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JP2800796B2 - Ｃｄｍａ同期捕捉回路 - Google Patents

Ｃｄｍａ同期捕捉回路

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JP2800796B2
JP2800796B2 JP21254696A JP21254696A JP2800796B2 JP 2800796 B2 JP2800796 B2 JP 2800796B2 JP 21254696 A JP21254696 A JP 21254696A JP 21254696 A JP21254696 A JP 21254696A JP 2800796 B2 JP2800796 B2 JP 2800796B2
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signal
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Publication date
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    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ
Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓ
ｓ、符号分割多元接続）方式を用いた受信装置のＣＤＭ
Ａ同期捕捉回路に関し、特に移動通信システムに用いら
れるＣＤＭＡ受信装置のＣＤＭＡ同期捕捉回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ＣＤＭＡ方式は、送信装置において拡散
符号を用いて送信データをスペクトル拡散して送信し、
受信装置において拡散符号のレプリカを用いて逆拡散処
理することにより受信データを復調する通信方式であ
る。この場合の拡散符号としては、Ｍ系列（Ｍａｘｉｍ
ｕｍ Ｌｅｎｇｔｈ Ｃｏｄｅ）やＧＯＬＤ符号などが
一般的である。上記符号においては符号系列長での正符
号と負符号の数がほぼ等しく、符号バランスがとれてい
る。
【０００３】また、同期捕捉回路は受信信号を逆拡散す
るための拡散符号の位相（符号発生タイミング）を正し
く推定する回路であり、送信装置において発生された拡
散符号の符号発生タイミングと受信装置で用意する拡散
符号の符号発生タイミングを拡散符号の１チップ以内の
精度で推定し、受信装置側の拡散符号発生器を前記タイ
ミングで動作開始させるまでの作業を行う。
【０００４】図７は従来のＣＤＭＡ同期捕捉回路の概略
を示すブロック図である。同図に示される同期捕捉回路
は、図示せぬ送信装置からの送信信号を受信する受信ア
ンテナ１１と、この受信した信号をべースバンド信号に
変換する準同期検波回路１２と、ベースバンド信号をデ
ィジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器１３と、Ａ／Ｄ
変換後のディジタルデータから相関値を計算する相関器
１４と、拡散符号の符号発生タイミングを一定時間分シ
フトさせる位相シフト回路１５と、拡散符号の相関値を
拡散符号の１周期分蓄積するメモリ１６と、このメモリ
１６に蓄積された拡散符号の１周期分に渡った相関値レ
ベルから最大相関値レベルを検出する信号レベル検出回
路１７と回路各部において必要なクロックを発生するク
ロック発生回路１８とを含んで構成されている。また相
関器１４の内部は、乗算器１４１と積分回路１４２とあ
るタイミングで拡散符号を発生する拡散符号発生回路１
４３を含んで構成されている。
【０００５】この構成において受信アンテナ１１から受
信されるＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、無線
周波数）信号は準同期検波回路１２によってべースバン
ド帯域に変換されＡ／Ｄ変換器１３でディジタル信号に
変換された後、相関器１４に入力される。相関器１４で
は拡散符号発生回路１４３から出力される拡散符号系列
とＡ／Ｄ変換器１３の出力信号を乗算器１４１を用いて
拡散符号の１チップ単位で乗算する。乗算器１４１の出
力は積分回路１４２に入力され、拡散符号系列の長さ分
にわたり積分される。積分回路１４２の出力は拡散符号
系列のある拡散符号発生タイミングにおける相関値とな
る。前記相関値１４の出力はメモリ１６に蓄積される。
相関器１４から相関値が出力された後、拡散符号発生回
路１４３は位相シフト回路１５によって拡散符号のチッ
プレートよりも短いある一定時間分位相シフトされ、こ
の拡散符号発生タイミングで同様に受信信号から相関値
を計算し、メモリ１６に蓄積する。このようにして拡散
符号系列の１周期分に渡って相関値を計算し、メモリ１
６に蓄積する。したがってメモリ１６には拡散符号系列
の１チップ以内の位相タイミングに渡って計算された相
関値が１周期分にわたり蓄積されたことになる。次に、
メモリ１６に蓄積された相関値レベルから信号レベル検
出回路１７によって最大相関値レベルをもつ受信遅延位
置を選択する。この受信遅延位置を用いて図示せぬ逆拡
散回路によって上記受信遅延位置から発生される拡散符
号系列をレプリカとして用いて受信信号を逆拡散処理す
る。
【０００６】次に、従来のＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒ
ｒｅｎｔ、直流成分）オフセット除去回路を含んだＣＤ
ＭＡ受信装置の構成について説明する。
【０００７】図８は特開平２−４７９１１号公報に記載
されているＣＤＭＡ受信装置の概略を示すブロック図で
ある。同図に示される受信装置は、図示せぬ送信装置か
らの送信信号を受信する受信アンテナ１１と、この受信
した信号をべースバンド信号に変換する準同期検波回路
１２と、ＤＣオフセット成分を除去するコンデンサ７１
と、ＤＣオフセット成分除去後の信号をディジタルデー
タに変換するＡ／Ｄ変換器１３と、Ａ／Ｄ変換後のディ
ジタルデータを用いて拡散符号系列の各位相タイミング
に対して相関値を計算し最大相関値を持つ拡散符号発生
タイミングを推定する同期捕捉回路７４と、同期捕捉回
路７４によって推定された拡散符号のレプリカである逆
拡散符号を発生する逆拡散符号発生回路７３と、逆拡散
符号を用いてディジタルデータを逆拡散する逆拡散回路
７２と、装置各部において必要なクロックを発生するク
ロック発生回路１８とを含んで構成されている この構
成において、受信アンテナ１１から受信された受信ＲＦ
信号は、準同期検波回路１２に入力され、べ一スバンド
信号に変換されて出力される。このべースバンド信号
は、コンデンサ７１によってＤＣオフセット成分が除去
される。ＤＣオフセット成分が除去されたべースバンド
信号はＡ／Ｄ変換器１３によってＡ／Ｄ変換された後、
同期捕捉回路７４によって最大相関値をもつ拡散符号の
位相タイミングを推定し、この受信遅延位置で逆拡散符
号発生回路７３から発生される拡散符号をレプリカとし
て用いてＡ／Ｄ変換後のディジタル信号が逆拡散回路７
２で逆拡散処理される。
【０００８】また、図９はＤＣオフセット除去回路を含
んだＣＤＭＡ受信装置の別の構成例を示すブロック図で
ある。図８と同等部分は同一符号により示される。同図
に示されている受信装置が図８と異なる点は、Ａ／Ｄ変
換された出力信号８２についてＤＣオフセットを除去す
るＤＣオフセット除去回路８１を含み、このＤＣオフセ
ット除去後の信号について逆拡散処理を行なう点であ
る。
【０００９】この構成において、受信アンテナ１１によ
って受信された受信ＲＦ信号は、準同期検波回路１２に
入力され、ベースバンド信号に変換されて出力される。
このべースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１３から入力さ
れてディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器１３か
ら出力されたディジタル信号８２は、ＤＣオフセット除
去回路８１に入力されてＤＣオフセット成分が除去され
る。このＤＣオフセット成分が除去された信号を用いて
同期捕捉回路７４によって最大相関値をもつ拡散符号の
位相タイミングを推定し、この受信遅延位置で逆拡散符
号発生回路７３から発生される拡散符号をレプリカとし
て用いて逆拡散回路７２でＤＣオフセット除去後のディ
ジタル信号が逆拡散処理される。
【００１０】ここでＤＣオフセット除去回路８１の内部
構成について図１０を参照に説明する。図１０におい
て、ＤＣオフセット除去回路８１は、ＤＣ成分以外の信
号成分を除去するローパスフイルタ９２と、この除去さ
れた信号を反転して信号８２に加える加算器９１とを含
んで構成されている。
【００１１】この構成において、Ａ／Ｄ変換器１３から
出力されたディジタル信号によるべースバンド信号８２
は、加算器９１を介してローパスフイルタ９２に入力さ
れる。ローパスフイルタ９２ではべ−スバンド信号８２
からＤＣ成分以外の信号成分が除去される。このときロ
ーパスフイルタ９２の出力信号はＤＣ成分の推定値とな
り、この推定値が反転されて加算器９１に入力される。
これにより、加算器９１からはＤＣオフセット成分が除
去された信号が出力される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の技術
は、以下の問題点がある。
【００１３】第１の問題点は、図７に示されている従来
のＣＤＭＡ同期捕捉回路においては相関器によって計算
された相関値にＤ／Ａ変換、Ａ／Ｄ変換及び拡散符号不
平衡によるＤＣオフセット成分が含まれているというこ
とである。よって、この相関値を用いて最大相関値を検
出して最適な拡散符号発生タイミングを推定する場合に
正確な相関値レベルを検出できないために誤った位相位
置を最大相関値と推定する場合があり、これによって受
信誤りが生じ受信品質が劣化するという欠点がある。
【００１４】第２の問題点は、図８に示されている従来
のＣＤＭＡ受信装置において同期捕捉回路で用いられて
いるディジタルデータには、Ａ／Ｄ変換前にコンデンサ
によってＤＣオフセット成分を除去しているので、Ａ／
Ｄ変換器によるＤＣオフセット成分を除去できないとい
う欠点がある。
【００１５】第３の問題点は、図９に示されている従来
のＣＤＭＡ受信装置においてはＤＣオフセット除去回路
を通過したディジタルデータに対して同期捕捉回路内部
の相関器で相関値を計算した場合に、拡散符号がシンボ
ル単位で変化する場合には、ＤＣオフセットを正確に除
去できないという欠点がある。特に符号周期が非常に長
い符号を使用して、その拡散符号をシンボル単位で使用
するような場合、使用する拡散符号の符号バランスに応
じて発生するＤＣオフセット成分がシンボル単位で変化
することになり、あらかじめ期待されるＤＣオフセット
成分を除去する従来のＤＣオフセット除去回路では、Ｄ
Ｃオフセット成分の除去が不十分となるからである。ま
た、ＤＣオフセット除去回路の消費電力が大きくなって
しまうという欠点もある。その理由は、同期捕捉回路前
の信号に対してＤＣオフセット成分の除去を行ってお
り、ＤＣオフセット除去回路を起動させるために拡散符
号のチップレート相当のクロックを必要とするので、高
速に動作し消費電力の大きい半導体素子を必要とするか
らである。
【００１６】本発明は、上述した従来技術の欠点を解決
するためになされたものであり、その目的はべースバン
ド信号に含まれるＤＣオフセット成分を確実に除去し正
確な相関値レベルを求め、相関値の最大値検出の誤動作
を防ぎ正確な拡散符号発生タイミングを検出することの
できるＣＤＭＡ同期捕捉回路を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明のＣＤＭＡ同期捕
捉回路は、ＣＤＭＡ方式にて拡散変調された受信べース
バンド信号に対して、拡散符号の１チップ以内のタイミ
ング毎に相関器により相関値を計算し、相関値の最大値
を検出することにより拡散変調された送信ベースバンド
信号の拡散符号発生タイミングを拡散符号の１チップ以
内の精度で推定する機能をもつＣＤＭＡ同期捕捉回路に
おいて、相関器は、受信べースバンド信号に含まれるＤ
／Ａ変換及びＡ／Ｄ変換によるＤＣオフセット成分と、
拡散符号の符号バランスに応じて生ずる相関器による相
関値計算後の相関値のＤＣオフセット成分と分離して除
去するオフセット除去手段を含む。
【００１８】オフセット除去手段は、拡散符号の符号バ
ランスを測定する測定手段と、出力の高周波成分を除去
するローパスフイルタと、この除去出力に測定結果を乗
ずる第２の乗算手段と、この乗算出力を相関器計算後の
出力信号から減じる手段とを含む。
【００１９】また、測定手段は、拡散符号のチップレー
ト相当のクロックに同期して拡散符号の正符号及び負符
号をそれぞれカウントする第１及び第２のカウンタと、
拡散符号の１シンボル毎に第１及び第２のカウンタのカ
ウント値の差を出力する減算回路とを含み、この減算結
果を測定結果としてもよい。
【００２０】従って、１シンボル毎に拡散符号の符号バ
ランスを測定し、これを用いてＤＣオフセットを除去す
ることにより、拡散符号がシンボル単位で変化する場合
でもべースバンド信号に含まれるＤＣオフセット成分を
確実に除去できることで正確な相関値レベルを検出する
ことができる。
【００２１】また、相関器によって計算された相関値に
ついて拡散符号の符号バランスに応じてＤＣオフセット
成分を除去することにより、ＤＣオフセット除去回路に
おいて拡散符号のチップレート相当のクロックが必要と
なるのは、正負符号カウンタ内のみで済み、従来のＤＣ
オフセット回路のように高速に動作する消費電力の大き
い半導体素子を必要とせず、消費電力を低減できる。
【００２２】また、相関器を複数個備え、それぞれの相
関器では異なる拡散符号発生タイミングで相関値を計算
してもよい。
【００２３】従って、拡散符号発生タイミングの異なる
Ｎ個の相関器を用いて拡散符号系列の１周期分に渡って
相関値を計算することで拡散符号の１周期分の相関値を
計算する速度をＮ倍にすることができる。
【００２４】また、相関値の最大値について、相関値の
最大値から大きい順にＮ個を検出する検出手段を含んで
もよい。
【００２５】従って、拡散符号発生タイミングを相関値
の大きい順から複数個出力させるため、反射波による複
数の波を受信した場合に対してもそれぞれの反射波に対
する拡散符号発生タイミングをほぼ正確に検出すること
ができ、ＲＡＫＥ合成等によるパスダイバーシティ効果
をより精度よく示すことができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。
【００２７】（本発明の第１の実施の形態）図１は本発
明によるＣＤＭＡ同期捕捉回路の第１の実施の形態の構
成を示すブロック図である。図７より図９までと同等部
分は同一符号により示してある。図において、本発明の
第一の実施の形態によるＣＤＭＡ同期捕捉回路が従来の
ＣＤＭＡ同期捕捉回路と異なる点は、相関器１４の内部
による積分回路１４２の出力にＤＣオフセットを除去す
るＤＣオフセット除去回路１４４を含む点である。
【００２８】次に、本発明によるＣＤＭＡ同期捕捉回路
の第１の実施の形態の動作を説明する。
【００２９】この構成において、受信アンテナ１１によ
って受信された受信ＲＦ信号は、準同期検波回路１２に
入力され、ベースバンド信号に変換されて出力される。
このべースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１３に入力され
てディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器１３から
出力されたディジタル信号によるべ−スバンド信号は、
相関器１４に入力される。相関器１４では拡散符号発生
回路１４３から出力される拡散符号系列とＡ／Ｄ変換器
１３の出力信号を乗算器１４１を用いて拡散符号の１チ
ップ単位で乗算ずる。乗算器１４１の出力は積分回路１
４２に入力され、拡散符号系列の長さ分にわたり積分さ
れる。積分回路１４２の出力は拡散符号系列のある拡散
符号発生タイミングにおける相関値となる。前記積分回
路１４２の出力はＤＣオフセット除去回路１４４に入力
されてＤＣオフセット成分が除去された後、メモリ１６
に蓄積される。相関器１４から相関値が出力された後、
拡散符号発生回路１４３は位相シフト回路１５によって
拡散符号のチップレートよりも短いある一定時間分シフ
トされ、この拡散符号発生タイミングで同様に受信信号
から相関値を計算し、メモリ１６に蓄積する。このよう
にして拡散符号系列の１周期分に渡って相関値を計算
し、メモリ１６に蓄積する。メモリ１６に蓄積された相
関値レベルから信号レベル検出回路１７によって相関値
の最大値をもつ拡散符号発生タイミングを選択する。そ
して図示せぬ逆拡散回路によって上記拡散符号発生タイ
ミングから発生される拡散符号系列をレプリカとして用
いて受信信号を逆拡散処理する。
【００３０】上記ＣＤＭＡ同期捕捉回路において、Ａ／
Ｄ変換器１３によるＡ／Ｄ変換後のべ−スバンド信号
は、Ａ／Ｄ変換時のＤＣオフセット成分を含んでいる。
したがって、相関器１４内部の積分回路１４２より出力
される相関値には、拡散符号の符号バランスの不平衡に
よるＤＣオフセット成分と、送信装置でのＤ／Ａ変換に
よるＤＣオフセット成分と、受信装置でのＡ／Ｄ変換に
よるＤＣオフセット成分とが含まれている。また、符号
長の非常に長い拡散符号を１シンボル単位で分割して用
いる場合、あるいは拡散符号系列が１シンボル毎に異な
るような拡散符号を用いる場合には、シンボル単位で拡
散符号の符号バランスが変化する。したがって、この場
合に受信信号に含まれるＤＣオフセット成分は一定値に
はならない。
【００３１】ここで、ＤＣオフセット除去回路１４４の
内部構成について説明する。
【００３２】図２は図１中のＤＣオフセット除去回路１
４４の内部構成例を示すブロック図である。図におい
て、ＤＣオフセット除去回路１４４は、従来の回路（図
１０）と異なり、ローパスフィルタ３５の入力側及び出
力側におのおの設けられた乗算器３４及び３６と、拡散
符号の正符号「＋１」と負符号「−１」との差を１シン
ポル毎に出力し乗算器３４及び３６に入力することので
きる正負符号カウンタ３３とを含んで構成されている。
【００３３】この構成において、拡散符号発生回路１４
３から出力される拡散符号系列３２は、正負符号カウン
タ３３に入力される。正負符号カウンタ３３は、拡散符
号の正符号「＋１」と負符号「−１」との差を１シンボ
ル毎にカフントし、これを出力する。これによって正負
符号カウンタ３３は、拡散符号の符号バランスを１シン
ボル毎に測定していることになる。積分回路１４２より
出力される相関値３１は、乗算器３４に入力され、正負
符号カウンタ３３の出力と掛け合わせることによりシン
ボル単位で正負符号差による重みつけがされる。この重
みづけによって、拡散符号の符号バランスの不平衡によ
るＤＣオフセット成分を最小にする出力信号３４０が乗
算器３４から出力される。乗算器３４の出力信号３４０
はローパスフイルタ３５に入力され、高周波成分が除去
される。これにより、ローパスフイルタ３５の出力信号
３５０は逆拡散前のＤＣオフセット成分の推定値とな
る。この推定値は乗算器３６に入力され、正負符号カウ
ンタ３３の出力と掛げ合わされる。これによって、乗算
器３６の出力信号３６０は、相関値に含まれるＤＣオフ
セット成分の推定値となる。乗算器３６の出力信号３６
０は加算器３７の反転入力端子に入力される。これによ
り、積分回路１４２より出力される相関値３１から乗算
器３６の出力信号３６０を減算した信号３７０が加算器
３７から出力される。この加算器３７の出力信号３７０
は相関値レベルに含まれるＤＣオフセット成分が除去さ
れた相関値となる。
【００３４】図３は、図２の各部の信号を周波数スペク
トラムで表示した図であり、横軸が周波数、縦軸が電力
レベルである。
【００３５】まず、同図（ａ）には加算器の非反転入力
端子に入力される信号３１が示されている。同図（ａ）
に示されているように、信号３１には、受信信号の他
に、拡散符号の符号バランス不平衡によるＤＣオフセッ
ト成分４１と、Ａ／Ｄ変換及びＤ／Ａ変換によるＤＣオ
フセット成分４２とが含まれている。この信号３１は乗
算器３４に入力されて正負符号カウンタ３３の出力と掛
け算される。これにより、拡散符号の符号バランス不平
衡によるＤＣオフセット成分４１が除去される。よっ
て、同図（ｂ）に示されているように、乗算器３４の出
力信号３４０には、受信信号の他に、Ａ／Ｄ変換及びＤ
／Ａ変換によるＤＣオフセット成分４２が含まれてい
る。乗算器３４の出力信号３４０はローパスフイルタ３
５に入力され、高周波成分が除去される。
【００３６】よって、同図（ｃ）に示されているよう
に、ローバスフィルタ３５の出力信号３５０には、Ａ／
Ｄ変換及びＤ／Ａ変換によるＤＣオフセット成分４２、
すなわち相関値計算前のＤＣオフセット成分（装置にお
いて固定成分）のみが含まれている。ローパスフイルタ
３５の出力信号３５０は乗算器３６に入力され、正負符
号カウンタ３３の出力と掛け算される。
【００３７】よって、同図（ｄ）に示されているよう
に、乗算器３６の出力信号３６０には、拡散符号の符号
バランス不平衡によるＤＣオフセット成分４１と、Ａ／
Ｄ変換及びＤ／Ａ変換によるＤＣオフセット成分４２と
が含まれていることになる。このとき、ＤＣオフセット
成分４１は、シンボル毎にその値が変化するものであ
る。乗算器３６の出力信号３６０は加算器３７の反転入
力端子に入力され、非反転入力端子に入力された信号３
１から出力信号３６０が減算される。
【００３８】この減算結果である出力信号３７０は、同
図（ｅ）に示されているように、相関値に含まれるＤＣ
オフセット成分が除去された信号となる。
【００３９】次に、正負符号カウンタ３３の内部構成例
について図４を参照して説明する。同図において正負符
号カウンタ３３は、拡散符号のチップレート相当のクロ
ックを出力するクロック発振器５３０と、このクロック
が入力端子の一方に入力されるアンドゲート５３１及び
５３２と、アンドゲート５３１の出力に応答してカウン
トアップするカウンタ５３３と、アンドゲート５３２の
出力に応答してカウントするカウンタ５３４とを含んで
構成されている。
【００４０】また、正負符号カウンタ３３は、クロック
発振器５３０からのクロックに応じてカウントを行い拡
散符号の１シンボルに相当する時間毎に「１」を出力す
るカウンタ５３５と、カウンタ５３３のカウント値とカ
ウンタ５３４のカウント値との差を算出する加算器５３
６と、この算出されたカウント値の差をＤ入力としカウ
ンタ５３５の出力をクロック入力とするＤＦＦ（Ｄ−フ
リップフロップ）５３７とを含んで構成されている。
【００４１】この構成において、クロツク発振器５３０
からは拡散符号のチップレート相当のクロックが出力さ
れ、カウンタ５３５に入力される。カウンタ５３５は、
そのクロックに応じてカウントを行い、拡散符号の１シ
ンボルに相当する時間毎に「１」を出力する。この出力
はＤＦＦ５３７のクロック端子に入力される。一方、拡
散符号系列５２は、アンドゲート５３１の入力端子に入
力されると共に、アンドゲート５３２の反転入力端子に
も入力される。アンドゲート５３１及び５３２の入力端
子のもう一方には、クロック発振器５３０からのクロッ
クが入力されている。したがって、拡散符号系列５２が
正符号「＋１」のときアンドゲート５３１の出力が
「１」になり、負符号「−１」のときアンドゲート５３
２の出力が「１」になる。カウンタ５３３は、アンドゲ
ート５３１の出力が「１」になるとカウントアツプし、
「０」のときはカウントアツプせずにカウント値を保持
したまま出力する。同様にカウンタ５３４は、アンドゲ
ート５３２の出力が「１」になるとカウントアツプし、
「０」のときはカウントアッブせずにカウント値を保持
したまま出力する。これらカウンタ５３３のカウント値
は加算器５３６の非反転入力端子に入力され、カウンタ
５３４のカウント値は加算器５３６の反転入力端子に入
力され、両カウンタ値の差が算出される。この算出され
たカウント値の差は、カウンタ５３５の出力が「１」に
なる毎にＤＦＦ５３７に入力され、出力保持される。こ
のＤＦＦ５３７の出力は、上述したように図２中の乗算
器３４及び３６に入力される。
【００４２】以上のように、本同期捕捉回路内のＤＣオ
フセット除去回路においては、拡散符号の符号バランス
に応じて相関値計算後の相関値のＤＣオフセット除去を
行なっている。そして、ＤＣオフセット除去回路では、
まず拡散符号のチップレート相当のクロックに同期して
拡散符号の「＋１」及び「−１」をそれぞれカウント
し、拡散符号の１シンボル毎におけるこれらカウント値
の差を符号バランスの測定結果としている。この測定結
果を相関値計算後の相関値に乗じ、この乗算出力の高周
波成分をローパスフイルタで除去し、この除去出力に上
記測定結果を乗ずる。この乗算出力を相関値計算後の相
関値から減じることによって、ＤＣオフセット成分を除
去しているのである。
【００４３】また本発明でのＤＣオフセット回路は、シ
ンボル単位でＤＣオフセット成分を除去する構成である
ため、拡散符号のチッブレート相当のクロックが必要と
なるのは正負符号カウンタ内のみで済み、その他の部分
のクロックの繰り返し周波数を従来装置よりも低く抑え
ることができる。よって、高速に動作する消費電力の大
きい半導体素子を必要とせず、消費電力を低減できるの
である。
【００４４】さらに、従来回路ではあらかじめ期待され
るＤＣオフセット成分しか除去することができないのに
対し、本発明の同期捕捉回路では、拡散符号の正負符号
差を１シンボル単位で測定しているので、シンボル毎に
拡散符号が異なる場合や符号長が非常に長い拡散符号を
分割して使用する場合のように拡散符号の符号バランス
がシンボル単位で変化する場合であっても、シンボル毎
にＤＣオフセット成分を推定してこれを除去することが
できるのである。
【００４５】次に、信号レベル検出回路１７の内部構成
について説明する。図５は図１中の信号レベル検出回路
１７の内部構成例を示すブロック図である。図におい
て、信号レベル検出回路１７はメモリ１６に入力されて
いる拡散符号系列の１周期分にわたる相関値レベルを、
１拡散符号発生タイミング分、相関値レベル比較回路１
０１に入力する。次に別の拡散符号発生タイミングでの
相関値レベルを相関値レベル比較回路１０１に入力す
る。相関値レベル比較回路１０１では、２つの別の拡散
符号発生タイミングで計算された相関値レベルを比較
し、相関値レベルの大きい方のタイミング位相情報と相
関値レベルを保持する。同様にして拡散符号系列の１周
期分にわたって相関値レベルの比較をし、その最大値と
なるタイミング位相情報をメモリ１０２に出力する。こ
れによって、メモリ１０２には、相関値の最大値をもつ
拡散符号発生タイミングが蓄えられる。
【００４６】このように、図１のＣＤＭＡ同期捕捉回路
において図５の信号レベル検出回路１７を用いること
で、信号レベル検出回路１７から出力される拡散符号発
生タイミングを相関値の大きい順から複数個出力させる
ため、反射波による複数の波を受信した場合に対しても
それぞれの反射波に対する拡散符号発生タイミングをほ
ぼ正確に検出することができ、ＲＡＫＥ合成等によるパ
スダイバーシティ効果をより精度よく示すことができ
る。
【００４７】（本発明の第２の実施の形態）図６は本発
明によるＣＤＭＡ同期捕捉回路の第２の実施形態の構成
を示すブロック図である。図７より図９までと同等部分
は同一符号により示してある。図において、本発明の第
２の実施形態によるＣＤＭＡ同期捕捉回路が本発明の第
１の実施形態のＣＤＭＡ同期捕捉回路と異なる点は、相
関器１４に加えて相関器２４を含む点である。
【００４８】この構成において、受信アンテナ１１によ
って受信された受信ＲＦ信号は、準同期検波回路１２に
入力され、べースバンド信号に変換されて出力される。
このべースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換器１３に入力され
てディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器１３から
出力されたディジタル信号によるべースバンド信号は、
相関器１４と相関器２４の２つの相関器に入力される。
【００４９】相関器１４では拡散符号発生回路１４３か
ら出力されるある位相タイミングで発生された拡散符号
系列とＡ／Ｄ変換器１３の出力信号を乗算器１４１を用
いて拡散符号の１チップ単位で乗算する。乗算器１４１
の出力は積分回路１４２に入力され、拡散符号系列の長
さ分にわたり積分される。積分回路１４２の出力は拡散
符号系列のある拡散符号発生タイミングにおける相関値
となる。前記積分回路１４２の出力はＤＣオフセット除
去回路１４３に入力されてＤＣオフセット成分が除去さ
れた後、メモリ１６に蓄積される。相関器１４で相関値
が出力された後、拡散符号発生回路１４３は位相シフト
回路１５によって拡散符号のチップレートよりも短いあ
る一定時間分シフトされ、この拡散符号発生タイミング
で同様に受信信号から相関値を計算し、メモリ１６に蓄
積する。
【００５０】これと同様にして相関器２４では拡散符号
発生回路２４３から出力される拡散符号発生回路１４３
とは別の位相夕イミングで発生された拡散符号系列とＡ
／Ｄ変換器１３の出力信号を乗算器２４１を用いて拡散
符号の１チップ単位で乗算する。乗算器２４１の出力は
積分回路２４２に入力され、拡散符号系列の長さ分にわ
たり積分される。積分回路２４２の出力は拡散符号系列
のある拡散符号発生タイミングにおける相関値となる。
前記積分回路２４２の出力はＤＣオフセット除去回路２
４３に入力されてＤＣオフセット成分が除去された後、
メモリ１６に蓄積される。相関器２４で相関値が出力さ
れた後、拡散符号発生回路２４３は位相シフト回路１５
によって拡散符号のチップレートよりも短いある一定時
間分シフトされ、この拡散符号発生タイミングで同様に
受信信号から相関値を計算する。
【００５１】このようにして位相タイミングの異なる２
個の相関器を用いて拡散符号系列の１周期分に渡って相
関値を計算することで拡散符号の１周期分の相関値を計
算する速度が２倍となる。メモリ１６では蓄積された相
関値レベルから信号レベル検出回路１７によって最大相
関値レベルをもつ拡散符号発生タイミングを選択する。
この拡散符号発生タイミングを用いて図示せぬ復調回路
によって上記タイミングから発生される拡散符号のレプ
リカとして用いて受信信号を逆拡散処理する。このよう
に相関器を複数個用いて同期捕捉回路を構成した場合で
もそれぞれの相関器にＤＣオフセット除去回路を設ける
ことによって、高速でかつ正確な相関値レベルを検出す
ることができ、正確な拡散符号発生タイミングを推定す
ることが可能となる。
【００５２】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、１シンボ
ル毎に拡散符号の符号バランスを測定し、これを用いて
ＤＣオフセットを除去することにより、拡散符号がシン
ボル単位で変化する場合でもべースバンド信号に含まれ
るＤＣオフセット成分を確実に除去できることで正確な
相関値レベルを検出することができるという第１の効果
がある。
【００５３】また、相関器によって計算された相関値に
ついて拡散符号の符号バランスに応じてＤＣオフセット
成分を除去することにより、ＤＣオフセット除去回路に
おいて拡散符号のチップレート相当のクロックが必要と
なるのは、正負符号カウンタ内のみで済み、従来のＤＣ
オフセット回路のように高速に動作する消費電力の大き
い半導体素子を必要とせず、消費電力を低減できるとい
う第２の効果がある。
【００５４】また、位相タイミングの異なるＮ個の相関
器を用いて拡散符号系列の１周期分に渡って相関値を計
算することで拡散符号の１周期分の相関値を計算する速
度をＮ倍にすることができるという第３の効果がある。
【００５５】また、信号レベル検出回路から出力される
拡散符号発生タイミングを相関値の大きい順から複数個
出力させるため、反射波による複数の波を受信した場合
に対してもそれぞれの反射波に対する拡散符号発生タイ
ミングをほぼ正確に検出することができ、ＲＡＫＥ合成
等によるパスダイバーシチ効果をより精度よく示すこと
ができるという第４の効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるＣＤＭＡ同期捕捉回路の第１の実
施の形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１中のＤＣオフセット除去回路の内部構成例
を示すブロック図である。
【図３】（ａ）〜（ｅ）図１中の各部の信号を周波数ス
ペクトラムで示した図である。
【図４】図２中の正負符号カウンタの構成例を示すブロ
ック図である。
【図５】図１中の信号レベル検出回路の内部構成例を示
すブロック図である。
【図６】本発明によるＣＤＭＡ同期捕捉回路の第２の実
施の形態の構成を示すブロック図である。
【図７】従来のＣＤＭＡ同期捕捉回路の例を示すブロッ
ク図である。
【図８】従来のＣＤＭＡ受信装置の例を示すブロック図
である。
【図９】従来のＣＤＭＡ受信装置の別の例を示すブロッ
ク図である。
【図１０】図９におけるＤＣオフセット除去回路の内部
構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１１ 受信アンテナ １２ 準同期検波回路 １３ Ａ／Ｄ変換器 １４、２４ 相関器 １５ 位相シフト回路 １６、１０２ メモリ １７ 信号レベル検出回路 １８ クロック発生回路 ３１ 相関値 ３２、５２ 拡散符号系列 ３３ 正負符号カウンタ ３４、３６ 乗算器 ３５、９２ ローパスフイルタ ３７、９１ 加算器 ４１、４２ ＤＣオフセット成分 ７１ コンデンサ ７２ 逆拡散回路 ７３ 逆拡散符号発生回路 ７４ 同期捕捉回路 ８１、１４４、２４４ ＤＣオフセット除去回路 ８２ ディジタル信号 １０１ 相関値レベル比較回路 １４１、２４１ 乗算器 １４２、２４２ 積分回路 １４３、２４３ 拡散符号発生回路 ３４０、３５０、３６０、３７０ 出力信号 ５３０ クロック発振器 ５３１、５３２ アンドゲート ５３３〜５３５ カウンタ ５３６ 加算器 ５３７ Ｄ−フリップフロップ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 1/707 H04L 7/00

Claims (4)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＣＤＭＡ方式にて拡散変調された受信べ
    ースバンド信号に対して、拡散符号の１チップ以内のタ
    イミング毎に相関器により相関値を計算し、前記相関値
    の最大値を検出することにより拡散変調された送信ベー
    スバンド信号の拡散符号発生タイミングを拡散符号の１
    チップ以内の精度で推定する機能をもつＣＤＭＡ同期捕
    捉回路において、 前記相関器は、前記受信べースバンド信号に含まれるＤ
    ／Ａ変換及びＡ／Ｄ変換によるＤＣオフセット成分と、
    前記拡散符号の符号バランスに応じて生ずる前記相関器
    による相関値計算後の相関値のＤＣオフセット成分と分
    離して除去するオフセット除去手段を含み、 前記オフセット除去手段は、前記拡散符号の符号バラン
    スを測定する測定手段と、この測定結果を相関値計算後
    の出力信号に乗ずる第１の乗算手段と、この乗算出力の
    高周波成分を除去するローパスフイルタと、この除去出
    力に前記測定結果を乗ずる第２の乗算手段と、この乗算
    出力を前記相関器計算後の出力信号から減じる手段とを
    含 むことを特徴とするＣＤＭＡ同期捕捉回路。
  2. 【請求項２】 前記測定手段は、前記拡散符号のチップ
    レート相当のクロックに同期して前記拡散符号の正符号
    及び負符号をそれぞれカウントする第１及び第２のカウ
    ンタと、前記拡散符号の１シンボル毎に前記第１及び第
    ２のカウンタのカウント値の差を出力する減算回路とを
    含み、この減算結果を前記測定結果とすることを特徴と
    する請求項１に記載のＣＤＭＡ同期捕捉回路。
  3. 【請求項３】 前記相関器を複数個備え、それぞれの相
    関器では異なる拡散符号発生タイミングで相関値を計算
    することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の
    ＣＤＭＡ同期捕捉回路。
  4. 【請求項４】 前記相関値の最大値について、相関値の
    最大値から大きい順にＮ個を検出する検出手段を含むこ
    とを特徴とする請求項１から請求項３の何れか１項に記
    載のＣＤＭＡ同期捕捉回路。
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US08/905,601 US6064688A (en) 1996-08-12 1997-08-04 CDMA synchronous acquisition circuit
SE9702890A SE519631C2 (sv) 1996-08-12 1997-08-07 Synkron CDMA-ackvisitionskrets
BR9702753A BR9702753A (pt) 1996-08-12 1997-08-12 Circuito de aquisição sincrônica de cdma e receptor do tipo de cdma
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Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2800796B2 (ja) * 1996-08-12 1998-09-21 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ同期捕捉回路
JP2850958B2 (ja) * 1997-05-02 1999-01-27 日本電気株式会社 スペクトラム拡散通信用受信装置
JP2861985B2 (ja) * 1997-06-16 1999-02-24 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ用高速セルサーチ方式
US6531982B1 (en) 1997-09-30 2003-03-11 Sirf Technology, Inc. Field unit for use in a GPS system
JP2991170B2 (ja) * 1997-10-01 1999-12-20 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ受信装置および方法
US6327471B1 (en) 1998-02-19 2001-12-04 Conexant Systems, Inc. Method and an apparatus for positioning system assisted cellular radiotelephone handoff and dropoff
US6366599B1 (en) 1998-03-16 2002-04-02 Trimble Navigation Limited Fast acquisition of spread-spectrum signals by dynamically varying spacing of search bins
US6298083B1 (en) * 1998-03-16 2001-10-02 Trimble Navigation Limited Power savings technique for a positioning system receiver
US6348744B1 (en) 1998-04-14 2002-02-19 Conexant Systems, Inc. Integrated power management module
US7545854B1 (en) * 1998-09-01 2009-06-09 Sirf Technology, Inc. Doppler corrected spread spectrum matched filter
US7711038B1 (en) 1998-09-01 2010-05-04 Sirf Technology, Inc. System and method for despreading in a spread spectrum matched filter
US6693953B2 (en) 1998-09-30 2004-02-17 Skyworks Solutions, Inc. Adaptive wireless communication receiver
US6606349B1 (en) 1999-02-04 2003-08-12 Sirf Technology, Inc. Spread spectrum receiver performance improvement
US6448925B1 (en) 1999-02-04 2002-09-10 Conexant Systems, Inc. Jamming detection and blanking for GPS receivers
US6577271B1 (en) 1999-03-30 2003-06-10 Sirf Technology, Inc Signal detector employing coherent integration
US6304216B1 (en) 1999-03-30 2001-10-16 Conexant Systems, Inc. Signal detector employing correlation analysis of non-uniform and disjoint sample segments
US6351486B1 (en) 1999-05-25 2002-02-26 Conexant Systems, Inc. Accelerated selection of a base station in a wireless communication system
US6748006B1 (en) 1999-05-28 2004-06-08 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for controlling system timing with use of a master timer
JP3279547B2 (ja) * 1999-09-20 2002-04-30 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ受信機の同期捕捉装置
US6714158B1 (en) * 2000-04-18 2004-03-30 Sirf Technology, Inc. Method and system for data detection in a global positioning system satellite receiver
US6788655B1 (en) 2000-04-18 2004-09-07 Sirf Technology, Inc. Personal communications device with ratio counter
US7885314B1 (en) 2000-05-02 2011-02-08 Kenneth Scott Walley Cancellation system and method for a wireless positioning system
US6778136B2 (en) * 2001-12-13 2004-08-17 Sirf Technology, Inc. Fast acquisition of GPS signal
EP1329018A1 (de) * 2000-09-12 2003-07-23 Siemens Aktiengesellschaft Reduzierung des dc-offsets eines homodynen empfängers
GB2379840A (en) * 2001-09-13 2003-03-19 Ipwireless Inc Automatic frequency correction
US7046720B2 (en) * 2001-11-12 2006-05-16 Telefonktiebolaget Lm Ericsson (Publ) System and method for DC offset compensation in a WCDMA receiver
KR100435494B1 (ko) * 2001-11-21 2004-06-09 한국전자통신연구원 디지털 통신에서의 동기 수행 시스템 및 그 방법
JP4034571B2 (ja) 2002-02-08 2008-01-16 松下電器産業株式会社 同期検出回路
US20050209762A1 (en) * 2004-03-18 2005-09-22 Ford Global Technologies, Llc Method and apparatus for controlling a vehicle using an object detection system and brake-steer
US20090088106A1 (en) * 2007-09-27 2009-04-02 Nanoamp Solutions Inc. (Cayman) Radio frequency filtering
US8218686B1 (en) * 2008-04-18 2012-07-10 Marvell International Ltd. Circuit and method for DC offset compensation
CA2704353A1 (en) * 2009-05-13 2010-11-13 Ron Kerr Spreading code acquisition for direct sequence spread spectrum signals
US10129166B2 (en) * 2016-06-21 2018-11-13 Intel Corporation Low latency re-timer

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4438530A (en) * 1982-06-14 1984-03-20 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Adaptive cross-polarization interference cancellation system
JPH0247911A (ja) * 1988-08-09 1990-02-16 Mitsubishi Electric Corp デイジタルマツチドフィルタ
JPH02211720A (ja) * 1989-02-10 1990-08-23 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ａ／ｄ変換装置
KR950003666B1 (ko) 1990-12-31 1995-04-17 삼성전자 주식회사 지엠에스케이신호복조방법 및 그 장치
JPH0564168A (ja) * 1991-09-04 1993-03-12 Toshiba Corp 直交多重信号処理方式及び伝送・受信装置
JPH06261088A (ja) * 1993-03-02 1994-09-16 Hitachi Denshi Ltd 復調器オフセット除去回路
JPH06326739A (ja) 1993-05-11 1994-11-25 Sharp Corp Ｃｏｆｄｍ信号受信機
US5748623A (en) * 1993-09-03 1998-05-05 Ntt Mobile Communications Network, Inc. Code division multiple access transmitter and receiver
JP2626541B2 (ja) * 1993-12-29 1997-07-02 日本電気株式会社 スペクトラム拡散送信方法およびスペクトラム拡散送信機
US5778028A (en) * 1994-06-13 1998-07-07 Zenith Electronics Corporation DC removal circuit for digital signal
US5548244A (en) * 1994-11-14 1996-08-20 Hughes Aircraft Company Method and apparatus for eliminating DC offset for digital I/Q demodulators
US5640416A (en) * 1995-06-07 1997-06-17 Comsat Corporation Digital downconverter/despreader for direct sequence spread spectrum communications system
JP2780692B2 (ja) * 1995-12-06 1998-07-30 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ受信装置
JP2751959B2 (ja) * 1996-07-15 1998-05-18 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ受信装置の受信タイミング検出回路
JP2800796B2 (ja) * 1996-08-12 1998-09-21 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ同期捕捉回路

Also Published As

Publication number Publication date
CA2212067C (en) 2001-11-13
SE9702890D0 (sv) 1997-08-07
JPH1056404A (ja) 1998-02-24
US6278727B1 (en) 2001-08-21
SE519631C2 (sv) 2003-03-25
CA2212067A1 (en) 1998-02-12
US6064688A (en) 2000-05-16
BR9702753A (pt) 1999-01-19
SE9702890L (sv) 1998-02-13

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