JP2956985B2 - 水晶発振器の駆動回路 - Google Patents
水晶発振器の駆動回路Info
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- JP2956985B2 JP2956985B2 JP8174290A JP8174290A JP2956985B2 JP 2956985 B2 JP2956985 B2 JP 2956985B2 JP 8174290 A JP8174290 A JP 8174290A JP 8174290 A JP8174290 A JP 8174290A JP 2956985 B2 JP2956985 B2 JP 2956985B2
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- 239000013078 crystal Substances 0.000 title claims description 22
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 33
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 33
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000010453 quartz Substances 0.000 description 1
- VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N silicon dioxide Inorganic materials O=[Si]=O VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
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- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、水晶振動子を含むコルピッツ発振回路を駆
動するための水晶発振器の駆動回路に関する。
動するための水晶発振器の駆動回路に関する。
一般に通信機器においては、発振源として水晶発振器
が用いられている。発振器としては、温度変化によって
電源電圧が変化したような場合にも発振周波数が安定し
ていること等が求められているが、特に携帯型のコード
レス電話やセルラー電話等の標準発振源として使用され
る水晶発振器としては、次のような特性が要求されてい
る。
が用いられている。発振器としては、温度変化によって
電源電圧が変化したような場合にも発振周波数が安定し
ていること等が求められているが、特に携帯型のコード
レス電話やセルラー電話等の標準発振源として使用され
る水晶発振器としては、次のような特性が要求されてい
る。
特に温度補償型水晶発振器においては温度特性がよい
こと。
こと。
負荷の変化に対して発振周波数が変化しないこと。す
なわち、負荷変動特性がよいこと。
なわち、負荷変動特性がよいこと。
電圧変動特性がよいこと。
消費電力が少ないこと。
小型軽量であること。
出力電圧が1VP-P以上であること。
安価であること。
これらの要求を満足する水晶発振器または温度補償型
の水晶発振器の駆動回路としては、第２図に示すような
ものが使用されている。
の水晶発振器の駆動回路としては、第２図に示すような
ものが使用されている。
第２図において、水晶振動子Ｘ、トリマーコンデンサ
Cp、コンデンサC1,C2,C4,C5,C6、抵抗R1,R2,R3,R4及び
トランジスタT1によってコルピッツ型発振回路が構成さ
れている。前記コルピッツ型発振回路を構成するトラン
ジスタT1とトランジスタT2とはカスコード接続されてい
る。トランジスタT2のコレクタは、抵抗R5を介して電源
に接続されている。また、トランジスタT1のエミッタは
コンデンサC3を介してトランジスタT2のベースに接続さ
れており、トランジスタT2のコレクタからコンデンサC7
を介して出力が取り出されるようになっている。この出
力は、コンデンサ成分CL及び抵抗成分RLからなる負荷３
に供給されている。なお、コンデンサC8はノイズ除去用
として設けられたものである。
Cp、コンデンサC1,C2,C4,C5,C6、抵抗R1,R2,R3,R4及び
トランジスタT1によってコルピッツ型発振回路が構成さ
れている。前記コルピッツ型発振回路を構成するトラン
ジスタT1とトランジスタT2とはカスコード接続されてい
る。トランジスタT2のコレクタは、抵抗R5を介して電源
に接続されている。また、トランジスタT1のエミッタは
コンデンサC3を介してトランジスタT2のベースに接続さ
れており、トランジスタT2のコレクタからコンデンサC7
を介して出力が取り出されるようになっている。この出
力は、コンデンサ成分CL及び抵抗成分RLからなる負荷３
に供給されている。なお、コンデンサC8はノイズ除去用
として設けられたものである。
この第２図に示すように、２つのトランジスタT1及び
トランジスタT2をカスコード接続することにより、前述
の要求特性である、少消費電力、1VP-P以上の出力電
圧、安価、小型軽量を実現している。
トランジスタT2をカスコード接続することにより、前述
の要求特性である、少消費電力、1VP-P以上の出力電
圧、安価、小型軽量を実現している。
従来の水晶発振器の駆動回路としては第２図に示すも
のが一般的な回路構成となるが、負荷変動特性において
次のような欠点を有している。
のが一般的な回路構成となるが、負荷変動特性において
次のような欠点を有している。
すなわち、トランジスタT2のコレクタからコンデンサ
C7を介して出力するので、出力インピーダンスが高い
（前記第２図の例では抵抗値R5に相当する）。このた
め、発振器の負荷３であるコンデンサ成分CL抵抗成分RL
が変動すると、トランジスタT2の動作状態が変わり、そ
の結果発振回路を構成するトランジスタT1の発振周波数
に影響を及ぼす。このように、負荷の変動が発振周波数
の変動となって現れ、良好な周波数安定度を得ることが
できない。
C7を介して出力するので、出力インピーダンスが高い
（前記第２図の例では抵抗値R5に相当する）。このた
め、発振器の負荷３であるコンデンサ成分CL抵抗成分RL
が変動すると、トランジスタT2の動作状態が変わり、そ
の結果発振回路を構成するトランジスタT1の発振周波数
に影響を及ぼす。このように、負荷の変動が発振周波数
の変動となって現れ、良好な周波数安定度を得ることが
できない。
前記のような負荷変動による周波数変動を抑えるため
には、トランジスタT1とトランジスタT2とを交流的に遮
断する必要がある。このためコンデンサC6の容量を大き
くする必要がある。しかし、このコンデンサC6の容量を
大きくすると、結果的にゲインが下がり、所望の出力電
圧が得られなくなる場合がある。
には、トランジスタT1とトランジスタT2とを交流的に遮
断する必要がある。このためコンデンサC6の容量を大き
くする必要がある。しかし、このコンデンサC6の容量を
大きくすると、結果的にゲインが下がり、所望の出力電
圧が得られなくなる場合がある。
一般に通信機器に使用される水晶発振器は、PLL（位
相制御ループ）ICの入力ゲートに接続されることが多
い。PLLICは、通常Ｃ−MOSで構成され、抵抗成分よりも
コンデンサ成分が主である。そして、このコンデンサ成
分（第２図のCLに相当）が変動すると、前述のように発
振周波数が変動してしまう。
相制御ループ）ICの入力ゲートに接続されることが多
い。PLLICは、通常Ｃ−MOSで構成され、抵抗成分よりも
コンデンサ成分が主である。そして、このコンデンサ成
分（第２図のCLに相当）が変動すると、前述のように発
振周波数が変動してしまう。
本発明の目的は、出力インピーダンスを極めて小さく
できるとともに、出力が大きな容量性を有し、これによ
って負荷容量の変動を吸収することができ、負荷変動が
あっても発振回路部への影響を抑えて良好な周波数安定
を得ることができる水晶発振器の駆動回路を提供するこ
とにある。
できるとともに、出力が大きな容量性を有し、これによ
って負荷容量の変動を吸収することができ、負荷変動が
あっても発振回路部への影響を抑えて良好な周波数安定
を得ることができる水晶発振器の駆動回路を提供するこ
とにある。
［課題を解決するための手段］ 本発明に係る水晶発振器の駆動回路は、水晶振動子を
含むコルピッツ発振回路を駆動するためのものであり、
コルピッツ発振回路を構成する第１のトランジスタと接
続された第２のトランジスタを有し、前記第１のトラン
ジスタのコレクタと第２のトランジスタのエミッタとを
接続するとともに、前記第２のトランジスタのベース、
エミッタ間にコンデンサを接続して構成されている。そ
して、前記第１のトランジスタのコレクタより発振出力
を導出している。
含むコルピッツ発振回路を駆動するためのものであり、
コルピッツ発振回路を構成する第１のトランジスタと接
続された第２のトランジスタを有し、前記第１のトラン
ジスタのコレクタと第２のトランジスタのエミッタとを
接続するとともに、前記第２のトランジスタのベース、
エミッタ間にコンデンサを接続して構成されている。そ
して、前記第１のトランジスタのコレクタより発振出力
を導出している。
［作用］ この発明においては、発振回路の増幅段において第１
のトランジスタのコレクタと第２のトランジスタのエミ
ッタとが接続されている。このため、消費電力が少なく
なる。また、第１のトランジスタを含むコルピッツ発振
回路が第２のトランジスタのエミッタ負荷となり、第２
のトランジスタはエミッタフォロワ回路を構成してい
る。これにより出力インピーダンスが小さくなる。さら
に、発振回路の第１トランジスタに接続された第２のト
ランジスタにおいて、そのベース，エミッタ間にコンデ
ンサが接続されている。したがって、エミッタ側から見
たコンデンサの容量を、コンデンサの容量とトランジス
タの増幅率との積として実際の容量よりも大きな容量と
見なすことができる。
のトランジスタのコレクタと第２のトランジスタのエミ
ッタとが接続されている。このため、消費電力が少なく
なる。また、第１のトランジスタを含むコルピッツ発振
回路が第２のトランジスタのエミッタ負荷となり、第２
のトランジスタはエミッタフォロワ回路を構成してい
る。これにより出力インピーダンスが小さくなる。さら
に、発振回路の第１トランジスタに接続された第２のト
ランジスタにおいて、そのベース，エミッタ間にコンデ
ンサが接続されている。したがって、エミッタ側から見
たコンデンサの容量を、コンデンサの容量とトランジス
タの増幅率との積として実際の容量よりも大きな容量と
見なすことができる。
このように、低出力インピーダンス及び大容量性によ
って、電流損失を少なくできるとともに、負荷容量の変
動を吸収して発振回路部への影響を少なくすることがで
きる。
って、電流損失を少なくできるとともに、負荷容量の変
動を吸収して発振回路部への影響を少なくすることがで
きる。
第１図は本発明の一実施例による水晶発振回路及びそ
の駆動回路である。
の駆動回路である。
図において、コルピッツ発振回路１と電源との間には
駆動回路２が接続され、コルピッツ発振回路１の出力に
は負荷３が接続されている。
駆動回路２が接続され、コルピッツ発振回路１の出力に
は負荷３が接続されている。
コルピッツ発振回路１は、水晶振動子Ｘと、トリマー
コンデンサCPと、コンデンサC11,C12,C13及びC14と、抵
抗R11,R12及びR13と、第１トランジスタT1とによって構
成されている。第１トランジスタT1のベースにはコンデ
ンサC12を介して水晶振動子Ｘが接続されており、この
水晶振動子ＸはトリマーコンデンサCP及びコンデンサC1
1の並列回路を介してアースに接続されている。また、
第１トランジスタT1のベース，エミッタ間にはコンデン
サC13が接続されており、エミッタはコンデンサC14及び
抵抗R13の並列回路を介してアースに接続されている。
さらに、第１トランジスタT1のベースには、抵抗R11及
びR12によって分割された電源電圧が印加され得るよう
になっている。
コンデンサCPと、コンデンサC11,C12,C13及びC14と、抵
抗R11,R12及びR13と、第１トランジスタT1とによって構
成されている。第１トランジスタT1のベースにはコンデ
ンサC12を介して水晶振動子Ｘが接続されており、この
水晶振動子ＸはトリマーコンデンサCP及びコンデンサC1
1の並列回路を介してアースに接続されている。また、
第１トランジスタT1のベース，エミッタ間にはコンデン
サC13が接続されており、エミッタはコンデンサC14及び
抵抗R13の並列回路を介してアースに接続されている。
さらに、第１トランジスタT1のベースには、抵抗R11及
びR12によって分割された電源電圧が印加され得るよう
になっている。
駆動回路２は、前記コルピッツ発振回路の第１トラン
ジスタT1のコレクタにエミッタが接続される第２トラン
ジスタT2と、コンデンサC15と、抵抗R14とを有してい
る。第２トランジスタT2のコレクタは電源に直接に接続
されており、ベースは抵抗R14を介して電源に接続され
ている。また、第２トランジスタT2のエミッタには、前
記第１トランジスタT1を含む発振回路１が接続されてお
り、この第２トランジスタT2はエミッタフォロワ回路を
構成している。さらに、第２トランジスタT2のベース，
エミッタ間には、コンデンサC15が接続されている。
ジスタT1のコレクタにエミッタが接続される第２トラン
ジスタT2と、コンデンサC15と、抵抗R14とを有してい
る。第２トランジスタT2のコレクタは電源に直接に接続
されており、ベースは抵抗R14を介して電源に接続され
ている。また、第２トランジスタT2のエミッタには、前
記第１トランジスタT1を含む発振回路１が接続されてお
り、この第２トランジスタT2はエミッタフォロワ回路を
構成している。さらに、第２トランジスタT2のベース，
エミッタ間には、コンデンサC15が接続されている。
また、第１トランジスタT1のコレクタと第２トランジ
スタT2のエミッタの接続点からコンデンサC16を介して
出力が導出され、ここに抵抗成分RL及びコンデンサ成分
CLからなる負荷３が接続されている。
スタT2のエミッタの接続点からコンデンサC16を介して
出力が導出され、ここに抵抗成分RL及びコンデンサ成分
CLからなる負荷３が接続されている。
次に前記実施例の作用効果について説明する。
前記のようなコルピッツ型の発振回路においては、水
晶振動子によって決定される周波数の信号が第１トラン
ジスタT1で増幅されて、所定の周波数の信号を負荷３に
対して供給することができる。
晶振動子によって決定される周波数の信号が第１トラン
ジスタT1で増幅されて、所定の周波数の信号を負荷３に
対して供給することができる。
このとき、たとえば各抵抗値を第１図に示すように設
定し、電源を5Vとすると、第１トランジスタT1のコレク
タに得られる出力電圧はほぼ2.5Vとなり、出力電流を約
1mAとすることができる。
定し、電源を5Vとすると、第１トランジスタT1のコレク
タに得られる出力電圧はほぼ2.5Vとなり、出力電流を約
1mAとすることができる。
したがって、発振時の動作インピーダンスは、 2.5V/1mA＝2.5KΩ となる。この約2.5KΩの負荷が第２トランジスタT2のエ
ミッタ負荷となる。第２トランジスタT2はエミッタフォ
ロワ回路を形成しているので、出力コンデンサC16から
見た出力インピーダンスは、1/hFE倍となる（hFE:第２
トランジスタT2の電流増幅率）。
ミッタ負荷となる。第２トランジスタT2はエミッタフォ
ロワ回路を形成しているので、出力コンデンサC16から
見た出力インピーダンスは、1/hFE倍となる（hFE:第２
トランジスタT2の電流増幅率）。
すなわち、hFEを約100とすると、出力インピーダンス
は 2.5KΩ/100＝25Ω となり、非常に低い値となる。
は 2.5KΩ/100＝25Ω となり、非常に低い値となる。
また、第２トランジスタT2のベース，エミッタ間に接
続されたコンデンサC15は、ミラー効果によって、 C15×hFE≒C5×100 の容量値を有するコンデンサとして見える。
続されたコンデンサC15は、ミラー効果によって、 C15×hFE≒C5×100 の容量値を有するコンデンサとして見える。
以上のように、本実施例の駆動回路によれば、出力イ
ンピーダンス及び出力容量は下記の表１に示すようにな
り、目的とする低出力インピーダンスで、かつ大きな容
量性を有する駆動回路が実現できる。
ンピーダンス及び出力容量は下記の表１に示すようにな
り、目的とする低出力インピーダンスで、かつ大きな容
量性を有する駆動回路が実現できる。
したがって、負荷３のコンデンサ成分CL、抵抗成分RL
の変動に対する周波数の変化率は少なくなり、良好な周
波数安定度を得ることができる。
の変動に対する周波数の変化率は少なくなり、良好な周
波数安定度を得ることができる。
以下に従来例と本実施例の周波数安定度（Δf/f）を
比較して示す。
比較して示す。
前記表２−１及び表２−２から明らかなように、負荷
の変動に対して本実施例の方が従来例に比較して1/10以
下の変動率となっている。
の変動に対して本実施例の方が従来例に比較して1/10以
下の変動率となっている。
以上のように本発明では、発振回路を構成する第１の
トランジスタのコレクタにエミッタが接続された第２の
トランジスタにおいて、この第２のトランジスタ２を、
前記発振回路をそのエミッタ負荷とするエミッタフォロ
ワ回路とし、さらに第２のトランジスタのベース、エミ
ッタ間にコンデンサを接続したので、低出力インピーダ
ンスで、かつ大きな容量性を有する駆動回路が実現で
き、特に負荷変動に対して周波数安定度の良好な発振出
力を得ることができる。
トランジスタのコレクタにエミッタが接続された第２の
トランジスタにおいて、この第２のトランジスタ２を、
前記発振回路をそのエミッタ負荷とするエミッタフォロ
ワ回路とし、さらに第２のトランジスタのベース、エミ
ッタ間にコンデンサを接続したので、低出力インピーダ
ンスで、かつ大きな容量性を有する駆動回路が実現で
き、特に負荷変動に対して周波数安定度の良好な発振出
力を得ることができる。
第１図は本発明の一実施例による水晶発振器及びその駆
動回路を示す回路図、第２図は従来の水晶発振器及びそ
の駆動回路を示す回路図である。 １……コルピッツ発振回路、２……駆動回路、３……負
荷、T1,T2……第1,第２のトランジスタ、Ｘ……水晶振
動子、C11〜C17……コンデンサ、R11〜R14……抵抗。
動回路を示す回路図、第２図は従来の水晶発振器及びそ
の駆動回路を示す回路図である。 １……コルピッツ発振回路、２……駆動回路、３……負
荷、T1,T2……第1,第２のトランジスタ、Ｘ……水晶振
動子、C11〜C17……コンデンサ、R11〜R14……抵抗。
Claims (1)
- 【請求項１】コルピッツ発振回路を構成する第１のトラ
ンジスタと接続された第２のトランジスタを有し、 前記第１のトランジスタのコレクタと第２のトランジス
タのエミッタとを接続するとともに、前記第２のトラン
ジスタのベース、エミッタ間にコンデンサを接続し、 前記第１のトランジスタのコレクタより発振出力を導出
する、 水晶発振器の駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8174290A JP2956985B2 (ja) | 1990-03-28 | 1990-03-28 | 水晶発振器の駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8174290A JP2956985B2 (ja) | 1990-03-28 | 1990-03-28 | 水晶発振器の駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03280607A JPH03280607A (ja) | 1991-12-11 |
| JP2956985B2 true JP2956985B2 (ja) | 1999-10-04 |
Family
ID=13754891
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8174290A Expired - Fee Related JP2956985B2 (ja) | 1990-03-28 | 1990-03-28 | 水晶発振器の駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2956985B2 (ja) |
-
1990
- 1990-03-28 JP JP8174290A patent/JP2956985B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03280607A (ja) | 1991-12-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |