JP2612220B2 - 整流電源装置 - Google Patents
整流電源装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は交流電力を直流電力に変
換する整流電源装置に関する。
換する整流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】整流電源装置は直流電源としてそのまま
使われたり、あるいはインバータ装置と組み合わされて
使われたりする。他の電子機器と同様に整流電源装置も
小形化のニーズが強く、これに対応するための技術開発
が進められている。一つの傾向は内蔵している商用周波
数用トランスを高周波で動作するＤＣ−ＤＣコンバータ
で置き換えて装置を小形化，軽量化しようとするもので
ある。他の傾向は商用電力系統の電圧が高調波電流の影
響で波形に歪を生じて、その結果、公害を引き起こす事
例が増えてきていることから負荷（整流電源装置もその
うちの一つ）自体で発生する高調波電流を抑制しようと
する動きである。これらをふまえると整流電源装置とし
ては、入力の交流電源とは絶縁された一定電圧の直流電
圧を出力するという本来の機能の他に、入力電流波形は
正弦波に近いものであり、信頼性が高く経済的であり、
かつ小形・軽量であることが望ましい。
使われたり、あるいはインバータ装置と組み合わされて
使われたりする。他の電子機器と同様に整流電源装置も
小形化のニーズが強く、これに対応するための技術開発
が進められている。一つの傾向は内蔵している商用周波
数用トランスを高周波で動作するＤＣ−ＤＣコンバータ
で置き換えて装置を小形化，軽量化しようとするもので
ある。他の傾向は商用電力系統の電圧が高調波電流の影
響で波形に歪を生じて、その結果、公害を引き起こす事
例が増えてきていることから負荷（整流電源装置もその
うちの一つ）自体で発生する高調波電流を抑制しようと
する動きである。これらをふまえると整流電源装置とし
ては、入力の交流電源とは絶縁された一定電圧の直流電
圧を出力するという本来の機能の他に、入力電流波形は
正弦波に近いものであり、信頼性が高く経済的であり、
かつ小形・軽量であることが望ましい。
【０００３】図７は従来から使われている整流電源装置
の一例である。１は交流電源で一般に商用電源が使われ
る。２は整流回路である。３は入力電流を正弦波化する
ためのチョッパである。４は入力とは絶縁した直流電圧
を得るＤＣ−ＤＣコンバータで５は直流負荷である。
６，７はそれぞれＤＣ−ＤＣコンバータおよびチョッパ
の制御装置である。８は充電器で９はバッテリーであ
る。１０は交流電源１が停電したときにオンさせバッテ
リーを放電させるサイリスタスイッチである。整流電源
装置を始動させる時には電磁スイッチ３１を開いた状態
でスイッチ２１を投入する。大容量電解コンデンサ３
６，３７は抵抗３２を介して充電されるので突入電流は
抑制される。充電完了後にスイッチ３１を閉じて以後の
電流はこのスイッチを通して流す。
の一例である。１は交流電源で一般に商用電源が使われ
る。２は整流回路である。３は入力電流を正弦波化する
ためのチョッパである。４は入力とは絶縁した直流電圧
を得るＤＣ−ＤＣコンバータで５は直流負荷である。
６，７はそれぞれＤＣ−ＤＣコンバータおよびチョッパ
の制御装置である。８は充電器で９はバッテリーであ
る。１０は交流電源１が停電したときにオンさせバッテ
リーを放電させるサイリスタスイッチである。整流電源
装置を始動させる時には電磁スイッチ３１を開いた状態
でスイッチ２１を投入する。大容量電解コンデンサ３
６，３７は抵抗３２を介して充電されるので突入電流は
抑制される。充電完了後にスイッチ３１を閉じて以後の
電流はこのスイッチを通して流す。
【０００４】チョッパ３は制御装置７の信号を受けてト
ランジスタ３４をオン，オフ動作させて交流電源１から
流れこむ電流の波形が正弦波になるように制御する。Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ４は制御装置６の信号を受けてコン
デンサ３６，３７の直流電圧を他の電圧レベルの直流電
圧に変換する。この際にコンバータに内在するトランス
Ｔによって入出力の直流電圧は絶縁される。充電器８は
交流電源１の電力を受けてバッテリー９を充電する。交
流電源１が停電したときにはスイッチ１０を閉じてバッ
テリー９から負荷５に給電する。このようにバッテリー
を内蔵させることによって直流の無停電電源装置になっ
ている。
ランジスタ３４をオン，オフ動作させて交流電源１から
流れこむ電流の波形が正弦波になるように制御する。Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ４は制御装置６の信号を受けてコン
デンサ３６，３７の直流電圧を他の電圧レベルの直流電
圧に変換する。この際にコンバータに内在するトランス
Ｔによって入出力の直流電圧は絶縁される。充電器８は
交流電源１の電力を受けてバッテリー９を充電する。交
流電源１が停電したときにはスイッチ１０を閉じてバッ
テリー９から負荷５に給電する。このようにバッテリー
を内蔵させることによって直流の無停電電源装置になっ
ている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図７の整流電源装置で
は直流電圧を制御するのにチョッパ３とＤＣ−ＤＣコン
バータ４の２つに電力変換装置およびそれぞれの制御装
置６，７を必要とする。また、バッテリー９の充電器８
を必要とする。さらに、始動時に電磁スイッチ３１を閉
じるための制御回路も必要となる。このために装置の構
成が複雑になり信頼性の低下やコストアップを招き、ま
た装置容積も大きくなる。停電時に使うバッテリー９は
放電するに従い電圧が低下するので負荷５に印加される
電圧の精度が低くなる。さらに、バッテリー９は負荷５
の必要とする電圧レベルに合わせて選択する必要があり
設計の自由度がない等の欠点を伴っている。本発明は上
記の欠点を改善するために提案されたもので、その目的
は、整流電源装置の電力変換系統の回路構成を簡素化し
て装置の信頼性の向上をはかり、また、装置の小形・軽
量化やコストダウンをはかることにある。
は直流電圧を制御するのにチョッパ３とＤＣ−ＤＣコン
バータ４の２つに電力変換装置およびそれぞれの制御装
置６，７を必要とする。また、バッテリー９の充電器８
を必要とする。さらに、始動時に電磁スイッチ３１を閉
じるための制御回路も必要となる。このために装置の構
成が複雑になり信頼性の低下やコストアップを招き、ま
た装置容積も大きくなる。停電時に使うバッテリー９は
放電するに従い電圧が低下するので負荷５に印加される
電圧の精度が低くなる。さらに、バッテリー９は負荷５
の必要とする電圧レベルに合わせて選択する必要があり
設計の自由度がない等の欠点を伴っている。本発明は上
記の欠点を改善するために提案されたもので、その目的
は、整流電源装置の電力変換系統の回路構成を簡素化し
て装置の信頼性の向上をはかり、また、装置の小形・軽
量化やコストダウンをはかることにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明は交流電源の出力を整流して直流電圧Ａと
し、前記電圧をリアクタを有する平滑フィルタを備えた
ＤＣ−ＤＣコンバータによって、前記直流電圧Ａとは絶
縁された直流電圧Ｂに変換して出力する整流電源装置に
おいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータから直流電圧Ｃを得
て、この直流電圧Ｃを前記直流電圧Ａに重畳させて前記
ＤＣ−ＤＣコンバータの入力とし、かつ前記直流電圧Ｃ
の値は交流電源からの入力電流の波形が正弦波となるよ
うに定められていることを特徴とする整流電源装置を発
明の要旨とするものである。さらに、本発明はＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは直流電圧Ｃを一定に制御し、この直流電
圧Ｃでバッテリを充電することを特徴とする請求項１記
載の整流電源装置を発明の要旨とするものである。
め、本発明は交流電源の出力を整流して直流電圧Ａと
し、前記電圧をリアクタを有する平滑フィルタを備えた
ＤＣ−ＤＣコンバータによって、前記直流電圧Ａとは絶
縁された直流電圧Ｂに変換して出力する整流電源装置に
おいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータから直流電圧Ｃを得
て、この直流電圧Ｃを前記直流電圧Ａに重畳させて前記
ＤＣ−ＤＣコンバータの入力とし、かつ前記直流電圧Ｃ
の値は交流電源からの入力電流の波形が正弦波となるよ
うに定められていることを特徴とする整流電源装置を発
明の要旨とするものである。さらに、本発明はＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは直流電圧Ｃを一定に制御し、この直流電
圧Ｃでバッテリを充電することを特徴とする請求項１記
載の整流電源装置を発明の要旨とするものである。
【０００７】
【作用】本発明によれば交流入力電流波形を正弦波化す
る機能、定電圧の直流電圧に変換する機能、出力の直流
電圧を入力から絶縁する機能、バッテリーを充電する機
能等を一つのＤＣ−ＤＣコンバータを使って実現してい
るので装置の構成が簡素化され、このために装置の信頼
性は高くなり、コストも低くなり、また小形・軽量化し
うる作用を有する。
る機能、定電圧の直流電圧に変換する機能、出力の直流
電圧を入力から絶縁する機能、バッテリーを充電する機
能等を一つのＤＣ−ＤＣコンバータを使って実現してい
るので装置の構成が簡素化され、このために装置の信頼
性は高くなり、コストも低くなり、また小形・軽量化し
うる作用を有する。
【０００８】
【実施例】次に本発明の実施例について説明する。な
お、実施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸脱
しない範囲で、種々の変更あるいは改良を行いうること
は言うまでもない。
お、実施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸脱
しない範囲で、種々の変更あるいは改良を行いうること
は言うまでもない。
【０００９】図１は本発明の第１の実施例を示す。図７
の従来例におけるチョッパ３および充電器８の機能を本
発明ではＤＣ−ＤＣコンバータ４にも兼ねさせて構成を
簡素化している。図において、１は整流電源装置の入力
として使う交流電源である。２は無制御の整流回路で入
力スイッチ２１とダイオード整流回路Ｄ1 からなる。４
は多機能のＤＣ−ＤＣコンバータである。リアクタＬ1
とコンデンサＣ1 ，Ｃ2 で高周波フィルタを構成してコ
ンバータ４で発生する高周波ノイズが交流電源１側に出
るのを抑制する。コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の容量は図７の
チョッパ用コンデンサ３６，３７に比べ充分に小さいも
のでよい。コンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，トランジスタＱ1 ，
Ｑ2 ，トランスＴ等で高周波インバータを構成する。Ｑ
1 ，Ｑ2 はバイポーラ・トランジスタを例にとって示し
たが、ＭＯＳ・ＦＥＴやＩＧＢＴ等の半導体スイッチも
使えることは言うまでもない。
の従来例におけるチョッパ３および充電器８の機能を本
発明ではＤＣ−ＤＣコンバータ４にも兼ねさせて構成を
簡素化している。図において、１は整流電源装置の入力
として使う交流電源である。２は無制御の整流回路で入
力スイッチ２１とダイオード整流回路Ｄ1 からなる。４
は多機能のＤＣ−ＤＣコンバータである。リアクタＬ1
とコンデンサＣ1 ，Ｃ2 で高周波フィルタを構成してコ
ンバータ４で発生する高周波ノイズが交流電源１側に出
るのを抑制する。コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の容量は図７の
チョッパ用コンデンサ３６，３７に比べ充分に小さいも
のでよい。コンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，トランジスタＱ1 ，
Ｑ2 ，トランスＴ等で高周波インバータを構成する。Ｑ
1 ，Ｑ2 はバイポーラ・トランジスタを例にとって示し
たが、ＭＯＳ・ＦＥＴやＩＧＢＴ等の半導体スイッチも
使えることは言うまでもない。
【００１０】トランジスタＱ1 ，Ｑ2 を交互にオン，オ
フさせるとコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の電圧が交互にトラン
スＴの１次巻線ｎ1 にかかる。つまりトランスＴには交
流電圧が印加される。トランスＴの２次巻線ｎ2 の出力
をダイオード整流回路Ｄ2で整流し、さらにこれをリア
クタＬ2 とコンデンサＣ3 で構成した平滑フィルタで平
滑して負荷５に給電する。また、トランスＴの３次巻線
ｎ3 の出力をダイオード整流回路Ｄ3 で整流し、リアク
タＬ3 ，コンデンサＣ4 からなる平滑フィルタで平滑し
てバッテリー９を充電する。ダイオード整流回路Ｄ3 の
出力はまた、直接あるいはリアクタ（図１には示されて
いない）を介してダイオード整流回路Ｄ1 の出力に直列
に加えられる。６はインバータ回路を構成するトランジ
スタＱ1 ，Ｑ2 のオン，オフ動作を制御する制御装置で
ある。制御装置６は交流入力電流が正弦波形になるよう
に、またバッテリー９を充電する直流電圧が一定になる
ような制御信号を発生させてトランジスタＱ1 ，Ｑ2 に
与える。高周波フィルタ用のコンデンサＣ1 ，Ｃ2 は容
量が小さいので入力スイッチ２１を閉じたときの突入電
流のレベルは大きくならない。このために図７で必要と
していた突入電流抑制回路３１，３２は、本発明の場合
には必要なくなる。
フさせるとコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の電圧が交互にトラン
スＴの１次巻線ｎ1 にかかる。つまりトランスＴには交
流電圧が印加される。トランスＴの２次巻線ｎ2 の出力
をダイオード整流回路Ｄ2で整流し、さらにこれをリア
クタＬ2 とコンデンサＣ3 で構成した平滑フィルタで平
滑して負荷５に給電する。また、トランスＴの３次巻線
ｎ3 の出力をダイオード整流回路Ｄ3 で整流し、リアク
タＬ3 ，コンデンサＣ4 からなる平滑フィルタで平滑し
てバッテリー９を充電する。ダイオード整流回路Ｄ3 の
出力はまた、直接あるいはリアクタ（図１には示されて
いない）を介してダイオード整流回路Ｄ1 の出力に直列
に加えられる。６はインバータ回路を構成するトランジ
スタＱ1 ，Ｑ2 のオン，オフ動作を制御する制御装置で
ある。制御装置６は交流入力電流が正弦波形になるよう
に、またバッテリー９を充電する直流電圧が一定になる
ような制御信号を発生させてトランジスタＱ1 ，Ｑ2 に
与える。高周波フィルタ用のコンデンサＣ1 ，Ｃ2 は容
量が小さいので入力スイッチ２１を閉じたときの突入電
流のレベルは大きくならない。このために図７で必要と
していた突入電流抑制回路３１，３２は、本発明の場合
には必要なくなる。
【００１１】トランスＴの３次巻線ｎ3 の出力をダイオ
ード整流回路Ｄ1 の出力に重畳する目的を次に説明す
る。図２（Ａ）は重畳する電圧がゼロの場合、即ちトラ
ンスＴの３次巻線ｎ3 の出力を使わない場合である。交
流電源１の電圧は正弦波ｅである。これを整流したダイ
オード整流回路Ｄ1 の出力電圧波形はｅ′となる。トラ
ンスＴの巻線ｎ1 ，ｎ2 の巻線数比は一定であるため電
圧ｅ′のレベルが低すぎるとインバータの出力電圧が不
足してダイオード整流回路Ｄ2 を介した出力はなくな
る。即ち、電流ｉ′がゼロレベルにとどまる期間を生じ
る。従って、交流入力電流ｉは間欠的な電流波形となり
高調波電流成分を含むことになり、結果として入力力率
を低下させてしまう。
ード整流回路Ｄ1 の出力に重畳する目的を次に説明す
る。図２（Ａ）は重畳する電圧がゼロの場合、即ちトラ
ンスＴの３次巻線ｎ3 の出力を使わない場合である。交
流電源１の電圧は正弦波ｅである。これを整流したダイ
オード整流回路Ｄ1 の出力電圧波形はｅ′となる。トラ
ンスＴの巻線ｎ1 ，ｎ2 の巻線数比は一定であるため電
圧ｅ′のレベルが低すぎるとインバータの出力電圧が不
足してダイオード整流回路Ｄ2 を介した出力はなくな
る。即ち、電流ｉ′がゼロレベルにとどまる期間を生じ
る。従って、交流入力電流ｉは間欠的な電流波形となり
高調波電流成分を含むことになり、結果として入力力率
を低下させてしまう。
【００１２】交流電圧ｅを全波整流した直流電圧に電圧
ＶT を重畳させ、この合成直流電圧をｅ″とする。この
ｅ″の最小電圧値ＶT は、交流入力電流ｉを連続波形
（図２のＡのｉはゼロレベルの期間を持つ不連続波形）
にするために必要な電圧Ｖ0 （図２のＡ）より高いため
電流波形ｉ″はゼロレベルの期間を生じないで正弦波交
流電流を全波整流した波形と相似になる。従って、これ
に対応した交流入力電流ｉは正弦波形状になる。図２
（Ｂ）にこの関係を示す。重畳電圧ＶT をつくる手段と
してトランスＴの３次巻線ｎ3 の出力とダイオード整流
回路Ｄ3 を使う。交流電源１が停電したときにはバッテ
リー９の電圧ＶT でインバータはスイッチング動作して
負荷５には給電が続けられる。この期間にはスイッチＰ
を開いてバッテリー９へ充電電流が流れるのを阻止す
る。この場合、図７のスイッチ１０は必要としない。ま
たバッテリーは放電するに従ってその電圧は低下してく
るがＤＣ−ＤＣコンバータの電圧制御機能によって負荷
５に出力される直流電圧は一定値に保たれるので電圧精
度は格段によくなる。また、バッテリー９の電圧は負荷
５を必要とする電圧レベルには制約されずに、コスト，
容量等を考慮して選択できる。停電した時に負荷５への
給電を停止してもよい場合には、バッテリー９は必要と
しない。バッテリー９が無い場合には制御装置６はダイ
オード整流回路Ｄ2 からの出力電圧をセンシングして負
荷５への給電電圧を一定に制御すると給電電圧の精度が
高くなる。
ＶT を重畳させ、この合成直流電圧をｅ″とする。この
ｅ″の最小電圧値ＶT は、交流入力電流ｉを連続波形
（図２のＡのｉはゼロレベルの期間を持つ不連続波形）
にするために必要な電圧Ｖ0 （図２のＡ）より高いため
電流波形ｉ″はゼロレベルの期間を生じないで正弦波交
流電流を全波整流した波形と相似になる。従って、これ
に対応した交流入力電流ｉは正弦波形状になる。図２
（Ｂ）にこの関係を示す。重畳電圧ＶT をつくる手段と
してトランスＴの３次巻線ｎ3 の出力とダイオード整流
回路Ｄ3 を使う。交流電源１が停電したときにはバッテ
リー９の電圧ＶT でインバータはスイッチング動作して
負荷５には給電が続けられる。この期間にはスイッチＰ
を開いてバッテリー９へ充電電流が流れるのを阻止す
る。この場合、図７のスイッチ１０は必要としない。ま
たバッテリーは放電するに従ってその電圧は低下してく
るがＤＣ−ＤＣコンバータの電圧制御機能によって負荷
５に出力される直流電圧は一定値に保たれるので電圧精
度は格段によくなる。また、バッテリー９の電圧は負荷
５を必要とする電圧レベルには制約されずに、コスト，
容量等を考慮して選択できる。停電した時に負荷５への
給電を停止してもよい場合には、バッテリー９は必要と
しない。バッテリー９が無い場合には制御装置６はダイ
オード整流回路Ｄ2 からの出力電圧をセンシングして負
荷５への給電電圧を一定に制御すると給電電圧の精度が
高くなる。
【００１３】図３は本発明の第２の実施例を示す。図１
の実施例におけるトランジスタＱ1 ，Ｑ2 およびトラン
スＴで構成した高周波インバータを図２ではトランジス
タＱ3 とリアクタＴＬで構成した１石バックブースト・
チョッパに置き換えてある。これに伴い、図１における
リアクタＬ2 ，Ｌ3 が必要なくなり構成はより簡素にな
る。次に動作を説明する。コンデンサＣ1 には図示の極
性の電圧がある。この電圧のレベルは交流電源１の電圧
を整流した瞬時値とコンデンサＣ4 の電圧との和に近い
値である。この状態で制御装置６からの信号でトランジ
スタＱ3 をスイッチオンさせるとコンデンサＣ1 の電圧
がリアクタＴＬの巻線ｎ1 にかかり、電流が流れる。ト
ランス作用で巻線ｎ2 ，ｎ3 にも図示の極性で電圧を誘
起するが、それぞれダイオードＤ2 ，Ｄ3 の作用で電流
は流れない。巻線ｎ1に電流が流れることによってリア
クタＴＬに電磁エネルギーが蓄積される。トランジスタ
Ｑ3 をオフさせるとリアクタＴＬの各巻線に生じる電圧
の極性は図示とは逆になり、従ってダイオードＤ2 ，Ｄ
3 が通電してリアクタＴＬに蓄えられた電磁エネルギー
は巻線ｎ2 ，ｎ3 からそれぞれ放出される。トランジス
タＱ3 のオン時間とオフ時間の比率を変えて出力電圧を
制御する。
の実施例におけるトランジスタＱ1 ，Ｑ2 およびトラン
スＴで構成した高周波インバータを図２ではトランジス
タＱ3 とリアクタＴＬで構成した１石バックブースト・
チョッパに置き換えてある。これに伴い、図１における
リアクタＬ2 ，Ｌ3 が必要なくなり構成はより簡素にな
る。次に動作を説明する。コンデンサＣ1 には図示の極
性の電圧がある。この電圧のレベルは交流電源１の電圧
を整流した瞬時値とコンデンサＣ4 の電圧との和に近い
値である。この状態で制御装置６からの信号でトランジ
スタＱ3 をスイッチオンさせるとコンデンサＣ1 の電圧
がリアクタＴＬの巻線ｎ1 にかかり、電流が流れる。ト
ランス作用で巻線ｎ2 ，ｎ3 にも図示の極性で電圧を誘
起するが、それぞれダイオードＤ2 ，Ｄ3 の作用で電流
は流れない。巻線ｎ1に電流が流れることによってリア
クタＴＬに電磁エネルギーが蓄積される。トランジスタ
Ｑ3 をオフさせるとリアクタＴＬの各巻線に生じる電圧
の極性は図示とは逆になり、従ってダイオードＤ2 ，Ｄ
3 が通電してリアクタＴＬに蓄えられた電磁エネルギー
は巻線ｎ2 ，ｎ3 からそれぞれ放出される。トランジス
タＱ3 のオン時間とオフ時間の比率を変えて出力電圧を
制御する。
【００１４】ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成は公知の
ものが数多くあり、これらを本発明にアレンジすること
ができる。図１のＤＣ−ＤＣコンバータ部を構成してい
るのはいわゆるハーフブリッジ・インバータを主にした
コンバータであるがこれを図４（Ａ）のようにフルブリ
ッジ・インバータに置き換えられる。図１の回路に比べ
て変換可能な電力容量は大きくなる。（Ｂ），（Ｃ）は
容量が小さい場合に適したホワードコンバータの適用例
である。（Ｂ）は一石ホワードコンバータでＸ11，Ｘ12
間の電圧レベルが低い場合に適している。（Ｃ）は二石
ホワードコンバータで電圧レベルが高い場合に適してい
る。同様に図３のチョッパ部も他の回路で置換が可能で
ある。図５は入力電圧が高い場合に適した二石バックブ
ーストチョッパである。
ものが数多くあり、これらを本発明にアレンジすること
ができる。図１のＤＣ−ＤＣコンバータ部を構成してい
るのはいわゆるハーフブリッジ・インバータを主にした
コンバータであるがこれを図４（Ａ）のようにフルブリ
ッジ・インバータに置き換えられる。図１の回路に比べ
て変換可能な電力容量は大きくなる。（Ｂ），（Ｃ）は
容量が小さい場合に適したホワードコンバータの適用例
である。（Ｂ）は一石ホワードコンバータでＸ11，Ｘ12
間の電圧レベルが低い場合に適している。（Ｃ）は二石
ホワードコンバータで電圧レベルが高い場合に適してい
る。同様に図３のチョッパ部も他の回路で置換が可能で
ある。図５は入力電圧が高い場合に適した二石バックブ
ーストチョッパである。
【００１５】図６は本発明に適用する制御装置の構成例
である。図６（Ａ）は制御装置６のブロック構成で、
（Ｂ）は動作を説明するための図で各部の信号波形を示
す。入力αには定電圧制御すべきポイントの直流電圧を
入力する。例えばバッテリー９の電圧を入力する。誤差
増幅回路１は直流基準電圧源の電圧とαの電圧とを比較
してその誤差に対応した信号を出力する。正弦波全波整
流波形発生器は交流電源１の電圧に同期した正弦波の整
流波形を作り出す。これは交流電源１の電圧を整流した
ものでもよい。乗算器の出力には振幅が誤差増幅器１の
出力によって決められた正弦波全波整流波形が得られ
る。入力端子βには交流入力電流を全波整流した電流信
号を入力する。この電流は交流入力電流を整流して得て
もよいし、リアクタＬ1 の電流をセンシングして使って
もよい。あるいは、スイッチＰを流れる電流をセンシン
グして使ってもよい。誤差増幅器２は乗算器の出力を基
準として端子βの入力信号を比較して信号ａを出力す
る。三角波発生器は高周波の三角波信号ｂを発生させ
る。コンパレータは信号ａとｂとを比較して信号ａが信
号ｂよりレベルが高い期間に信号ｄを出力する。フリッ
プフロップＦＦは信号ｂのピークで反転動作をして２つ
の信号ｆ1 ，ｆ2 を発生させる。アンド回路ＡＮＤ１は
信号ｄと信号ｆ1 を入力して信号ｇ1 を出力する。また
アンド回路ＡＮＤ２は信号ｄと信号ｆ2 を入力して信号
ｇ2 を出力する。商用電源が停電したときにはスイッチ
Ｓを誤差増幅器１の出力側に切り換える。これによって
バッテリーからの給電時にはＤＣ−ＤＣコンバータの入
力電流波形を正弦波形の一部とするのではなく脈動の少
ない電流波形とする。図１のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 に
はこの信号ｇ1 ，ｇ2 をそれぞれ与える。図３のトラン
ジスタＱ3 には信号ｄを与える。
である。図６（Ａ）は制御装置６のブロック構成で、
（Ｂ）は動作を説明するための図で各部の信号波形を示
す。入力αには定電圧制御すべきポイントの直流電圧を
入力する。例えばバッテリー９の電圧を入力する。誤差
増幅回路１は直流基準電圧源の電圧とαの電圧とを比較
してその誤差に対応した信号を出力する。正弦波全波整
流波形発生器は交流電源１の電圧に同期した正弦波の整
流波形を作り出す。これは交流電源１の電圧を整流した
ものでもよい。乗算器の出力には振幅が誤差増幅器１の
出力によって決められた正弦波全波整流波形が得られ
る。入力端子βには交流入力電流を全波整流した電流信
号を入力する。この電流は交流入力電流を整流して得て
もよいし、リアクタＬ1 の電流をセンシングして使って
もよい。あるいは、スイッチＰを流れる電流をセンシン
グして使ってもよい。誤差増幅器２は乗算器の出力を基
準として端子βの入力信号を比較して信号ａを出力す
る。三角波発生器は高周波の三角波信号ｂを発生させ
る。コンパレータは信号ａとｂとを比較して信号ａが信
号ｂよりレベルが高い期間に信号ｄを出力する。フリッ
プフロップＦＦは信号ｂのピークで反転動作をして２つ
の信号ｆ1 ，ｆ2 を発生させる。アンド回路ＡＮＤ１は
信号ｄと信号ｆ1 を入力して信号ｇ1 を出力する。また
アンド回路ＡＮＤ２は信号ｄと信号ｆ2 を入力して信号
ｇ2 を出力する。商用電源が停電したときにはスイッチ
Ｓを誤差増幅器１の出力側に切り換える。これによって
バッテリーからの給電時にはＤＣ−ＤＣコンバータの入
力電流波形を正弦波形の一部とするのではなく脈動の少
ない電流波形とする。図１のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 に
はこの信号ｇ1 ，ｇ2 をそれぞれ与える。図３のトラン
ジスタＱ3 には信号ｄを与える。
【００１６】
【発明の効果】本発明によれば、交流入力電流波形を正
弦波化する機能、定電圧の直流電圧に変換する機能、出
力の直流電圧を入力から絶縁する機能、バッテリーを充
電する機能等を一つのＤＣ−ＤＣコンバータを使って実
現しているので装置の構成が簡素化される。このために
装置の信頼性は高くなり、コストも低くなり、また小形
・軽量化される。交流電源の停電時にはバッテリーの電
圧を定電圧に制御して給電することから負荷に給電する
電圧の精度は高くなる。バッテリーの電圧を負荷の電圧
とは独立して選択できるので、設計の自由度が増し、コ
スト低下、装置の小形化等に効果がある。本発明で構成
した直流電源を整流電源装置に適用するとその効果は大
きい。またインバータと共にＵＰＳ（交流無停電電源）
を構成しても効果は大きい。入力側のバッテリーを除い
て、バッテリーを負荷とするバッテリー充電器としても
効果は大きい。
弦波化する機能、定電圧の直流電圧に変換する機能、出
力の直流電圧を入力から絶縁する機能、バッテリーを充
電する機能等を一つのＤＣ−ＤＣコンバータを使って実
現しているので装置の構成が簡素化される。このために
装置の信頼性は高くなり、コストも低くなり、また小形
・軽量化される。交流電源の停電時にはバッテリーの電
圧を定電圧に制御して給電することから負荷に給電する
電圧の精度は高くなる。バッテリーの電圧を負荷の電圧
とは独立して選択できるので、設計の自由度が増し、コ
スト低下、装置の小形化等に効果がある。本発明で構成
した直流電源を整流電源装置に適用するとその効果は大
きい。またインバータと共にＵＰＳ（交流無停電電源）
を構成しても効果は大きい。入力側のバッテリーを除い
て、バッテリーを負荷とするバッテリー充電器としても
効果は大きい。
【図１】本発明の整流電源装置の第１の実施例を示す。
【図２】（Ａ），（Ｂ）は本発明の作用を説明するため
の各部の波形を示す。
の各部の波形を示す。
【図３】本発明装置の第２の実施例を示す。
【図４】（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は本発明の実施態様を
示す。
示す。
【図５】本発明の他の実施態様を示す。
【図６】（Ａ）は本発明に用いられる制御装置を示し、
（Ｂ）は説明のための各部の波形を示す。
（Ｂ）は説明のための各部の波形を示す。
【図７】従来の整流電源装置を示す。
１ 交流電源 ２ 整流回路 ３ チョッパ ４ ＤＣ−ＤＣコンバータ ５ 負荷 ６ 制御装置 ７ 制御装置 ８ 充電器 ９ バッテリー １０ サイリスタスイッチ ２１ 入力スイッチ ３１ 電磁スイッチ ３２ 抵抗 ３３ リアクタ ３４ トランジスタ ３５ ダイオード ３６ コンデンサ ３７ コンデンサ
フロントページの続き (72)発明者 坂場 浩 東京都豊島区北大塚一丁目十五番一号 山洋電気株式会社内 (56)参考文献 実開 平２−97892（ＪＰ，Ｕ)
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電源の出力を整流して直流電圧Ａと
し、前記電圧をリアクタを有する平滑フィルタを備えた
ＤＣ−ＤＣコンバータによって、前記直流電圧Ａとは絶
縁された直流電圧Ｂに変換して出力する整流電源装置に
おいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータから直流電圧Ｃを得
て、この直流電圧Ｃを前記直流電圧Ａに重畳させて前記
ＤＣ−ＤＣコンバータの入力とし、 かつ前記直流電圧Ｃの値は交流電源からの入力電流の波
形が正弦波となるように定められていることを特徴とす
る整流電源装置。 - 【請求項２】 ＤＣ−ＤＣコンバータは直流電圧Ｃを一
定に制御し、この直流電圧Ｃでバッテリを充電すること
を特徴とする請求項１記載の整流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3202388A JP2612220B2 (ja) | 1991-07-17 | 1991-07-17 | 整流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3202388A JP2612220B2 (ja) | 1991-07-17 | 1991-07-17 | 整流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0530680A JPH0530680A (ja) | 1993-02-05 |
| JP2612220B2 true JP2612220B2 (ja) | 1997-05-21 |
Family
ID=16456670
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3202388A Expired - Lifetime JP2612220B2 (ja) | 1991-07-17 | 1991-07-17 | 整流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2612220B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2850742B2 (ja) * | 1994-01-28 | 1999-01-27 | 株式会社日本プロテクター | 充電器 |
| JPH09175492A (ja) * | 1995-12-26 | 1997-07-08 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | モーターボート用姿勢制御装置 |
| KR20150091419A (ko) * | 2008-03-25 | 2015-08-10 | 델타 일렉트로닉스, 인크. | 부하 조건의 영역에 있어서 효율적으로 작동하는 전력 변환기 시스템 |
| CN103378783A (zh) * | 2012-04-16 | 2013-10-30 | 台达电子企业管理（上海）有限公司 | 一种励磁控制电路、控制方法及其电励磁风电系统 |
| JP6257925B2 (ja) * | 2013-05-28 | 2018-01-10 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH083197Y2 (ja) * | 1989-01-18 | 1996-01-29 | 池田電機株式会社 | 直流電源回路 |
-
1991
- 1991-07-17 JP JP3202388A patent/JP2612220B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0530680A (ja) | 1993-02-05 |
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