動作は図４の受信装置の構成と同一である。
交雑音を測定する受信機の構成を示した図である。逆拡
散器１０１１は受信信号を特定のチャネルに割り当てら
れた直交符号と乗算して直交拡散信号を逆拡散する。よ
り詳しくは、前記逆拡散器１０１１は受信信号を特定の
チャネルに割り当てられた直交符号と乗算して受信拡散
低速チャネル信号を逆拡散する。累積器１０１２は前記
逆拡散器１０１１から出力される低速のチャネル信号を
１シンポルの単位で累積する。ここで、前記累積器１０
１２は低速チャネルの１シンボル区間で逆拡散された信
号を高速チャネルのシンボル区間の単位で累積すること
により、逆拡散された低速チャネルシンボルを累積す
る。パターン発生器１０１３は送信機のパターン発生器
４０５と同一なパターンを発生する。乗算器１０１４は
前記累積器１０１２の出力と前記パターン発生器１０１
３の出力を乗算する。ここで、前記乗算器１０１４及び
パターン発生器１０１３はパターン検出器を構成する。
以上の動作は図４の受信装置の構成と同一である。
【００２８】このように逆拡散されたシンボルは遅延器
１０１５及び利得制御器１０１８に入力される。図１０
の受信機は多数の逆拡散シンボルを記憶することのでき
る遅延器を備えて最近に受信された繰り返しシンボル
（NUM_SYM）だけのシンボルを貯蔵する。図２に示した
同期チャネルのシンボルを受信するためには、図１０の
受信機は三つの遅延器１０１５，１０１６，１０１７を
含むことができる。この場合、前記遅延器１０１５，１
０１６，１０１７はそれぞれ三つの遅延成分を備え、こ
れにより、現在のシンボルに三つの以前のシンボルを貯
蔵することができる。ここで、遅延成分の数は伝送回数
と同一であるか、少ない。
１０１５及び利得制御器１０１８に入力される。図１０
の受信機は多数の逆拡散シンボルを記憶することのでき
る遅延器を備えて最近に受信された繰り返しシンボル
（NUM_SYM）だけのシンボルを貯蔵する。図２に示した
同期チャネルのシンボルを受信するためには、図１０の
受信機は三つの遅延器１０１５，１０１６，１０１７を
含むことができる。この場合、前記遅延器１０１５，１
０１６，１０１７はそれぞれ三つの遅延成分を備え、こ
れにより、現在のシンボルに三つの以前のシンボルを貯
蔵することができる。ここで、遅延成分の数は伝送回数
と同一であるか、少ない。
【００２９】便宜上、現在の逆拡散シンボルをＸｎ、１
シンボル以前のシンボルをＸｎ-1、２シンボル以前のシ
ンボルをＸｎ-2、３シンボル以前のシンボルをＸｎ-3と
して称する。すなわち、ｋシンボル以前のシンボルをＸ
ｎ-Kとして称する。現在の入力シンボル及び前記各遅延
器１０１５−１０１７に貯蔵されているシンボルは利得
制御器１０１８−１０２２でそれぞれ対応する利得制御
値Ｃ0−Ｃ3と乗算された後、加算器１０２３で加算され
る。この際、前記加算器１０２３の出力は次のようにな
る。 ［数式２］ Ｙｎ ＝ Ｃ0* Ｘｎ ＋ Ｃ1* Ｘｎ-1 ＋ ．．．＋ Ｃk* Ｘｎ-k
シンボル以前のシンボルをＸｎ-1、２シンボル以前のシ
ンボルをＸｎ-2、３シンボル以前のシンボルをＸｎ-3と
して称する。すなわち、ｋシンボル以前のシンボルをＸ
ｎ-Kとして称する。現在の入力シンボル及び前記各遅延
器１０１５−１０１７に貯蔵されているシンボルは利得
制御器１０１８−１０２２でそれぞれ対応する利得制御
値Ｃ0−Ｃ3と乗算された後、加算器１０２３で加算され
る。この際、前記加算器１０２３の出力は次のようにな
る。 ［数式２］ Ｙｎ ＝ Ｃ0* Ｘｎ ＋ Ｃ1* Ｘｎ-1 ＋ ．．．＋ Ｃk* Ｘｎ-k
【００３０】数式２において、利得制御値はＣ0＋Ｃ
1＋．．．＋Ｃk＝０になるように設定される。この際、
前記送信機はデータシンボルを多数回ずつ繰り返して伝
送するので、数式２のＹｎ値は雑音のない環境で０とな
るべきである。
1＋．．．＋Ｃk＝０になるように設定される。この際、
前記送信機はデータシンボルを多数回ずつ繰り返して伝
送するので、数式２のＹｎ値は雑音のない環境で０とな
るべきである。
【００３１】図１０の実施形態では、ｋは３なので、数
式２は次のようになる。 Ｙｎ＝Ｃ0* Ｘｎ ＋ Ｃ1* Ｘｎ-1 ＋ Ｃ3* Ｘｎ-3 Ｃ0＋Ｃ1＋Ｃ3＝０
式２は次のようになる。 Ｙｎ＝Ｃ0* Ｘｎ ＋ Ｃ1* Ｘｎ-1 ＋ Ｃ3* Ｘｎ-3 Ｃ0＋Ｃ1＋Ｃ3＝０
【００３２】上述した繰り返し区間の最後のシンボルで
計算されたＹｎ値は雑音のない環境では０となるべきで
ある。しかしながら、受信されるシンボルに非直交雑音
成分が含まれると、前記Ｙｎ値は非直交雑音成分により
０でない値を有する。この場合、前記Ｙｎ値を二乗して
所定の時間にかけて平均値を求めると、受信機により求
められる非直交雑音となる。
計算されたＹｎ値は雑音のない環境では０となるべきで
ある。しかしながら、受信されるシンボルに非直交雑音
成分が含まれると、前記Ｙｎ値は非直交雑音成分により
０でない値を有する。この場合、前記Ｙｎ値を二乗して
所定の時間にかけて平均値を求めると、受信機により求
められる非直交雑音となる。
【００３３】図１０の実施形態では、一つのＹｎ値のみ
を用いて非直交雑音を計算する場合を説明したが、他の
係数Ｃ0´，Ｃ1´，Ｃ2´，Ｃ3´（Ｃ0´＋Ｃ1´＋Ｃ2
´＋Ｃ3´＝０）を用いてＹｎ´を計算して非直交雑音
を測定することもできる。この場合、前記受信機の複雑
度及び計算量は増加するが、より正確な非直交雑音を測
定することができる。
を用いて非直交雑音を計算する場合を説明したが、他の
係数Ｃ0´，Ｃ1´，Ｃ2´，Ｃ3´（Ｃ0´＋Ｃ1´＋Ｃ2
´＋Ｃ3´＝０）を用いてＹｎ´を計算して非直交雑音
を測定することもできる。この場合、前記受信機の複雑
度及び計算量は増加するが、より正確な非直交雑音を測
定することができる。
【００３４】二乗器１０２４は前記加算器１０２３から
出力されるＹｎ値を二乗して非直交雑音成分のエネルギ
ーを検出する。ダウンサンプラ１０２５は前記二乗器１
０２４から出力される特定のシンボルのうち、雑音をダ
ウンサンプリングする。前記ダウンサンプラ１０２５は
前記二乗器１０２４の出力から特定のシンボルとシンボ
ル間の非直交雑音を選択する。この場合、前記ダウンサ
ンプラ１０２５は低速チャネルの境界で発生する非直交
雑音成分を選択しよいようにする。濾波器１０２６は前
記ダウンサンプラ１０２５の出力を帯域濾波して非直交
雑音成分を出力する。
出力されるＹｎ値を二乗して非直交雑音成分のエネルギ
ーを検出する。ダウンサンプラ１０２５は前記二乗器１
０２４から出力される特定のシンボルのうち、雑音をダ
ウンサンプリングする。前記ダウンサンプラ１０２５は
前記二乗器１０２４の出力から特定のシンボルとシンボ
ル間の非直交雑音を選択する。この場合、前記ダウンサ
ンプラ１０２５は低速チャネルの境界で発生する非直交
雑音成分を選択しよいようにする。濾波器１０２６は前
記ダウンサンプラ１０２５の出力を帯域濾波して非直交
雑音成分を出力する。
【００３５】図５はＩ及びＱチャネル成分を含む複素数
形態の信号を処理する基底帯域受信機の構成を示した図
である。便宜上、これに対する詳しい説明は省略する。
前記基底帯域受信機はＡＧＣ（Automatic Gain Control
ler）５１２と、探索器５１４と、Ｍ個のフィンガー５
２１−５２Ｍと、結合及びＳＩＲ測定器５３２とを含
む。
形態の信号を処理する基底帯域受信機の構成を示した図
である。便宜上、これに対する詳しい説明は省略する。
前記基底帯域受信機はＡＧＣ（Automatic Gain Control
ler）５１２と、探索器５１４と、Ｍ個のフィンガー５
２１−５２Ｍと、結合及びＳＩＲ測定器５３２とを含
む。
【００３６】前記ＡＧＣ５１２は入力信号のエネルギー
を測定してＡＧＣ増幅器の利得を制御するための利得制
御信号を発生する。前記探索器５１４は初期捕捉及びセ
ル探索後、フィンガーを割り当てる強い多重経路成分を
探す機能を行う。前記フィンガー５２１−５２Ｍは前記
探索器５１４により割り当てられる多重経路成分を復調
し、前記復調多重経路成分の局部ＳＩＲを測定する。前
記結合及びＳＩＲ測定器５３２は前記各フィンガー５２
１−５２Ｍで計算された局部ＳＩＲを結合し、全体受信
機の実効ＳＩＲを計算して電力制御命令を判断する。
を測定してＡＧＣ増幅器の利得を制御するための利得制
御信号を発生する。前記探索器５１４は初期捕捉及びセ
ル探索後、フィンガーを割り当てる強い多重経路成分を
探す機能を行う。前記フィンガー５２１−５２Ｍは前記
探索器５１４により割り当てられる多重経路成分を復調
し、前記復調多重経路成分の局部ＳＩＲを測定する。前
記結合及びＳＩＲ測定器５３２は前記各フィンガー５２
１−５２Ｍで計算された局部ＳＩＲを結合し、全体受信
機の実効ＳＩＲを計算して電力制御命令を判断する。
【００３７】このようなＳＩＲ測定及び電力制御方法で
は、前記受信機の各フィンガー５２１−５２Ｍは対応す
るチャネルに割り当てられた直交符号で受信信号を逆拡
散して干渉成分を測定した後、局部ＳＩＲを計算する。
前記結合及びＳＩＲ測定器５３２は前記各フィンガー５
２１−５２Ｍの局部ＳＩＲを結合して受信機の実効ＳＩ
Ｒを計算する。この際、前記実効ＳＩＲを臨界値と比較
する。前記ＳＩＲが前記臨界値より高ければ、順方向リ
ンクの電力を減少させる命令を発生し、前記ＳＩＲが前
記臨界値より低ければ、順方向リンクの電力を増加させ
る命令を発生する。
は、前記受信機の各フィンガー５２１−５２Ｍは対応す
るチャネルに割り当てられた直交符号で受信信号を逆拡
散して干渉成分を測定した後、局部ＳＩＲを計算する。
前記結合及びＳＩＲ測定器５３２は前記各フィンガー５
２１−５２Ｍの局部ＳＩＲを結合して受信機の実効ＳＩ
Ｒを計算する。この際、前記実効ＳＩＲを臨界値と比較
する。前記ＳＩＲが前記臨界値より高ければ、順方向リ
ンクの電力を減少させる命令を発生し、前記ＳＩＲが前
記臨界値より低ければ、順方向リンクの電力を増加させ
る命令を発生する。
【００３８】Ａ．第１実施形態
図６は受信信号の入力成分のエネルギーを測定してＳＩ
Ｒを測定するフィンガーの構成を示した図である。図６
において、全ての信号は複素数形態の信号である。図６
を参照すれば、乗算器６１１は入力信号をＰＮシーケン
スと混合して逆拡散させる。チャネル推定器６１３は前
記逆拡散パイロット信号から多重経路成分のチャネル応
答の強度及び位相を推定する。複素共役器６１５は前記
チャネル推定器６１３の出力を複素共役化する。また、
乗算器６１７は前記乗算器６１１の出力とトラフィック
チャネルの直交符号を乗算してトラフィックチャネルデ
ータを抽出する。累積器６１９は前記乗算器６１７から
出力されるトラフィックチャネル信号をシンボルの単位
で累積して所望のデータ成分を出力する。乗算器６２１
は前記複素共役器６１５の出力と前記累積器６１９の出
力を乗算して前記シンボル結合器５３２にデータシンボ
ルを出力する。
Ｒを測定するフィンガーの構成を示した図である。図６
において、全ての信号は複素数形態の信号である。図６
を参照すれば、乗算器６１１は入力信号をＰＮシーケン
スと混合して逆拡散させる。チャネル推定器６１３は前
記逆拡散パイロット信号から多重経路成分のチャネル応
答の強度及び位相を推定する。複素共役器６１５は前記
チャネル推定器６１３の出力を複素共役化する。また、
乗算器６１７は前記乗算器６１１の出力とトラフィック
チャネルの直交符号を乗算してトラフィックチャネルデ
ータを抽出する。累積器６１９は前記乗算器６１７から
出力されるトラフィックチャネル信号をシンボルの単位
で累積して所望のデータ成分を出力する。乗算器６２１
は前記複素共役器６１５の出力と前記累積器６１９の出
力を乗算して前記シンボル結合器５３２にデータシンボ
ルを出力する。
【００３９】また、信号エネルギー検出器６２３は前記
累積器６１９から出力される各信号成分を二乗して（Ｉ
2＋Ｑ2）信号エネルギーを計算する。濾波器６２５は前
記信号エネルギー検出器６２３から出力される信号エネ
ルギーを濾波して該当フィンガーの受信信号成分を出力
する。
累積器６１９から出力される各信号成分を二乗して（Ｉ
2＋Ｑ2）信号エネルギーを計算する。濾波器６２５は前
記信号エネルギー検出器６２３から出力される信号エネ
ルギーを濾波して該当フィンガーの受信信号成分を出力
する。
【００４０】次に、干渉の程度は図３及び図４と同一な
構造を備える非直交雑音測定器６３０を用いて検出す
る。図６において、非直交雑音測定器６３０は図３と同
一な構造を採用する。前記非直交雑音測定器６３０によ
り測定される非直交雑音成分は除算器６２７に印加さ
れ、前記乗算器６２７は前記濾波器６２５から出力さる
非直交雑音成分で信号成分を除算して該当フィンガーの
局部ＳＩＲを発生する。
構造を備える非直交雑音測定器６３０を用いて検出す
る。図６において、非直交雑音測定器６３０は図３と同
一な構造を採用する。前記非直交雑音測定器６３０によ
り測定される非直交雑音成分は除算器６２７に印加さ
れ、前記乗算器６２７は前記濾波器６２５から出力さる
非直交雑音成分で信号成分を除算して該当フィンガーの
局部ＳＩＲを発生する。
【００４１】上述したように、図６のフィンガーはトラ
フィックチャネルのシンボルエネルギーを計算して濾波
した後、信号成分の電力を計算する。さらに、前記フィ
ンガーは本発明の実施形態による非直交雑音成分を検出
した後、前記非直交雑音成分を信号電力で除算して局部
ＳＩＲを計算する。
フィックチャネルのシンボルエネルギーを計算して濾波
した後、信号成分の電力を計算する。さらに、前記フィ
ンガーは本発明の実施形態による非直交雑音成分を検出
した後、前記非直交雑音成分を信号電力で除算して局部
ＳＩＲを計算する。
【００４２】図７は図６のようなフィンガー構造を備え
る場合の結合及びＳＩＲ測定器５３２の構成を示してい
る。図７を参照すれば、加算器（又はＸＯＲゲート）７
１１は各フィンガー５２１−５２Ｍから出力されるデー
タシンボルを結合する。加算器（又はＸＯＲゲート）７
１２は前記各フィンガー５２１−５２Ｍから出力される
局部ＳＩＲ１−ＳＩＲＭを加算して合計ＳＩＲを出力
し、これを臨界値と比較して電力制御命令を判断する。
すなわち、前記シンボル結合及びＳＩＲ測定器５３２で
は、前記加算器７１２が前記各フィンガー５２１−５２
Ｍで測定された局部ＳＩＲを加算して全体移動局受信機
の実効ＳＩＲを測定する。さらに、前記実効ＳＩＲを臨
界値と比較する。その比較結果に応じて前記実効ＳＩＲ
が前記臨界値より高ければ、順方向リンクの電力減少命
令を発生し、前記実効ＳＩＲが前記臨界値より低けれ
ば、順方向リンクの電力増加命令を発生する。
る場合の結合及びＳＩＲ測定器５３２の構成を示してい
る。図７を参照すれば、加算器（又はＸＯＲゲート）７
１１は各フィンガー５２１−５２Ｍから出力されるデー
タシンボルを結合する。加算器（又はＸＯＲゲート）７
１２は前記各フィンガー５２１−５２Ｍから出力される
局部ＳＩＲ１−ＳＩＲＭを加算して合計ＳＩＲを出力
し、これを臨界値と比較して電力制御命令を判断する。
すなわち、前記シンボル結合及びＳＩＲ測定器５３２で
は、前記加算器７１２が前記各フィンガー５２１−５２
Ｍで測定された局部ＳＩＲを加算して全体移動局受信機
の実効ＳＩＲを測定する。さらに、前記実効ＳＩＲを臨
界値と比較する。その比較結果に応じて前記実効ＳＩＲ
が前記臨界値より高ければ、順方向リンクの電力減少命
令を発生し、前記実効ＳＩＲが前記臨界値より低けれ
ば、順方向リンクの電力増加命令を発生する。
【００４３】ＩＳ−９５順方向リンクでパイロットチャ
ネルは順方向チャネルを通して伝送されて初期捕捉及び
データ復調を補助し、トラフィックチャネルは１．２５
msecの周期で電力制御命令を穿孔して逆方向リンクの電
力制御命令を伝送する。
ネルは順方向チャネルを通して伝送されて初期捕捉及び
データ復調を補助し、トラフィックチャネルは１．２５
msecの周期で電力制御命令を穿孔して逆方向リンクの電
力制御命令を伝送する。
【００４４】端末機は順方向リンクを通して伝送される
電力制御命令に基づいて信号成分の電力を測定すること
ができる。上述したＳＩＲ測定方法では、トラフィック
信号の検出時、電力制御命令のエネルギーのみでトラフ
ィックチャネルの電力を計算することができる。
電力制御命令に基づいて信号成分の電力を測定すること
ができる。上述したＳＩＲ測定方法では、トラフィック
信号の検出時、電力制御命令のエネルギーのみでトラフ
ィックチャネルの電力を計算することができる。
【００４５】図６及び図７は各フィンガーの局部ＳＩＲ
を測定して結合する場合を示しているが、信号結合器で
各フィンガーの信号を結合した後、ＳＩＲを測定するこ
とも可能である。
を測定して結合する場合を示しているが、信号結合器で
各フィンガーの信号を結合した後、ＳＩＲを測定するこ
とも可能である。
【００４６】Ｂ．第２実施形態
図８はＳＩＲを測定するためのフィンガーを詳しく示し
ている。本実施形態では、シンボル結合器に入力される
信号利得を非直交雑音測定器で測定される干渉の程度に
応じて調整する。図８を参照すれば、乗算器８１１は入
力信号をＰＮシーケンスと混合して逆拡散させる。乗算
器８１２は前記乗算器８１１から出力される逆拡散信号
とパイロットチャネルの直交符号を乗算してパイロット
信号を区分する。チャネル推定器８１３は前記乗算器８
１１の出力からフィンガーで復調される多重経路成分の
チャネル応答の強度及び位相を推定する。複素共役器８
１５は前記チャネル推定器８１３の出力を複素共役化す
る。また、乗算器８２３は前記乗算器８２１の出力と前
記複素共役器８１５の出力を乗算してシンボル結合及び
ＳＩＲ測定器５３２に出力する。
ている。本実施形態では、シンボル結合器に入力される
信号利得を非直交雑音測定器で測定される干渉の程度に
応じて調整する。図８を参照すれば、乗算器８１１は入
力信号をＰＮシーケンスと混合して逆拡散させる。乗算
器８１２は前記乗算器８１１から出力される逆拡散信号
とパイロットチャネルの直交符号を乗算してパイロット
信号を区分する。チャネル推定器８１３は前記乗算器８
１１の出力からフィンガーで復調される多重経路成分の
チャネル応答の強度及び位相を推定する。複素共役器８
１５は前記チャネル推定器８１３の出力を複素共役化す
る。また、乗算器８２３は前記乗算器８２１の出力と前
記複素共役器８１５の出力を乗算してシンボル結合及び
ＳＩＲ測定器５３２に出力する。
【００４７】乗算器８１７は前記乗算器８１１から出力
される逆拡散信号を前記トラフィックチャネルに割り当
てられた直交符号と乗算してトラフィックチャネル信号
を区分する。累積器８１９は前記乗算器８１７から出力
されるトラフィックチャネル信号をシンボルの単位で累
積して所望のデータ成分を出力する。前記累積器８１９
の出力は除算器８２１に印加される。
される逆拡散信号を前記トラフィックチャネルに割り当
てられた直交符号と乗算してトラフィックチャネル信号
を区分する。累積器８１９は前記乗算器８１７から出力
されるトラフィックチャネル信号をシンボルの単位で累
積して所望のデータ成分を出力する。前記累積器８１９
の出力は除算器８２１に印加される。
【００４８】また、前記乗算器８１１から出力される逆
拡散信号は非直交雑音測定器６３０に印加される。前記
非直交雑音測定器６３０は上述した方法で非直交雑音成
分を測定して前記除算器８２１に印加する。ここで、前
記非直交雑音測定器６３０は図３又は図４のような構造
を備えることもできる。
拡散信号は非直交雑音測定器６３０に印加される。前記
非直交雑音測定器６３０は上述した方法で非直交雑音成
分を測定して前記除算器８２１に印加する。ここで、前
記非直交雑音測定器６３０は図３又は図４のような構造
を備えることもできる。
【００４９】前記除算器８２１は前記累積器８１９から
出力されるトラフィック信号成分を前記非直交雑音測定
器６３０から出力される非直交雑音成分で除算して該当
フィンガーの局部ＳＩＲ信号を発生する。前記除算器８
２１の出力は乗算器８２３に印加される。
出力されるトラフィック信号成分を前記非直交雑音測定
器６３０から出力される非直交雑音成分で除算して該当
フィンガーの局部ＳＩＲ信号を発生する。前記除算器８
２１の出力は乗算器８２３に印加される。
【００５０】図９は図８の構造を備えるフィンガーの出
力を処理する第２実施形態による結合及びＳＩＲ測定器
５３２の構成を示した図である。図９を参照すれば、加
算器（又はＸＯＲゲート）９１２は各フィンガー５２１
−５２Ｍから出力されるデータ値を加算する。検出器９
１４は前記加算器９１２の出力を検出してＳＩＲ値とし
て出力する。その値を臨界値と比較して順方向リンクの
電力制御命令を発生する。
力を処理する第２実施形態による結合及びＳＩＲ測定器
５３２の構成を示した図である。図９を参照すれば、加
算器（又はＸＯＲゲート）９１２は各フィンガー５２１
−５２Ｍから出力されるデータ値を加算する。検出器９
１４は前記加算器９１２の出力を検出してＳＩＲ値とし
て出力する。その値を臨界値と比較して順方向リンクの
電力制御命令を発生する。
【００５１】図９に示したようにＳＩＲの測定時、端末
機は順方向リンクを通して伝送される電力制御命令に基
づいて信号成分の電力を測定することができる。前記Ｓ
ＩＲの測定方法では、トラフィック信号の検出時、電力
制御命令のみに応じてトラフィックチャネルの電力を計
算することができる。
機は順方向リンクを通して伝送される電力制御命令に基
づいて信号成分の電力を測定することができる。前記Ｓ
ＩＲの測定方法では、トラフィック信号の検出時、電力
制御命令のみに応じてトラフィックチャネルの電力を計
算することができる。
【００５２】このように非直交雑音測定器で検出される
非直交雑音成分は受信装置で測定されるＳＩＲとしても
用いられる。さらに、順方向リンクの電力制御では、前
記受信装置で測定されるＳＩＲを臨界値と比較して順方
向リンクの電力を減少又は増加させるかを判断する。前
記各フィンガーで測定されるＳＩＲはフィンガーの利得
制御に使用することができる。
非直交雑音成分は受信装置で測定されるＳＩＲとしても
用いられる。さらに、順方向リンクの電力制御では、前
記受信装置で測定されるＳＩＲを臨界値と比較して順方
向リンクの電力を減少又は増加させるかを判断する。前
記各フィンガーで測定されるＳＩＲはフィンガーの利得
制御に使用することができる。
【００５３】本発明の実施形態では、非直交雑音測定器
をＩＳ−９５同期チャネルに適用する場合について説明
したが、前記ＩＳ−９５同期チャネルと類似した特性を
有する低速トラフィックチャネル又は同一のシンボルを
繰り返すパイロットチャネルにも適用が可能である。さ
らに、次世代のＣＤＭＡ通信システムにも非直交雑音測
定器を適用することができる。
をＩＳ−９５同期チャネルに適用する場合について説明
したが、前記ＩＳ−９５同期チャネルと類似した特性を
有する低速トラフィックチャネル又は同一のシンボルを
繰り返すパイロットチャネルにも適用が可能である。さ
らに、次世代のＣＤＭＡ通信システムにも非直交雑音測
定器を適用することができる。
【００５４】上述したように、ＣＤＭＡ通信システムは
特定の情報を含まない順方向チャネル又は低速チャネル
を用いて非直交雑音を測定する。これは次世代のＣＤＭ
Ａ通信システムで非直交雑音を測定するのに効率的な方
法を提供し、チャネルの構造変更無しにＩＳ−９５通信
システムに適用することができる。さらに、前記非直交
雑音成分測定方法は全ての直交符号を用いて正確な非直
交雑音成分を測定することができる。これにより、ＳＩ
Ｒの正確度を高めて受信装置の性能を向上させる。
特定の情報を含まない順方向チャネル又は低速チャネル
を用いて非直交雑音を測定する。これは次世代のＣＤＭ
Ａ通信システムで非直交雑音を測定するのに効率的な方
法を提供し、チャネルの構造変更無しにＩＳ−９５通信
システムに適用することができる。さらに、前記非直交
雑音成分測定方法は全ての直交符号を用いて正確な非直
交雑音成分を測定することができる。これにより、ＳＩ
Ｒの正確度を高めて受信装置の性能を向上させる。
【００５５】以上、本発明を特定の実施形態について説
明したが、各種の変形が下記の特許請求の範囲により決
められる本発明の思想及び範囲を逸脱しない限り、当該
技術分野における通常の知識の持つ者により可能なのは
明らかである。 ［図面の簡単な説明］
明したが、各種の変形が下記の特許請求の範囲により決
められる本発明の思想及び範囲を逸脱しない限り、当該
技術分野における通常の知識の持つ者により可能なのは
明らかである。 ［図面の簡単な説明］
【図１】 本発明の実施形態によるＣＤＭＡ通信システ
ムで非直交雑音成分を伝送するチャネル送信装置の構成
を示した図である。
ムで非直交雑音成分を伝送するチャネル送信装置の構成
を示した図である。
【図２】 図１のチャネル送信装置で非直交雑音を測定
するためのチャネルのシンボル構造を示した図である。
するためのチャネルのシンボル構造を示した図である。
【図３】 本発明の実施形態によるＣＤＭＡ通信システ
ムで非直交雑音を測定するためのチャネル受信装置の構
成を示した図である。
ムで非直交雑音を測定するためのチャネル受信装置の構
成を示した図である。
【図４】 Ａ，Ｂともに、本発明の他の実施形態による
ＣＤＭＡ通信システムで非直交雑音を測定するためのチ
ャネル送信及び受信装置の構成を示した図である。
ＣＤＭＡ通信システムで非直交雑音を測定するためのチ
ャネル送信及び受信装置の構成を示した図である。
【図５】 本発明の実施形態による非直交雑音に応じて
電力制御命令を決める移動局受信装置の構成を示した図
である。
電力制御命令を決める移動局受信装置の構成を示した図
である。
【図６】 本発明の第１実施形態による図５のフィンガ
ーを示した図である。
ーを示した図である。
【図７】 図６に示した構造を備えるフィンガーを使用
する場合、図５のシンボル結合及びＳＩＲ測定器の構成
を示した図である。
する場合、図５のシンボル結合及びＳＩＲ測定器の構成
を示した図である。
【図８】 本発明の第２実施形態による図５のフィンガ
ーを示した図である。
ーを示した図である。
【図９】 図８に示した構造を備えるフィンガーを使用
する場合、図５のシンボル結合及びＳＩＲ測定器の構成
を示した図である。
する場合、図５のシンボル結合及びＳＩＲ測定器の構成
を示した図である。
【図１０】 本発明の他の実施形態による非直交雑音を
測定するための受信機の構成を示した図である。
測定するための受信機の構成を示した図である。
１０２，１１０，１２０ 拡散器
１０４，１１４ 符号器
１０６，１１６ シンボル繰り返し器
１０８，１１８ インタリーバー
３１１ 逆拡散器
３１３ 累積器
３１５ 遅延器
３１７ 減算器
３１９ 二乗器
３２１ ダウンサンプラ
３２３ 濾波器
４０１ チャネル
４０２ 符号器
４０３ シンボル繰り返し器
４０４ インタリーバー
４０５，４１３ パターン発生器
４０６，４１４ 乗算器
４０８，４１１ 逆拡散器
４１２ 累積器
４１５ 遅延器
４１６ 減算器
４１７ 二乗器
４１８ ダウンサンプラ
４１９ 濾波器
５１２ ＡＧＣ
５１４ 探索器
５２１，５２２，・・・５２Ｍ フィンガー
５３２ 結合及びＳＩＲ測定器
６１１，６１７，６２１ 乗算器
６１３ チャネル推定器
６１５ 複素共役器
６１９ 累積器
６２３ 信号エネルギー検出器
６２５ 濾波器
６２７ 除算器
６３０ 非直交雑音測定器
７１１，７１２ 加算器
８１１，８１２，８１７，８２３ 乗算器
８１３ チャネル推定器
８１５ 複素共役器
８１９ 累積器
８２１ 除算器
９１２ 加算器
９１４ 検出器
１０１１ 逆拡散器
１０１２ 累積器
１０１３ パターン発生器
１０１４ 乗算器
１０１５，１０１６，１０１７ 遅延器
１０１８，１０１９，１０２１，１０２２ 利得制御器
１０２３ 加算器
１０２４ 二乗器
１０２５ ダウンサンプラ
１０２６ 濾波器
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平９−321736（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 13/00 - 13/06
H04B 1/69 - 1/713
Claims (26)
- 【請求項１】 ＣＤＭＡ（符号分割多元接続）通信シス
テムの非直交雑音検出装置において、 第１シンボル区間で少なくとも二つの同一の第２シンボ
ルを繰り返す特定のチャネルに割り当てられた直交符号
で前記特定のチャネルを含む複数のチャネル信号を逆拡
散して逆拡散繰り返しシンボルを発生する逆拡散器と、 前記逆拡散された第２シンボルを受信し、現在受信され
た第２シンボルと以前に受信された第２シンボルとの差
信号を発生する差信号発生器と、 前記差信号をエネルギー値に変換して非直交雑音信号を
発生する雑音検出器とを備えることを特徴とするＣＤＭ
Ａ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項２】 前記逆拡散器が、 前記第１シンボルを伝送するチャネルに割り当てられた
直交符号で前記受信されるチャネル信号を逆拡散する直
交復調器と、 前記第１シンボル区間で前記直交復調されたシンボルを
前記第２シンボルの単位で累積して出力する累積器とを
備えることを特徴とする請求項１に記載のＣＤＭＡ通信
システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項３】 前記差信号発生器が、 前記逆拡散器から出力される第２シンボルを遅延する遅
延器と、 前記遅延された第２シンボルから前記逆拡散器から出力
される第２シンボルを減算して非直交雑音成分を発生す
る減算器とを備えることを特徴とする請求項２に記載の
ＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項４】 前記雑音検出器が、 前記差信号発生器の出力をエネルギー成分に変換する二
乗器と、 前記二乗器の出力を雑音帯域で濾波して非直交雑音信号
を発生する濾波器とを備えることを特徴とする請求項３
に記載のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項５】 前記雑音検出器に連結され、前記非直交
雑音信号をダウンサンプリングして前記第１シンボルの
境界区間で発生する出力を非直交雑音として選択しない
ダウンサンプラをさらに備えることを特徴とする請求項
１に記載のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装
置。 - 【請求項６】 前記第１シンボルが同期チャネルシンボ
ルであり、前記第２シンボルがトラフィックチャネルシ
ンボルであることを特徴とする請求項５に記載のＣＤＭ
Ａ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項７】 ＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出
装置において、 受信される信号を同期チャネルの直交符号で逆拡散する
逆拡散器と、 前記逆拡散された同期チャネルの信号をトラフィックチ
ャネルのシンボル区間の単位で累積して出力する累積器
と、 前記累積器の出力をトラフィックチャネルのシンボル区
間の単位で遅延した後、前記遅延されたトラフィック区
間のシンボル信号と前記逆拡散されたトラフィック区間
のシンボル信号との差を計算する差信号発生器と、 前記差信号をエネルギー成分に変換して非直交雑音成分
を発生する非直交雑音検出器と、 前記非直交雑音信号を受信し、その受信された非直交信
号をダウンサンプリングして前記同期チャネルシンボル
の境界で発生する出力を非直交雑音として選択しないダ
ウンサンプラとを備えることを特徴とするＣＤＭＡ通信
システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項８】 ＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出
装置において、 同一のデータを繰り返す特定のチャネルに割り当てられ
た直交符号で前記特定のチャネルを含む複数のチャネル
信号を逆拡散して逆拡散繰り返しシンボルを発生する逆
拡散器と、 前記逆拡散繰り返しシンボルを受信し、現在受信された
シンボルと以前に受信されたシンボルとの差を検出する
差信号発生器と、 前記差信号をエネルギー成分に変換して非直交雑音信号
を発生する雑音検出器とを備えることを特徴とするＣＤ
ＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項９】 前記雑音検出器に連結され、前記非直交
雑音信号をダウンサンプリングするダウンサンプラをさ
らに備えることを特徴とする請求項８に記載のＣＤＭＡ
通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項１０】 前記同一のデータを繰り返すチャネル
がパイロットチャネルであることを特徴とする請求項９
に記載のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項１１】 ＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検
出方法において、 第１シンボル区間で少なくとも二つの同一の第２シンボ
ルを繰り返す特定のチャネルに割り当てられた直交符号
で前記特定のチャネルを含む複数のチャネル信号を逆拡
散して逆拡散繰り返しシンボルを発生する過程と、 前記逆拡散された第２シンボルを受信し、現在受信され
た第２シンボルと以前に受信された第２シンボルとの差
信号を発生する過程と、 前記差信号をエネルギー値に変換して非直交雑音信号を
発生する過程とを備えることを特徴とするＣＤＭＡ通信
システムの非直交雑音検出方法。 - 【請求項１２】 前記逆拡散過程が、 前記第１シンボルを伝送するチャネルに割り当てられた
直交符号で前記受信されるチャネル信号を逆拡散する過
程と、 前記第１シンボル区間で前記直交復調されたシンボルを
前記第２シンボルの単位で累積して出力する過程とを備
えることを特徴とする請求項１１に記載のＣＤＭＡ通信
システムの非直交雑音検出方法。 - 【請求項１３】 前記差信号発生過程が、 前記第２シンボルを遅延する過程と、 前記遅延された第２シンボルから前記第２シンボルを減
算して非直交雑音成分を発生する過程とを備えることを
特徴とする請求項１２に記載のＣＤＭＡ通信システムの
非直交雑音検出方法。 - 【請求項１４】 前記非直交雑音信号をダウンサンプリ
ングして前記第１シンボルの境界区間で発生する出力を
非直交雑音として選択しない過程をさらに備えることを
特徴とする請求項１１に記載のＣＤＭＡ通信システムの
非直交雑音検出方法。 - 【請求項１５】 前記第１シンボルが同期チャネルシン
ボルであり、前記第２シンボルがトラフィックチャネル
シンボルであることを特徴とする請求項１１に記載のＣ
ＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出方法。 - 【請求項１６】 ＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検
出方法において、 同一のデータを繰り返す特定のチャネルに割り当てられ
た直交符号で前記特定のチャネルを含む複数のチャネル
信号を逆拡散して逆拡散繰り返しシンボルを発生する過
程と、 前記逆拡散繰り返しシンボルを受信し、現在受信された
シンボルと以前に受信されたシンボルとの差を検出する
過程と、 前記差信号をエネルギー成分に変換して非直交雑音信号
を発生する過程とを備えることを特徴とするＣＤＭＡ通
信システムの非直交雑音検出方法。 - 【請求項１７】 前記非直交雑音信号をダウンサンプリ
ングする過程をさらに備えることを特徴とする請求項１
６に記載のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出方
法。 - 【請求項１８】 ＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検
出装置において、 他のチャネルに比べて低速で伝送される特定のトラフィ
ックチャネル信号を符号化するチャネル符号器と、 前記チャネル符号器の出力に特定のパターンを挿入する
パターン挿入器と、 前記パターン挿入器の出力を該当チャネルの直交符号で
拡散する拡散器を含む基地局装置と、 第１シンボル区間で少なくとも二つの同一の第２シンボ
ルを繰り返す特定のチャネルに割り当てられた直交符号
で前記特定のチャネルを含む複数のチャネル信号を逆拡
散して逆拡散繰り返しシンボルを発生する逆拡散器と、 前記逆拡散された信号から前記特定のパターンを取り除
くパターン除去器と、 前記パターンの取り除かれた第２シンボルを受信し、現
在受信された第２シンボルと以前に受信された第２シン
ボルとの差信号を発生する差信号発生器と、 前記差信号をエネルギー値に変換して非直交雑音信号を
発生する雑音検出器とを備えることを特徴とするＣＤＭ
Ａ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項１９】 前記非直交雑音信号をダウンサンプリ
ングして前記第１シンボルの境界区間で発生する出力を
非直交雑音として選択しないダウンサンプラをさらに備
えることを特徴とする請求項１８に記載のＣＤＭＡ通信
システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項２０】 前記第１シンボルが同期チャネルシン
ボルであり、前記第２シンボルがトラフィックチャネル
シンボルであることを特徴とする請求項１９に記載のＣ
ＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項２１】 ＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検
出装置において、 第１シンボル区間でｋ個の同一の第２シンボルを繰り返
す特定のチャネルに割り当てられた直交符号で前記特定
のチャネルを含む複数のチャネル信号を逆拡散して逆拡
散繰り返しシンボルを発生する逆拡散器と、 前記逆拡散された第２シンボルを（ｋ−１）遅延し、前
記現在のシンボル及び遅延された（ｋ−１）個の第２シ
ンボルに所定の利得制御値を印加した後、前記利得制御
された第２シンボルを演算して非直交雑音成分を発生す
る非直交雑音演算器と、 前記差信号をエネルギー値に変換して非直交雑音信号を
発生する雑音検出器とを備えることを特徴とするＣＤＭ
Ａ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項２２】 前記逆拡散器が、 前記第１シンボルを伝送するチャネルに割り当てられた
直交符号で前記受信されるチャネル信号を逆拡散する直
交復調器と、 前記第１シンボル区間で前記直交復調されたシンボルを
前記第２シンボルの単位で累積して出力する累積器とを
備えることを特徴とする請求項２１に記載のＣＤＭＡ通
信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項２３】 前記非直交雑音演算器が、 直列連結される（ｋ−１）個からなり、前記逆拡散器か
ら出力される第２シンボルを遅延する遅延器と、 前記利得制御値の合計が０となり、前記受信される第２
シンボル及び遅延された（ｋ−１）個の第２シンボルを
所定の対応する利得制御値と乗算する利得制御器と、 前記利得制御器の出力を加算して非直交雑音成分を発生
する加算器とを備えることを特徴とする請求項２２に記
載のＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項２４】 前記雑音検出器に連結され、前記非直
交雑音信号をダウンサンプリングして前記第１シンボル
の境界区間で発生する出力を非直交雑音として選択しな
いダウンサンプラをさらに備えることを特徴とする請求
項２１又は２３に記載のＣＤＭＡ通信システムの非直交
雑音検出装置。 - 【請求項２５】 前記第１シンボルが同期チャネルシン
ボルであり、前記第２シンボルがトラフィックチャネル
シンボルであることを特徴とする請求項２４に記載のＣ
ＤＭＡ通信システムの非直交雑音検出装置。 - 【請求項２６】 ＣＤＭＡ通信システムの非直交雑音検
出方法において、 第１シンボル区間でｋ個の同一の第２シンボルを繰り返
す特定のチャネルに割り当てられた直交符号で前記特定
のチャネルを含む複数のチャネル信号を逆拡散して逆拡
散繰り返しシンボルを発生する過程と、 前記逆拡散された第２シンボルを（ｋ−１）遅延し、前
記現在のシンボル及び遅延された（ｋ−１）個の第２シ
ンボルに所定の利得制御値を印加した後、前記利得制御
された第２シンボルを演算して非直交雑音成分を発生す
る過程と、 前記差信号をエネルギー値に変換して非直交雑音信号を
発生する過程とを備えることを特徴とするＣＤＭＡ通信
システムの非直交雑音検出方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1998/22215 | 1998-06-13 | ||
| KR19980022215 | 1998-06-13 | ||
| PCT/KR1999/000293 WO1999066643A2 (en) | 1998-06-13 | 1999-06-14 | Device and method for measuring non-orthogonal noise power for cdma communication system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002518926A JP2002518926A (ja) | 2002-06-25 |
| JP3471756B2 true JP3471756B2 (ja) | 2003-12-02 |
Family
ID=19539406
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000555367A Expired - Fee Related JP3471756B2 (ja) | 1998-06-13 | 1999-06-14 | Ｃｄｍａ通信システムの非直交雑音測定装置及び方法 |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6532252B1 (ja) |
| EP (1) | EP0997004A1 (ja) |
| JP (1) | JP3471756B2 (ja) |
| KR (1) | KR100348191B1 (ja) |
| CN (1) | CN1121102C (ja) |
| AR (1) | AR025124A1 (ja) |
| AU (1) | AU739474B2 (ja) |
| BR (1) | BR9906527A (ja) |
| CA (1) | CA2298688C (ja) |
| ID (1) | ID24882A (ja) |
| IL (1) | IL134465A (ja) |
| RU (1) | RU2195784C2 (ja) |
| WO (1) | WO1999066643A2 (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100346227B1 (ko) * | 1999-09-18 | 2002-08-01 | 삼성전자 주식회사 | 부호분할다중접속 이동통신시스템에서의 잡음전력 추정장치 및방법 |
| JP3805205B2 (ja) * | 2000-04-06 | 2006-08-02 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | Ｃｄｍａセルラ方式における通信品質測定方法およびその装置 |
| US6816709B2 (en) * | 2000-08-19 | 2004-11-09 | Pctel Maryland, Inc. | Method and apparatus for testing CDMA signal propagation and coverage |
| US6959033B1 (en) * | 2000-08-25 | 2005-10-25 | Texas Instruments Incorporated | System and method for assigning combiner channels in spread spectrum communications |
| JP2003023371A (ja) * | 2001-07-06 | 2003-01-24 | Nec Corp | Ｃｄｍａ受信機、その受信方法及びプログラム |
| US7010017B2 (en) | 2002-01-30 | 2006-03-07 | Qualcomm Inc. | Receiver noise estimation |
| US7254170B2 (en) * | 2002-11-06 | 2007-08-07 | Qualcomm Incorporated | Noise and channel estimation using low spreading factors |
| US7062232B2 (en) * | 2002-12-11 | 2006-06-13 | Qualcomm Incorporated | Switched antenna transmit diversity |
| US7200190B2 (en) | 2003-06-30 | 2007-04-03 | Motorola, Inc. | Unbiased signal to interference ratio in wireless communications devices and methods therefor |
| JP4387239B2 (ja) * | 2004-04-26 | 2009-12-16 | ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 | 受信品質判定方法及び受信装置 |
| US7532664B2 (en) * | 2004-08-02 | 2009-05-12 | Nokia Corporation | Method and apparatus to estimate signal to interference plus noise ratio (SINR) in a multiple antenna receiver |
| CN1980077B (zh) * | 2005-11-29 | 2010-12-01 | 上海明波通信技术有限公司 | 宽带码分多址移动通信系统中非正交干扰估计方法及装置 |
| US7885289B2 (en) * | 2006-12-19 | 2011-02-08 | Lockheed Martin Corporation | System and method for relaying turbo-coded piggyback messages |
| US8483240B2 (en) * | 2006-12-19 | 2013-07-09 | Lockheed Martin Corporation | Piggyback networks |
| KR101131399B1 (ko) * | 2007-03-02 | 2012-04-03 | 퀄컴 인코포레이티드 | 신호 품질을 개선하기 위해 온-채널 중계기와 결합된 적응형 안테나 어레이의 이용 |
| JP5653837B2 (ja) * | 2011-05-17 | 2015-01-14 | 日本放送協会 | Ｏｆｄｍ信号受信装置 |
| KR101503519B1 (ko) | 2012-01-18 | 2015-03-19 | 경희대학교 산학협력단 | 계층 간섭 제거 장치 및 수신 장치 |
| JPWO2015053110A1 (ja) * | 2013-10-10 | 2017-03-09 | ソニー株式会社 | 受信装置、受信方法、並びにプログラム |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5297161A (en) * | 1992-06-29 | 1994-03-22 | Motorola Inc. | Method and apparatus for power estimation in an orthogonal coded communication system |
| JP3457357B2 (ja) * | 1993-07-23 | 2003-10-14 | 株式会社日立製作所 | スペクトル拡散通信システム、送信電力制御方法、移動端末装置及び基地局 |
| FR2709028B1 (fr) * | 1993-08-13 | 1995-10-20 | Matra Communication | Procédé de sélection des trajets de propagation retenus pour recevoir des messages transmis par radiocommunication AMRC. |
| US5615209A (en) * | 1995-07-26 | 1997-03-25 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for CDMA signal orthogonalization |
| US5754533A (en) * | 1995-08-23 | 1998-05-19 | Qualcomm Incorporated | Method and system for non-orthogonal noise energy based gain control |
| KR0162978B1 (ko) * | 1996-02-06 | 1998-12-01 | 서정욱 | 코드 분할 다중 접속 시스템에서 수신 신호에 대한 신호 대 간섭비 측정 장치 및 그 방법 |
| JP2820918B2 (ja) * | 1996-03-08 | 1998-11-05 | 株式会社ワイ・アール・ピー移動通信基盤技術研究所 | スペクトル拡散通信装置 |
| JP2743912B2 (ja) * | 1996-05-30 | 1998-04-28 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ干渉除去装置 |
| DE19625859C1 (de) * | 1996-06-27 | 1997-08-21 | Siemens Ag | Verfahren und Signalauswerteeinrichtung zur Ermittlung des Störanteils im Signalgemisch des Empfangssignals einer CDMA-Empfangseinrichtung |
| US6275485B1 (en) * | 1998-12-03 | 2001-08-14 | Qualcomm Inc. | Noise characterization in a wireless communication system |
-
1999
- 1999-06-14 CN CN99801125A patent/CN1121102C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-06-14 RU RU2000103273A patent/RU2195784C2/ru not_active IP Right Cessation
- 1999-06-14 JP JP2000555367A patent/JP3471756B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1999-06-14 CA CA002298688A patent/CA2298688C/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-06-14 IL IL13446599A patent/IL134465A/en not_active IP Right Cessation
- 1999-06-14 EP EP19990925444 patent/EP0997004A1/en not_active Withdrawn
- 1999-06-14 WO PCT/KR1999/000293 patent/WO1999066643A2/en active IP Right Grant
- 1999-06-14 AU AU41714/99A patent/AU739474B2/en not_active Ceased
- 1999-06-14 ID ID20000253A patent/ID24882A/id unknown
- 1999-06-14 US US09/332,672 patent/US6532252B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-06-14 BR BRPI9906527-4A patent/BR9906527A/pt not_active IP Right Cessation
- 1999-06-14 KR KR1019990022101A patent/KR100348191B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1999-09-02 AR ARP990102805 patent/AR025124A1/es not_active Application Discontinuation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU4171499A (en) | 2000-01-05 |
| CA2298688C (en) | 2003-07-08 |
| CN1121102C (zh) | 2003-09-10 |
| AU739474B2 (en) | 2001-10-11 |
| WO1999066643A3 (en) | 2000-04-06 |
| CA2298688A1 (en) | 1999-12-23 |
| KR20000006161A (ko) | 2000-01-25 |
| JP2002518926A (ja) | 2002-06-25 |
| RU2195784C2 (ru) | 2002-12-27 |
| EP0997004A1 (en) | 2000-05-03 |
| BR9906527A (pt) | 2007-05-29 |
| IL134465A0 (en) | 2001-04-30 |
| CN1273722A (zh) | 2000-11-15 |
| KR100348191B1 (ko) | 2002-08-09 |
| WO1999066643A2 (en) | 1999-12-23 |
| AR025124A1 (es) | 2002-11-13 |
| ID24882A (id) | 2000-08-31 |
| US6532252B1 (en) | 2003-03-11 |
| IL134465A (en) | 2004-01-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3471756B2 (ja) | Ｃｄｍａ通信システムの非直交雑音測定装置及び方法 | |
| KR100689993B1 (ko) | 부호 분할 다중 접속 통신 시스템에서 검색 윈도우 지연추적 방법 및 장치 | |
| US5982763A (en) | Reception timing detection circuit of CDMA receiver and detection method | |
| JP3961703B2 (ja) | Ｒａｋｅ受信機、並びにｒａｋｅ受信機におけるフィンガー処理要素の割当て及び調整方法 | |
| EP1105977B1 (en) | Adaptive receiver for multipath propagation in a cdma communication system | |
| US6009089A (en) | Pilot interference cancellation for a coherent wireless code division multiple access receiver | |
| KR100982929B1 (ko) | 무선 통신 시스템용 적응형 파일럿 필터의 선택 | |
| CN1077750C (zh) | 利用cdma方法的数据传输方法,发射机和接收机 | |
| JP3275079B2 (ja) | 通信システムにおけるコヒーレント・チャネル推定のための方法および装置 | |
| JP3159378B2 (ja) | スペクトル拡散通信方式 | |
| WO1999031835A1 (fr) | Dispositif d'estimation de voie, recepteur amcr et emetteur/recepteur amcr comprenant ledit dispositif | |
| MXPA04003019A (es) | Circuito de rastreo de codigo con normamalizacion atumatica de energia. | |
| JP2001211103A (ja) | 通信受信機および動作方法 | |
| MXPA98000853A (en) | Des-extendedor adapta | |
| JPH08237190A (ja) | チャンネル評価方法及び受信機 | |
| JP2002290275A (ja) | スペクトル拡散信号受信装置及び干渉キャンセル装置 | |
| US7599426B2 (en) | Use of adaptive filters in multiple access wireless systems employing predictable signals | |
| EP0945995A2 (en) | RAKE receiver with adaptive delay profile measurement | |
| EP1299961A1 (en) | Receiver and method of receiving a cdma signal in presence of interferers with unknown spreading factors | |
| JPH09512691A (ja) | 受信信号を復調する方法および受信機 | |
| JP3285725B2 (ja) | 受信装置 | |
| JP2991236B1 (ja) | 直接拡散受信デ―タの誤り推定装置および直接拡散受信装置 | |
| JP3419749B2 (ja) | 受信装置および受信方法 | |
| KR100337388B1 (ko) | 디지털 통신 시스템에서 다중채널신호을 이용한 확산신호의 동기획득장치 및 방법 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080912 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080912 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090912 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100912 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100912 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110912 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120912 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130912 Year of fee payment: 10 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |