JP2643180B2 - モノリシック集積回路 - Google Patents
モノリシック集積回路Info
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- JP2643180B2 JP2643180B2 JP62237682A JP23768287A JP2643180B2 JP 2643180 B2 JP2643180 B2 JP 2643180B2 JP 62237682 A JP62237682 A JP 62237682A JP 23768287 A JP23768287 A JP 23768287A JP 2643180 B2 JP2643180 B2 JP 2643180B2
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- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
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Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、モノリシックICで構成するVHF/UHF帯の発
振器に関し、特に発振器増幅部を差動増幅器で形成する
回路網に関するものである。
振器に関し、特に発振器増幅部を差動増幅器で形成する
回路網に関するものである。
従来、この種の発振器は差動増幅器の入出力間にCR回
路網で正帰還をかけており、差動増幅器は第８図、第９
図、第10図に示す様に、差動対のトランジスタQ11,Q12
のベースバイアスVBとして電源Vccよりエミッタホロワ
トランジスタQ14のエミッタから供給するか、定電圧源1
2から一定電圧を供給していた。すなわち、差動対トラ
ンジスタQ11,Q12の共通エミッタにはトランジスタQ13と
エミッタ抵抗R9との定電流源から定電流が与えられてい
る。一方、第８図および第９図では差動対トランジスタ
Q11,Q12のベースバイアスとして、電源電圧Vccを抵抗R3
とR4とで抵抗分割してエミッタホロワトランジスタQ14
のベースに加え、そのコレクタに接続した抵抗R5とエミ
ッタに接続した抵抗R6とを有し、そのエミッタから抵抗
R7を介してトランジスタQ11のベースにベースバイアスV
Bを、また抵抗R8を介してトランジスタQ12のベースに同
じベースバイアスVBを与えていた。第10図ではエミッタ
ホロワトランジスタQ14と抵抗R3〜R6は定電圧源12に置
き換えられている。又、定電流源トランジスタQ13のベ
ースバイアスは、第８図では、電源Vccから、抵抗R1と
ダイオード接続されたトランジスタQ15と抵抗R2との直
列接続で得ており、第９図および第10図では定電圧源11
より得ている。
路網で正帰還をかけており、差動増幅器は第８図、第９
図、第10図に示す様に、差動対のトランジスタQ11,Q12
のベースバイアスVBとして電源Vccよりエミッタホロワ
トランジスタQ14のエミッタから供給するか、定電圧源1
2から一定電圧を供給していた。すなわち、差動対トラ
ンジスタQ11,Q12の共通エミッタにはトランジスタQ13と
エミッタ抵抗R9との定電流源から定電流が与えられてい
る。一方、第８図および第９図では差動対トランジスタ
Q11,Q12のベースバイアスとして、電源電圧Vccを抵抗R3
とR4とで抵抗分割してエミッタホロワトランジスタQ14
のベースに加え、そのコレクタに接続した抵抗R5とエミ
ッタに接続した抵抗R6とを有し、そのエミッタから抵抗
R7を介してトランジスタQ11のベースにベースバイアスV
Bを、また抵抗R8を介してトランジスタQ12のベースに同
じベースバイアスVBを与えていた。第10図ではエミッタ
ホロワトランジスタQ14と抵抗R3〜R6は定電圧源12に置
き換えられている。又、定電流源トランジスタQ13のベ
ースバイアスは、第８図では、電源Vccから、抵抗R1と
ダイオード接続されたトランジスタQ15と抵抗R2との直
列接続で得ており、第９図および第10図では定電圧源11
より得ている。
上述した従来のベースバイアス供給方法では、電源電
圧Vccの変動により、差動対NPNトランジスタQ11,Q12の
ベースコレクタ電圧が変化し、その結果、発振周波数の
変動をきたすという欠点がある。発振周波数の変動は主
に次のメカニズムで発生する。
圧Vccの変動により、差動対NPNトランジスタQ11,Q12の
ベースコレクタ電圧が変化し、その結果、発振周波数の
変動をきたすという欠点がある。発振周波数の変動は主
に次のメカニズムで発生する。
差動増幅器発振回路は、第６図の様に差動対トランジ
スタQ1,Q2で構成される準差動増幅器の出力端に点線部
のOSC共振器IOをカップリング容量C2を介して接続し、
フィードバック容量C3を介して入力端に正帰還すること
により発振する。原理的にはコルピッツ発振器である。
OSC共振器IOは共振線路Ｌの一端を容量C4で接地し、他
端を容量C5と電圧可変容量CVで接地している。トランジ
スタQ1はコレクタ接地、トランジスタQ2はベース接地に
て動作する。即ち信号経路は、トランジスタQ1のベース
に入力信号電流が入り、トランジスタQ1のエミッタ電流
IEがトランジスタQ2のエミッタ入力電流となる。定電流
源トランジスタQ3により、直流的には、差動対トランジ
スタQ1,Q2の共通エミッタ接続点Ｐ点は、低インピーダ
ンスであるが、高周波信号的には、高インピーダンスで
ある。然るに信号電流はほとんどトランジスタQ2のエミ
ッタに伝送される。
スタQ1,Q2で構成される準差動増幅器の出力端に点線部
のOSC共振器IOをカップリング容量C2を介して接続し、
フィードバック容量C3を介して入力端に正帰還すること
により発振する。原理的にはコルピッツ発振器である。
OSC共振器IOは共振線路Ｌの一端を容量C4で接地し、他
端を容量C5と電圧可変容量CVで接地している。トランジ
スタQ1はコレクタ接地、トランジスタQ2はベース接地に
て動作する。即ち信号経路は、トランジスタQ1のベース
に入力信号電流が入り、トランジスタQ1のエミッタ電流
IEがトランジスタQ2のエミッタ入力電流となる。定電流
源トランジスタQ3により、直流的には、差動対トランジ
スタQ1,Q2の共通エミッタ接続点Ｐ点は、低インピーダ
ンスであるが、高周波信号的には、高インピーダンスで
ある。然るに信号電流はほとんどトランジスタQ2のエミ
ッタに伝送される。
発振周波数は次の第１式を満足するｆにて発振する。
式中εｒは共振器を形成している空間の誘電率、C4及び
C5は共振器の各終端容量、Z0は共振線路Ｌの特性インピ
ーダンス、ｌは共振線路Ｌの長さである。
式中εｒは共振器を形成している空間の誘電率、C4及び
C5は共振器の各終端容量、Z0は共振線路Ｌの特性インピ
ーダンス、ｌは共振線路Ｌの長さである。
第６図中共振器終端容量C4はカップリング容量C2を介
してトランジスタQ2に接続されているので、トランジス
タQ2の影響を受ける第７図（ａ）即ち、共振器の終端容
量C4を考える際、トランジスタQ2の等価容量CQが並列に
加わることを考慮しなければならない。また、トランジ
スタQ2の接続による等価容量をCQとすると、等価容量CQ
は、第７図（ｂ）に示すように、トランジスタQ2のコレ
クタ・ベース間の接合容量Cjcに依存する。この接合容
量CjcはトランジスタQ2のベース・コレクタ間電圧VBCに
より、第２式のように変化する。
してトランジスタQ2に接続されているので、トランジス
タQ2の影響を受ける第７図（ａ）即ち、共振器の終端容
量C4を考える際、トランジスタQ2の等価容量CQが並列に
加わることを考慮しなければならない。また、トランジ
スタQ2の接続による等価容量をCQとすると、等価容量CQ
は、第７図（ｂ）に示すように、トランジスタQ2のコレ
クタ・ベース間の接合容量Cjcに依存する。この接合容
量CjcはトランジスタQ2のベース・コレクタ間電圧VBCに
より、第２式のように変化する。
又、帰還側トランジスタQ1のベース・エミッタ接合容
量CJEについても同様のことが云える。故に問題となる
電源電圧変動時の発振周波数の変化は次のメカニズムで
発生すると考えられる。
量CJEについても同様のことが云える。故に問題となる
電源電圧変動時の発振周波数の変化は次のメカニズムで
発生すると考えられる。
以上の様になるが、実際には、コレクタ及びベース端
子には、ボンディングワイヤーが存在し、インダクティ
ブな要素があり、第７図（ｃ）に示すように周波数特性
を持つ、又動作電流にも依る。
子には、ボンディングワイヤーが存在し、インダクティ
ブな要素があり、第７図（ｃ）に示すように周波数特性
を持つ、又動作電流にも依る。
このように従来の、第８及び第９図に示す様な、差動
対トランジスタのベースバイアスを電源電圧よりエミッ
タホロワにて供給する方法や、第10図の様な定電圧源よ
り供給する方法では、差動対トランジスタのエミッタコ
レクタ間電圧が、電源電圧により変化するため、その間
の接合容量も変化する。その結果、発振周波数の変動を
きたすことになる。TV及びVTR用チューナでは、局部発
振器の変動は、500KHz以内に収めることが望ましい。大
きな変動があると、隣接チャンネル受信や、その他悪影
響を及ぼすことになる。
対トランジスタのベースバイアスを電源電圧よりエミッ
タホロワにて供給する方法や、第10図の様な定電圧源よ
り供給する方法では、差動対トランジスタのエミッタコ
レクタ間電圧が、電源電圧により変化するため、その間
の接合容量も変化する。その結果、発振周波数の変動を
きたすことになる。TV及びVTR用チューナでは、局部発
振器の変動は、500KHz以内に収めることが望ましい。大
きな変動があると、隣接チャンネル受信や、その他悪影
響を及ぼすことになる。
本発明では、差動対トランジスタのベースバイアス供
給を、定電流源とこの定電流源から電流が供給される抵
抗によって構成し、その抵抗による電圧降下を利用して
供給している。
給を、定電流源とこの定電流源から電流が供給される抵
抗によって構成し、その抵抗による電圧降下を利用して
供給している。
本発明によれば、電源電圧Vccが変化してもその変化
した電圧分と同じだけベースバイアスも変化するので、
結果的には差動対トランジスタのベース・コレクタ電圧
VBCは電源電圧Vccに依らず一定であり、ツェナーダイオ
ード等による電源電圧の平滑化をしなくとも安定な動作
が得られる。
した電圧分と同じだけベースバイアスも変化するので、
結果的には差動対トランジスタのベース・コレクタ電圧
VBCは電源電圧Vccに依らず一定であり、ツェナーダイオ
ード等による電源電圧の平滑化をしなくとも安定な動作
が得られる。
次に本発明につき回路配線図を参照して説明する。
第１図（ａ）は本発明の一実施例の回路図である。ト
ランジスタQ1とQ2のエミッタは共通接続されて、定電流
源トランジスタQ3から定電流を供給されている。この定
電流源トランジスタQ3は定電圧源（REG）１から抵抗RB5
を介して定電圧を受けて、定電流源（吸込み定電流源）
を構成している。定電流源トランジスタQ3のベースバイ
アスは定電圧源１より供給しているため差動対トランジ
スタQ1,Q2の動作電流は電源電圧Vccに依らず一定であ
る。差動対トランジスタQ1,Q2のベースバイアスも定電
流源トランジスタQB1から抵抗RB1,RB2,RB3を介して与え
られている。この定電流源トランジスタQB1も同様に、
定電圧源１から抵抗RB4を介して定電圧を受けることに
より定電流源（吸込み定電流源）として動作する。抵抗
RB1に流れる電流は定電流源トランジスタQB1により電源
電圧Vccに依らず一定であるため、抵抗RB1による電圧降
下も電源電圧Vccに依らず一定である。その結果、差動
対トランジスタQ1及びQ2のベースバイアスVBは電源電圧
Vccが変化するとその変化した電圧分だけ変化する。こ
のため、差動対トランジスタQ1,Q2のベース・コレクタ
電圧VBCは、電源電圧Vccに依らず一定である。この様子
を、関係部分を等価的に示したものが、第１図（ｂ）で
ある。
ランジスタQ1とQ2のエミッタは共通接続されて、定電流
源トランジスタQ3から定電流を供給されている。この定
電流源トランジスタQ3は定電圧源（REG）１から抵抗RB5
を介して定電圧を受けて、定電流源（吸込み定電流源）
を構成している。定電流源トランジスタQ3のベースバイ
アスは定電圧源１より供給しているため差動対トランジ
スタQ1,Q2の動作電流は電源電圧Vccに依らず一定であ
る。差動対トランジスタQ1,Q2のベースバイアスも定電
流源トランジスタQB1から抵抗RB1,RB2,RB3を介して与え
られている。この定電流源トランジスタQB1も同様に、
定電圧源１から抵抗RB4を介して定電圧を受けることに
より定電流源（吸込み定電流源）として動作する。抵抗
RB1に流れる電流は定電流源トランジスタQB1により電源
電圧Vccに依らず一定であるため、抵抗RB1による電圧降
下も電源電圧Vccに依らず一定である。その結果、差動
対トランジスタQ1及びQ2のベースバイアスVBは電源電圧
Vccが変化するとその変化した電圧分だけ変化する。こ
のため、差動対トランジスタQ1,Q2のベース・コレクタ
電圧VBCは、電源電圧Vccに依らず一定である。この様子
を、関係部分を等価的に示したものが、第１図（ｂ）で
ある。
以上により本発明では電源電圧Vccが変化しても、差
動対トランジスタQ1,Q2の動作電流が一定であり、又こ
れらのベース・コレクタ間電圧VBCも一定であるため、
差動対トランジスタQ1,Q2のベース・コレクタ間接合容
量が変化せず、帰還回路を設けて発振器としても発振周
波数の電源電圧変動依存はない。
動対トランジスタQ1,Q2の動作電流が一定であり、又こ
れらのベース・コレクタ間電圧VBCも一定であるため、
差動対トランジスタQ1,Q2のベース・コレクタ間接合容
量が変化せず、帰還回路を設けて発振器としても発振周
波数の電源電圧変動依存はない。
第２図に、UHF帯（500〜900MHz）受信用のチューナの
局部発振器への適用例を示す。制御電圧VTを制御するこ
とによって可変容量ダイオードCVの容量を調節して発振
周波数ｆを調整している。
局部発振器への適用例を示す。制御電圧VTを制御するこ
とによって可変容量ダイオードCVの容量を調節して発振
周波数ｆを調整している。
第４および５図に本適用例による、軽減効果の実測デ
ータを示す。電源電圧Vccを±10％変化させたときの発
振周波数の変動を、各周波数にてプロットしてある。横
軸は、発振周波数、縦軸は、電源電圧変動による、発振
周波数の変化である。同図中 は従来方法で第８図、第９図、第10図の回路構成にそれ
ぞれ相当する。
ータを示す。電源電圧Vccを±10％変化させたときの発
振周波数の変動を、各周波数にてプロットしてある。横
軸は、発振周波数、縦軸は、電源電圧変動による、発振
周波数の変化である。同図中 は従来方法で第８図、第９図、第10図の回路構成にそれ
ぞれ相当する。
は適用例を用いた時のものである。このように、発振周
波数の電源電圧依存性が著しく改善されている。
波数の電源電圧依存性が著しく改善されている。
第３図はVHF帯（50〜470MHz）受信用のチューナ局部
発振器への適用例である。第２図の共振線路Ｌを２つの
可変容量ダイオードCV1,CV2に置き換え、その両端に共
振線路L2と抵抗R2を接続している。これら第２図、第３
図に示す様に本発明では、発振器共振器部の構成を何ら
変更することなく、適用出来るため、種々の発振器に適
用可能である。
発振器への適用例である。第２図の共振線路Ｌを２つの
可変容量ダイオードCV1,CV2に置き換え、その両端に共
振線路L2と抵抗R2を接続している。これら第２図、第３
図に示す様に本発明では、発振器共振器部の構成を何ら
変更することなく、適用出来るため、種々の発振器に適
用可能である。
以上説明した様に、本発明は、モノリシックIC上に構
成するUHF/VHF帯の差動増幅発振器の増幅部、差動トラ
ンジスタ対のベースバイアスを抵抗と定電流源による供
給で構成することにより、電源電圧変化による発振周波
数の変動を軽減できる効果がある。
成するUHF/VHF帯の差動増幅発振器の増幅部、差動トラ
ンジスタ対のベースバイアスを抵抗と定電流源による供
給で構成することにより、電源電圧変化による発振周波
数の変動を軽減できる効果がある。
第１図（ａ）および（ｂ）は差動増幅発振器に適用する
本発明の差動増幅器の回路構成を示す回路図およびその
主要部の等価回路図である。第２図および第３図はそれ
ぞれ本発明の差動増幅器を用いた発振器の具体的適用例
を示した回路図である。第４図は第２図の適用例と従来
例の電源電圧が＋10％増加した時の発振周波数の変化を
示すグラフである。第５図は第２図の適用例と従来例の
電源電圧が−10％減少した時の発振周波数の変化を示す
グラフである。第６図は差動増幅器を用いた発振回路の
基本回路を示す回路図である。第７図（ａ）は第６図の
トランジスタQ2の等価ベース容量の終端容量C4に与える
影響を示す等価回路図である。同図（ｂ）は等価ベース
容量の詳細を示す等価回路図、同図（ｃ）はボンディン
グワイヤーの影響を示す等価回路図である。 第８図及び第10図はそれぞれ従来例を示す回路図であ
る。 Q1,Q2,Q3,Q11〜Q15……トランジスタ、RB1〜RB5,RE1,RE
2,R1〜R12……抵抗、C1〜C5……容量、CV,CV1,CV2……
可変容量ダイオード、L,L1,L2……共振線路、1,11,12…
…定電圧源、10……共振回路。
本発明の差動増幅器の回路構成を示す回路図およびその
主要部の等価回路図である。第２図および第３図はそれ
ぞれ本発明の差動増幅器を用いた発振器の具体的適用例
を示した回路図である。第４図は第２図の適用例と従来
例の電源電圧が＋10％増加した時の発振周波数の変化を
示すグラフである。第５図は第２図の適用例と従来例の
電源電圧が−10％減少した時の発振周波数の変化を示す
グラフである。第６図は差動増幅器を用いた発振回路の
基本回路を示す回路図である。第７図（ａ）は第６図の
トランジスタQ2の等価ベース容量の終端容量C4に与える
影響を示す等価回路図である。同図（ｂ）は等価ベース
容量の詳細を示す等価回路図、同図（ｃ）はボンディン
グワイヤーの影響を示す等価回路図である。 第８図及び第10図はそれぞれ従来例を示す回路図であ
る。 Q1,Q2,Q3,Q11〜Q15……トランジスタ、RB1〜RB5,RE1,RE
2,R1〜R12……抵抗、C1〜C5……容量、CV,CV1,CV2……
可変容量ダイオード、L,L1,L2……共振線路、1,11,12…
…定電圧源、10……共振回路。
Claims (1)
- 【請求項１】第１及び第２のトランジスタと、前記第１
のトランジスタのコレクタに各々のエミッタが結合さ
れ、各々のコレクタが電源ラインに結合された一対の差
動増幅トランジスタと、前記第２のトランジスタのコレ
クタと前記電源ラインとの間に接続された抵抗と、前記
第１及び第２のトランジスタを定電流源トランジスタし
て動作するようにバイアスする手段と、前記抵抗により
得られる電圧を前記一対の差動増幅トランジスタのベー
スバイアスとして供給する手段とを備えることを特徴と
するモノリシック集積回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62237682A JP2643180B2 (ja) | 1987-09-21 | 1987-09-21 | モノリシック集積回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62237682A JP2643180B2 (ja) | 1987-09-21 | 1987-09-21 | モノリシック集積回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6480109A JPS6480109A (en) | 1989-03-27 |
| JP2643180B2 true JP2643180B2 (ja) | 1997-08-20 |
Family
ID=17018945
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62237682A Expired - Lifetime JP2643180B2 (ja) | 1987-09-21 | 1987-09-21 | モノリシック集積回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2643180B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3102869B2 (ja) * | 1990-02-09 | 2000-10-23 | 東洋通信機株式会社 | 超薄板圧電共振子の構造 |
| DE4322144C2 (de) * | 1992-07-03 | 1997-06-05 | Murata Manufacturing Co | Vibratoreinheit |
| US5648746A (en) * | 1993-08-17 | 1997-07-15 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Stacked diezoelectric resonator ladder-type filter with at least one width expansion mode resonator |
| US5689220A (en) * | 1993-08-17 | 1997-11-18 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Laterally coupled piezoelectric resonator ladder-type filter with at least one width expansion mode resonator |
| JP3114526B2 (ja) * | 1994-10-17 | 2000-12-04 | 株式会社村田製作所 | チップ型圧電共振部品 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62117823U (ja) * | 1986-01-17 | 1987-07-27 |
-
1987
- 1987-09-21 JP JP62237682A patent/JP2643180B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6480109A (en) | 1989-03-27 |
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