JP2663535B2 - アーク加工用電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流または正、負に出力極性が切換え可能
なアーク加工用電源装置の改良に関するものである。

〔従来の技術〕

第５図に従来のアーク加工用電源装置の例を示す。同
図において、１は交流電源であり通常は単相または三相
の商用交流電源が用いられる。２は整流回路であり、簡
単な平滑回路を含む。３は整流回路２の直流出力を高周
波交流に変換するインバータ回路、４はインバータ回路
３の出力を加工に適した電圧に変換する高周波変圧器で
ある。５は整流回路、6aないし6dはブリツジ接続された
スイツチング用トランジスタ、7aないし7dはスイツチン
グ用トランジスタ6aないし6dにそれぞれ逆並列に接続さ
れた還流用ダイオード、８はアーク加工用の電極、９は
被加工物、10はスイツチング用トランジスタ6aないし6d
のうち6aと6bまたは6cと6dをそれぞれ１組として各組の
トランジスタ毎に交互に導通・遮断する信号を供給する
ための極性切換制御回路、11は出力電流設定回路、12は
出力電流検出器、13は出力電流設定回路の出力I_rと出力
電流検出器12の出力I_fとを比較し差信号（I_r−I_f）を得
る比較器、14は比較器13の出力に応じてインバータ回路
３の出力パルス幅を調整するPWM制御式のインバータ制
御回路である。また図中に示すＣは回路の浮遊容量を示
し、Ｌは出力端子から電極８および被加工物９に至る間
の電力ケーブルのインダクタンスを示す。

第５図の装置において、交流電源１の出力は整流回路
２にて直流に変換された後インバータ回路３にて高周波
交流に逆変換される。このインバータ回路３においては
出力電流設定器11の出力I_rが出力電流検出器12の出力I_f
と比較器13にて比較され、差信号△Ｉ＝I_r−I_fに応じて
インバータ制御回路14が出力パルス幅を決定し、出力電
流を設定値に保つようフイードバツク制御される。イン
バータ回路３の出力は変圧器４によつてアーク加工に適
した電圧に変換され、整流回路５にて再び直流に変換さ
れる。この直流出力はトランジスタ6aないし6dからなる
ブリツジ回路の直流端子に供給され、ブリツジ回路の交
流端子は出力端子（ａ）、および（ｂ）に接続されて電
極８および被加工物９と電力ケーブルにてそれぞれ接続
される。またトランジスタ6aないし6dは極性切換制御回
路10からの信号によつてトランジスタ6aと6b、トランジ
スタ6cと6dとがそれぞれ１組となつて各組のトランジス
タが交互に導通するよう制御される。この結果、電極８
および被加工物９からなる負荷には極性切換制御回路10
の出力を調整することによつて正および負の直流から高
周波交流まで任意の周波数の矩形波交流を供給すること
ができる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来装置においては、出力極性の切換と出力電流
の制御とが全く独立して行なわれているためにつぎのよ
うな問題がある。

いまトランジスタ6aと6bとが導通しており、電極８が
性の極性の電流I_oが流れているとする。この状態から出
力電流の極性を切換えるべくトランジスタ6a,6bに対す
るベース電流を遮断し同時にトランジスタ6c,6dにベー
ス電流を供給すると、若干の繊維時間の間はトランジス
タ6aないし6dのすべてが導通することになる。このとき
整流回路５の出力電流は急増しようとするがインバータ
回路３は前述のように定電流制御されているためにこれ
を抑制する方向に動作する。また電極８および被加工物
９は整流回路５からの電流の供給がなくなり、電力ケー
ブルのインダクタンスＬに蓄えられていた電磁エネルギ
ー（1/2・LI_o ²）によつてそれまでと同方向の電流が流
れつづけてアークが継続している。この電流は をめぐる回路を流れる。トランジスタ6a、6bの遷移時間
の後にこれらが完全に遮断すると電流は を巡る回路を流れる。このためにインダクタンスＬの蓄
積エネルギーによる上記循環電流は整流回路５の出力と
ともに浮遊容量Ｃを充電する。インダクタンスＬと浮遊
容量Ｃとによつて定まる振動周期の後にこの循環電流が
零点を通るときに電流は停止し、このときすでに導通信
号が供給されているトランジスタ6c,6dによつて整流回
路５から先と逆方向の電極８を負電位とする方向の電流
が流れる方向に電極８と被加工物９とに逆方向の電圧が
印加される。これによつて電極８と被加工物９との間に
アーク放電が再生し、再び電流が流れ始める。

第５図の装置の極性切換は上記のような経過をたどる
ので、逆方向のアーク再生の直前には浮遊容量Ｃは相当
高い電圧に充電されることになる。この充電電圧はアー
クの再生に際して電極８と被加工物９との間に発達しつ
つある絶縁を破壊するために有効なものであるが、一方
完全遮断した直後のトランジスタ（上記の場合はトラン
ジスタ6a、6b）にもそれぞれ加工部と並列に印加される
ことになるので、この電圧がトランジスタ6a,6bの順方
向耐圧を超えると破壊に至ることになる。またこの電圧
は当然並列に接続されている整流回路５を構成する整流
素子にも印加されるので、これらの破壊を招くことにも
なる。

上記の極性切換時に発生する浮遊容量の充電電圧は、
電力ケーブルに蓄えられる電磁エネルギーに比例して高
くなる。このため加工電流の大なるときや、比較的小電
流でも電力ケーブルが長いときには、発生電圧がアーク
の再生に必要な電圧よりもはるかに高くなつて回路を構
成している素子が破壊される危険性がある。

このような高電圧の発生を防止するためには、図の浮
遊容量を積極的に大きくすることが考えられる。このた
めにはコンデンサを整流回路の出力端子間に接続すれば
よいが、あまり大きな容量のコンデンサを接続するとこ
のコンデンサを充放電するためにアークの再生が悪くな
つたり、出力電流の制御に遅れを生じるような逆効果を
招くことになる。それ故、実際には各素子の耐圧を回路
電圧にくらべて数倍の高いものを使用する他なく、高価
な装置となつていた。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、上記従来装置の問題点を解決するために、
極性の切換の直前に反電流を低下させて後、比較的低電
流の状態で極性の切換を行うようにしたものである。

〔作用〕

本発明においては、極性の切換に際して電流を低下さ
せるので、切換のときに電力ケーブルのインダクタンス
に蓄えられた電磁エネルギーを小さい値に抑制すること
によつて発生電圧が不要に高くなるのを防止するもので
ある。

〔実施例〕

第１図に本発明の実施例を示す。同図において１ない
し9,12ないし14は第５図の従来装置の同符号のものと同
機能のものを示している。15は基準信号発生回路であ
り、第２図に示すように極性反転の直前においてレベル
が低下する波形の正負交番する基準信号i_rを出力する。
16は基準信号発生回路15の出力を両波整流する基準信号
整流回路であり基準信号発生回路15の出力i_rを両波整流
して脈動する直流の力電流設定信号I_rを出力する。この
出力電流設定信号I_rは出力電流検出器12の出力I_fと比較
器13において比較され、差信号△Ｉ＝I_r−I_fがインバー
タ制御回路14に供給されてインバータ回路３のパルス幅
を調整し、出力電流値を基準信号整流回路16の出力波形
に対応した波形になるように制御する。17,18は極性判
別用ダイオード、19は被反転形の増幅器、20は反転形の
増幅器、21は増幅器19の出力によつてトランジスタ6a,6
bを導通させ、増幅器20の出力によつてトランジス6c,6d
を導通させる駆動回路である。

第１図の実施例においては、極性切換のタイミングは
基準信号発生回路15から得てトランジスタ6a,6bまたは6
c,6dの各組のいずれを導通させるかを決定し、かつ各極
性時の出力電流は基準信号発生回路15の出力i_rを両波整
流した信号I_rによつて定まることになる。このため信号
i_rの各極性期間の末期にレベルが低下するように基準信
号発生回路15の出力を設定しておくと出力電流I_oもそれ
に従つて極性切換の直前には低いレベルの電流になつて
いる。それ故、極性の切換に際して、電力ケーブルのイ
ンダクタンスＬに蓄えられている電磁エネルギーも低い
値となり、このために浮遊容量Ｃに充電される電圧もそ
れほど高くなることはなくなる。

第２図は、第１図の本発明の装置における各部の波形
を示したものであり、同図（ａ）は基準信号発生回路15
の出力i_rの波形を示し、（ｂ）は信号i_rを両波整流した
基準信号整流回路16の出力I_rの波形、（ｃ）はトランジ
スタ6a,6bに対する駆動回路21の出力波形、（ｄ）はト
ランジスタ6c,6dに対する駆動回路21の出力波形、
（ｅ）は加工電流の波形をそれぞれ示している。

なお基準信号発生回路の出力i_rの各極性期間の末期に
おけるレベルは、各極性反転時に発生する電圧が反対極
性のアークの再生を得るのに必要な値以上であればでき
るだけ低い値であることが望ましく、他の期間における
レベルとは無関係に定めることができる。また電極８の
材料としてタングステン電極を用いるときのように電極
８側が正電位から負電位に極性が反転するときとその逆
のときとで、アークの再生に必要な電圧が異なるときに
は、信号i_rの各極性期間の末期の信号レベルを異なる値
としもよい。

また基準信号i_rは、第２図の（ａ）に示したものに限
らず第３図の（ａ）または（ｂ）のように各極性期間の
末期においてレベルが低下するものであれば加工に必要
とされる種々の波形が利用できる。

また、第１図に示した実施例において、整流回路２、
インバータ回路３、変圧器４、整流回路５からなる直流
電源部は、同図の例以外に、商用交流電源を変圧器によ
つて必要な電圧に変換した後にサイリスタによつて位相
制御整流するものやダイオードによつて整流した後に直
列トランジスタによつて出力電流を調整するシリーズレ
ギユレータ式のものでも、若干応答速度と精度が低下し
また商用周波の変圧器を用いることから装置が大形とな
ることを除けば本発明は実施できる。さらに極性切換回
路も第１図に示したようなブリツジ式切換回路ではな
く、変圧器の２次巻線をセンタータツプ付とし、この両
出力をそれぞれダイオードによつて正・負２系統の直流
出力とし、両出力をそれぞれ直列トランジスタによつて
導通・遮断して極性を切換えるようにしてよい。

第４図は、このようにした本発明の別の実施例であ
る。同図において、変圧器４は２次巻線にセンタータッ
プを有し、ダイオード22aないし22dによつてそれぞれ正
・負２系統の両波整流回路を構成しており、この２系統
の直流出力はそれぞれ直列接続された交互に導通・遮断
するトランジスタ23a,23bによつて電極８および被加工
物９に導びかれ、第１図の実施例と同様の効果を得る。
なお、同図に示した上記以外のものにはそれぞれ第１図
と同機能のものに同符号を付して説明を省略する。

〔発明の効果〕

本発明の装置は上記のように動作するので、極性の切
換時には出力電流が減少しており、過大な電圧が発生す
ることがないので特別なサージ電圧吸収回路を設ける必
要がない。またサージ電圧の発生をコンデンサのような
サージ吸収回路によつて抑制するものではないので極性
切換時のアーク再生および電流の立上り速度を損うこと
がない。さらに極性切換時の電流が小さいので極性切換
用トランジスタにおける電力損失が低減し、発生電圧の
低下から耐圧の低いものが利用できることと相まつて装
置を安価にできるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す接続図、第２図は第１図
の実施例における各部の波形を示した線図、第３図は基
準信号の種々の例を示した線図、第４図は本発明の別の
実施例を示す接続図、第５図は従来の装置の例を示す接
続図である。 ２……整流回路、３……インバータ回路、４……変圧
器、５……整流回路、6aないし6d,23a,23b……スイツチ
ング用トランジスタ、7aないし7d,24a,24b……ダイオー
ド、12……出力電流検出器、13……比較器、14……イン
バータ制御回路、15……基準信号発生回路、21……駆動
回路、22aないし22d……ダイオード、Ｌ……電力ケーブ
ルのインダクタンス、Ｃ……浮遊容量。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源と、前記直流電源の出力をスイッ
   チング素子により出力極性を正負両極性に切りかえて負
   荷に供給するスイッチング回路と、正負極性切換の周期
   に相当する周期でかつ少なくとも正負各極性期間の末期
   にレベルが低下する特性の交流信号を出力する基準信号
   発生回路と、前記基準信号発生回路の出力信号を入力と
   し入力信号の正負極性の反転に同期して前記スイッチン
   グ回路の正負各出力用スイッチング素子を交互に導通・
   遮断する極性切換制御回路と、出力電流検出器と、前記
   基準信号発生回路の出力を両波整流して脈動する直流信
   号を出力する基準信号整流回路と、前記基準信号整流回
   路の出力と前記出力電流検出器の出力とを比較し差が減
   少する方向に前記直流電源の出力を調整する直流電源制
   御回路とを具備したアーク加工用電源装置。