JP2698507B2

JP2698507B2 - Ａｆｃ回路

Info

Publication number: JP2698507B2
Application number: JP19635892A
Authority: JP
Inventors: 年春小島
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1992-06-29
Filing date: 1992-06-29
Publication date: 1998-01-19
Anticipated expiration: 2013-01-19
Also published as: JPH0621915A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直接拡散スペクトル拡
散（ＤＳ／ＳＳ）通信用受信機に適用される準同期検波
回路における局部搬送波の周波数オフセットを補正する
ためのＡＦＣ回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体通信の分野において、直接
拡散スペクトル拡散（ＤＳ／ＳＳ）通信による符号分割
多元接続（ＣＤＭＡ）方式が注目されている。そして、
移動体通信においては、移動体の走行等に伴いフェーシ
ングが必然的に発生する。そこで、移動体通信にＤＳ／
ＳＳ通信を適用する場合、受信機において搬送波再生を
行うより、準同期検波を行う方が信号処理が容易になる
と考えられる。

【０００３】ところで、ＤＳ／ＳＳ信号に対して準同期
検波を行う場合、局部搬送波に周波数オフセットが存在
すると、逆拡散後の信号エネルギーが減少し、ビット誤
り率特性に劣化を生じる。従って、局部搬送波の周波数
を制御することなどによって、周波数オフセットの影響
を除去するＡＦＣ回路が必要となる。

【０００４】ここで、図１０に基づいて、準同期検波を
行うＤＳ／ＳＳ通信用受信機の概略構成について説明す
る。受信ＳＳ信号は、２つの周波数混合器１０ａ、１０
ｂに入力され、ここで、局部発振器１２から供給される
局部搬送波と混合される。なお、周波数混合器１０ｂへ
の局部搬送波導入経路には、π／２移相器が設けられて
いるため、２つの周波数混合器１０ａ、１０ｂに入力さ
れる局部搬送波は直交して（すなわち、位相がπ／２異
なって）いる。また、局部発振器１２の発振周波数は、
受信ＳＳ信号の搬送波周波数に合せておく。

【０００５】周波数混合器１０ａ、１０ｂの出力はロー
パスフィルタ１６ａ、１６ｂによりイメージ周波数成分
が除去されてベースバンド成分のみとなり、更にＡ／Ｄ
変換器１８ａ、１８ｂによってディジタル信号であると
ころの複素ベースバンド信号の実数部及び虚数部とな
る。この複素ベースバンド信号は、複素相関器２０によ
り送信局においてスペクトル拡散に用いられたＰＮ信号
との相関演算が行われ、複素相関信号となる。この複素
相関信号に対して一次変調方式に応じた復調処理を施す
ことにより、復調データを得る。

【０００６】このような準同期検波を行うＤＳ／ＳＳ通
信用受信機における局部搬送波の周波数オフセットの影
響について説明する。ここで、この通信における一次変
調は、ＢＰＳＫを用いるものとする（実際には、ＱＰＳ
Ｋ等も用いられる）。また、スペクトル拡散に用いるＰ
Ｎ信号の繰返し周期をＭチップ、チップ周期をＴ_cと
し、ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）番目のＰＮ信号の値をｕ
_m（−１または１から構成される）とする。更に、デー
タのシンボル周期（すなわちＰＮ信号の繰返し周期）を
Ｔ_d（＝ＭＴ_c）とし、時刻ｎＴ_d（ｎは整数）におけ
る送信データの値をａ_n（−１または１から構成され
る）とし、送信搬送波の周波数をω_cとする。

【０００７】このような条件において、受信機は、時刻
ｎＴ_d＋ｍＴ_cに、ａ_nｕ_mｃｏｓ［ω_c（ｎＴ_d＋ｍ
Ｔ_c）］なる値の受信ＳＳ信号を受信する。この受信Ｓ
Ｓ信号を周波数混合器１０ａ、１０ｂ、ローパスフィル
タ１６ａ、１６ｂにより準同期検波し、Ａ／Ｄ変換器１
８ａ、１８ｂにおいてＡ／Ｄ変換し、複素ベースバンド
信号を得る。なお、簡単のため、Ａ／Ｄ変換器１８ａ、
１８ｂのサンプリング周期は、チップ周期Ｔ_cに等しい
ものとし、量子化誤差はないものとする。

【０００８】ここで、準同期検波に用いる局部搬送波の
角周波数が、送信搬送波の角周波数ω_cに対してΔωだ
け周波数がオフセットしていたとする。また、その初期
位相がφであったとする。この条件において、時刻ｎＴ
_d＋ｍＴ_c＝（ｎＭ＋ｍ）Ｔ_cにおける複素ベースバン
ド信号の値ｒ_nM+mは、次式で与えられる。

【０００９】ｒ_nM+m＝ａ_nｕ_mexp[-j{ Δω(nM+m)Ｔ_c+ φ}] （１−１）この複素ベースバンド信号を複素相関器２０に入力する
と、複素ベースバンド信号とＰＮ信号との相関係数であ
る複素相関信号が得られる。この複素相関信号の値ｃ_n
は、送信データａ_nに対応しており、次式で表される。

【００１０】 _M ｃ_n＝Σ ｕ_mｒ_nM+m ^m=1 ＝ａ_nexp[-j{ Δω(nM+1)Ｔ_c+ φ}] {1- exp[-jΔωM Ｔ_c]}／{1- exp[-jΔωＴ_c]} ＝ａ_nexp[-j{ Δω [(2n+1)M+1]Ｔ_c/2 +φ}] sin[ ΔωM Ｔ_c/2] ／sin[ΔωＴ_c/2] （１−２）これより、周波数オフセットΔωに起因する複素相関信
号の位相回転量は、１シンボル間（Ｔ_dの間）に、Δω
ＭＴ_c（＝ΔωＴ_d）であることがわかる。

【００１１】ここで、周波数オフセットがない（すなわ
ち、Δω＝０）の場合には、複素相関信号の値ｃ_n0は、ｃ_n0＝ａ_nM exp[-jφ] （１−３）となる。従って、周波数オフセットΔωにより、複素相
関信号のエネルギーは、次式で与えられるρ倍に減少す
ることになる。

【００１２】 ρ＝｜ｃ_n/ ｃ_n0｜² ＝{ sin[ΔωM Ｔ_c/2]/( M sin[ΔωＴ_c/2]) }² （１−４）図１１に、Ｍ＝１２７の場合の周波数オフセットΔωに
起因する１シンボル間の位相回転量｜ΔωＴ_d｜とエネ
ルギー減少率ρの関係を示す。図１１より、｜ΔωＴ_d
｜≧２πの場合は、相関信号のエネルギーがほとんど失
われてしまうことが判る。そこで、ＤＳ／ＳＳ通信方式
においては周波数オフセットの補償を行うことが必要で
あり、このためにＡＦＣ回路が適用される。

【００１３】図１２に、ＡＦＣ回路を設けた準同期検波
回路を示す。この例では、局部搬送波を出力する局部発
振器１２を電圧制御発振器（ＶＣＯ）で構成し、これを
誤差信号生成回路３０によって生成した誤差信号によっ
て制御する。なお、ゲインαを乗算する乗算器３２、こ
の出力を積分する積分器３４、積分器の出力をアナログ
電圧信号に変換するＤ／Ａ変換器３６によって、誤差信
号に応じた周波数の制御を可能としている。

【００１４】すなわち、誤差信号生成回路３０は局部発
振器１２から出力される局部搬送波の受信ＳＳ信号に対
する周波数オフセットに応じた値の誤差信号を出力す
る。この誤差信号に対して適当なゲインを乗じて積分器
３４により平均化し、更にＤ／Ａ変換器３６によりアナ
ログ電圧信号に変換している。局部発振器１２はＶＣＯ
で構成されているので、誤差信号に応じた電圧によって
発振周波数が補正される。従って局部搬送波の周波数を
受信ＳＳ信号の搬送波周波数に一致させることができ
る。

【００１５】ここで、誤差信号生成回路３０の構成につ
いて図１３に基づいて説明する。準同期検波回路から出
力される複素ベースバンド信号は、複素乗算器４０ａ、
４０ｂに入力され、ここで、ｅｘｐ（−ｊω₀ｔ）及び
ｅｘｐ（ｊω₀ｔ）がそれぞれ乗算され、正の周波数偏
差ω₀（ω₀＞０）と、負の周波数偏差−ω₀が与えら
れ、正偏差ベースバンド信号及び負偏差ベースバンド信
号となる。ここで、時刻（ｎＭ＋ｍＴ_c ）における正偏
差及び負偏差ベースバンド信号の値をそれぞれｒ_pnM+m
及びｒ_nnM+mとすると、次の関係式が成立する。

【００１６】ｒ_pnM+m＝ａ_nｕ_mexp[-j{(Δω+ ω_o) Ｔ_c+ φ}] ｒ_nnM+m＝ａ_nｕ_mexp[-j{(Δω- ω_o) Ｔ_c+ φ}] （１−５）この正偏差及び負偏差ベースバンド信号をそれぞれ複素
相関器４４ａ、４４ｂに入力し、ＰＮ信号との相関演算
を行い、正偏差相関信号及び負偏差相関信号を得る。シ
ンボル周期Ｔ_d毎に得られる送信データａ_nに対する正
偏差及び負偏差相関信号の値をそれぞれｃ_pn，ｃ_nnとす
ると、式（１−２）と同様に次の関係式が成立する。

【００１７】ｃ_pn＝ａ_nexp[-j{(Δω+ ω_o) Ｂ_nＴ_c/2 +φ}]・ sin[(Δω+ ω_o) M Ｔ_c/2] ／sin[ (Δω+ ω_o) Ｔ_c/2] ｃ_nn＝ａ_nexp[-j{(Δω- ω_o) Ｂ_nＴ_c/2 +φ}]・ sin[(Δω- ω_o) M Ｔ_c/2] ／sin[ (Δω- ω_o) Ｔ_c/2] Ｂ_n＝(2n+1)M+1 （１−６）更に、正偏差及び負偏差相関信号を複素数絶対値２乗演
算器４６ａ、４６ｂに入力し、これらの信号の絶対値を
それぞれ２乗して正偏差誤差信号及び負偏差誤差信号を
得る。正偏差誤差信号と負偏差誤差信号の値は、周波数
オフセットΔωが存在しない場合には等しくなるが、Δ
ωが存在する場合にはこれに応じて両者の値に差が生じ
る。そこで、正偏差誤差信号と負偏差誤差信号の差を減
算器４８によって求め、シンボル周期Ｔ_d毎にその値を
ラッチ回路５０でラッチすることにより誤差信号を得
る。すなわち、送信データａ_nに対する誤差信号ｅ_nは
次式で与えられる。

【００１８】ｅ_n＝｜ｃ_pn｜²−｜ｃ_nn｜² ＝{sin[(Δω+ ω_o)MＴ_c/2]/(sin[(Δω+ ω_o) Ｔ_c/2])} ² - {sin[(Δω- ω_o)MＴ_c/2]/(sin[(Δω- ω_o) Ｔ_c/2])} ² （１−７）この誤差信号ｅ_nは、図１５に示すような周波数オフセ
ット特性を示す。ここで、この図は、Ｍ＝１２７、ω₀
＝π／Ｔ_dとした場合の図である。図１５より、誤差信
号ｅ _n は周波数オフセットΔωに応じた値を示すことが
判る。一般に、周波数偏差ω₀の値を０＜ω₀≦２π／
Ｔ_dの範囲内に設定すれば、誤差信号ｅ_nは周波数偏差
Δωに応じた値を示す。そこで、このような誤差信号に
応じて局部搬送波の周波数を補正することにより、受信
ＳＳ信号の搬送波周波数に局部搬送波の周波数を合致さ
せることができる。このように、従来のＡＦＣ回路によ
って、準同期検波回路における局部搬送波の周波数を受
信ＳＳ信号の搬送波周波数に合致するようフィードバッ
ク制御することができ、好適な複素ベースバンド信号を
得ることができる。図１１に示したように、周波数オフ
セットにより、相関信号エネルギーが減少するが、上述
のようなＡＦＣ回路を設けることにより、周波数オフセ
ットを補正し、相関信号のエネルギー損失を少なくする
ことができ、より正確な信号の復調を行うことができ
る。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、従来の
ＡＦＣ回路により、周波数オフセットを補正することが
できる。ところが、従来の回路においては、演算のほと
んどが複素演算である。この複素演算を行う演算器を実
際の回路においては実数演算素子により構成する必要が
ある。このため、従来のＡＦＣ回路においては、実数演
算素子が非常に多く必要とされ、誤差信号生成回路のハ
ードウェアが複雑かつ大規模になってしまうという問題
点があった。すなわち、上述の誤差信号生成回路３０を
実数演算素子により構成したものを図１４に示す。図１
４から明らかなように、複素乗算器４０ａ、４０ｂ、複
素数絶対値２乗演算器４６ａ、４６ｂは、それぞれ実数
部Ｒｅ及び虚数部Ｉｍの両方についての演算を行わなけ
ればならないため、多数の実数乗算器及び実数加算器を
必要とする。すなわち複素乗算器４０ａにおいては、複
素ベースバンド信号の実数部に対しｃｏｓ（ω₀Ｔ）を
乗算する乗算器５２ａ、−ｓｉｎ（ω₀Ｔ）を乗算する
乗算器５４ａ、複素ベースバンド信号の虚数部に対し、
ｃｏｓ（ω₀Ｔ）を乗算する乗算器５６ａ、−ｓｉｎ
（ω₀Ｔ）を乗算する乗算器５８ａと、加算器６０ａ、
６２ａを必要とする。また、複素数絶対値２乗演算器４
６ａにおいては、実数部及び虚数部の２乗を計算するた
めの乗算器６４ａ、６６ａと、加算器６８ａを必要とす
る。また、複素乗算器４０ｂ、複素数絶対値２乗演算器
４６ｂについても同様である。なお、複素相関器４４ａ
は、入力信号の実数部とＰＮ信号との相関演算を行う相
関器７０ａ及び虚数部とＰＮ信号との相関演算を行う相
関器７０ｂとから構成される。同様に、複素相関器４４
ｂも２つの実数相関器により構成される。

【００２０】本発明は上記課題に鑑みなされたものであ
り、回路が簡略化された準同期検波回路用のＡＦＣ回路
を提供することを目的とする。

【００２１】

【課題を解決するための手段】本発明は、ＰＮ信号によ
りスペクトル拡散された受信ＳＳ信号に局部搬送波を混
合して複素ベースバンド信号を得る準同期検波回路にお
ける受信ＳＳ信号と局部搬送波との周波数オフセットの
影響を補正する準同期検波回路用ＡＦＣ回路であって、
上記複素ベースバンド信号の実数部と所定の余弦信号を
乗算する第１の乗算器と、この第１の乗算器の出力とＰ
Ｎ信号との相関演算を行う第１の相関器と、上記複素ベ
ースバンド信号の虚数部と所定の余弦信号を乗算する第
２の乗算器と、この第２の乗算器の出力とＰＮ信号との
相関演算を行う第２の相関器と、上記複素ベースバンド
信号の実数部と所定の正弦信号を乗算する第３の乗算器
と、この第３の乗算器の出力とＰＮ信号との相関演算を
行う第３の相関器と、上記複素ベースバンド信号の虚数
部と所定の正弦信号を乗算する第４の乗算器と、この第
４の乗算器の出力とＰＮ信号との相関演算を行う第４の
相関器と、上記第１及び第４の相関器の出力を乗算する
第５の乗算器と、上記第２及び第３の相関器の出力を乗
算する第６の乗算器と、上記第５の乗算器の出力から上
記第６の乗算器の出力を減算する減算器と、この減算器
の出力信号に応じて、局部搬送波の周波数オフセットの
影響を補正する補正手段と、を有することを特徴とす
る。

【００２２】また、上記複素ベースバンド信号の実数部
と所定の余弦信号を乗算したＰＮ信号との相関演算を行
う第１の相関器と、上記複素ベースバンド信号の虚数部
と所定の余弦信号を乗算したＰＮ信号との相関演算を行
う第２の相関器と、上記複素ベースバンド信号の実数部
と所定の正弦信号を乗算したＰＮ信号の演算を行う第３
の相関器と、上記複素ベースバンド信号の虚数部と所定
の正弦信号を乗算したＰＮ信号の相関演算を行う第４の
相関器と、上記第１及び第４の相関器の出力を乗算する
第１の乗算器と、上記第２及び第３の相関器の出力を乗
算する第２の乗算器と、上記第１の乗算器の出力から上
記第２の乗算器の出力を減算する減算器と、この減算器
の出力信号に応じて、局部搬送波の周波数オフセットの
影響を補正する補正手段と、を有することを特徴とす
る。

【００２３】また、複素ベースバンド信号に対し、互い
に共役の関係にある一対の位相因子を上記ＰＮ信号の繰
返し周期に同期して順次交互に乗算し、複素ベースバン
ド信号を正負方向に順次交互に位相シフトさせる位相シ
フト手段と、この位相シフト手段から出力される正負方
向に順次交互に位相シフトされた複素ベースバンド信号
と、ＰＮ信号との相関演算を順次行う相関器と、この相
関器から順次出力される正方向に位相シフトされた複素
ベースバンド信号についての相関信号と、負方向に位相
シフトされた複素ベースバンド信号についての相関信号
との差をとる減算器と、この減算器の出力信号に応じ
て、局部搬送波の周波数オフセットの影響を補正する補
正手段と、を有することを特徴とする。

【００２４】また、上記複素ベースバンド信号の実数部
に所定の余弦及び正弦信号を順次交に乗算する第１の乗
算器と、上記複素ベースバンド信号の虚数部に所定の正
弦及び余弦信号を順次交互に乗算する第２の乗算器と、
上記第１の乗算器の出力とＰＮ信号との相関演算を行う
第１の相関器と、上記第２の乗算器の出力とＰＮ信号と
の相関演算を行う第２の相関器と、上記第１及び第２の
相関器の出力を乗算する第３の乗算器と、この第３の乗
算器の出力をラッチする第１のラッチと、上記第３の乗
算器の出力を上記第１のラッチと異なるタイミングでラ
ッチする第２のラッチと、上記第１のラッチの出力から
上記第２のラッチの出力を減算する減算器と、この減算
器の出力信号に応じて、局部搬送波の周波数オフセット
の影響を補正する補正手段と、を有することを特徴とす
る。

【００２５】また、所定の余弦信号を上記複素ベースバ
ンド信号の実数部及び虚数部に順次交互に乗算する第１
の乗算器と、所定の正弦信号を上記複素ベースバンド信
号の虚数部及び実数部に順次交互に乗算する第２の乗算
器と、上記第１の乗算器の出力とＰＮ信号との相関演算
を行う第１の相関器と、上記第２の乗算器の出力とＰＮ
信号との相関演算を行う第２の相関器と、上記第１及び
第２の相関器の出力を乗算する第３の乗算器と、この第
３の乗算器の出力をラッチする第１のラッチと、上記第
３の乗算器の出力を上記第１のラッチと異なるタイミン
グでラッチする第２のラッチと、上記第１のラッチの出
力から上記第２のラッチの出力を減算する減算器と、こ
の減算器の出力信号に応じて、局部搬送波の周波数オフ
セットの影響を補正する補正手段と、を有することを特
徴とする。

【００２６】また、所定の余弦信号を乗算したＰＮ信号
と上記複素ベースバンド信号の実数部及び虚数部との相
関演算を順次交互に行う第１の相関器と、所定の正弦信
号を乗算したＰＮ信号と上記複素ベースバンド信号の虚
数部及び実数部との相関演算を順次交互に行う第２の相
関器と、上記第１及び第２の相関器の出力を乗算する乗
算器と、この乗算器の出力をラッチする第１のラッチ
と、上記乗算器の出力を上記第１のラッチと異なるタイ
ミングでラッチする第２のラッチと、上記第１のラッチ
の出力から上記第２のラッチの出力を減算する減算器
と、この減算器の出力信号に応じて、局部搬送波の周波
数オフセットの影響を補正する補正手段と、を有するこ
とを特徴とする。

【００２７】

【作用】このように、本発明では、従来例においては複
素演算で行っていた複素ベースバンド信号に対する位相
シフト及びその後のＰＮ信号との相関演算と同等の演算
を全て実数演算のみにより達成する。すなわち、第１な
いし第４の乗算器により、複素ベースバンド信号に所定
の余弦及び正弦信号を乗算し、これらの乗算結果とＰＮ
信号との相関演算を行う。更に、得られた相関信号を第
５及び第６の乗算器により乗算し、これらの乗算結果の
差をとることにより誤差信号を得ている。従って、複素
演算を行う従来例と比較し、乗算器及び加算器の数が大
幅に削減される。

【００２８】また、相関器において、ＰＮ信号と入力信
号との相関演算を行うのではなく、ＰＮ信号に所定の余
弦及び正弦信号を乗算したものと入力信号との相関演算
を行う。これによって、所定の余弦及び正弦信号を乗算
する乗算器が削減可能となる。

【００２９】更に、相関器を時分割使用することによ
り、相関器も削減可能となる。

【００３０】

【実施例】以下、本発明の実施例について、図面に基づ
いて説明する。

【００３１】実施例１−１図１は、実施例１−１の全体構成を示すブロック図であ
り、受信ＳＳ信号に直交した（すなわち、位相がπ／２
異なる）局部搬送波をそれぞれ混合する周波数混合器１
０２ａ、１０２ｂと、局部搬送波を発振するＶＣＯで構
成された局部発振器１０４と、局部発振器１０４から出
力される局部搬送波の位相をπ／２だけシフトさせる移
相器１０６と、周波数混合器１０２ａ、１０２ｂの出力
からイメージ周波数成分を除去するためのローパスフィ
ルタ１０８ａ、１０８ｂと、ローパスフィルタ１０８
ａ、１０８ｂの出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ
変換器１１０ａ、１１０ｂとを有しており、これによっ
て従来例と同様に複素ベースバンド信号を得る。

【００３２】そして、本実施例においては、誤差信号生
成回路１２０を有している。すなわち、誤差信号生成回
路１２０には複素ベースバンド信号の実数部が入力され
る乗算器１３２、１３４と、複素ベースバンド信号の虚
数部が入力される乗算器１３６、１３８とが設けられ、
乗算器１３２、１３６にはｃｏｓ（ω₀ｔ）が供給され
て入力信号との乗算が行われ、乗算器１３４、１３８に
はｓｉｎ（ω₀ｔ）が供給されて入力信号との乗算が行
われる。そして、乗算器１３２、１３８の出力は、それ
ぞれ相関器１４０、１４２に入力されてＰＮ信号との相
関演算が行われ、得られた相関信号はどちらも乗算器１
４４に供給される。一方、乗算器１３６、１３４の出力
は、それぞれ相関器１４６、１４８に入力されてＰＮ信
号との相関演算が行われ、得られた相関信号はどちらも
乗算器１５０に入力される。そして、乗算器１４４の出
力と乗算器１５０の出力の減算器１５２に入力され、こ
こにおいて乗算器１４４の出力から乗算器１５０の出力
が減算され、その結果がラッチ回路１５４に入力され
る。ラッチ回路１５４は入力信号をシンボル周期（すな
わちＰＮ信号の繰返し周期）でラッチし、その結果を誤
差信号として出力する。このように、本実施例において
はｃｏｓ（ω₀ｔ）とｓｉｎ（ω₀ｔ）という周波数シ
フトのための余弦及び正弦信号を利用し、入力される複
素ベースバンド信号を実数部と虚数部に分けて演算して
いる。そして、これにより従来例より少ない実数乗算器
及び実数加算器により従来例と同等の誤差信号を得てい
る。

【００３３】すなわち、図１４に示した従来例の誤差信
号生成回路は実数乗算器１２個、実数加算器７個を必要
としたが、本実施例の誤差信号生成回路１２０は実数乗
算器６個、実数加算器１個しか必要としない。そして、
このようにして得られた誤差信号は、従来例と同様に乗
算器１５６、積分器１５８、Ｄ／Ａ変換器１６０を介し
ＶＣＯで構成された局部発振器１０４に供給されるの
で、誤差信号に応じた電圧信号により局部搬送波の周波
数が補正される。従って、この実施例において従来例と
同様の周波数オフセットによる影響の除去を達成でき
る。

【００３４】次に、本実施例の誤差信号生成回路１２０
により、従来例と同等の誤差信号を生成できることにつ
いて説明する。まず、正偏差相関信号ｃ_pn及び負偏差相
関信号ｃ_nnを、それぞれ実数成分と虚数成分に分解する
と、従来例における誤差信号ｅ_nは次式で表される。

【００３５】ｅ_n＝｜ｃ_pn｜²−｜ｃ_nn｜² ＝ (Ｒe[ｃ_pn]+Ｒe[ｃ_nn]) (Ｒe[ｃ_pn]-Ｒe[ｃ_nn]) + (Ｉm[ｃ_pn]+Ｉm[ｃ_nn]) (Ｉm[ｃ_pn]-Ｉm[ｃ_nn]) （２−１）但し、Ｒe[・] 及びＩm[・] はそれぞれ複素数の実数及
び虚数成分を意味している。一方、ｃ_pn，ｃ_nnは次式で
表される。

【００３６】 _M ｃ_pn＝Σ ｕ_mｒ_nM+mexp[-j(nM+m)ω_oＴ_c] ^m=1 _M ｃ_nn＝Σ ｕ_mｒ_nM+mexp[ j(nM+m)ω_oＴ_c] （２−２） ^m=1 式（１−１）及び（２−２）より次式が得られる。

【００３７】 _M Ｒe[ｃ_pn] ＝ａ_nΣ cos[ (Δω+ ω_o) (nM+m)Ｔ_c+ φ ] ^m=1 _M Ｉm[ｃ_pn] ＝ -ａ_nΣ sin[ (Δω+ ω_o) (nM+m)Ｔ_c+ φ ] ^m=1 _M Ｒe[ｃ_nn] ＝ａ_nΣ cos[ (Δω- ω_o) (nM+m)Ｔ_c+ φ ] ^m=1 _M Ｉm[ｃ_nn] ＝ -ａ_nΣ sin[ (Δω- ω_o) (nM+m)Ｔ_c+ φ ] ^m=1 （２−３）更に、式（１−１）及び（２−３）より次式が得られ
る。

【００３８】Ｒe[ｃ_pn]+Ｒe[ｃ_nn] _M ＝ 2ａ_nΣ cos[Δω(nM+m)Ｔ_c+ φ] cos[ω_o(nM+m)Ｔ_c ] ^m=1 _M ＝ 2Σ ｕ_mＲe[ｒ_nM+m] cos[ω_o(nM+m)Ｔ_c ] ^m=1 Ｒe[ｃ_pn]-Ｒe[ｃ_nn] _M ＝-2ａ_nΣ sin[Δω(nM+m)Ｔ_c+ φ] sin[ω_o(nM+m)Ｔ_c ] ^m=1 _M ＝ 2Σ ｕ_mＩm[ｒ_nM+m] sin[ω_o(nM+m)Ｔ_c ] ^m=1 Ｉm[ｃ_pn]+Ｉm[ｃ_nn] _M ＝-2ａ_nΣ sin[Δω(nM+m)Ｔ_c+ φ] cos[ω_o(nM+m)Ｔ_c ] ^m=1 _M ＝ 2Σ ｕ_mＩm[ｒ_nM+m] cos[ω_o(nM+m)Ｔ_c ] ^m=1 Ｉm[ｃ_pn]-Ｉm[ｃ_nn] _M ＝-2ａ_nΣ cos[Δω(nM+m)Ｔ_c+ φ] sin[ω_o(nM+m)Ｔ_c ] ^m=1 _M ＝-2Σ ｕ_mＲe[ｒ_nM+m] sin[ω_o(nM+m)Ｔ_c ] ^m=1 （２−４）この式（２−４）より、Ｒe[ｃ_pn]+Ｒe[ｃ_nn] は複素ベースバンド信号の実数
成分（すなわち、準同期検波出力の同相成分）にcos(ω
_oｔ) を乗じた信号とＰＮ信号との相関値の２倍に等し
い。

【００３９】Ｒe[ｃ_pn]-Ｒe[ｃ_nn] は複素ベースバン
ド信号の虚数成分（すなわち、準同期検波出力の直交成
分）にsin(ω_oｔ) を乗じた信号とＰＮ信号との相関値
の２倍に等しい。

【００４０】Ｉm[ｃ_pn]+Ｉm[ｃ_nn] は複素ベースバン
ド信号の虚数成分にcos(ω_oｔ) を乗じた信号とＰＮ信
号との相関値の２倍に等しい。

【００４１】Ｉm[ｃ_pn]-Ｉm[ｃ_nn] は複素ベースバン
ド信号の実数成分にsin(ω_oｔ) を乗じた信号とＰＮ信
号との相関値の−２倍に等しい。

【００４２】ことがわかる。

【００４３】従って、図１に示した本実施例の誤差信号
生成回路１２０によれば、相関器１４０において、Ｒe
[ｃ_pn]+Ｒe[ｃ_nn] の１／２が得られ、相関器１４２に
おいてＲe[ｃ_pn]-Ｒe[ｃ_nn] の１／２が得られるため、
乗算器１４４において（Ｒe[ｃ_pn]+Ｒe[ｃ_nn] ）（Ｒe
[ｃ_pn]-Ｒe[ｃ_nn] ）の１／４が得られる。

【００４４】一方、相関器１４６において、Ｉm[ｃ_pn]+
Ｉm[ｃ_nn] の１／２が得られ、相関器１４８においてＩ
m[ｃ_pn]-Ｉm[ｃ_nn] の−１／２が得られるため、乗算器
１５０において（Ｉm[ｃ_pn]+Ｉm[ｃ_nn] ）（Ｉm[ｃ_pn]-
Ｉm[ｃ_nn] ）の−１／４が得れる。

【００４５】従って、減算器１５２において乗算器１４
４の出力から乗算器１５０の出力を減算することによ
り、従来例における誤差信号ｅ_nの１／４の値の誤差信
号が得られることは上述の式（２−１）より明らかであ
る。

【００４６】実施例１−２図１に示した実施例１−１においては局部搬送波の周波
数を制御することにより周波数オフセットの影響を補償
しているが、局部搬送波の周波数は固定したまま、複素
ベースバンド信号に位相回転を施すことによっても周波
数オフセットの影響は補償できる。この方式を用いた場
合の実施例を図２に示す。本実施例においては、ゲイン
αを乗算する乗算器１５６の出力は加算器１６２に入力
される。この加算器１６２の出力は、遅延時間がシンボ
ル周期Ｔ _d に等しい遅延素子１６４を介して再び加算器
１６２に入力されると同時に、加算器１６６にも入力さ
れる。この加算器１６６の出力は、遅延時間がチップ周
期Ｔ _c に等しい遅延素子１６８を介して再び加算器１６
６に入力されると同時に、位相回転信号生成回路１６６
にも入力される。位相回転信号生成回路１６６は、入力
信号を−１倍した値を位相角とする絶対値１の複素数を
出力する。一方、複素ベースバンド信号は複素乗算器１
７２に入力され、位相回転信号生成回路１６６の出力と
の複素乗算が行われる。従って、複素乗算器１７２から
出力される信号は、複素ベースバンド信号に、加算器１
６６から出力される値だけ時計方向に位相回転を施した
ものとなる。

【００４７】次に、本実施例による周波数オフセットの
影響の補償過程を数式を用いて説明する。図２において
は、乗算器１５６により誤差信号ｅ_nにゲインαを乗じ
た後に、加算器１６２及び遅延回路１６４によってシン
ボル周期Ｔ_dごとに巡回加算（積分）することにより、
時刻ｎＴ_dにおける補償（角）周波数Ω_nを得る。

【００４８】すなわち、 Ω_n＝αｅ_n+ Ω_n-1 （３−１）更に、加算器１６６及び遅延回路１６８によって、この
補償（角）周波数Ω_nをチップ周期Ｔ_cごとに２πを法
として巡回加算（積分）することにより、時刻ｎＴ_d＋
ｍＴ_c＝（ｎＭ＋ｍ）Ｔ_cにおける補償位相θ_nM+mを得
る。

【００４９】すなわち、 θ_nM+m＝Ω_n+ θ_nM+m-1 (mod 2π) （３−２）この補償位相θ _nM+m を位相回転信号生成回路１６６に入
力し、絶対値１，偏角−θ _nM+m なる複素数である位相回
転信号を得る。複素乗算器１７２において、この位相回
転信号を複素ベースバンド信号に乗ずることにより、−
θ_nM+mなる位相回転が施され、周波数オフセットの影響
が補償された複素ベースバンド信号ｚ_nM+m となる。

【００５０】すなわち、ｚ_nM+m＝ｒ_nM+mexp[-jθ_nM+m] （３−３）複素乗算器１７２の出力であるこの補償された複素ベー
スバンド信号を、誤差信号生成回路１２０の入力として
ＡＦＣループを構成することにより、補償（角）周波数
Ω _n はΔωＴ _c なる値に収束する。このため、補償され
た複素ベースバンド信号は、実施例１−１における複素
ベースバンド信号と同様に、周波数オフセットの影響が
完全に除去されたものとなる。本実施例は、ＡＦＣルー
プが全てディジタル回路により構成されるので、調整が
容易である。

【００５１】実施例１−３ところで、図１３の従来例装置では、正及び負の周波数
偏差を与える信号をexp[−ｊω_oｔ] 及びexp[ｊω
_oｔ] としている。これらの信号に任意の定常位相ψ_x
及びψ_yが存在する場合、すなわちexp[−ｊ（ω_oｔ−
ψ_x）] 及びexp[ｊ（ω_oｔ＋ψ_y）] である場合も、
同一の誤差信号ｅ_nが得られることは明らかである。

【００５２】より詳しく言えば、時刻ｎＴ_d＜ｔ≦（ｎ
＋１）Ｔ_dの間でψ_x及びψ_yの値が一定ならば、シン
ボル間隔Ｔ_dごとにψ_x及びψ_yの値が変化しても誤差
信号ｅ_nの値には影響しない。このとき、時刻ｎＴ_d＜
ｔ≦（ｎ＋１）Ｔ_dの間におけるψ_x及びψ_yの値がそ
れぞれｎＭω_oＴ_c及び−ｎＭω_oＴ_cであるものとす
ると、式（２−２）は _M ｃ_pn＝Σ ｕ_mｒ_nM+mexp[- jmω_oＴ_c] ^m=1 _M ｃ_nn＝Σ ｕ_mｒ_nM+mexp[jmω_oＴ_c] ^m=1 （４−１）となる。

【００５３】これより、式（２−４）はＲe[ｃ_pn]+Ｒe[ｃ_nn] _M ＝ 2Σ ｕ_mcos[ω_om Ｔ_c] Ｒe[ｒ_nM+m] ^m=1 Ｒe[ｃ_pn]-Ｒe[ｃ_nn] _M ＝ 2Σ ｕ_msin[ω_om Ｔ_c] Ｉm[ｒ_nM+m] ^m=1 Ｉm[ｃ_pn]+Ｉm[ｃ_nn] _M ＝ 2Σ ｕ_mcos[ω_om Ｔ_c] Ｉm[ｒ_nM+m] ^m=1 Ｉm[ｃ_pn]-Ｉm[ｃ_nn] _M ＝-2Σ ｕ_msin[ω_om Ｔ_c] Ｒe[ｒ_nM+m] ^m=1 （４−２）となる。

【００５４】そして、この式（４−２）は、Ｒe[ｃ_pn]+Ｒe[ｃ_nn] はＰＮ信号にcos(ω_oｔ) を乗
じた信号と複素ベースバンド信号の実数成分（すなわ
ち、準同期検波出力の同相成分）との相関値の２倍に等
しい。

【００５５】Ｒe[ｃ_pn]-Ｒe[ｃ_nn] はＰＮ信号にsin
(ω_oｔ) を乗じた信号と複素ベースバンド信号の虚数
成分（すなわち、準同期検波出力の直交成分）との相関
値の２倍に等しい。

【００５６】Ｉm[ｃ_pn]+Ｉm[ｃ_nn] はＰＮ信号にcos
(ω_oｔ) を乗じた信号と複素ベースバンド信号の虚数
成分との相関値の２倍に等しい。

【００５７】Ｉm[ｃ_pn]-Ｉm[ｃ_nn] はＰＮ信号にsin
(ω_oｔ) を乗じた信号と複素ベースバンド信号の実数
成分との相関値の−２倍に等しい。

【００５８】ことを示している。従って、式（４−２）
を式（２−１）に代入することにより、複素ベースバン
ド信号の実数及び虚数成分とＰＮ信号にcos(ω _o ｔ) 及
びsin(ω _o ｔ) を乗じた信号との相関演算により得られ
る４種類の相関信号より誤差信号を生成できることが示
されている。

【００５９】そこで、図３に示すように、図１において
設けられているcos(ω_oｔ) 及びsin(ω_oｔ) を複素ベ
ースバンド信号の実数及び虚数成分に乗じる乗算器１３
２、１３４、１３６、１３８を省略する。また、図１に
おける、入力信号との相関演算を行う参照系列としてＰ
Ｎ信号 {ｕ _m }(ｍ＝１，…，Ｍ) を格納している相関器
１４０、１４２、１４８、１４６の替わりに、相関器１
８０、１８２、１８４、１８６を設ける。そして、参照
系列として相関器１８０、１８６には {ｕ _m cos(ω
_o ｔ)}を、同じく相関器１８２、１８４には {ｕ _m sin
(ω _o ｔ)}をそれぞれ格納する。また、相関器１８０、
１８４には複素ベースバンド信号の実数成分を、同じく
相関器１８２、１８６には虚数成分をそれぞれ入力す
る。このような構成とすることにより、これらの相関器
１８０、１８２、１８４、１８６において、ＰＮ信号に
cos(ω_oｔ) 及びsin(ω_oｔ) を乗じた信号と複素ベー
スバンド信号の実数及び虚数成分との相関演算が行われ
る。従って、相関器１８０、１８２、１８４、１８６の
各出力に、式（２−１）で表される信号処理、すなわ
ち、図１における相関器１４０、１４２、１４８、１４
６の各出力と同一の信号処理を施すことにより、図１と
同等の誤差信号を得る。このように、ＰＮ信号にcos(ω
_o ｔ) 及びsin(ω _o ｔ) を乗じた信号を入力信号との相
関演算を行う参照系列として相関器に格納することによ
り、図１の実施例１−１と比較して、誤差信号生成回路
の乗算器を更に４個削減することができる。

【００６０】実施例１−４図３と同様に、ＰＮ信号にcos(ω _o ｔ) 及びsin(ω
_o ｔ) を乗じた信号を参照系列として相関器に格納し、
かつ図２と同様に、複素ベースバンド信号に位相回転を
施すことにより周波数オフセットの影響を除去する構成
を、図４に示す。図１に対する図３と同様に、図２と比
較すると、図４の本実施例においても誤差信号生成回路
の乗算器が更に４個削減されている。

【００６１】実施例２−１上述の図１〜４における誤差信号生成回路は、従来例よ
り乗算器及び加算器が大幅に削減されるため、構成は非
常に簡略である。ところが、図１〜４と図１４を比較す
れば明らかなように、誤差信号生成回路における相関器
の数は図１〜４においても４個であり、図１４の従来例
と同一である。一方、相関器を時分割で使用すれば、誤
差信号生成回路における相関器の数を半減できる。

【００６２】図５に従来の誤差信号生成回路に相関器の
時分割使用を適用した場合の構成を示す。

【００６３】このように、本実施例では、複素ベースバ
ンド信号とexp[-jω_oｔ] またはexp[ jω_oｔ] を乗算
する複素乗算器３００と、この複素乗算器３００にexp
[-jω_oｔ] またはexp[ jω_oｔ] を切り替えて供給す
るセレクタ３０２と、exp[ jω_oｔ] の共役数exp[-jω
_oｔ] を得る複素共役演算器３０４と、複素乗算器３０
０の出力とＰＮ信号との複素相関を計算する複素相関器
３０６と、入力複素信号の絶対値の二乗を計算する絶対
値２乗回路３０８と、奇数シンボル（odd ）タイミング
で絶対値２乗回路３０８の出力をラッチする第１のラッ
チ３１０と偶数シンボル（ even ）タイミングでラッチ
する第２のラッチ３１２と、第１のラッチ３１０の出力
から第２のラッチ３１２の出力を減算する減算器３１４
からなっている。

【００６４】次に、この回路の動作について説明する。
入力された複素ベースバンド信号は、複素乗算器３００
において、シンボル間隔Ｔ_dごとに切り替わる信号Ｆ
（ｔ）

【数１】と乗算され、次いで複素相関器３０６に入力されてＰＮ
信号との複素相関演算が行われる。

【００６５】複素相関器３０６から出力される複素相関
信号は、複素数絶対値二乗回路３０８においてその絶対
値が二乗され、更に２つに分岐されて第１のラッチ３１
０及び第２のラッチ３１２に入力される。第１のラッチ
３１０は、時刻２ｋＴ_dに入力信号をラッチし、第２の
ラッチ３１２は時刻（２ｋ＋１）Ｔ_dに入力信号をラッ
チする。

【００６６】このような信号処理により、第１のラッチ
３１０からはexp[-jω_oｔ] が乗算された複素ベースバ
ンド信号とＰＮ信号との複素相関値の絶対値の二乗であ
るところの正偏差誤差信号が出力され、第２のラッチ３
１２からはexp[ jω_oｔ] が乗算された複素ベースバン
ド信号とＰＮ信号との複素相関値の絶対値の二乗である
ところの負偏差誤差信号が出力される。従って、減算器
３１４により第１のラッチ３１０の出力から第２のラッ
チ３１２の出力を減じることにより、図１４の従来例と
同様の誤差信号ｅ_nが得られる。

【００６７】次に、図６に、図５の誤差信号生成回路を
実数演算素子により回路を構成した例を示す。

【００６８】このように、複素ベースバンド信号を実数
部と虚数部に分けて信号処理が実行される。すなわち、
exp[-jω_oｔ] 、exp[ jω_oｔ] をシンボル周期ごとに
切り替える操作は、cos(ω_oｔ) ＋ｊsin(ω_oｔ) とco
s(ω_oｔ) −ｊsin(ω_oｔ)をシンボル周期ごとに切り
替える操作となる。そして、複素相関器３００の出力の
実数部( Ｒe)及び虚数部( Ｉm)とＰＮ信号との相関演算
が、相関器３０６ａ、３０６ｂにおいてそれぞれ行われ
る。これらの相関器３０６ａ、３０６ｂから出力される
相関値をそれぞれ二乗した後に加算することにより、複
素相関信号の絶対値の二乗を得る。

【００６９】実施例２−２図７に、図１に相関器の時分割使用を適用した場合の誤
差信号生成回路の一例を示す。この例では、乗算器３２
０は複素ベースバンド信号の実数部に対し、cos(ω
_oｔ) とsin(ω_oｔ) を１シンボル周期ごとに交互に乗
算する。一方、乗算器３２２は虚数部に対しsin(ω
_oｔ) とcos(ω_oｔ) とを１シンボル周期ごとに交互に
乗算する。

【００７０】すなわち、本実施例では、乗算器３２０、
３２２により、複素ベースバンド信号の実数部及び虚数
部に、cos(ω_oｔ) とsin(ω_oｔ) をそれぞれセレクタ
４００、４０２によりシンボル間隔Ｔ_dごとに交互に切
り替えて得られる下記の信号Ｘ（ｔ）及びＹ（ｔ）をそ
れぞれ乗算している。

【数２】そして、相関器３２４、３２８により、それぞれ乗算器
３２０、３２２の出力とＰＮ信号との相関演算を行う。
相関器３２４、３２８の出力はそれぞれ乗算器３２８に
入力され乗算される。この信号処理により、乗算器３２
８は、図１において乗算器１４４、１５０によって行わ
れる乗算を１シンボル周期で交互に行うことになる。従
って、実施例２−１と同様に、乗算器３２８の出力を第
１及び第２のラッチ３３０、３３２により相互に１シン
ボル周期ずれたタイミングで２シンボル周期ごとにラッ
チし、減算器３３４により第１のラッチ３３０の出力か
ら第２のラッチ３３２の出力を減算することによって、
図１と同様の誤差信号を得ることができる。

【００７１】実施例２−３図８に、図１に相関器の時分割使用を適用した場合の誤
差信号生成回路のもう一つの実施例を示す。この例にお
いては、乗算器３２０は複素ベースバンド信号の実数部
及び虚数部をセレクタ４０４によりシンボル間隔Ｔ_dご
とに交互に切り替えて得られる下記の信号Ｐ(t) にcos
（ω₀ｔ）を乗算する。同様に、乗算器３２２は複素ベ
ースバンド信号の虚数部及び実数部をセレクタ４０６に
よりシンボル間隔Ｔ_dごとに交互に切り替えて得られる
下記の信号Ｑ(t) にsin(ω₀ｔ）を乗算する。

【００７２】

【数３】これ以降の信号処理を図７と同一とすることにより、乗
算器３２８は図１において乗算器１４４及び１５０によ
って行われる乗算を１シンボル周期ごとに交互に行うこ
とになる。従って、乗算器３２８の出力は図７と全く同
一となり、減算器３３４から出力される誤差信号も図７
と同一となる。

【００７３】実施例２−４図９に、図３に相関器の時分割使用を適用した場合の誤
差信号生成回路の実施例を示す。本実施例においては、
入力信号との相関演算を行う参照系列として｛ｕ_mcos
(ω₀ｍＴ_c）｝を格納した相関器３４０に上記の信号
Ｐ(t) を入力し、同様に参照系列として｛ｕ_mcos(ω₀
ｍＴ_c）｝を格納した相関器３４２に上記の信号Ｑ(t)
を入力する。相関器３４０及び３４２の出力は乗算器３
４４により乗算される。この信号処理により、乗算器３
４４は図３において乗算器１４４及び１５０によって行
われる乗算を１シンボル周期ごとに交互に行うことにな
る。従って、実施例２−２と同様に、乗算器３４４の出
力を第１及び第２のラッチ３４６、３４８によって相互
に１シンボル周期ずらしたタイミングで２シンボル周期
ごとにラッチし、減算器３５０により第１のラッチ３４
６の出力から第２のラッチ３４８の出力を減算すること
によって、図３と同様の誤差信号を得ることができる。

【００７４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るＡＦ
Ｃ回路によれば、実数演算により誤差信号を生成するよ
うにしたため、従来例装置より乗算器及び加算器の数を
削減でき、回路構成を大幅に簡略化することができる。
また、相関器において、位相シフトのための所定の余弦
及び正弦信号を乗算したＰＮ信号と入力信号との相関演
算を行うことにより、更に乗算器を削減することができ
る。更に、相関器を時分割使用することにより、相関器
も削減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１−１の全体構成を示すブロック図であ
る。

【図２】実施例１−２の全体構成を示すブロック図であ
る。

【図３】実施例１−３の全体構成を示すブロック図であ
る。

【図４】実施例１−４の全体構成を示すブロック図であ
る。

【図５】実施例２−１の誤差信号生成回路の構成を示す
ブロック図である。

【図６】実施例２−１の誤差信号生成回路の実数演算素
子による構成を示すブロック図である。

【図７】実施例２−２の誤差信号生成回路の構成を示す
ブロック図である。

【図８】実施例２−３の誤差信号生成回路の構成を示す
ブロック図である。

【図９】実施例２−４の誤差信号生成回路の構成を示す
ブロック図である。

【図１０】従来の準同期検波を行うＤＳ／ＳＳ通信用受
信機の全体構成の例を示すブロック図である。

【図１１】周波数オフセットによる相関信号エネルギー
の減少を示す特性図である。

【図１２】ＡＦＣ回路の全体構成例を示すブロック図で
ある。

【図１３】従来のＡＦＣ回路における誤差信号生成回路
の原理を示すブロックである。

【図１４】図１３の回路を実数演算素子により構成した
例を示すブロック図である。

【図１５】ＡＦＣ誤差信号の周波数オフセット特性を示
す特性図である。

【符号の説明】

１４０、１４２、１４６、１４８、１８０、１８２、１
８４、１８４、３０６、３２４、３２６相関器

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】擬似雑音（ＰＮ）信号によりスペクトル
拡散された受信スペクトル拡散（ＳＳ）信号に局部搬送
波を混合して複素ベースバンド信号を得る準同期検波回
路における受信ＳＳ信号と局部搬送波との周波数オフセ
ットの影響を補正するＡＦＣ回路であって、上記複素ベースバンド信号の実数部に所定の余弦信号を
乗算する第１の乗算器と、この第１の乗算器の出力とＰＮ信号との相関演算を行う
第１の相関器と、上記複素ベースバンド信号の虚数部に所定の余弦信号を
乗算する第２の乗算器と、この第２の乗算器の出力とＰＮ信号との相関演算を行う
第２の相関器と、上記複素ベースバンド信号の実数部に所定の正弦信号を
乗算する第３の乗算器と、この第３の乗算器の出力とＰＮ信号との相関演算を行う
第３の相関器と、上記複素ベースバンド信号の虚数部に所定の正弦信号を
乗算する第４の乗算器と、この第４の乗算器の出力とＰＮ信号との相関演算を行う
第４の相関器と、上記第１及び第４の相関器の出力を乗算する第５の乗算
器と、上記第２及び第３の相関器の出力を乗算する第６の乗算
器と、上記第５の乗算器の出力から上記第６の乗算器の出力を
減算する減算器と、この減算器の出力信号に応じて、局部搬送波の周波数オ
フセットの影響を補正する補正手段と、を有することを特徴とするＡＦＣ回路。
【請求項２】ＰＮ信号によりスペクトル拡散された受
信ＳＳ信号に局部搬送波を混合して複素ベースバンド信
号を得る準同期検波回路における受信ＳＳ信号と局部搬
送波との周波数オフセットの影響を補正するＡＦＣ回路
であって、上記複素ベースバンド信号の実数部と所定の
余弦信号を乗算したＰＮ信号との相関演算を行う第１の
相関器と、上記複素ベースバンド信号の虚数部と所定の余弦信号を
乗算したＰＮ信号との相関演算を行う第２の相関器と、上記複素ベースバンド信号の実数部と所定の正弦信号を
乗算したＰＮ信号の相関演算を行う第３の相関器と、上記複素ベースバンド信号の虚数部と所定の正弦信号を
乗算したＰＮ信号の相関演算を行う第４の相関器と、上記第１及び第４の相関器の出力を乗算する第１の乗算
器と、上記第２及び第３の相関器の出力を乗算する第２の乗算
器と、上記第１の乗算器の出力から上記第２の乗算器の出力を
減算する減算器と、この減算器の出力信号に応じて、局部搬送波の周波数オ
フセットの影響を補正する補正手段と、を有することを特徴とするＡＦＣ回路。
【請求項３】ＰＮ信号によりスペクトル拡散された受
信ＳＳ信号に局部搬送波を混合して複素ベースバンド信
号を得る準同期検波回路における受信ＳＳ信号と局部搬
送波との周波数オフセットの影響を補正するＡＦＣ回路
であって、複素ベースバンド信号に対し、互いに共役の関係にある
一対の位相因子を上記ＰＮ信号の繰り返し周期に同期し
て順次交互に乗算し、複素ベースバンド信号を正負方向
に順次交互に位相シフトさせる位相シフト手段と、この位相シフト手段から出力される正負方向に順次交互
に位相シフトされた複素ベースバンド信号と、ＰＮ信号
との相関演算を順次行う相関器と、この相関器から順次出力される正方向に位相シフトされ
た複素ベースバンド信号についての相関信号と、負方向
に位相シフトされた複素ベースバンド信号についての相
関信号との差をとる減算器と、この減算器の出力信号に応じて、局部搬送波の周波数オ
フセットの影響を補正する補正手段と、を有することを特徴とするＡＦＣ回路。
【請求項４】ＰＮ信号によりスペクトル拡散された受
信ＳＳ信号に局部搬送波を混合して複素ベースバンド信
号を得る準同期検波回路における受信ＳＳ信号と局部搬
送波との周波数オフセットの影響を補正するＡＦＣ回路
であって、上記複素ベースバンド信号の実数部に所定の余弦及び正
弦信号を順次交互に乗算する第１の乗算器と、上記複素ベースバンド信号の虚数部に所定の正弦及び余
弦信号を順次交互に乗算する第２の乗算器と、上記第１の乗算器の出力とＰＮ信号との相関演算を行う
第１の相関器と、上記第２の乗算器の出力とＰＮ信号との相関演算を行う
第２の相関器と、上記第１及び第２の相関器の出力を乗算する第３の乗算
器と、この第３の乗算器の出力をラッチする第１のラッチと、上記第３の乗算器の出力を上記第１のラッチと異なるタ
イミングでラッチする第２のラッチと、上記第１のラッチの出力から上記第２のラッチの出力を
減算する減算器と、この減算器の出力信号に応じて、局部搬送波の周波数オ
フセットの影響を補正する補正手段と、を有することを特徴とするＡＦＣ回路。
【請求項５】ＰＮ信号によりスペクトル拡散された受
信ＳＳ信号に局部搬送波を混合して複素ベースバンド信
号を得る準同期検波回路における受信ＳＳ信号と局部搬
送波との周波数オフセットの影響を補正するＡＦＣ回路
であって、所定の余弦信号を上記複素ベースバンド信号の実数部及
び虚数部に順次交互に乗算する第１の乗算器と、所定の正弦信号を上記複素ベースバンド信号の虚数部及
び実数部に順次交互に乗算する第２の乗算器と、上記第１の乗算器の出力とＰＮ信号との相関演算を行う
第１の相関器と、上記第２の乗算器の出力とＰＮ信号との相関演算を行う
第２の相関器と、上記第１及び第２の相関器の出力を乗算する第３の乗算
器と、この第３の乗算器の出力をラッチする第１のラッチと、上記第３の乗算器の出力を上記第１のラッチと異なるタ
イミングでラッチする第２のラッチと、上記第１のラッチの出力から上記第２のラッチの出力を
減算する減算器と、この減算器の出力信号に応じて、局部搬送波の周波数オ
フセットの影響を補正する補正手段と、を有することを特徴とするＡＦＣ回路。
【請求項６】ＰＮ信号によりスペクトル拡散された受
信ＳＳ信号に局部搬送波を混合して複素ベースバンド信
号を得る準同期検波回路における受信ＳＳ信号と局部搬
送波との周波数オフセットの影響を補正するＡＦＣ回路
であって、所定の余弦信号を乗算したＰＮ信号と上記複素ベースバ
ンド信号の実数部及び虚数部との相関演算を順次交互に
行う第１の相関器と、所定の正弦信号を乗算したＰＮ信号と上記複素ベースバ
ンド信号の虚数部及び実数部との相関演算を順次交互に
行う第２の相関器と、上記第１及び第２の相関器の出力を乗算する乗算器と、この乗算器の出力をラッチする第１のラッチと、上記乗算器の出力を上記第１のラッチと異なるタイミン
グでラッチする第２のラッチと、上記第１のラッチの出力から上記第２のラッチの出力を
減算する減算器と、この減算器の出力信号に応じて、局部搬送波の周波数オ
フセットの影響を補正する補正手段と、を有することを特徴とするＡＦＣ回路。