JP3052792B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電動機を駆動するため
のインバータ装置に関し、電気自動車等の電源電圧が変
動するものに適する。

【０００２】

【従来の技術】モータを駆動するインバータ装置とし
て、電気自動車のモータ駆動システムを図１に示す。図
１において、１は直流電源、２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ，
２ｅ，２ｆは直流電源１が接続されたＭＯＳ入力型の半
導体スイッチング素子、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３
ｅ，３ｆはＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子２ａ
〜２ｆにそれぞれ逆並列に接続された還流用のダイオー
ド、４は３相モータ、５ａ，５ｂは、Ｕ相、Ｗ相のイン
バータ出力電流を検出する電流センサ、６は電流センサ
５ａ，５ｂの信号を増幅する電流信号増幅回路、７はコ
ントローラ、８は自動車のアクセルに備えられたアクセ
ルセンサ、９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄ，９ｅ，９ｆは同一
回路構成からなるゲート駆動回路である。

【０００３】コントローラ７は、アクセルセンサ８のア
クセル信号に応じて３相モータ４が所定のトルクを出力
するようにゲート駆動回路９ａ〜９ｆを駆動して、半導
体スイッチング素子２ａ〜２ｆの通電状態を切換制御す
ることによって、直流電源１から３相モータ４への電流
路が切換えられる。

【０００４】以上の構成からなるモータ駆動システムに
おいて、従来のゲート駆動回路９ａ〜９ｆの回路構成
を、ゲート駆動回路９ａを代表として図５に示す。図５
において、１０は直流電源、１１はフォトカプラ、１
２，１３，１４はトランジスタ、１５〜１８は抵抗、１
９はターンオン用ゲート抵抗、２０はターンオフ用ゲー
ト抵抗、２１はゲート抵抗である。

【０００５】次に、従来のゲート駆動回路９ａの動作説
明をする。始めに、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング
素子２ａをターンオンさせる場合を説明する。コントロ
ーラ７がフォトカプラ１１の一次側ダイオードを駆動す
ると、フォトカプラ１１の二次側フォトトランジスタが
オンになり、トランジスタ１２にベース電流を流させな
いようにするため、トランジスタ１２はオフとなる。ト
ランジスタ１２がオフになると、抵抗１８を通じてトラ
ンジスタ１３にベース電流が流れるため、トランジスタ
１３はオンになる。トランジスタ１３がオンになると、
抵抗１９，２１を通じてＭＯＳ入力型の半導体スイッチ
ング素子２ａのゲートを充電し、ゲートが所定の電位
（スレッショルド電圧）以上になると、ＭＯＳ入力型の
半導体スイッチング素子２ａはオンになる。

【０００６】次に、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング
素子２ａをターンオフする場合は、コントローラ７がフ
ォトカプラ１１の一次側ダイオードの駆動を停止する
と、フォトカプラ１１の二次側フォトトランジスタがオ
フになり、抵抗１５，１６を通じてトランジスタ１２に
ベース電流が流れ、トランジスタ１２がオンになる。ト
ランジスタ１２がオンになると、抵抗１８を通じてトラ
ンジスタ１３に供給されていたベース電流が流れなくな
るため、トランジスタ１３はオフになると同時に、トラ
ンジスタ１２を通じてトランジスタ１４にベース電流が
流れるためトランジスタ１４がオンになる。トランジス
タ１４がオンになると、抵抗２０、２１を通じてＭＯＳ
入力型の半導体スイッチング素子２ａのゲートを放電
し、ゲートが所定の電位（スレッショルド電圧）以下に
なると、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子２ａは
オフになる。

【０００７】次に、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング
素子のスイッチング特性について説明する。まず、ター
ンオンスイッチング特性について図６、図７を用いて説
明する。図６において、２２は配線の浮遊インダクタン
スであり、２３は負荷のインダクタンスである。図６に
おいて、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子２ｄが
オンで、負荷電流ＩＬが矢印（１）の方向に流れている
状態に、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子２ｄを
ターンオフさせた場合の動作を考える。

【０００８】ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子２
ｄがオフになると、半導体スイッチング素子２ｄを流れ
ていた負荷電流ＩＬは、負荷のインダクタンス２３によ
りダイオード３ａへ転流して、矢印（２）の向きへ流れ
る。次にＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子２ｄが
再度オンになると、ダイオード３ａのキャリアを放出し
て逆回復するまで、矢印（３）に示すように、直流電源
１、浮遊インダクタンス２２、ダイオード３ａ、及びＭ
ＯＳ入力型の半導体スイッチング素子２ｄからなる回路
を通じて瞬間短絡状態になる。尚、実際は他の配線部に
も、インダクタンスがあるが、説明を簡単にするために
省略した。

【０００９】ダイオード３ａの逆方向に逆回復電流が流
れてダイオード３ａは逆方向特性を回復するが、逆回復
電流の減衰が急になると、浮遊インダクタンス２２によ
るサージ電圧がＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子
２ａやダイオード３ａに印加される。この逆回復電流
は、ダイオード３ａの順方向電流Ｉを観測することによ
って見分けることができ、時刻ｔ１でＭＯＳ入力型の半
導体スイッチング素子２ｄがオンになると、電流ｉはＩ
Ｌの大きさから減少して零となり、その後、逆回復電流
が流れた後に急激に零となり、この時点で浮遊インダク
タンス２２によってＭＯＳ入力型の半導体スイッチング
素子２ａやダイオード３ａに大きなサージ電圧ＶＤが印
加される。

【００１０】このサージ電圧ＶＤは、直流電源電圧をＶ
Ｂ、浮遊インダクタンス２２をＬとすると、ＶＤ＝Ｌ・
ｄｉ／ｄｔ＋ＶＢとなる。サージ電圧ＶＤをＭＯＳ入力
型の半導体スイッチング素子の定格電圧ＶＳ以下に抑え
ないと、素子そのものが耐圧破壊を起こしてしまうの
で、サージ電圧ＶＤを小さくする必要がある。

【００１１】サージ電圧ＶＤを小さくするには、直流電
源電圧ＶＢを小さくするか、浮遊インダクタンス２２の
Ｌの大きさを減少させるか、ｄｉ／ｄｔを低下させるか
のいずれかによってサージ電圧ＶＤを小さくすることが
できるが、直流電源電圧ＶＢを小さくすると、負荷に供
給する電力が制限されてしまい、また、浮遊インダクタ
ンス２２のＬを減少させることは配線上から限界がある
ので、一般にはｄｉ／ｄｔを減少させる方法が有効であ
る。

【００１２】ｄｉ／ｄｔを減少させる方法の一つにダイ
オードのリカバリー時間を短く設計する方法がある。さ
らに、リカバリー電流を緩やかに減衰させるソフトリカ
バリーダイオードも開発されているが、限界があり、図
７における波形Ａは、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチン
グ素子２ｄを急速にオンさせた場合であり、その時の電
流の立ち上がりは速くサージ電圧ＶＤも大きな値となっ
ていて、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子の定格
ＶＳを超えてしまっている。一方、波形Ｂは、ＭＯＳ入
力型の半導体スイッチング素子２ａを緩やかにオンさせ
た場合であり、逆電流ｉの値も、ｄｉ／ｄｔの値も小さ
く、従ってサージ電圧ＶＤも低くなる。

【００１３】この時、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチン
グ素子２ｄのターンオン時間は、ゲートの充電時間に依
存し、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子のターン
オンを長くするには、図５に示した回路のゲート抵抗１
９，２１の抵抗値を大きくして、ゲート充電時間を長く
すればよい。ところが、ｄｉ／ｄｔを抑制するため、上
記のようにターンオン用ゲート抵抗１９，２１の抵抗値
を大きくして、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子
のスイッチングスピードを遅くすることはスイッチング
損失を大きくしてしまい、インバータ装置の損失増大に
なるという問題がある。

【００１４】次に、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング
素子のターンオフスイッチング特性について、図６、図
７を用いて説明する。図６の負荷電流が（１）から
（２）に切り替わった時、ＭＯＳ入力型の半導体スイッ
チング素子２ｄに流れていた電流はＩＬから０に変化す
るため、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子２ｄの
両端にサージ電圧ＶＣが印加される。サージ電圧ＶＣ
は、ＶＣ＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔ＋ＶＢで表され、ターンオン
スイッチング特性と同様にサージ電圧ＶＣをＭＯＳ入力
型の半導体スイッチング素子の定格ＶＳ以下に抑えるに
は、ｄｉ／ｄｔの抑制しかなく、ＭＯＳ入力型の半導体
スイッチング素子２ｄのターンオフ時間はゲートの放電
時間に依存し、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子
のターンオフ時間を長くするには、図５に示した回路の
ゲート抵抗２０、２１の抵抗値を大きくして、ゲート放
電時間を長くすればよい。しかし、インバータ装置の損
失面に関しても、ターンオンスイッチング特性と同様
で、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子のターンオ
フスイッチングスピードを遅くすることはスイッチング
損失を多くしてしまうという問題点がある。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】ＭＯＳ入力型の半導体
スイッチング素子にかかるサージ電圧は、Ｌ・ｄｉ／ｄ
ｔ＋ＶＢで表されるので、商用電源から電力を供給され
る汎用インバータ装置では、直流電源電圧ＶＢがほぼ一
定であることを考慮すると、Ｌ・ｄｉ／ｄｔの項だけに
着目すればよい。しかしながら、電気自動車のようなバ
ッテリを搭載した車両では、バッテリの充電時や長い急
な下り坂を下りた場合の回生時には、直流電源電圧ＶＢ
が上昇し、逆に加速中は、直流電源電圧ＶＢが下降する
ように、直流電源電圧ＶＢが大きく変動する。

【００１６】すなわち、上述のように直流電源電圧ＶＢ
が上昇した場合等は、Ｌ・ｄｉ／ｄｔ＋ＶＢを考慮する
と、サージ電圧を抑制するためにスイッチングスピード
を遅くするが、直流電源電圧が低い場合には、スイッチ
ングスピードを速くしてサージ電圧を増やしても、サー
ジ電圧の絶対値としては小さいので、ＭＯＳ入力型の半
導体スイッチング素子を耐圧破壊に至らしめることはな
く、スイッチング損失を低減できる。

【００１７】本発明は、インバータ装置の直流電源電圧
が変動する電気自動車のようなモータ駆動システムにお
いて、直流電源電圧に応じてインバータ装置を構成する
ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子のスイッチング
スピードを適正に制御することにより、インバータ装置
のスイッチ損失低減を図ることを目的とするものであ
る。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１は、
直流電源と、該直流電源に対して直列接続された複数組
の電圧駆動型の半導体スイッチング素子と、該半導体ス
イッチング素子の各出力端に逆並列接続した帰還ダイオ
ードと、前記各半導体スイッチング素子をオン・オフ制
御する制御回路とを有し、前記半導体スイッチング素子
の各直列接続点に結線される負荷を通電制御するインバ
ータ装置において、前記制御回路に、前記直流電源の電
圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段に検出さ
れた前記直流電源の電圧に応じて前記半導体スイッチン
グ素子のスイッチングスピードを可変するスイッチング
スピード変更手段とを設けたことを技術的手段とする。

【００１９】請求項２は、請求項１において、前記半導
体スイッチング素子は、ＭＯＳ入力型トランジスタであ
り、前記スイッチングスピード変更手段は、複数のゲー
ト抵抗の内の少なくとも１つのゲート抵抗にスイッチ手
段を並列接続させ、該スイッチ手段を前記直流電源の電
圧に応じて制御して、前記ＭＯＳ入力型の半導体スイッ
チング素子のゲートの充放電インピーダンスを可変し
て、前記ＭＯＳ入力型半導体スイッチング素子のゲート
の充放電時間を制御することで、前記ＭＯＳ入力型の半
導体スイッチング素子のスイッチング時間を制御するこ
とを技術的手段とする。

【００２０】請求項３は、請求項１、２において、前記
半導体スイッチング素子は、ＭＯＳ入力型トランジスタ
であり、前記電圧検出手段を、前記複数組のＭＯＳ入力
型トランジスタのそれぞれのゲートの充放電を行うゲー
ト駆動回路内にそれぞれ持つことを技術的手段とする。
請求項４は、請求項１、２において、前記半導体スイッ
チング素子は、ＭＯＳ入力型トランジスタであり、前記
電圧検出手段を、前記複数組のＭＯＳ入力型トランジス
タそれぞれのゲートの充放電を行うゲート駆動回路外に
設け、前記直流電源の電圧が所定の電圧以上か以下か
を、前記ゲート駆動回路のすべてに送信することを技術
的手段とする。

【００２１】

【作用】本発明は、直流電源の電圧を電圧検出手段によ
って検出し、その電圧に応じて、例えば、半導体スイッ
チ素子のゲートの充放電時間を制御することなどによっ
て、半導体スイッチング素子のスイッチングスピードを
可変する。これにより、直流電源の電圧が高い場合に
は、半導体スイッチング素子のスイッチングスピードが
遅くなり、負荷インダクタンスにより半導体スイッチン
グ素子に加わるサージ電圧のＬ・ｄｉ／ｄｔ成分が小さ
くなるため、大きなサージ電圧が半導体スイッチング素
子にかかることがない。一方、直流電源の電圧が低い場
合には、半導体スイッチング素子のスイッチングスピー
ドが速くなり、負荷インダクタンスにより半導体スイッ
チング素子に加わるサージ電圧のＬ・ｄｉ／ｄｔ成分が
大きくなるが、このときの直流電源の電圧自体が低い状
態であるため、サージ電圧の絶対値が低くなり、半導体
スイッチング素子に耐圧を超えるサージ電圧がかかるこ
とがない。また、このとき、スイッチング時間が短くな
るため、スイッチング損失が小さくなる。

【００２２】

【発明の効果】本発明では、以上のとおり、直流電源の
電圧に応じて半導体スイッチング素子のスイッチングス
ピードを変更するため、直流電源の電圧が高い場合に
は、サージ電圧を小さくすることができ、また、直流電
源の電圧が低い場合には、スイッチング損失を小さくす
ることができる。

【００２３】

【実施例】次に本発明のインバータ装置を図１に示す電
気自動車のモータ駆動システムの実施例に基づいて説明
する。本発明の特徴たる構成は、図１に示すモータ駆動
システムのゲート駆動回路９ａ〜９ｆにおいて適用され
ており、本発明の実施例となるゲート駆動回路９の回路
構成を図２に示す。図２において、２４はオペアンプを
用いた差動増幅回路によって構成された公知の電圧検出
回路であって、モータ駆動システム内の直流電源１の電
圧を検出する。２５ａはコンパレータ、２５ｂはコンパ
レータ２５ａ内の出力トランジスタ、２６は基準電圧
源、２７，２８はトランジスタ、２９はＰ型ＭＯＳＦＥ
Ｔ、３０はＮ型ＭＯＳＦＥＴ、３１〜４５は抵抗、４６
はダイオード、４７はフォトカプラである。なお、図２
において、図５と同符号を付したものは同一構成を示
す。

【００２４】次に以上の構成からなるゲート駆動回路９
の動作について説明する。モータ駆動システム内の直流
電源１の電圧が所定の電圧以上であるとすると、コンパ
レータ２５ａ内の出力トランジスタ２５ｂがオフになる
ため、抵抗３３、３５を通じてトランジスタ２７にベー
ス電流が流れるため、トランジスタ２７がオンになる。
トランジスタ２７がオンになると、トランジスタ２８に
ベース電流が供給されるため、トランジスタ２８がオン
になる。トランジスタ２７がオンになると、Ｎ型ＭＯＳ
ＦＥＴ３０のゲートが放電されるため、Ｎ型ＭＯＳＦＥ
Ｔ３０がオフになる。また、トランジスタ２８がオンに
なるため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２９のゲートが充電される
ため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２９がオフになる。このとき、
ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子のゲートの充電
抵抗は、抵抗４４，１９，２１の直列抵抗となり、ゲー
トの放電抵抗は、抵抗２１，２０，４５の直列抵抗とな
る。

【００２５】逆に、インバータ装置の直流電源電圧が所
定の電圧以下であるとすると、コンパレータ２５ａ内の
出力トランジスタ２５ｂがオンになるため、トランジス
タ２７にベース電流が供給されず、トランジスタ２７は
オフになる。トランジスタ２７がオフになると、トラン
ジスタ２８にベース電流が供給されないため、トランジ
スタ２８がオフになる。ここで、ダイオード４６はトラ
ンジスタ２７がオフの状態で、抵抗３７，４２，４３に
トランジスタ２８のベース電流が流れてトランジスタ２
８が誤ってオンにならないように逆阻止している。トラ
ンジスタ２８がオフになると、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２９の
ゲートがソースに対して負にバイアスされるため、Ｐ型
ＭＯＳＦＥＴ２９はオンになる。また、トランジスタ２
７がオフになっているので、抵抗３４，４２を通じてＮ
型ＭＯＳＦＥＴ３０のゲートがソースに対して正にバイ
アスされるので、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０はオンになる。

【００２６】数Ａ（アンペア）クラスのＭＯＳＦＥＴ
は、オンになるとオン抵抗が数十ミリオームとなるの
で、このときＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子の
ゲートの充電抵抗は、ほとんど抵抗１９，２１の直列抵
抗となり、ゲートの放電抵抗は、抵抗２１，２０の直列
抵抗となる。従って、モータ駆動システム内の直流電源
１の電圧が所定の電圧以下になると、ＭＯＳ入力型の半
導体スイッチング素子のゲートの充放電が速くなり、充
放電時間が短くなる。その結果、ＭＯＳ入力型の半導体
スイッチング素子がターンオフ及びターンオンするとき
に発生するサージ電圧のＬ・ｄｉ／ｄｔ分は増えるが、
直流電源１の電圧が低い状態なので、サージ電圧の絶対
値が低いため、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子
を耐圧破壊に至らしめることなしに、スイッチング損失
を低減できる。

【００２７】図３に本実施例のゲート駆動回路を用いた
場合のＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子にかかる
サージ電圧波形およびＭＯＳ入力型の半導体スイッチン
グ素子に流れる電流波形を示す。図中、（Ａ）はモータ
駆動システムの直流電源１の電圧ＶＢが高い場合であ
り、（Ｂ），（Ｃ）は低い場合である。また、（Ａ），
（Ｂ）は本発明の制御を行った場合であり、（Ｃ）は制
御を行わない従来技術による場合である。なお、ＶMAX
はＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子の耐圧定格で
ある。

【００２８】図３において、ＶＢ１＞ＶＢ２であり、
（Ａ）と（Ｂ）とを比較すると、モータ駆動システムの
直流電源１の電圧ＶＢが低い場合の（Ｂ）は、スイッチ
ングスピードが速くなる（ｄｉ／ｄｔが大きくなる）
が、サージ電圧のレベルは（Ａ），（Ｂ）とも、ＶMAX
以下で、（Ｂ）と（Ｃ）とを比較すると、（Ｂ）の場合
はスイッチング時間が短くなるので、サージ電圧のレベ
ルは大きくなるが、ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング
素子を耐圧破壊させるレベルのＶMAX に至っていない。
また、スイッチング時間が短くなるので、制御なしの場
合と比較すると、スイッチング損失が小さくなるのが分
かる。

【００２９】図４に本発明の第２実施例のゲート駆動回
路を示す。図４において、４７はフォトカプラである。
第２実施例では、直流電源１の電圧を検出する電圧検出
手段をコントローラ７内に設け、コントローラ７から各
ゲート駆動回路９ａ〜９ｆのフォトカプラ４７へ、直流
電源１の電圧が所定の電圧以上か以下かの信号を送出す
るため、各ゲート駆動回路の電圧検出回路を省略でき
る。

【００３０】以上の各実施例では、単電源用のゲート駆
動回路を示したが、両電源用のゲート駆動回路でもよ
い。また、１３，１４，２７，２８としてパイポーラト
ランジスタを用いたが、ＦＥＴ等の他のスイッチ手段で
もよい。また、コントローラ７とゲート駆動回路のイン
ターフェースとしてフォトカプラを用いたが、パルスト
ランス等の他の絶縁手段でもよい。また、ターンオンと
ターンオフの高速化を同時に行ったが、別々に行っても
よい。また、スイッチングスピードについて、高速化と
低速化の２段階で分けたが、それ以上の複数段階で分け
てもよく、ターンオンとターンオフとで、段階数を別々
に設定してもよい。また、直流電源電圧の検出手段とし
て電圧検出回路を用いたが、アイソレーションアンプ等
の他の絶縁手段を用いてもよい。

【００３１】以上のとおり、本発明では、電源電圧が変
動するようなインバータ装置において、インバータ装置
を構成するＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子のス
イッチングスピードを電源電圧に応じて適正に制御する
ことによって、インバータ装置のスイッチング損失を低
減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を示す電気自動車のモータ駆動
システムを示す回路図である。

【図２】第１実施例のモータ駆動システムのゲート駆動
回路を示す回路図である。

【図３】第１実施例の作動を示す波形図である。

【図４】第２実施例のモータ駆動システムのゲート駆動
回路を示す回路図である。

【図５】従来技術としてのゲート駆動回路を示す回路図
である。

【図６】従来技術としてのゲート駆動回路を動作説明の
ための部分回路図である。

【図７】従来技術としてのゲート駆動回路を動作説明の
ための波形図である。

【符号の説明】

１ 直流電源 ２ａ〜２ｆ ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子 ３ａ〜３ｆ ダイオード（帰還ダイオード） ４ ３相モータ ７ コントローラ ９ ゲート駆動回路（制御回路、スイッチングスピード
変更手段） ２４ 電圧検出回路（電圧検出手段）

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源と、 該直流電源に対して直列接続された複数組の電圧駆動型
   の半導体スイッチング素子と、 該半導体スイッチング素子の各出力端に逆並列接続した
   帰還ダイオードと、 前記各半導体スイッチング素子をオン・オフ制御する制
   御回路とを有し、前記半導体スイッチング素子の各直列
   接続点に結線される負荷を通電制御するインバータ装置
   において、 前記制御回路に、 前記直流電源の電圧を検出する電圧検出手段と、 該電圧検出手段に検出された前記直流電源の電圧に応じ
   て前記半導体スイッチング素子のスイッチングスピード
   を可変するスイッチングスピード変更手段とを設けたこ
   とを特徴とするインバータ装置。
2. 【請求項２】 前記半導体スイッチング素子は、ＭＯＳ
   入力型トランジスタであり、前記スイッチングスピード
   変更手段は、複数のゲート抵抗の内の少なくとも１つの
   ゲート抵抗にスイッチ手段を並列接続させ、該スイッチ
   手段を前記直流電源の電圧に応じて制御して、前記ＭＯ
   Ｓ入力型の半導体スイッチング素子のゲートの充放電イ
   ンピーダンスを可変して、前記ＭＯＳ入力型半導体スイ
   ッチング素子のゲートの充放電時間を制御することで、
   前記ＭＯＳ入力型の半導体スイッチング素子のスイッチ
   ング時間を制御することを特徴とする請求項１記載のイ
   ンバータ装置。
3. 【請求項３】 前記半導体スイッチング素子は、ＭＯＳ
   入力型トランジスタであり、前記電圧検出手段を、前記
   複数組のＭＯＳ入力型トランジスタのそれぞれのゲート
   の充放電を行うゲート駆動回路内にそれぞれ持つことを
   特徴とする請求項１または２に記載のインバータ装置。
4. 【請求項４】 前記半導体スイッチング素子は、ＭＯＳ
   入力型トランジスタであり、前記電圧検出手段を、前記
   複数組のＭＯＳ入力型トランジスタそれぞれのゲートの
   充放電を行うゲート駆動回路外に設け、前記直流電源の
   電圧が所定の電圧以上か以下かを、前記ゲート駆動回路
   のすべてに送信することを特徴とする請求項１または２
   に記載のインバータ装置。