JP3322694B2 - 超音波撮像装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、低速のＡ／Ｄ変換器を
用いても多数の超音波受波信号に対して受波ビームを形
成することができる受波整相回路を備えた超音波診断装
置又は超音波探傷装置あるいは超音波探知機（ソナー）
等の超音波撮像装置に関する。
用いても多数の超音波受波信号に対して受波ビームを形
成することができる受波整相回路を備えた超音波診断装
置又は超音波探傷装置あるいは超音波探知機（ソナー）
等の超音波撮像装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】最近の超音波撮像装置においては、高速
撮像を行うために、１回の超音波送波及び受波に対して
複数方向の受波ビームを同時に形成するようになってき
た。従来のこの種の技術としては、例えば特開昭59-497
52号公報に記載された超音波診断装置がある。そして、
この超音波診断装置における受波整相回路は、図７に示
すように、超音波送受波手段の配列振動子素子で受信し
た受波信号Ｓ1，Ｓ2，…，Ｓｎを各チャンネル毎に入力
し測定深度に応じて増幅する可変増幅器２と、この可変
増幅器２からの出力信号をディジタル信号に変換するＡ
／Ｄ変換器３と、このＡ／Ｄ変換器３からのディジタル
信号を入力して任意に遅延し複数個の遅延信号Ｄa1，Ｄ
b1を出力するディジタル遅延手段４と、このディジタル
遅延手段４からの複数個の遅延信号Ｄa1，Ｄb1を別々に
入力すると共に各チャンネル毎の遅延信号をそれぞれ入
力して加算する複数個の加算器５ａ，５ｂとを有し、こ
の複数個の加算器５ａ，５ｂで加算した結果により複数
方向の受波ビームＢa，Ｂbを同時に形成するようになっ
ていた。なお、上記ディジタル遅延手段４は、シフトレ
ジスタ６と、並列に設けられた複数個のマルチプレクサ
７ａ，７ｂとから成っていた。また、上記可変増幅器２
と、Ａ／Ｄ変換器３と、ディジタル遅延手段４とから成
る信号遅延ブロックは、上記受波信号Ｓ1〜Ｓｎの各チ
ャンネルに対応して、それぞれのチャンネル毎に８1，
８2，…，８ｎのように設けられている。
撮像を行うために、１回の超音波送波及び受波に対して
複数方向の受波ビームを同時に形成するようになってき
た。従来のこの種の技術としては、例えば特開昭59-497
52号公報に記載された超音波診断装置がある。そして、
この超音波診断装置における受波整相回路は、図７に示
すように、超音波送受波手段の配列振動子素子で受信し
た受波信号Ｓ1，Ｓ2，…，Ｓｎを各チャンネル毎に入力
し測定深度に応じて増幅する可変増幅器２と、この可変
増幅器２からの出力信号をディジタル信号に変換するＡ
／Ｄ変換器３と、このＡ／Ｄ変換器３からのディジタル
信号を入力して任意に遅延し複数個の遅延信号Ｄa1，Ｄ
b1を出力するディジタル遅延手段４と、このディジタル
遅延手段４からの複数個の遅延信号Ｄa1，Ｄb1を別々に
入力すると共に各チャンネル毎の遅延信号をそれぞれ入
力して加算する複数個の加算器５ａ，５ｂとを有し、こ
の複数個の加算器５ａ，５ｂで加算した結果により複数
方向の受波ビームＢa，Ｂbを同時に形成するようになっ
ていた。なお、上記ディジタル遅延手段４は、シフトレ
ジスタ６と、並列に設けられた複数個のマルチプレクサ
７ａ，７ｂとから成っていた。また、上記可変増幅器２
と、Ａ／Ｄ変換器３と、ディジタル遅延手段４とから成
る信号遅延ブロックは、上記受波信号Ｓ1〜Ｓｎの各チ
ャンネルに対応して、それぞれのチャンネル毎に８1，
８2，…，８ｎのように設けられている。
【０００３】このような状態で、受波ビームＢa，Ｂbの
形成に必要な遅延量子化単位を例えば10nsとすると、上
記Ａ／Ｄ変換器３は例えば100ＭHzで受波信号Ｓ1〜Ｓｎ
をサンプリングし、その出力をディジタル遅延手段４内
のシフトレジスタ６へ送る。このシフトレジスタ６の各
タップ出力は、その後段の複数個のマルチプレクサ７
ａ，７ｂに入力し、複数方向の超音波ビームに対応する
遅延タップが選択され、遅延信号Ｄa1，Ｄb1としてそれ
ぞれ出力され、複数個の加算器５ａ，５ｂに入力してそ
れぞれ加算することにより、複数方向の受波ビームＢ
a，Ｂbが形成されていた。
形成に必要な遅延量子化単位を例えば10nsとすると、上
記Ａ／Ｄ変換器３は例えば100ＭHzで受波信号Ｓ1〜Ｓｎ
をサンプリングし、その出力をディジタル遅延手段４内
のシフトレジスタ６へ送る。このシフトレジスタ６の各
タップ出力は、その後段の複数個のマルチプレクサ７
ａ，７ｂに入力し、複数方向の超音波ビームに対応する
遅延タップが選択され、遅延信号Ｄa1，Ｄb1としてそれ
ぞれ出力され、複数個の加算器５ａ，５ｂに入力してそ
れぞれ加算することにより、複数方向の受波ビームＢ
a，Ｂbが形成されていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような従
来の受波整相回路１においては、ディジタル遅延手段４
の遅延量子化単位（例えば10ns）にＡ／Ｄ変換器３のサ
ンプリング周期を一致させる必要があるため、上記Ａ／
Ｄ変換器３としては、サンプリング周期が例えば100ＭH
zの高速のものを使用しなければならなかった。そし
て、これに合わせて、高速のシフトレジスタ６及び高速
のマルチプレクサ７ａ，７ｂ並びに高速の加算器５ａ，
５ｂが必要となるものであった。従って、受波整相回路
１の全体として、高速タイプのものとなり、コストが上
昇すると共に消費電力も大きくなるものであった。
来の受波整相回路１においては、ディジタル遅延手段４
の遅延量子化単位（例えば10ns）にＡ／Ｄ変換器３のサ
ンプリング周期を一致させる必要があるため、上記Ａ／
Ｄ変換器３としては、サンプリング周期が例えば100ＭH
zの高速のものを使用しなければならなかった。そし
て、これに合わせて、高速のシフトレジスタ６及び高速
のマルチプレクサ７ａ，７ｂ並びに高速の加算器５ａ，
５ｂが必要となるものであった。従って、受波整相回路
１の全体として、高速タイプのものとなり、コストが上
昇すると共に消費電力も大きくなるものであった。
【０００５】そこで、本発明は、このような問題点に対
処し、低速のＡ／Ｄ変換器を用いても多数の超音波受波
信号に対して受波ビームを形成することができる受波整
相回路を備えた超音波撮像装置を提供することを目的と
する。
処し、低速のＡ／Ｄ変換器を用いても多数の超音波受波
信号に対して受波ビームを形成することができる受波整
相回路を備えた超音波撮像装置を提供することを目的と
する。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明による超音波撮像装置は、複数の振動子素子
が配列され超音波を送受波する超音波送受波手段と、こ
の超音波送受波手段の振動子素子を駆動し超音波を送波
する送波手段と、上記振動子素子で受信した受波信号を
増幅する受信増幅器と、この受信増幅器からの出力信号
を入力し受波信号の振幅及び位相を制御して受波ビーム
を形成する受波整相回路と、この受波整相回路からの受
波ビームを入力して画像信号を作成する画像処理回路
と、この画像処理回路からの画像信号を取り込んで画像
として表示する画像表示部とを備えて成る超音波撮像装
置において、上記受波整相回路を、上記振動子素子で受
信した受波信号を各チャンネル毎に入力し増幅する増幅
手段と、該増幅された出力信号をディジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器と、該変換されたディジタル信号を入
力して任意に遅延し複数個の遅延信号を出力するディジ
タル遅延手段と、該出力された複数個の遅延信号を別々
に入力すると共に各チャンネル毎の遅延信号をそれぞれ
入力して加算する複数個の加算手段とで構成し、さらに
上記ディジタル遅延手段は、上記Ａ／Ｄ変換器からのデ
ィジタル信号をサンプリング周期の間隔で遅延する第一
の遅延手段と、この第一の遅延手段からの出力信号を入
力し該出力信号を上記サンプリング周期よりも短い間隔
で遅延して複数個の遅延信号を出力する第二の遅延手段
とを組み合わせて成り、複数方向の受波ビームを形成す
るものである。
に、本発明による超音波撮像装置は、複数の振動子素子
が配列され超音波を送受波する超音波送受波手段と、こ
の超音波送受波手段の振動子素子を駆動し超音波を送波
する送波手段と、上記振動子素子で受信した受波信号を
増幅する受信増幅器と、この受信増幅器からの出力信号
を入力し受波信号の振幅及び位相を制御して受波ビーム
を形成する受波整相回路と、この受波整相回路からの受
波ビームを入力して画像信号を作成する画像処理回路
と、この画像処理回路からの画像信号を取り込んで画像
として表示する画像表示部とを備えて成る超音波撮像装
置において、上記受波整相回路を、上記振動子素子で受
信した受波信号を各チャンネル毎に入力し増幅する増幅
手段と、該増幅された出力信号をディジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器と、該変換されたディジタル信号を入
力して任意に遅延し複数個の遅延信号を出力するディジ
タル遅延手段と、該出力された複数個の遅延信号を別々
に入力すると共に各チャンネル毎の遅延信号をそれぞれ
入力して加算する複数個の加算手段とで構成し、さらに
上記ディジタル遅延手段は、上記Ａ／Ｄ変換器からのデ
ィジタル信号をサンプリング周期の間隔で遅延する第一
の遅延手段と、この第一の遅延手段からの出力信号を入
力し該出力信号を上記サンプリング周期よりも短い間隔
で遅延して複数個の遅延信号を出力する第二の遅延手段
とを組み合わせて成り、複数方向の受波ビームを形成す
るものである。
【０００７】また、上記ディジタル遅延手段の第二の遅
延手段は、上記第一の遅延手段からの出力信号を入力し
て複数方向の受波ビームを形成すべく短い遅延単位ごと
に加算する複数の加算手段グループと、これらの加算手
段グループで加算された出力信号を入力して短い遅延単
位で遅延する複数の遅延手段グループと、から成るもの
としてもよい。
延手段は、上記第一の遅延手段からの出力信号を入力し
て複数方向の受波ビームを形成すべく短い遅延単位ごと
に加算する複数の加算手段グループと、これらの加算手
段グループで加算された出力信号を入力して短い遅延単
位で遅延する複数の遅延手段グループと、から成るもの
としてもよい。
【０００８】
【作用】上記のように構成された超音波撮像装置は、受
波整相回路のディジタル遅延手段内の第一の遅延手段に
よりＡ／Ｄ変換器からのディジタル信号をサンプリング
周期の間隔で遅延し、この第一の遅延手段からの出力信
号を第二の遅延手段で入力し該出力信号を上記サンプリ
ング周期よりも短い間隔で遅延して複数個の遅延信号を
出力するように動作する。これにより、上記ディジタル
遅延手段の出力側に設けられた第二の遅延手段における
遅延量子化単位を、最終的に超音波ビームの形成に必要
な量（例えば10ns）とすればよいので、その前段におけ
る第一の遅延手段ではそれよりも長い単位の遅延（例え
ば40ns）を行えばよい。従って、この第一の遅延手段の
遅延単位に合わせて、その前段のＡ／Ｄ変換器のサンプ
リング周期も遅いものでよい。このことから、低速のＡ
／Ｄ変換器及び低速の第一の遅延手段により受波整相回
路を構成することができる。
波整相回路のディジタル遅延手段内の第一の遅延手段に
よりＡ／Ｄ変換器からのディジタル信号をサンプリング
周期の間隔で遅延し、この第一の遅延手段からの出力信
号を第二の遅延手段で入力し該出力信号を上記サンプリ
ング周期よりも短い間隔で遅延して複数個の遅延信号を
出力するように動作する。これにより、上記ディジタル
遅延手段の出力側に設けられた第二の遅延手段における
遅延量子化単位を、最終的に超音波ビームの形成に必要
な量（例えば10ns）とすればよいので、その前段におけ
る第一の遅延手段ではそれよりも長い単位の遅延（例え
ば40ns）を行えばよい。従って、この第一の遅延手段の
遅延単位に合わせて、その前段のＡ／Ｄ変換器のサンプ
リング周期も遅いものでよい。このことから、低速のＡ
／Ｄ変換器及び低速の第一の遅延手段により受波整相回
路を構成することができる。
【０００９】また、上記ディジタル遅延手段の第二の遅
延手段においては、上記第一の遅延手段からの出力信号
を複数の加算手段グループで入力して複数方向の受波ビ
ームを形成すべく短い遅延単位ごとに加算し、これらの
加算手段グループで加算された出力信号を複数の遅延手
段グループで入力して短い遅延単位で遅延するように動
作する。
延手段においては、上記第一の遅延手段からの出力信号
を複数の加算手段グループで入力して複数方向の受波ビ
ームを形成すべく短い遅延単位ごとに加算し、これらの
加算手段グループで加算された出力信号を複数の遅延手
段グループで入力して短い遅延単位で遅延するように動
作する。
【００１０】
【実施例】以下、本発明の実施例を添付図面に基づいて
詳細に説明する。図１は本発明による超音波撮像装置の
実施例を示すブロック図である。この超 音波撮像装置
は、例えば超音波を利用して被検体の診断部位について
断層像を構成し表示する超音波診断装置であり、例えば
電子走査型とされており、短冊状に形成された複数の振
動子素子が配列され超音波を送受波する探触子などの超
音波送受波手段２０と、この超音波送受波手段２０の各
振動子素子のうち一群の振動子素子のみを順次選択して
切り換え口径移動させるスイッチ群２１と、上記超音波
送受波手段２０の振動子素子を駆動し超音波を送波する
送波手段２２と、上記振動子素子で受信した受波信号を
増幅する受信増幅器２３と、この受信増幅器２３からの
出力信号を入力し受波信号の振幅及び位相を制御して受
波ビームを形成する受波整相回路２４と、この受波整相
回路２４からの受波ビームを入力して画像信号を作成す
る画像処理回路２５と、この画像処理回路２５からの画
像信号を取り込んで画像として表示する画像表示部２６
とを備えて成る。なお、図１において、符号２７は上記
の各構成要素の動作を制御するＣＰＵ（中央処理装置）
などの制御回路を示している。
詳細に説明する。図１は本発明による超音波撮像装置の
実施例を示すブロック図である。この超 音波撮像装置
は、例えば超音波を利用して被検体の診断部位について
断層像を構成し表示する超音波診断装置であり、例えば
電子走査型とされており、短冊状に形成された複数の振
動子素子が配列され超音波を送受波する探触子などの超
音波送受波手段２０と、この超音波送受波手段２０の各
振動子素子のうち一群の振動子素子のみを順次選択して
切り換え口径移動させるスイッチ群２１と、上記超音波
送受波手段２０の振動子素子を駆動し超音波を送波する
送波手段２２と、上記振動子素子で受信した受波信号を
増幅する受信増幅器２３と、この受信増幅器２３からの
出力信号を入力し受波信号の振幅及び位相を制御して受
波ビームを形成する受波整相回路２４と、この受波整相
回路２４からの受波ビームを入力して画像信号を作成す
る画像処理回路２５と、この画像処理回路２５からの画
像信号を取り込んで画像として表示する画像表示部２６
とを備えて成る。なお、図１において、符号２７は上記
の各構成要素の動作を制御するＣＰＵ（中央処理装置）
などの制御回路を示している。
【００１１】図２は上記受波整相回路２４の内部構成例
を示すブロック図である。この受波整相回路２４は、１
回の超音波送波及び受波に対して複数方向の受波ビーム
を同時に形成するもので、図に示すように、受波信号Ｓ
1，Ｓ2，…，Ｓｎの各チャンネル毎に設けられた可変増
幅器２と、Ａ／Ｄ変換器３と、ディジタル遅延手段４′
と、例えば２個の加算器５ａ，５ｂとを有して成る。
を示すブロック図である。この受波整相回路２４は、１
回の超音波送波及び受波に対して複数方向の受波ビーム
を同時に形成するもので、図に示すように、受波信号Ｓ
1，Ｓ2，…，Ｓｎの各チャンネル毎に設けられた可変増
幅器２と、Ａ／Ｄ変換器３と、ディジタル遅延手段４′
と、例えば２個の加算器５ａ，５ｂとを有して成る。
【００１２】上記可変増幅器２は、図示外の探触子など
の超音波送受波手段の配列振動子素子で受信した受波信
号Ｓ1〜Ｓｎを１〜ｎの各チャンネル毎に入力し、測定
深度に応じて増幅する可変増幅手段となるもので、例え
ばタイムゲインコントロール・アンプから成る。Ａ／Ｄ
変換器３は、上記可変増幅器２から出力された信号を入
力してディジタル信号に変換するもので、例えば各チャ
ンネルの受波信号Ｓ1〜Ｓｎの信号帯域の２倍以上でサ
ンプリングするようになっている。そして、ディジタル
遅延手段４′は、上記Ａ／Ｄ変換器３から出力されたデ
ィジタル信号を入力して任意に遅延し、複数個例えば２
個の遅延信号Ｄa1，Ｄb1を出力するものである。
の超音波送受波手段の配列振動子素子で受信した受波信
号Ｓ1〜Ｓｎを１〜ｎの各チャンネル毎に入力し、測定
深度に応じて増幅する可変増幅手段となるもので、例え
ばタイムゲインコントロール・アンプから成る。Ａ／Ｄ
変換器３は、上記可変増幅器２から出力された信号を入
力してディジタル信号に変換するもので、例えば各チャ
ンネルの受波信号Ｓ1〜Ｓｎの信号帯域の２倍以上でサ
ンプリングするようになっている。そして、ディジタル
遅延手段４′は、上記Ａ／Ｄ変換器３から出力されたデ
ィジタル信号を入力して任意に遅延し、複数個例えば２
個の遅延信号Ｄa1，Ｄb1を出力するものである。
【００１３】また、２個の加算器５ａ，５ｂは、上記デ
ィジタル遅延手段４′から出力される２個の遅延信号Ｄ
a1，Ｄb1を別々に入力すると共に、２〜ｎの各チャンネ
ル毎の遅延信号Ｄa2，Ｄb2；…；Ｄan，Ｄbnをそれぞれ
の系列で入力して加算するもので、それぞれの加算器５
ａ，５ｂの加算結果として例えば２方向の受波ビームＢ
a，Ｂbが同時に形成されるようになっている。なお、上
記可変増幅器２と、Ａ／Ｄ変換器３と、ディジタル遅延
手段４′とから成る信号遅延ブロックは、上記受波信号
Ｓ1〜Ｓｎの各チャンネルに対応して、それぞれのチャ
ンネル毎に８1，８2，…，８ｎのように設けられてい
る。
ィジタル遅延手段４′から出力される２個の遅延信号Ｄ
a1，Ｄb1を別々に入力すると共に、２〜ｎの各チャンネ
ル毎の遅延信号Ｄa2，Ｄb2；…；Ｄan，Ｄbnをそれぞれ
の系列で入力して加算するもので、それぞれの加算器５
ａ，５ｂの加算結果として例えば２方向の受波ビームＢ
a，Ｂbが同時に形成されるようになっている。なお、上
記可変増幅器２と、Ａ／Ｄ変換器３と、ディジタル遅延
手段４′とから成る信号遅延ブロックは、上記受波信号
Ｓ1〜Ｓｎの各チャンネルに対応して、それぞれのチャ
ンネル毎に８1，８2，…，８ｎのように設けられてい
る。
【００１４】ここで、本発明においては、上記ディジタ
ル遅延手段４′は、上記Ａ／Ｄ変換器３からのディジタ
ル信号をサンプリング周期の間隔で遅延する第一の遅延
手段としての第一の遅延回路１１と、この第一の遅延回
路１１からの出力信号を入力し該出力信号を上記サンプ
リング周期よりも短い間隔で遅延して複数個の遅延信号
Ｄa1，Ｄb1を出力する第二の遅延手段としての補間遅延
回路１２とを組み合わせて成る。上記第一の遅延回路１
１は、例えばシフトレジスタ又はＲＡＭなどから成り、
信号収集のサンプリング周期Ｔの単位で遅延を行う手段
となるもので、Ａ／Ｄ変換器３から入力する受波信号の
書込みと読出しの間の時間差によって上記遅延を実現す
るようになっている。また、上記補間遅延回路１２は、
上記第一の遅延回路１１によりやや長い単位の遅延時間
で第一段階の遅延が行われた出力信号を入力し、この出
力信号についてサンプリング周期Ｔよりも短い間隔で遅
延して複数個の遅延信号Ｄa1，Ｄb1を得る手段となるも
ので、最終的に例えば２方向の受波ビームＢa，Ｂbの形
成に必要な遅延量子化単位で第二段階の遅延を行うよう
になっている。
ル遅延手段４′は、上記Ａ／Ｄ変換器３からのディジタ
ル信号をサンプリング周期の間隔で遅延する第一の遅延
手段としての第一の遅延回路１１と、この第一の遅延回
路１１からの出力信号を入力し該出力信号を上記サンプ
リング周期よりも短い間隔で遅延して複数個の遅延信号
Ｄa1，Ｄb1を出力する第二の遅延手段としての補間遅延
回路１２とを組み合わせて成る。上記第一の遅延回路１
１は、例えばシフトレジスタ又はＲＡＭなどから成り、
信号収集のサンプリング周期Ｔの単位で遅延を行う手段
となるもので、Ａ／Ｄ変換器３から入力する受波信号の
書込みと読出しの間の時間差によって上記遅延を実現す
るようになっている。また、上記補間遅延回路１２は、
上記第一の遅延回路１１によりやや長い単位の遅延時間
で第一段階の遅延が行われた出力信号を入力し、この出
力信号についてサンプリング周期Ｔよりも短い間隔で遅
延して複数個の遅延信号Ｄa1，Ｄb1を得る手段となるも
ので、最終的に例えば２方向の受波ビームＢa，Ｂbの形
成に必要な遅延量子化単位で第二段階の遅延を行うよう
になっている。
【００１５】そして、上記補間遅延回路１２の内部の回
路構成は、例えば図３に示すように、第一の遅延回路１
１から出力されて入力した信号についてサンプリング周
期Ｔの単位でシフトするｍ段のシフトレジスタ１３1，
１３2，…，１３ｍと、上記サンプリング周期Ｔ以下の
補間遅延を行うための係数Ａ0，Ａ1，…，Ａm；Ｂ0，Ｂ
1，…，Ｂmを記憶した係数メモリ１４と、上記ｍ段のシ
フトレジスタ１３1〜１３ｍの出力に対し２方向の受波
ビームに対応して上記係数メモリ１４から読み出した係
数Ａ0〜Ａm，Ｂ0〜Ｂmを掛ける複数のディジタル掛算器
１５ａ0，１５ｂ0，…，１５ａm，１５ｂmと、これらの
ディジタル掛算器１５ａ0〜１５ａm，１５ｂ0〜１５ｂm
の系列ごとにその乗算結果をそれぞれ加算する加算器１
６ａ，１６ｂと、この一方の加算器１６ｂからの出力信
号に対してサンプリング周期Ｔの単位の遅延時間差を加
える他のシフトレジスタ１７とから成る。
路構成は、例えば図３に示すように、第一の遅延回路１
１から出力されて入力した信号についてサンプリング周
期Ｔの単位でシフトするｍ段のシフトレジスタ１３1，
１３2，…，１３ｍと、上記サンプリング周期Ｔ以下の
補間遅延を行うための係数Ａ0，Ａ1，…，Ａm；Ｂ0，Ｂ
1，…，Ｂmを記憶した係数メモリ１４と、上記ｍ段のシ
フトレジスタ１３1〜１３ｍの出力に対し２方向の受波
ビームに対応して上記係数メモリ１４から読み出した係
数Ａ0〜Ａm，Ｂ0〜Ｂmを掛ける複数のディジタル掛算器
１５ａ0，１５ｂ0，…，１５ａm，１５ｂmと、これらの
ディジタル掛算器１５ａ0〜１５ａm，１５ｂ0〜１５ｂm
の系列ごとにその乗算結果をそれぞれ加算する加算器１
６ａ，１６ｂと、この一方の加算器１６ｂからの出力信
号に対してサンプリング周期Ｔの単位の遅延時間差を加
える他のシフトレジスタ１７とから成る。
【００１６】次に、このように構成された受波整相回路
２４の動作について説明する。まず、図示外の超音波送
受波手段の配列振動子素子で受信した受波信号Ｓ1〜Ｓ
ｎは、各チャンネル毎に信号遅延ブロック８1，８2，
…，８ｎの可変増幅器２へ入力する。以下、図２におい
て第１チャンネルの信号について説明する。次に、上記
受波信号Ｓ1は、その測定深度に応じて可変増幅器２で
増幅された後、Ａ／Ｄ変換器３へ入力される。このＡ／
Ｄ変換器３では、そのＡ／Ｄ変換速度を受波信号の信号
帯域の２倍まで下げて例えば25ＭHzでサンプリングした
後、次のディジタル遅延手段４′の第一の遅延回路１１
にディジタル化した受波信号を送出する。この第一の遅
延回路１１では、上記Ａ／Ｄ変換器３のサンプリング周
期Ｔ（25ＭHz）に合わせてそれと同等の遅延単位である
例えば40nsで遅延を行う。
２４の動作について説明する。まず、図示外の超音波送
受波手段の配列振動子素子で受信した受波信号Ｓ1〜Ｓ
ｎは、各チャンネル毎に信号遅延ブロック８1，８2，
…，８ｎの可変増幅器２へ入力する。以下、図２におい
て第１チャンネルの信号について説明する。次に、上記
受波信号Ｓ1は、その測定深度に応じて可変増幅器２で
増幅された後、Ａ／Ｄ変換器３へ入力される。このＡ／
Ｄ変換器３では、そのＡ／Ｄ変換速度を受波信号の信号
帯域の２倍まで下げて例えば25ＭHzでサンプリングした
後、次のディジタル遅延手段４′の第一の遅延回路１１
にディジタル化した受波信号を送出する。この第一の遅
延回路１１では、上記Ａ／Ｄ変換器３のサンプリング周
期Ｔ（25ＭHz）に合わせてそれと同等の遅延単位である
例えば40nsで遅延を行う。
【００１７】次に、上記第一の遅延回路１１からの出力
信号は、図３において、補間遅延回路１２のｍ段のシフ
トレジスタ１３1〜１３ｍに順次入力され、サンプリン
グ周期Ｔ単位でシフトされる。このとき、各シフト段１
３1，１３2，…，１３ｍの出力は、最終的な複数方向
（例えば２方向）の受波ビームＢa，Ｂbに対応した２個
ずつの掛算器１５ａ0〜１５ａm，１５ｂ0〜１５ｂmにそ
れぞれ入力され、サンプリング周期25ＭHzより小さい補
間遅延を行うために係数メモリ１４から読み出した係数
Ａ0〜Ａm，Ｂ0〜Ｂmをそれぞれ掛け算する。そして、そ
れらの乗算結果を２方向の受波ビームに対応した加算器
１６ａ，１６ｂでそれぞれ加算することにより、必要な
遅延量子化単位（例えば10ns）とされた補間遅延データ
が出力される。ここで、上記係数メモリ１４に格納され
た補間遅延係数としては、サンプリング定理で公知のＳ
ＩＮＣ関数を用いればよい。このようにして、補間遅延
回路１２から２方向の受波ビームに対応した遅延信号Ｄ
a1，Ｄb1が出力される。なお、上記二つの遅延信号Ｄ
a1，Ｄb1の遅延時間差がサンプリング周期Ｔを超える場
合は、一方の加算器１６ｂの後段に設けられた他のシフ
トレジスタ１７によって、サンプリング周期Ｔ単位の遅
延時間差を加えることにより、上記二つの遅延信号Ｄ
a1，Ｄb1を同時に得ることができる。
信号は、図３において、補間遅延回路１２のｍ段のシフ
トレジスタ１３1〜１３ｍに順次入力され、サンプリン
グ周期Ｔ単位でシフトされる。このとき、各シフト段１
３1，１３2，…，１３ｍの出力は、最終的な複数方向
（例えば２方向）の受波ビームＢa，Ｂbに対応した２個
ずつの掛算器１５ａ0〜１５ａm，１５ｂ0〜１５ｂmにそ
れぞれ入力され、サンプリング周期25ＭHzより小さい補
間遅延を行うために係数メモリ１４から読み出した係数
Ａ0〜Ａm，Ｂ0〜Ｂmをそれぞれ掛け算する。そして、そ
れらの乗算結果を２方向の受波ビームに対応した加算器
１６ａ，１６ｂでそれぞれ加算することにより、必要な
遅延量子化単位（例えば10ns）とされた補間遅延データ
が出力される。ここで、上記係数メモリ１４に格納され
た補間遅延係数としては、サンプリング定理で公知のＳ
ＩＮＣ関数を用いればよい。このようにして、補間遅延
回路１２から２方向の受波ビームに対応した遅延信号Ｄ
a1，Ｄb1が出力される。なお、上記二つの遅延信号Ｄ
a1，Ｄb1の遅延時間差がサンプリング周期Ｔを超える場
合は、一方の加算器１６ｂの後段に設けられた他のシフ
トレジスタ１７によって、サンプリング周期Ｔ単位の遅
延時間差を加えることにより、上記二つの遅延信号Ｄ
a1，Ｄb1を同時に得ることができる。
【００１８】その後、上記出力された二つの遅延信号Ｄ
a1，Ｄb1は、図２において二つの加算器５ａ，５ｂにそ
れぞれ入力する。以上の動作と全く同様にして、２〜ｎ
の各チャンネル毎の遅延信号Ｄa2，Ｄb2；…；Ｄan，Ｄ
bnが順次出力されて、上記二つの加算器５ａ，５ｂにそ
れぞれの系列で入力する。そして、各々の加算器５ａ，
５ｂは、各系列の遅延信号Ｄa1，Ｄa2，…，Ｄan；Ｄ
b1，Ｄb2，…，Ｄbnをそれぞれ加算し、これらの加算結
果として２方向の受波ビームＢa，Ｂbが同時に形成され
る。
a1，Ｄb1は、図２において二つの加算器５ａ，５ｂにそ
れぞれ入力する。以上の動作と全く同様にして、２〜ｎ
の各チャンネル毎の遅延信号Ｄa2，Ｄb2；…；Ｄan，Ｄ
bnが順次出力されて、上記二つの加算器５ａ，５ｂにそ
れぞれの系列で入力する。そして、各々の加算器５ａ，
５ｂは、各系列の遅延信号Ｄa1，Ｄa2，…，Ｄan；Ｄ
b1，Ｄb2，…，Ｄbnをそれぞれ加算し、これらの加算結
果として２方向の受波ビームＢa，Ｂbが同時に形成され
る。
【００１９】図４は、前記補間遅延回路１２内に設けら
れたシフトレジスタ１３1〜１３ｍの段数による最終的
な受波ビームＢa，Ｂbのパターンについてシミュレーシ
ョンした結果の一例を示すグラフである。図４の各図に
おいて、破線のカーブは、上記シフトレジスタ１３1〜
１３ｍの段数が無限大の場合で理想的なビームパターン
を示し、実線のカーブは、ある段数のシフトレジスタ１
３1〜１３ｍによって補間遅延した場合のビームパター
ンを示している。そして、図４（ａ）の実線はシフトレ
ジスタが１段（ｍ＝１）の場合の例であり、図３におい
てシフトレジスタ１３1で受波信号の２サンプルからの
補間遅延によって得たビームパターンＰ1を示してお
り、破線で示す理想的なビームパターンＰに比べてＳ／
Ｎ比の劣化が大きいことがわかる。また、図４（ｂ）の
実線はシフトレジスタが３段（ｍ＝３）の場合の例であ
り、図３においてシフトレジスタ１３1，１３2，１３3
で受波信号の４サンプルからの補間遅延によって得たビ
ームパターンＰ3を示しており、理想的なビームパター
ンＰにかなり近づいてＳ／Ｎ比が改善されていることが
わかる。さらに、図４（ｃ）の実線はシフトレジスタが
５段（ｍ＝５）の場合の例であり、図３においてシフト
レジスタ１３1，１３2，…，１３5で受波信号の６サン
プルからの補間遅延によって得たビームパターンＰ5を
示しており、理想的なビームパターンＰにほとんど一致
した状態となりＳ／Ｎ比が向上していることがわかる。
従って、このシミュレーションの結果から、図３に示す
補間遅延回路１２内のシフトレジスタ１３1〜１３ｍの
段数は、３段以上は必要であり、回路規模の制約上から
３〜７段ぐらいが適当と思われる。
れたシフトレジスタ１３1〜１３ｍの段数による最終的
な受波ビームＢa，Ｂbのパターンについてシミュレーシ
ョンした結果の一例を示すグラフである。図４の各図に
おいて、破線のカーブは、上記シフトレジスタ１３1〜
１３ｍの段数が無限大の場合で理想的なビームパターン
を示し、実線のカーブは、ある段数のシフトレジスタ１
３1〜１３ｍによって補間遅延した場合のビームパター
ンを示している。そして、図４（ａ）の実線はシフトレ
ジスタが１段（ｍ＝１）の場合の例であり、図３におい
てシフトレジスタ１３1で受波信号の２サンプルからの
補間遅延によって得たビームパターンＰ1を示してお
り、破線で示す理想的なビームパターンＰに比べてＳ／
Ｎ比の劣化が大きいことがわかる。また、図４（ｂ）の
実線はシフトレジスタが３段（ｍ＝３）の場合の例であ
り、図３においてシフトレジスタ１３1，１３2，１３3
で受波信号の４サンプルからの補間遅延によって得たビ
ームパターンＰ3を示しており、理想的なビームパター
ンＰにかなり近づいてＳ／Ｎ比が改善されていることが
わかる。さらに、図４（ｃ）の実線はシフトレジスタが
５段（ｍ＝５）の場合の例であり、図３においてシフト
レジスタ１３1，１３2，…，１３5で受波信号の６サン
プルからの補間遅延によって得たビームパターンＰ5を
示しており、理想的なビームパターンＰにほとんど一致
した状態となりＳ／Ｎ比が向上していることがわかる。
従って、このシミュレーションの結果から、図３に示す
補間遅延回路１２内のシフトレジスタ１３1〜１３ｍの
段数は、３段以上は必要であり、回路規模の制約上から
３〜７段ぐらいが適当と思われる。
【００２０】図５は上記受波整相回路の他の実施例（２
４′）を示すブロック図である。この実施例は、受波信
号Ｓ1〜Ｓｎの各チャンネル毎に設けられた信号遅延ブ
ロック８1，…，８ｎにおいて、第一の遅延回路１１の
後段に図７に示すと同様のマルチプレクサ７ａ，７ｂを
並列に設けると共に、一方のマルチプレクサ７ｂの入力
側には図３に示すと同様のシフトレジスタ１７を設けた
ものである。また、上記各信号遅延ブロック８1〜８ｎ
の後段には、２方向の受波ビームＢa，Ｂbの系列に対応
して第一の加算器１８ａ1〜１８ａi及び１８ｂ1〜１８
ｂiが設けられると共に、これらの後段に各受波ビーム
Ｂa，Ｂbに対応する補間遅延回路１２ａ2〜１２ａi及び
１２ｂ2〜１２ｂiが設けられており、これらの２系列の
補間遅延回路１２ａ2〜１２ａi及び１２ｂ2〜１２ｂiか
ら図２に示すと同様の２個の加算器５ａ，５ｂに出力信
号が送出されるようになっている。ここで、上記第一の
加算器１８ａ 1 〜１８ａi及び１８ｂ 1 〜１８ｂiで前記第
一の遅延回路１１からの出力信号を入力して複数方向の
受波ビームを形成すべく短い遅延単位ごとに加算する複
数の加算手段グループを構成し、上記補間遅延回路１２
ａ 2 〜１２ａi及び１２ｂ 2 〜１２ｂiで上記第一の加算器
１８ａ 1 〜１８ａi及び１８ｂ 1 〜１８ｂiにより加算され
た出力信号を入力して短い遅延単位で遅延する複数の遅
延手段グループを構成している。そして、これらの第一
の加算器１８ａ 1 〜１８ａi及び１８ｂ 1 〜１８ｂiと補間
遅延回路１２ａ 2 〜１２ａi及び１２ｂ 2 〜１２ｂiとで、
ディジタル遅延手段の第二の遅延手段を構成している。
４′）を示すブロック図である。この実施例は、受波信
号Ｓ1〜Ｓｎの各チャンネル毎に設けられた信号遅延ブ
ロック８1，…，８ｎにおいて、第一の遅延回路１１の
後段に図７に示すと同様のマルチプレクサ７ａ，７ｂを
並列に設けると共に、一方のマルチプレクサ７ｂの入力
側には図３に示すと同様のシフトレジスタ１７を設けた
ものである。また、上記各信号遅延ブロック８1〜８ｎ
の後段には、２方向の受波ビームＢa，Ｂbの系列に対応
して第一の加算器１８ａ1〜１８ａi及び１８ｂ1〜１８
ｂiが設けられると共に、これらの後段に各受波ビーム
Ｂa，Ｂbに対応する補間遅延回路１２ａ2〜１２ａi及び
１２ｂ2〜１２ｂiが設けられており、これらの２系列の
補間遅延回路１２ａ2〜１２ａi及び１２ｂ2〜１２ｂiか
ら図２に示すと同様の２個の加算器５ａ，５ｂに出力信
号が送出されるようになっている。ここで、上記第一の
加算器１８ａ 1 〜１８ａi及び１８ｂ 1 〜１８ｂiで前記第
一の遅延回路１１からの出力信号を入力して複数方向の
受波ビームを形成すべく短い遅延単位ごとに加算する複
数の加算手段グループを構成し、上記補間遅延回路１２
ａ 2 〜１２ａi及び１２ｂ 2 〜１２ｂiで上記第一の加算器
１８ａ 1 〜１８ａi及び１８ｂ 1 〜１８ｂiにより加算され
た出力信号を入力して短い遅延単位で遅延する複数の遅
延手段グループを構成している。そして、これらの第一
の加算器１８ａ 1 〜１８ａi及び１８ｂ 1 〜１８ｂiと補間
遅延回路１２ａ 2 〜１２ａi及び１２ｂ 2 〜１２ｂiとで、
ディジタル遅延手段の第二の遅延手段を構成している。
【００２１】なお、上記補間遅延回路１２ａ2〜１２ａi
及び１２ｂ2〜１２ｂiの内部構成は、例えば図６に示す
ように、第一の加算器１８ａ2から出力されて入力した
信号についてサンプリング周期Ｔより短い単位でシフト
するｍ段のシフトレジスタ１３1〜１３ｍと、上記サン
プリング周期Ｔ以下の補間遅延を行うための係数Ｃ0，
Ｃ1，…，Ｃｍを記憶した係数メモリ１４′と、上記ｍ
段のシフトレジスタ１３1〜１３ｍの出力に対し当該系
列の受波ビームに対応して上記係数メモリ１４′から読
み出した係数Ｃ0〜Ｃｍを掛ける複数のディジタル掛算
器１５0〜１５ｍと、その乗算結果を入力して加算する
加算器１６とから成る。
及び１２ｂ2〜１２ｂiの内部構成は、例えば図６に示す
ように、第一の加算器１８ａ2から出力されて入力した
信号についてサンプリング周期Ｔより短い単位でシフト
するｍ段のシフトレジスタ１３1〜１３ｍと、上記サン
プリング周期Ｔ以下の補間遅延を行うための係数Ｃ0，
Ｃ1，…，Ｃｍを記憶した係数メモリ１４′と、上記ｍ
段のシフトレジスタ１３1〜１３ｍの出力に対し当該系
列の受波ビームに対応して上記係数メモリ１４′から読
み出した係数Ｃ0〜Ｃｍを掛ける複数のディジタル掛算
器１５0〜１５ｍと、その乗算結果を入力して加算する
加算器１６とから成る。
【００２２】このように構成された受波整相回路２４′
においては、第一の遅延回路１１の出力を、受波信号の
サンプリング周期Ｔより短い間隔で遅延するのに対応し
て出力選択するために、マルチプレクサ７ａ，７ｂに入
力させて切り換える。この選択切り換えられたマルチプ
レクサ７ａ，７ｂの出力は、それぞれ第一の加算器１８
ａ1〜１８ａi及び１８ｂ1〜１８ｂiに入力し、これらに
よって複数方向の受波ビームについて短い遅延単位ごと
に加算される。例えば、補間遅延回路１２ａ2〜１２ａ
i，１２ｂ2〜１２ｂiにおける遅延量子化単位を10nsと
し、第一の加算器１８ａi，１８ｂiが４個ずつあるとす
ると、１番目の加算器１８ａ1，１８ｂ1は遅延が０nsで
ある受信チャンネルを、２番目の加算器１８ａ2，１８
ｂ2は遅延が10nsである受信チャンネルを、…、４番目
の加算器１８ａi，１８ｂiは遅延が30nsである受信チャ
ンネルをそれぞれ加算する。このとき、前記マルチプレ
クサ７ａ，７ｂでは、第一の遅延回路１１から入力する
信号を４個に分割することとなる。従って、上記第一の
遅延回路１１から入力する信号は、10ns×４＝40nsの遅
延単位の信号でよいこととなる。このことから、その前
段のＡ／Ｄ変換器３のサンプリング周期は例えば25ＭHz
と遅いものでよい。
においては、第一の遅延回路１１の出力を、受波信号の
サンプリング周期Ｔより短い間隔で遅延するのに対応し
て出力選択するために、マルチプレクサ７ａ，７ｂに入
力させて切り換える。この選択切り換えられたマルチプ
レクサ７ａ，７ｂの出力は、それぞれ第一の加算器１８
ａ1〜１８ａi及び１８ｂ1〜１８ｂiに入力し、これらに
よって複数方向の受波ビームについて短い遅延単位ごと
に加算される。例えば、補間遅延回路１２ａ2〜１２ａ
i，１２ｂ2〜１２ｂiにおける遅延量子化単位を10nsと
し、第一の加算器１８ａi，１８ｂiが４個ずつあるとす
ると、１番目の加算器１８ａ1，１８ｂ1は遅延が０nsで
ある受信チャンネルを、２番目の加算器１８ａ2，１８
ｂ2は遅延が10nsである受信チャンネルを、…、４番目
の加算器１８ａi，１８ｂiは遅延が30nsである受信チャ
ンネルをそれぞれ加算する。このとき、前記マルチプレ
クサ７ａ，７ｂでは、第一の遅延回路１１から入力する
信号を４個に分割することとなる。従って、上記第一の
遅延回路１１から入力する信号は、10ns×４＝40nsの遅
延単位の信号でよいこととなる。このことから、その前
段のＡ／Ｄ変換器３のサンプリング周期は例えば25ＭHz
と遅いものでよい。
【００２３】上記第一の加算器１８ａ1〜１８ａi及び１
８ｂ1〜１８ｂiで加算された出力信号は、各系列の補間
遅延回路１２ａ2〜１２ａi，１２ｂ2〜１２ｂiに入力し
て遅延量子化単位の10nsで遅延が行われる。その後、二
つの加算器５ａ，５ｂにそれぞれの系列ごとに入力して
整相加算され、これらの加算結果として２方向の受波ビ
ームＢa，Ｂbが同時に形成される。この場合は、一般
に、受波信号Ｓ1〜Ｓｎのチャンネル数ｎに対して、サ
ンプリング周期Ｔ以下の遅延量子化の数ｉが小さいこと
から、図５に示すように、補間遅延回路１２ａi，１２
ｂiの個数を減少させることができる。さらに、図６か
ら明らかなように、その内部のディジタル掛算器１５0
〜１５ｍの数を図３の場合に比べて減少させることがで
きる。
８ｂ1〜１８ｂiで加算された出力信号は、各系列の補間
遅延回路１２ａ2〜１２ａi，１２ｂ2〜１２ｂiに入力し
て遅延量子化単位の10nsで遅延が行われる。その後、二
つの加算器５ａ，５ｂにそれぞれの系列ごとに入力して
整相加算され、これらの加算結果として２方向の受波ビ
ームＢa，Ｂbが同時に形成される。この場合は、一般
に、受波信号Ｓ1〜Ｓｎのチャンネル数ｎに対して、サ
ンプリング周期Ｔ以下の遅延量子化の数ｉが小さいこと
から、図５に示すように、補間遅延回路１２ａi，１２
ｂiの個数を減少させることができる。さらに、図６か
ら明らかなように、その内部のディジタル掛算器１５0
〜１５ｍの数を図３の場合に比べて減少させることがで
きる。
【００２４】なお、図２及び図５の実施例においては、
受波ビームを２方向（Ｂa，Ｂb）だけ形成するものとし
て説明したが、本発明はこれに限らず、３方向以上の複
数の受波ビームを形成する場合にも同様に適用できる。
受波ビームを２方向（Ｂa，Ｂb）だけ形成するものとし
て説明したが、本発明はこれに限らず、３方向以上の複
数の受波ビームを形成する場合にも同様に適用できる。
【００２５】
【発明の効果】本発明は以上のように構成されたので、
請求項１に係る発明によれば、受波整相回路のディジタ
ル遅延手段内の第一の遅延手段によりＡ／Ｄ変換器から
のディジタル信号をサンプリング周期の間隔で遅延し、
この第一の遅延手段からの出力信号を第二の遅延手段で
入力し該出力信号を上記サンプリング周期よりも短い間
隔で遅延して複数個の遅延信号を出力することができ
る。これにより、上記ディジタル遅延手段の出力側に設
けられた第二の遅延手段における遅延量子化単位を、最
終的に超音波ビームの形成に必要な量（例えば10ns）と
すればよいので、その前段における第一の遅延手段では
それよりも長い単位の遅延（例えば40ns）を行えばよ
い。従って、この第一の遅延手段の遅延単位に合わせ
て、その前段のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周期も遅い
ものとすることができる。このことから、低速のＡ／Ｄ
変換器及び低速の第一の遅延手段により受波整相回路を
構成することができ、コスト低下及び低消費電力化を図
ることができる。
請求項１に係る発明によれば、受波整相回路のディジタ
ル遅延手段内の第一の遅延手段によりＡ／Ｄ変換器から
のディジタル信号をサンプリング周期の間隔で遅延し、
この第一の遅延手段からの出力信号を第二の遅延手段で
入力し該出力信号を上記サンプリング周期よりも短い間
隔で遅延して複数個の遅延信号を出力することができ
る。これにより、上記ディジタル遅延手段の出力側に設
けられた第二の遅延手段における遅延量子化単位を、最
終的に超音波ビームの形成に必要な量（例えば10ns）と
すればよいので、その前段における第一の遅延手段では
それよりも長い単位の遅延（例えば40ns）を行えばよ
い。従って、この第一の遅延手段の遅延単位に合わせ
て、その前段のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周期も遅い
ものとすることができる。このことから、低速のＡ／Ｄ
変換器及び低速の第一の遅延手段により受波整相回路を
構成することができ、コスト低下及び低消費電力化を図
ることができる。
【００２６】また、請求項２に係る発明によれば、ディ
ジタル遅延手段の第二の遅延手段において、第一の遅延
手段からの出力信号を複数の加算手段グループで入力し
て複数方向の受波ビームを形成すべく短い遅延単位ごと
に加算し、これらの加算手段グループで加算された出力
信号を複数の遅延手段グループで入力して短い遅延単位
で遅延することができる。この場合は、一般に、受波信
号のチャンネル数に対して、サンプリング周期以下の遅
延量子化の数が小さいことから、上記複数の遅延手段グ
ループの遅延手段の個数を減少させることがきる。
ジタル遅延手段の第二の遅延手段において、第一の遅延
手段からの出力信号を複数の加算手段グループで入力し
て複数方向の受波ビームを形成すべく短い遅延単位ごと
に加算し、これらの加算手段グループで加算された出力
信号を複数の遅延手段グループで入力して短い遅延単位
で遅延することができる。この場合は、一般に、受波信
号のチャンネル数に対して、サンプリング周期以下の遅
延量子化の数が小さいことから、上記複数の遅延手段グ
ループの遅延手段の個数を減少させることがきる。
【図１】 本発明による超音波撮像装置の実施例を示す
ブロック図、
ブロック図、
【図２】 上記超音波撮像装置における受波整相回路の
内部構成例を示すブロック図、
内部構成例を示すブロック図、
【図３】 図２に示す補間遅延回路の内部構成例を示す
ブロック図、
ブロック図、
【図４】 上記補間遅延回路内に設けられたシフトレジ
スタの段数による最終的な受波ビームのパターンについ
てシミュレーションした結果の一例を示すグ ラフ、
スタの段数による最終的な受波ビームのパターンについ
てシミュレーションした結果の一例を示すグ ラフ、
【図５】 上記受波整相回路の他の実施例を示すブロッ
ク図、
ク図、
【図６】 図５に示す補間遅延回路の内部構成例を示す
ブロック図、
ブロック図、
【図７】 従来の受波整相回路を示すブロック図。
２…可変増幅器、 ３…Ａ／Ｄ変換器、 ４′…ディジ
タル遅延手段、 ５ａ，５ｂ…加算器、 ８1〜８ｎ…
信号遅延ブロック、 １０，１０′…受波整相回路、
１１…第一の遅延回路、 １２…補間遅延回路、 ２０
…超音波送受波手段、 ２１…スイッチ群、 ２２…送
波手段、 ２３…受信増幅器、 ２４…受波整相回路、
２５…画像処理回路、 ２６…画像表示部、 Ｓ1〜
Ｓｎ…受波信号、 Ｄa1〜Ｄan，Ｄb1〜Ｄbn…遅延信
号、 Ｂa，Ｂb…受波ビーム。
タル遅延手段、 ５ａ，５ｂ…加算器、 ８1〜８ｎ…
信号遅延ブロック、 １０，１０′…受波整相回路、
１１…第一の遅延回路、 １２…補間遅延回路、 ２０
…超音波送受波手段、 ２１…スイッチ群、 ２２…送
波手段、 ２３…受信増幅器、 ２４…受波整相回路、
２５…画像処理回路、 ２６…画像表示部、 Ｓ1〜
Ｓｎ…受波信号、 Ｄa1〜Ｄan，Ｄb1〜Ｄbn…遅延信
号、 Ｂa，Ｂb…受波ビーム。
フロントページの続き (72)発明者 篠 村 隆 一 東京都国分寺市東恋ヶ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所 (72)発明者 三 和 祐 一 東京都国分寺市東恋ヶ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所 (56)参考文献 特開 昭59−49752（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−134146（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−200184（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) A61B 8/00 - 8/15
Claims (2)
- 【請求項１】複数の振動子素子が配列され超音波を送受
波する超音波送受波手段と、この超音波送受波手段の振
動子素子を駆動し超音波を送波する送波手段と、上記振
動子素子で受信した受波信号を増幅する受信増幅器と、
この受信増幅器からの出力信号を入力し受波信号の振幅
及び位相を制御して受波ビームを形成する受波整相回路
と、この受波整相回路からの受波ビームを入力して画像
信号を作成する画像処理回路と、この画像処理回路から
の画像信号を取り込んで画像として表示する画像表示部
とを備えて成る超音波撮像装置において、 上記受波整相回路を、上記振動子素子で受信した受波信
号を各チャンネル毎に入力し増幅する増幅手段と、該増
幅された出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換器と、該変換されたディジタル信号を入力して任意に
遅延し複数個の遅延信号を出力するディジタル遅延手段
と、該出力された複数個の遅延信号を別々に入力すると
共に各チャンネル毎の遅延信号をそれぞれ入力して加算
する複数個の加算手段とで構成し、さらに上記ディジタ
ル遅延手段は、上記Ａ／Ｄ変換器からのディジタル信号
をサンプリング周期の間隔で遅延する第一の遅延手段
と、この第一の遅延手段からの出力信号を入力し該出力
信号を上記サンプリング周期よりも短い間隔で遅延して
複数個の遅延信号を出力する第二の遅延手段とを組み合
わせて成り、複数方向の受波ビームを形成することを特
徴とする超音波撮像装置。 - 【請求項２】上記ディジタル遅延手段の第二の遅延手段
は、上記第一の遅延手段からの出力信号を入力して複数
方向の受波ビームを形成すべく短い遅延単位ごとに加算
する複数の加算手段グループと、これらの加算手段グル
ープで加算された出力信号を入力して短い遅延単位で遅
延する複数の遅延手段グループと、から成ることを特徴
とする請求項１記載の超音波撮像装置。
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|---|---|---|---|
| JP15612492A JP3322694B2 (ja) | 1992-05-25 | 1992-05-25 | 超音波撮像装置 |
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15612492A JP3322694B2 (ja) | 1992-05-25 | 1992-05-25 | 超音波撮像装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05317310A JPH05317310A (ja) | 1993-12-03 |
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ID=15620852
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15612492A Expired - Lifetime JP3322694B2 (ja) | 1992-05-25 | 1992-05-25 | 超音波撮像装置 |
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| Country | Link |
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| JP (1) | JP3322694B2 (ja) |
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| JP5355924B2 (ja) * | 2008-03-31 | 2013-11-27 | 株式会社東芝 | 超音波診断装置 |
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|---|---|---|---|---|
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| KR940009243B1 (ko) * | 1985-08-07 | 1994-10-01 | 가부시기가이샤 히다찌세이사꾸쇼 | 초음파 수파 정상회로 |
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-
1992
- 1992-05-25 JP JP15612492A patent/JP3322694B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-05-24 US US08/064,925 patent/US5457996A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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