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JP2964883B2 - 送信器 - Google Patents

送信器

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JP2964883B2
JP2964883B2 JP6236314A JP23631494A JP2964883B2 JP 2964883 B2 JP2964883 B2 JP 2964883B2 JP 6236314 A JP6236314 A JP 6236314A JP 23631494 A JP23631494 A JP 23631494A JP 2964883 B2 JP2964883 B2 JP 2964883B2
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新一 大曲
修 山本
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Nippon Electric Co Ltd
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Publication date
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Priority to DE69519839T priority patent/DE69519839T2/de
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    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
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    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3282—Acting on the phase and the amplitude of the input signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
    • H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
    • H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
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  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は送信器に係り、特に電力
増幅器により電力増幅された信号を送信する送信器に関
する。
【０００２】
【従来の技術】マイクロ波帯の移動体通信や移動体衛星
通信の分野では、近年の加入者数の急速な増加に対応す
るため、有限の周波数資源の有効利用と歪の影響の低減
化との兼ね合いから４相位相変調（ＱＰＳＫ）やπ／４
シフトＱＰＳＫ等の狭帯域の線形変調方式を送信器内の
変調器の変調方式として採用している。
【０００３】かかる送信器では、狭帯域の被変調波を送
信できる反面、スペクトラムの拡がりを改善するために
被変調波を増幅する電力増幅器に厳しい線形動作が要求
されており、そのため従来は電力増幅器の飽和出力を上
げたり、直線性を改善していた。
【０００４】また、従来より、非線形の位相特性を有す
る電力増幅器を用いた場合においても、スペクトラムの
拡がりを図４に示す如く、自動利得制御（ＡＧＣ）回路
と位相変調回路を用いて抑制するようにした送信器も知
られている（特開平４−２８７４５７号公報、発明の名
称「電力増幅器の位相補償方式」）。
【０００５】この従来の送信器においては、入力端子４
１を介して入力された増幅歪の少ない被変調波をＡＧＣ
回路４２に供給する一方、包絡線検波回路４６により包
絡線検波する。ＡＧＣ回路４２の出力被変調波は、位相
変調回路４３により位相変調された後電力増幅器４４に
供給されて電力増幅される。電力増幅器４４の出力信号
は出力端子４５へ出力される一方、包絡線検波回路４８
に供給される。
【０００６】差動増幅器４７は、包絡線検波回路４６よ
り入力される振幅歪の少ない入力被変調波の包絡線検波
信号と、包絡線検波回路４８より入力される、電力増幅
器４４による増幅の際に発生した振幅歪を有する被変調
波の包絡線検波信号とを比較し、それらの差の信号でＡ
ＧＣ回路４２の利得を制御する。これにより、電力増幅
器４４による増幅の際に発生する振幅歪が抑制される。
【０００７】また、包絡線検波回路４６の出力検波信号
は位相変調回路４３に供給され、位相変調回路４３が電
力増幅器４４の位相特性と逆特性の位相変調を行うよう
に制御する。これにより、電力増幅器４４で発生する位
相歪が抑制され、搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）の
劣化が低減される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、電力増幅器
の飽和出力を上げたり、直線性を改善することにより、
スペクトラムの拡がりを抑制するようにした従来の送信
器では、電力増幅器の価格が高くなり、また、消費電力
が増加するために大型の放熱機構が必要となり、装置全
体を大型化する。
【０００９】また、図４に示した従来の送信器では、入
力端子４１に入力される信号が位相変調された高周波数
の被変調波であるため、電力増幅器４４の入力側と出力
側のそれぞれに設けられた包絡線検波回路４６及び４８
として高価な高周波数用検波回路が必要であり、また、
位相変調回路も２回路必要であるため、高価である等の
問題がある。また、上記の従来の送信器では出力電力を
可変することができない。
【００１０】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
安価で、低消費電力、かつ、小型な構成の送信器を提供
することを目的とする。
【００１１】また、本発明の他の目的は、常に最適な動
作点に自動的に制御され、出力レベル可変時でも安定し
た歪改善効果が得られる送信器を提供することにある。
【００１２】更に、本発明の他の目的は、電力増幅器の
出力電力を任意の値に可変し得る送信器を提供すること
にある。
【００１３】また更に、本発明の他の目的は、広い範囲
で出力レベルを可変しても歪が劣化したり、出力レベル
が不連続に変化することを防止し得る送信器を提供する
ことにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の目的を
達成するため、変調信号で搬送波を線形変調して被変調
波を出力する変調器と、被変調波を電力増幅して送信出
力部へ出力する電力増幅器と、電力増幅器の出力信号の
包絡線を検波する検波器と、検波器の出力検波信号を平
均化した信号と第１の基準電圧との誤差信号を生成出力
する第１の誤差信号生成手段と、第１の誤差信号生成手
段の出力誤差信号と帯域制限されたベースバンド信号と
の乗算を行う第１の乗算器と、検波器の出力検波信号と
第１の乗算器の出力信号を全波整流した信号との誤差信
号を生成出力する第２の誤差信号生成手段と、電力増幅
器の出力電力を可変するために、第２の誤差信号生成手
段の出力誤差信号とベースバンド信号とを乗算し、得ら
れた乗算結果を変調器へ変調信号として供給する第２の
乗算器とを有し、変調器から電力増幅器、検波器、第２
の誤差信号生成手段及び第２の乗算器を経て変調器に至
る包絡線帰還ループにより、ベースバンド信号と検波器
により検波された包絡線とが一致するように制御する構
成としたものである。
【００１５】また、本発明は、変調器の出力信号を制御
信号に応じて減衰した信号を電力増幅器へ出力する可変
減衰器と、第２の誤差信号生成手段の出力誤差信号を平
均化して得た信号を制御信号として可変減衰器へ出力す
る平均化回路とを更に有する構成としたものである。ま
た、本発明は、第１の誤差信号生成手段に入力される第
１の基準電圧を可変する電圧可変手段を有する。
【００１６】更に、本発明は、電力増幅器の出力電力が
所定値以上のときは第１の誤差信号生成手段の出力誤差
信号を第１の乗算器へ出力し、出力電力が所定値未満の
ときは可変減衰器へ制御信号として供給する第１のスイ
ッチと、出力電力が所定値以上のときは第２の誤差信号
生成手段の出力誤差信号を第２の乗算器へ出力し、出力
電力が所定値未満のときは第２の基準電圧を第２の乗算
器へ供給する第２のスイッチと、出力電力が所定値以上
のときは平均化回路の出力信号を可変減衰器へ出力し、
出力電力が所定値未満のときは平均化回路の出力信号の
可変減衰器への出力を遮断する第３のスイッチとを有す
る構成としたものである。
【００１７】
【作用】本発明では、変調器、電力増幅器、検波器、第
２の誤差信号生成手段及び第２の乗算器により形成され
るフィードバックループが包絡線帰還ループを構成し、
ベースバンド変調信号と被変調波の包絡線とが同じにな
るように制御すると共に、検波器、第１の誤差信号生成
手段及び第１の乗算器よりなるループにより、第１の乗
算器から第２の誤差信号生成手段へ供給される包絡線帰
還の基準振幅を可変することができる。
【００１８】また、本発明では、可変減衰器、電力増幅
器、検波器、第２の誤差信号生成手段及び平均化回路よ
りなるフィードバックループが動作点帰還ループを構成
し、第２の誤差信号生成手段の出力誤差信号の平均値が
最小となるように制御する。
【００１９】更に、本発明では、電圧可変手段により第
１の基準電圧を可変することができるため、包絡線帰還
ループにおける包絡線の基準振幅を任意に変更できる。
【００２０】また、更に、本発明では、電力増幅器の出
力電力が所定値未満のときには第１乃至第３のスイッチ
により上記の包絡線帰還ループ及び動作点帰還ループを
オフとし、かつ、第１の誤差信号生成手段の出力誤差信
号を可変減衰器へ制御信号として入力する帰還ループを
構成することができる。
【００２１】
【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。図
１は本発明の一実施例のブロック図を示す。同図に示す
ように、本実施例は、発振器１１、バッファアンプ１
２、位相変調器１３、可変減衰器１４、高電力増幅器
（ＨＰＡ）１５、方向性結合器１６、検波器１７、誤差
増幅器１８、２６及び３２、アナログ乗算器２０及び２
１、波形折り返し回路（全波整流回路）２２、スイッチ
２３、２７及び３４、基準電圧源２４及び３１、平均化
回路２５、加算器２８、ＲＭＳ変換回路２９、並びにホ
ールド回路３５から構成されている。
【００２２】発振器１１は、所定周波数の搬送波周波数
を発振出力する。位相変調器１３は所定の位相変調方
式、例えばＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈ
ｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）方式の変調を行う。可変減衰器１
４は入力信号を加算器２８の出力信号に応じた減衰率で
減衰させる。高電力増幅器１５は入力信号を高効率で電
力増幅する。検波器１７は入力信号の包絡線を検波す
る。
【００２３】 また、位相変調器１３、可変減衰器１
４、高電力増幅器１５、方向性結合器１６、検波器１
７、誤差増幅器１８、スイッチ２３及びアナログ乗算器
２１よりなる第１のフィードバックループは、包絡線帰
還ループを構成している。この包絡線帰還ループを構成
する各回路は、伝送する変調信号速度（例えば６４ｋｂ
ｐｓ）よりも十分に速い（例えば１０倍以上）速度で動
作するようになされている。アナログ乗算器２１はこの
包絡線帰還ループの基準値を可変することにより、出力
電力を可変するために設けられている。
【００２４】また、可変減衰器１４、高電力増幅器１
５、方向性結合器１６、検波器１７、誤差増幅器１８、
平均化回路２５、誤差増幅器２６、スイッチ２７及び加
算器２８よりなる第２のフィードバックループは、動作
点帰還ループを構成している。この動作点帰還ループ
は、その構成回路のうち、最も動作速度が遅くて良い回
路（例えば、平均化回路２５あるいは誤差増幅器２６）
の動作速度を調整して後述の自動レベル制御（ＡＬＣ）
ループが発散しない程度の速度（ＡＬＣループ速度の例
えば１／１０倍以下の速度）で動作するように構成され
ている。
【００２５】更に、方向性結合器１６、検波器１７、Ｒ
ＭＳ変換回路２９、誤差増幅器３２、スイッチ３４及び
アナログ乗算器２０はＡＬＣループを構成している。こ
のＡＬＣループは、その構成回路のうち、最も動作が遅
くて良い回路（例えば、ＲＭＳ変換回路２９あるいは誤
差増幅器３２）の動作速度を調整して、変調信号を平均
化できる程度の速度（例えば、変調信号速度の１／１０
倍以下の速度）で動作するように構成されている。
【００２６】スイッチ２３、２７及び３４は、それぞれ
入力端子３３を介して入力されるスイッチ制御信号によ
り端子ａ及びｂのいずれか一方に切り換え制御される。
基準電圧源２４は予め定められた第２の基準電圧を発生
してスイッチ２３の一方の端子へ出力する。基準電圧源
３１は、第１の基準電圧を発生する回路で、入力端子３
６よりの出力レベル制御信号によりその出力基準電圧が
可変制御される。
【００２７】次に、本実施例の動作について説明する。
まず、入力端子３３より入力されるスイッチ制御信号に
より、スイッチ２３、２７及び３４はそれぞれ図１に示
すように、端子ａ側に接続されているものとする。これ
により、アナログ乗算器２１の一方の入力端子には誤差
増幅器１８の出力信号が入力され、加算器２８の一方の
入力端子には誤差増幅器２６の出力信号が入力され、ア
ナログ乗算器２０の一方の入力端子には誤差増幅器３２
の出力信号が入力される。
【００２８】発振器１１により発振出力された高周波数
の信号はバッファアンプ１２を介して位相変調器１３に
搬送波として入力される。一方、入力端子１９より帯域
制限されたベースバンド信号が入力され、このベースバ
ンド信号はアナログ乗算器２０及び２１にそれぞれ供給
される。アナログ乗算器２１はこの入力ベースバンド信
号とスイッチ２３を介して入力される後述の誤差増幅器
１８の出力信号とを乗算し、得られた乗算結果を位相変
調器１３に変調信号として供給する。
【００２９】位相変調器１３は入力変調信号の論理値
が”１”、”０”にそれぞれ対応してバッファアンプ１
２よりの搬送波の位相が０°、１８０°とされるＢＰＳ
Ｋ変調を行い、得られた振幅一定の被変調波を可変減衰
器１４に供給する。可変減衰器１４は入力被変調波を後
述の加算器２８の出力信号に応じた減衰率で減衰して高
電力増幅器１５に供給する。
【００３０】高電力増幅器１５により送信に要するレベ
ルにまで電力増幅された被変調波は、方向性結合器１６
により２分岐され、一方は出力端子３６へ出力され、他
方は検波器１７により包絡線検波された後、誤差増幅器
１８及びＲＭＳ変換回路２９にそれぞれ供給される。一
方、アナログ乗算器２０は、前記入力端子１９よりのベ
ースバンド信号とスイッチ３４を介して入力される後述
の誤差増幅器３２の出力信号と乗算し、得られた乗算結
果を波形折り返し回路２２に供給する。
【００３１】誤差増幅器１８は検波器１７よりの包絡線
検波信号と波形折り返し回路２２により全波整流された
アナログ乗算器２０の出力信号との誤差信号を増幅出力
し、スイッチ２３を介してアナログ乗算器２１に供給す
る。従って、前記包絡線帰還ループによりアナログ乗算
器２１により誤差増幅器１８により得られた誤差信号と
入力端子１９よりのベースバンド変調信号とを乗算した
信号で、位相変調器１３において搬送波を位相変調する
こととなる。
【００３２】ここで、検波器１７は図２に示す如き入力
信号電力対出力検波電圧特性を有している。同図からわ
かるように、検波器１７には通常ダイオードが用いられ
ているため、その入力信号電力対出力検波電圧特性は線
形特性ではなく、ダイオード特性に対応した非線形特性
を示す。
【００３３】一方、折り返し回路２２の入力電圧は検波
器１７の入力電圧の振幅に相当するため、折り返し回路
２２の入力電圧対出力電圧特性は、図３に示すように、
上記の検波器１７の入力信号電力対出力検波電圧特性に
対応する特性に設定されている。これにより、前記包絡
線帰還ループによりベースバンド変調信号と検波器１７
により検波された被変調波の包絡線とがそれぞれ一致す
るように包絡線の制御が行われる。
【００３４】また、本実施例では上記の誤差増幅器１８
の出力誤差信号は平均化回路２５にも供給され、ここで
平均化（積分）された後、誤差増幅器２６で増幅されて
スイッチ２７及び加算器２８をそれぞれ介して可変減衰
器１４に制御信号として供給される。従って、この可変
減衰器１４を制御する前記した動作点帰還ループによ
り、検波器１７の出力包絡線検波信号の誤差を平均化し
てそれが最小になるように制御される。
【００３５】 更に、本実施例では、検波器１７の出力
包絡線検波信号はＲＭＳ変換回路２９により、その実効
値（ＲＭＳ）が平均化された後誤差増幅器３２に供給さ
れ、ここで基準電圧源３１よりの第１の基準電圧との誤
差が検出され、かつ、増幅されて得られた誤差信号がス
イッチ３４を介してアナログ乗算器２０に供給される。
【００３６】アナログ乗算器２０はこの誤差信号と入力
端子１９よりのベースバンド変調信号とを乗算し、得ら
れた乗算結果を波形折り返し回路２２で全波整流して誤
差増幅器１８へ包絡線帰還ループの基準振幅信号として
入力するから、高電力増幅器１５の利得変動などが生じ
ても、包絡線帰還ループの基準振幅信号が包絡線検波信
号の実効値の平均レベルが前記第１の基準電圧と一致す
るように帰還をかけるＡＬＣループにより、第１の基準
電圧に応じた一定の出力電力が出力端子３６に得られ
る。
【００３７】また、本実施例では、基準電圧源３１より
出力される第１の基準電圧を、入力端子３０よりの出力
レベル制御信号により可変することができるため、出力
レベル制御信号により出力端子３６へ出力される被変調
波電力レベルを可変することができる。出力端子３６の
出力被変調波は、図示しない送信出力部を介して送信さ
れる。
【００３８】このように、本実施例によれば、スイッチ
制御信号によりスイッチ２３、２７及び３４をそれぞれ
端子ａ側に接続した場合は、包絡線帰還ループにより高
電力増幅器１５で発生する振幅歪みを改善することがで
き、また、動作点帰還ループの動作点がＡＬＣループに
より最適な動作点に自動的に制御されるため、出力レベ
ル可変時でも、安定した歪み改善効果を得ることができ
る。
【００３９】次に、入力端子３３に入力されるスイッチ
制御信号によりスイッチ２３、２７及び３４をそれぞれ
端子ｂ側に切換接続した場合の動作について説明する。
これにより、アナログ乗算器２１の一方の入力端子には
基準電圧源２４よりの第２の基準電圧が入力され、加算
器２８の一方の入力端子は実質的に開放され、更に誤差
増幅器３２の出力信号がアナログ乗算器２０ではなくホ
ールド回路３５に供給される。すなわち、包絡線帰還ル
ープ及び動作点帰還ループがそれぞれオフとされる。
【００４０】この場合は、誤差増幅器３２により生成さ
れた、包絡線検波信号の実効値の平均レベルと第２の基
準電圧との誤差信号がスイッチ３４を介してホールド回
路３５に供給され、ここで保持された後加算器２８を介
して可変減衰器１４に制御信号として供給される。従っ
て、スイッチ２３、２７及び３４をそれぞれ端子ｂ側に
切換接続した場合は、通常のＡＬＣループが形成され、
広い範囲で出力レベルを可変しても歪みが劣化したり、
出力レベルが変化したりすることなく、安定したレベル
の電力増幅被変調波が出力端子３６に得られる。
【００４１】出力端子３６の出力レベルが低くなると、
波形折り返し回路２２の入力電圧対出力電圧特性と検波
器１７の入力信号電力対出力検波電圧特性がずれてくる
ため、包絡線帰還ループと動作点帰還ループによる歪み
改善効果がなくなり、最悪の場合は劣化することがある
が、上記のようにスイッチ制御信号によりスイッチ２
３、２７及び３４をそれぞれ端子ｂ側に切換接続するこ
とにより、包絡線帰還ループ及び動作点帰還ループがそ
れぞれオフとして、通常のＡＬＣループを形成すること
で安定したレベルの電力増幅被変調波が出力端子３６に
得られる。
【００４２】このように、本実施例によれば、高電力増
幅器１５で発生する歪みを大幅に低減することができる
ため、高電力増幅器１５の飽和出力や直線性の規格を緩
和することができ、また、位相変調器及び高周波数用の
包絡線検波器はそれぞれ位相変調器１３及び検波器１７
の各一回路だけで済むことと、その他の回路の大部分は
集積回路（ＩＣ）で構成できることから、消費電力が従
来よりも少なく、かつ、小型な構成とすることができ
る。
【００４３】なお、本発明は上記の実施例に限定される
ものではなく、例えばＲＭＳ変換回路２９の代わりにピ
ークホールド回路を用いて平均化してもよく、また変調
器の変調方式としては、４相位相変調（ＱＰＳＫ）方式
や振幅変調方式等の線形変調方式を採用することも原理
的に可能である。また、上記の実施例では、包絡線帰還
ループと動作点帰還ループとＡＬＣループとを設けてい
るが、動作点帰還ループは必ずしも設けなくとも良い。
【００４４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
包絡線帰還ループがベースバンド変調信号と被変調波の
包絡線とが同じになるように制御すると共に、検波器、
第１の誤差信号生成手段及び第１の乗算器よりなるＡＬ
Ｃループにより、第１の乗算器から第２の誤差信号生成
手段へ供給される包絡線帰還の基準振幅を可変するよう
にしたため、電力増幅器で発生する振幅歪を大幅に改善
することができると共に、電力増幅器の利得変動等によ
らず第１の基準電圧により定まる一定電力の被変調波を
出力端子へ出力することができる。
【００４５】また、歪改善効果により電力増幅器の飽和
出力や直線性の規格を緩和することができると共に、大
部分の回路を集積回路化することができるため、従来に
比べて安価で低消費電力、小型な構成とすることができ
る。
【００４６】また、本発明によれば、動作点帰還ループ
が第２の誤差信号生成手段の出力誤差信号の平均値を最
小とするように制御するため、常に最適な動作点に自動
的に制御され、出力レベル可変時でも安定した歪改善効
果が得られる。
【００４７】更に、本発明によれば、電圧可変手段によ
り第１の基準電圧を可変することにより、包絡線帰還ル
ープにおける包絡線の基準振幅を任意に変更できるた
め、電力増幅器の出力電力を任意の値に可変することが
できる。
【００４８】また、更に、本発明によれば、電力増幅器
の出力電力が所定値未満のときには第１乃至第３のスイ
ッチにより上記の包絡線帰還ループ及び動作点帰還ルー
プをオフとし、かつ、第１の誤差信号生成手段の出力誤
差信号を可変減衰器へ制御信号として入力する帰還ルー
プを構成するようにしたため、出力電力が所定値以上の
ときには包絡線帰還ループ及び動作点帰還ループによる
歪改善効果が得られ、出力電力が所定値未満の低レベル
で上記の包絡線帰還ループ及び動作点帰還ループによる
歪改善効果が不十分となったときには、通常のＡＬＣ動
作が行われることとなり、広い範囲で出力レベルを可変
しても歪が劣化したり、出力レベルが不連続に変化する
ことを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】図１の検波器の入力信号電力対出力検波電圧特
性の一例を示す図である。
【図３】図１の折り返し回路の入力電圧対出力電圧特性
の一例を示す図である。
【図４】従来の一例のブロック図である。
【符号の説明】 １３ 位相変調器 １４ 可変減衰器 １５ 高電力増幅器 １７ 検波器 １８、２６、３２ 誤差増幅器 １９ 変調信号入力端子 ２０ 第１のアナログ乗算器 ２１ 第２のアナログ乗算器 ２２ 波形折り返し回路 ２３、２７、３４ スイッチ ２４、３１ 基準電圧源 ２５ 平均化回路 ２９ ＲＭＳ変換回路 ３０ 出力レベル制御信号入力端子 ３３ スイッチ制御信号入力端子 ３５ ホールド回路
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−21990（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−350462（ＪＰ，Ａ) 1990年電子情報通信学会春季全国大会 講演論文集、分冊２、ｐ．２−385 1991年電子情報通信学会春季全国大会 講演論文集、分冊２、ｐ．２−367 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 H03F 1/32

Claims (4)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 変調信号で搬送波を線形変調して被変調
    波を出力する変調器と、 該変調器の出力被変調波を電力増幅して送信出力部へ出
    力する電力増幅器と、 該電力増幅器の出力信号の包絡線を検波する検波器と、 該検波器の出力検波信号を平均化した信号と第１の基準
    電圧との誤差信号を生成出力する第１の誤差信号生成手
    段と、 該第１の誤差信号生成手段の出力誤差信号と帯域制限さ
    れたベースバンド信号との乗算を行う第１の乗算器と、 前記検波器の出力検波信号と該第１の乗算器の出力信号
    を全波整流した信号との誤差信号を生成出力する第２の
    誤差信号生成手段と、 前記電力増幅器の出力電力を可変するために、該第２の
    誤差信号生成手段の出力誤差信号と前記ベースバンド信
    号とを乗算し、得られた乗算結果を前記変調器へ変調信
    号として供給する第２の乗算器とを有し、前記変調器か
    ら前記電力増幅器、検波器、第２の誤差信号生成手段及
    び前記第２の乗算器を経て該変調器に至る包絡線帰還ル
    ープにより、前記ベースバンド信号と前記検波器により
    検波された包絡線とが一致するように制御することを特
    徴とする送信器。
  2. 【請求項２】 前記変調器の出力信号を制御信号に応じ
    て減衰した信号を前記電力増幅器へ出力する可変減衰器
    と、前記第２の誤差信号生成手段の出力誤差信号を平均
    化して得た信号を前記制御信号として前記可変減衰器へ
    出力する平均化回路とを更に有し、前記可変減衰器から
    前記電力増幅器、検波器、第２の誤差信号生成手段及び
    前記平均化回路を経て該可変減衰器に至る動作点帰還ル
    ープにより、前記検波器の出力検波信号の誤差の平均値
    が最小となるように制御することを特徴とする請求項１
    記載の送信器。
  3. 【請求項３】 前記第１の誤差信号生成手段に入力され
    る前記第１の基準電圧を可変する電圧可変手段を有する
    ことを特徴とする請求項１又は２記載の送信器。
  4. 【請求項４】 前記電力増幅器の出力電力が所定値以上
    のときは前記第１の誤差信号生成手段の出力誤差信号を
    前記第１の乗算器へ出力し、該出力電力が該所定値未満
    のときは前記可変減衰器へ前記制御信号として供給する
    第１のスイッチと、 前記出力電力が前記所定値以上のときは前記第２の誤差
    信号生成手段の出力誤差信号を前記第２の乗算器へ出力
    し、該出力電力が該所定値未満のときは第２の基準電圧
    を該第２の乗算器へ供給する第２のスイッチと、 前記出力電力が前記所定値以上のときは前記平均化回路
    の出力信号を前記可変減衰器へ出力し、該出力電力が該
    所定値未満のときは該平均化回路の出力信号の該可変減
    衰器への出力を遮断する第３のスイッチとを有すること
    を特徴とする請求項２記載の送信器。
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