JP2792436B2 - 高周波出力増幅器 - Google Patents
高周波出力増幅器Info
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- JP2792436B2 JP2792436B2 JP12788894A JP12788894A JP2792436B2 JP 2792436 B2 JP2792436 B2 JP 2792436B2 JP 12788894 A JP12788894 A JP 12788894A JP 12788894 A JP12788894 A JP 12788894A JP 2792436 B2 JP2792436 B2 JP 2792436B2
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- Japan
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- amplitude
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- amplifier
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- Microwave Amplifiers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高周波出力増幅器に関
し、特に高効率と高直線性を要求される場合のマイクロ
波増幅器に関する。
し、特に高効率と高直線性を要求される場合のマイクロ
波増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のマイクロ波増幅器においては、高
効率となる動作点では非線形性を生じ易い終段増幅回路
よりも前の段において、終段の歪と打ち消すような歪を
付加することによって全体での歪を改善するプリディス
トーション法か、負帰還によって改善する負帰還法が使
われている。
効率となる動作点では非線形性を生じ易い終段増幅回路
よりも前の段において、終段の歪と打ち消すような歪を
付加することによって全体での歪を改善するプリディス
トーション法か、負帰還によって改善する負帰還法が使
われている。
【０００３】プリディストーション法は図３に示すよう
に、小電力のため歪の問題とならない励振増幅回路２３
と歪の発生源である終段の高出力増幅回路２３の間に入
れたプリディストーション回路の発生する振幅及び位相
歪の両方が終段２３の歪を打ち消すように動作させるも
のである。
に、小電力のため歪の問題とならない励振増幅回路２３
と歪の発生源である終段の高出力増幅回路２３の間に入
れたプリディストーション回路の発生する振幅及び位相
歪の両方が終段２３の歪を打ち消すように動作させるも
のである。
【０００４】また負帰還法は、終段の出力の一部をとり
出して、励振段入力へ負帰還となる位相で加えることに
よって歪を低減するものである。
出して、励振段入力へ負帰還となる位相で加えることに
よって歪を低減するものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】この従来のプリディス
トーション法では、終段の歪特性に応じてプリディスト
ーション回路の特性を調整する必要があり、終段のデバ
イスのバラつき、あるいは温度変化による歪特性の変化
に対応して打ち消せるように調整するには多大な調整工
数を要していた。
トーション法では、終段の歪特性に応じてプリディスト
ーション回路の特性を調整する必要があり、終段のデバ
イスのバラつき、あるいは温度変化による歪特性の変化
に対応して打ち消せるように調整するには多大な調整工
数を要していた。
【０００６】一方負帰還法では、帰還ループ中の順方向
段の変化は負帰還によって抑圧されるので、個の装置で
の調整は単純になる利点はあるが、マイクロ波回路では
増幅段あるいは帰還回路での位相推移が大きく、自己発
振させないための充分な位相余裕を得ることは通常困難
であり、比較的低い周波数例えば１〜２ＧＨｚで、帰還
量が数ｄＢ程度でしか適用できない方式であった。
段の変化は負帰還によって抑圧されるので、個の装置で
の調整は単純になる利点はあるが、マイクロ波回路では
増幅段あるいは帰還回路での位相推移が大きく、自己発
振させないための充分な位相余裕を得ることは通常困難
であり、比較的低い周波数例えば１〜２ＧＨｚで、帰還
量が数ｄＢ程度でしか適用できない方式であった。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、入力Ｒ
Ｆ信号は３分岐する第１の分岐回路により分岐されこの
分岐回路の１つの出力信号は第１のＡＭ検波回路により
検波されＲＦ信号のエンベロープ成分が検出される。第
１の分岐回路の他の１つの出力は、ＡＭ変調器及びＰＭ
変調器を通り第２の分岐回路を経て高出力増幅回路で増
幅され所定の出力を得る。高出力増幅回路の出力端には
更に第３の３分岐回路が設けられ、１つは出力ＲＦ信号
となり、他の１つは第２のＡＭ検波回路により検波され
ＲＦ信号のエンベロープ成分が検出される。この第３の
分岐回路より得られたエンベロープ成分は、第１の分岐
回路より得られたエンベロープ成分と比較回路により比
較され、得られた差分信号はＡＭ変調器に加えられ、Ｒ
Ｆ信号を変調することによりすなわち、負帰還回路を構
成し、全体の利得を一定にすることにより高出力増幅回
路での歪を補正する。
Ｆ信号は３分岐する第１の分岐回路により分岐されこの
分岐回路の１つの出力信号は第１のＡＭ検波回路により
検波されＲＦ信号のエンベロープ成分が検出される。第
１の分岐回路の他の１つの出力は、ＡＭ変調器及びＰＭ
変調器を通り第２の分岐回路を経て高出力増幅回路で増
幅され所定の出力を得る。高出力増幅回路の出力端には
更に第３の３分岐回路が設けられ、１つは出力ＲＦ信号
となり、他の１つは第２のＡＭ検波回路により検波され
ＲＦ信号のエンベロープ成分が検出される。この第３の
分岐回路より得られたエンベロープ成分は、第１の分岐
回路より得られたエンベロープ成分と比較回路により比
較され、得られた差分信号はＡＭ変調器に加えられ、Ｒ
Ｆ信号を変調することによりすなわち、負帰還回路を構
成し、全体の利得を一定にすることにより高出力増幅回
路での歪を補正する。
【０００８】更に、高出力増幅回路の入力信号レベルが
飽和入力点を越えると、前記補正が正常に機能しなくな
るため、第２の分岐回路に従属して設けた検波回路によ
りエンベロープ成分を検出し、高出力増幅回路の飽和入
力点をスレショルド点とするＡＬＣ回路を構成する。す
なわちエンベロープ成分は、比較され、得られた電圧は
ＡＭ変調回路に加えられＡＬＣを構成する。利得一定負
帰還回路とＡＬＣ回路を高出力増幅回路の飽和入力点で
切換えるためにＡＭ変調回路の入力側にＯＲ回路を設け
る。
飽和入力点を越えると、前記補正が正常に機能しなくな
るため、第２の分岐回路に従属して設けた検波回路によ
りエンベロープ成分を検出し、高出力増幅回路の飽和入
力点をスレショルド点とするＡＬＣ回路を構成する。す
なわちエンベロープ成分は、比較され、得られた電圧は
ＡＭ変調回路に加えられＡＬＣを構成する。利得一定負
帰還回路とＡＬＣ回路を高出力増幅回路の飽和入力点で
切換えるためにＡＭ変調回路の入力側にＯＲ回路を設け
る。
【０００９】また、第１の分岐回路の残りの一つと第３
の分岐回路の残りの一つの出力信号は位相比較回路によ
り、位相検波され出力電圧は比較回路により基準電圧と
比較され常に入力ＲＦ信号と出力ＲＦ信号の位相差が一
定になるよう、比較回路の出力は、ＰＭ変調器に加えら
れ負帰還回路を構成する。
の分岐回路の残りの一つの出力信号は位相比較回路によ
り、位相検波され出力電圧は比較回路により基準電圧と
比較され常に入力ＲＦ信号と出力ＲＦ信号の位相差が一
定になるよう、比較回路の出力は、ＰＭ変調器に加えら
れ負帰還回路を構成する。
【００１０】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の１実施例の非線形補償回路付マイク
ロ波増幅回路である。
る。図１は本発明の１実施例の非線形補償回路付マイク
ロ波増幅回路である。
【００１１】図において、入力端子１より入力したＲＦ
信号は、分岐回路２により分岐され、分岐された信号は
更に２分岐され、一方はＡＭ検波回路８により入力ＲＦ
信号のエンベロープ成分を検出され、更に比較回路９に
入力される。このとき、入力ＲＦ信号はＡＭ変調回路
３，ＰＭ変調回路４，分岐回路５を経て高出力増幅回路
６で増幅されている。一方高出力増幅回路６の出力は分
岐回路７により分岐され主信号は出力端子１６に、分岐
された信号は更に分岐され一方は、ＡＭ検波器１３によ
り出力ＲＦ信号の振幅成分が検出される。
信号は、分岐回路２により分岐され、分岐された信号は
更に２分岐され、一方はＡＭ検波回路８により入力ＲＦ
信号のエンベロープ成分を検出され、更に比較回路９に
入力される。このとき、入力ＲＦ信号はＡＭ変調回路
３，ＰＭ変調回路４，分岐回路５を経て高出力増幅回路
６で増幅されている。一方高出力増幅回路６の出力は分
岐回路７により分岐され主信号は出力端子１６に、分岐
された信号は更に分岐され一方は、ＡＭ検波器１３によ
り出力ＲＦ信号の振幅成分が検出される。
【００１２】ＡＭ検波器１３の出力は比較回路９に入力
され、前記入力ＲＦ信号の振幅成分と比較され差信号が
得られる。差信号はＯＲ回路１０を通りＡＭ変調回路３
に印加される。ＡＭ変調回路３は差信号が小さくなるよ
う負帰還回路を構成する様動作する。従って、ＡＭ変調
回路３は、高出力増幅回路６による利得圧縮分を補償
し、入力端１から出力端１６の利得が一定になるよう動
作する。
され、前記入力ＲＦ信号の振幅成分と比較され差信号が
得られる。差信号はＯＲ回路１０を通りＡＭ変調回路３
に印加される。ＡＭ変調回路３は差信号が小さくなるよ
う負帰還回路を構成する様動作する。従って、ＡＭ変調
回路３は、高出力増幅回路６による利得圧縮分を補償
し、入力端１から出力端１６の利得が一定になるよう動
作する。
【００１３】しかしながら、高出力増幅回路６の入力が
飽和入力点に達するとＡＭ変調回路３の出力をどんなに
増加しても、高出力増幅回路６の出力は増加しなくな
る。また高出力増幅回路６を損傷してしまう可能性があ
る。従って高出力増幅回路６の入力端に分岐回路５を設
け、分岐された信号はＡＭ検波回路２により振幅が検出
され、比較回路１１により基準電圧１５と比較される。
従って、高出力増幅回路６の入力飽和点を越えた時に比
較回路１１の出力電圧急激に大きくなり、ＯＲ回路１０
を通り、ＡＭ変調回路３に印加され、ＡＭ変調回路３の
出力信号電力を小さくする。すなわち、高出力増幅回路
６の入力信号レベルを一定に保つＡＬＣ回路として動作
する。
飽和入力点に達するとＡＭ変調回路３の出力をどんなに
増加しても、高出力増幅回路６の出力は増加しなくな
る。また高出力増幅回路６を損傷してしまう可能性があ
る。従って高出力増幅回路６の入力端に分岐回路５を設
け、分岐された信号はＡＭ検波回路２により振幅が検出
され、比較回路１１により基準電圧１５と比較される。
従って、高出力増幅回路６の入力飽和点を越えた時に比
較回路１１の出力電圧急激に大きくなり、ＯＲ回路１０
を通り、ＡＭ変調回路３に印加され、ＡＭ変調回路３の
出力信号電力を小さくする。すなわち、高出力増幅回路
６の入力信号レベルを一定に保つＡＬＣ回路として動作
する。
【００１４】次にＯＲ回路１０の動作について説明す
る。一般に高出力増幅回路６の入出力特性は図２（ａ）
に示すように飽和点に近づくにつれて、利得圧縮を受け
る。従って入力端子１から高出力増幅回路６の入力端ま
での利得は、入力電力の増幅に従って徐々に増加し、飽
和点付近で利得が急激に増加しなければならない。ＡＭ
変調回路の印加電圧が大きい方が利得が小さいと仮定す
れば比較回路９の出力電圧は飽和点付近で急激に小さく
なる。また、比較回路１１の出力電圧は、入力電力が徐
々に増え、飽和点に達した時に急激に増加し、図２
（ｂ）に示すように比較回路９の出力電圧と交叉する。
従ってＯＲ回路１０によりいずれが大きい方の電圧をＡ
Ｍ変調回路３に印加することにより所望の特性図２
（ｃ）を得られる。この時、入力端子１から出力端子１
６までの入出力特性は図２（ｄ）に示すような特性にな
る。
る。一般に高出力増幅回路６の入出力特性は図２（ａ）
に示すように飽和点に近づくにつれて、利得圧縮を受け
る。従って入力端子１から高出力増幅回路６の入力端ま
での利得は、入力電力の増幅に従って徐々に増加し、飽
和点付近で利得が急激に増加しなければならない。ＡＭ
変調回路の印加電圧が大きい方が利得が小さいと仮定す
れば比較回路９の出力電圧は飽和点付近で急激に小さく
なる。また、比較回路１１の出力電圧は、入力電力が徐
々に増え、飽和点に達した時に急激に増加し、図２
（ｂ）に示すように比較回路９の出力電圧と交叉する。
従ってＯＲ回路１０によりいずれが大きい方の電圧をＡ
Ｍ変調回路３に印加することにより所望の特性図２
（ｃ）を得られる。この時、入力端子１から出力端子１
６までの入出力特性は図２（ｄ）に示すような特性にな
る。
【００１５】更に本発明においては、分岐回路２により
分岐され更に２分岐された他の一方の信号は、位相検波
回路１４に印加され、分岐回路７により分岐され更に２
分岐された他の一方の信号と位相検波回路１４で互いの
位相差が検出される。この検出結果はＰＭ変調回路４に
負帰還されて入出力信号の位相差が常に一定になるよう
制御される。
分岐され更に２分岐された他の一方の信号は、位相検波
回路１４に印加され、分岐回路７により分岐され更に２
分岐された他の一方の信号と位相検波回路１４で互いの
位相差が検出される。この検出結果はＰＭ変調回路４に
負帰還されて入出力信号の位相差が常に一定になるよう
制御される。
【００１６】
【発明の効果】以上説明したように本発明の高周波出力
増幅器は、入力が飽和点以下の時には利得が一定で入出
力特性が直線であり、入力が飽和点以上の時には出力が
一定である特性をもつ。更に入出力の位相特性も負帰還
回路で常に一定になるよう制御されているのでほぼ理想
に近い混変調特性を有する。
増幅器は、入力が飽和点以下の時には利得が一定で入出
力特性が直線であり、入力が飽和点以上の時には出力が
一定である特性をもつ。更に入出力の位相特性も負帰還
回路で常に一定になるよう制御されているのでほぼ理想
に近い混変調特性を有する。
【００１７】シミュレーションによればこのような入出
力特性を有する回路の３次混変調特性は飽和点において
ほぼＣ／３ＩＭは１８ｄＢが得られ２ｄＢインプット・
バックオフ点においてＣ／３ＩＭは２１ｄＢ，３ｄＢバ
ックオフ点においてほぼ無限大となる。
力特性を有する回路の３次混変調特性は飽和点において
ほぼＣ／３ＩＭは１８ｄＢが得られ２ｄＢインプット・
バックオフ点においてＣ／３ＩＭは２１ｄＢ，３ｄＢバ
ックオフ点においてほぼ無限大となる。
【図１】本発明の一実施例のブロック図。
【図２】本発明の高出力増幅器特性を示す図で、（ａ）
は増幅回路の入出力特性例、（ｂ）はＡＭ変調回路の変
調入力電圧、（ｃ）は高出力増幅回路入力までの利得、
（ｄ）は本発明による改善された結合入出力特性例を示
す。
は増幅回路の入出力特性例、（ｂ）はＡＭ変調回路の変
調入力電圧、（ｃ）は高出力増幅回路入力までの利得、
（ｄ）は本発明による改善された結合入出力特性例を示
す。
【図３】従来のプリディストーション型非線形補償回路
をもつ高出力増幅器を示す図。
をもつ高出力増幅器を示す図。
１ 入力端子 ２ 分岐回路 ３ ＡＭ変調回路 ４ ＰＭ変調回路 ５ 分岐回路 ６ 高出力増幅回路 ７ 分岐回路 ８，１２，１３ ＡＭ検波回路 ９，１１ 比較回路 １０ ＯＲ回路 １４ 位相検波回路 １５ 基準電圧 １６ 出力端子 ２０ 入力端子 ２１ プリディストーション非線形補償回路 ２２ 励振増幅回路 ２３ 高出力増幅回路 ２４ 出力端子
Claims (2)
- 【請求項１】 第１の分岐回路と、振幅変調器と、位相
変調器と、第二の分岐回路と、高周波高出力増幅回路
と、第３の分岐回路が従属接続され、 第１の分岐回路により分岐された入力信号の包絡線振幅
を検出する第１の振幅検波器と、第３の分岐回路より分
岐された前記高周波高出力増幅回路の出力信号の包絡線
振幅を検出する第３の振幅検波器と、および第１と第３
の振幅検波器の出力信号の差分を増幅する第１の差動増
幅器とより構成される定利得帰還部と、 第２の分岐回路により分岐された前記高周波高出力増幅
器入力信号の包絡線振幅を検出する第２の振幅検波器
と、前記第２の振幅検波器の出力を前記高周波高出力増
幅回路の飽和入力点に対応した基準電圧と比較する第２
の差動増幅器より構成される定出力帰還部と、 前記定利得帰還部の第１の差動増幅器の出力と、前記定
出力帰還部の第２の差動増幅器の出力のどちらかを選択
するＯＲ回路を持ち、該ＯＲ回路の出力を前記振幅変調
回路に印加してなる振幅線形回路とを具備し、入力が飽
和点以下のときは利得が一定で、入力が飽和点を越える
ときは出力が一定となる高周波出力増幅器。 - 【請求項２】 第１の分岐回路により分岐された入力信
号と、第３の分岐回路により分岐された出力信号の位相
差を検出する位相検波器と、 前記位相検波器の出力を基準電圧と比較する第３の差動
増幅器と、前記第３の差動増幅器の出力を前記位相変調
器に印加してなる位相線形化回路とを有する請求項１の
高周波出力増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12788894A JP2792436B2 (ja) | 1994-06-09 | 1994-06-09 | 高周波出力増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12788894A JP2792436B2 (ja) | 1994-06-09 | 1994-06-09 | 高周波出力増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07336147A JPH07336147A (ja) | 1995-12-22 |
| JP2792436B2 true JP2792436B2 (ja) | 1998-09-03 |
Family
ID=14971148
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12788894A Expired - Lifetime JP2792436B2 (ja) | 1994-06-09 | 1994-06-09 | 高周波出力増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2792436B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006217669A (ja) * | 2006-05-19 | 2006-08-17 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 歪み補償装置 |
| JP2006217670A (ja) * | 2006-05-19 | 2006-08-17 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 歪み補償装置 |
| EP2320561A4 (en) * | 2008-07-29 | 2012-04-11 | Kyocera Corp | POWER SUPPLY DEVICE AND TRANSMISSION DEVICE AND COMMUNICATION DEVICE WITH THESE |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03248612A (ja) * | 1990-02-27 | 1991-11-06 | Toshiba Corp | 高周波電力増幅器 |
| JPH05235647A (ja) * | 1992-02-19 | 1993-09-10 | Mitsubishi Electric Corp | 雑音低減装置 |
-
1994
- 1994-06-09 JP JP12788894A patent/JP2792436B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07336147A (ja) | 1995-12-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19980519 |