JP2587809B2

JP2587809B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2587809B2
Application number: JP60113710A
Authority: JP
Inventors: 広司西村; 務塩見
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1985-05-27
Filing date: 1985-05-27
Publication date: 1997-03-05
Anticipated expiration: 2012-03-05
Also published as: JPS61271790A

Description

【発明の詳細な説明】［技術分野］本発明は高圧放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関
するものである。

［背景技術］一般の放電灯点灯装置にあってはチョークコイル、ト
ランス、コンデンサ等の単独或いは組み合わせであるの
で、寸法、重量共に大きく、蛍光灯の場合に於いてはス
イッチングトランジスタ等を使用した高周波点灯装置の
実用化により点灯装置の小型、軽量化が達成されてい
る。

ところで高圧放電灯の高周波点灯時には所謂音響的共
鳴に起因するアークの不安定（ゆらぎ、立ち消え、発光
管破壊等）が存在することが従来知られており（たとえ
ば、Journal of Applied Physics 49（５） May 1978 p
2680〜p2683）、その防止策についても矩形波点灯や、
周波数の限定等の各種方法が提案されている（たとえ
ば、I.E.S TRNSACION Dec.1969“Initial Characterist
ice of High Intensity Discharge Lamps on High Freq
uency Power"）。

また提案されている防止策の内、たとえば特公昭57−
32880号公報などには「高い周波数のチョッパ速度を自
動的に掃引して音響的な共振の問題を軽くする」方法、
即ち周波数変調の考え方もある。

高圧放電灯の高周波点灯時に発生する上記アークの不
安定の形成メカニズムは下記の如きものと考えられる。
つまり、尚ここで、「特別の周波数」とは所謂音響的共鳴周波
数であって、アークのディメンジョン（現実的には発光
管形状）と、発光管内の音速で決まるものであり、上記
音速はガスの平均分子量とイオン温度が決まれば決まる
ので、それらの値さえ判れば比較的簡単に求めることが
できる。又「限度以上の圧力振幅によるアークの不安定
さ」が、どの音響的共鳴周波数で起こるのかについては
非線形の領域の問題であって、単純にその答えを求める
訳には行かない。

ところで前記音響的共鳴によるアーク不安定さを避け
る一手段として提案されている高周波を自動的に掃引す
る周波数変調の場合次のような解決すべき課題が次のよ
うにある。

つまり特公昭57−32880号公報に示されたポイントは
交流電源を全波整流後、高周波点灯装置にて放電灯を点
灯する装置において、再点弧特性を良好にする為上記全
波整流電圧波形の谷部のみ平滑する手段に対する工夫で
あって、音響的共鳴によるアークの不安定さの解消につ
いては周波数を自動的に掃引するという考え方しか述べ
られていない。ところが音響的共鳴によるアークの不安
定さの解消のためには特公昭57−32880号公報に述べら
れているように周波数を自動的に掃引するという条件だ
けでは不充分であることはたとえば昭和59年度照明学会
全国大会講演論文集 No43を見るまでもなく周知であ
る。

一方特開昭56−48095号公報においては上記変調周波
数の中に安定点灯可能な周波数を含むという点が強調さ
れている。

しかしながら、高圧放電灯はたとえば始動から定常点
灯に至る過程においてアークの状態が時々刻々変わって
おり、所謂音響的共鳴周波数も時々刻々変わっている
が、特開昭56−48095号公報ではこのような出力の状態
に対しての補償の考えが無いものであると考えるのが妥
当である。即ち定常点灯時には安定な点灯ができるよう
に周波数変調を設定したとしても、定管電圧制御等の出
力制御の幅までカバーしきれない。

一般に上述の如き周波数変調機能を有する高周波点灯
装置において、音響的共鳴によるアークの不安定さを回
避しつつ、出力の制御を行う場合、第５図に示すように
出力電圧の振幅を制御する手段が考えられる。この第５
図回路では交流電源V₁を全波整流器DB₁により全波整流
し、この整流出力を所謂スイッチングレギュレータによ
り安定化して該安定化直流を変調高周波発生回路A₂に与
えるように成っている。スイッチングレギュレータは制
御部A₁によりスイッチングが制御されるスイッチングト
ランジスタQ₁とチョークコイルL₁と平滑コンデンサC₁、
ダイオードD₁から構成された周知の回路である。

変調高周波発生回路A₁は上記スイッチングレギュレー
タを直流電源として、直流を高周波に変換し、高周波に
対して限流要素を構成するチュークコイルL₂を介して高
周波出力を高圧放電灯DLに印加する。この高圧放電灯DL
の両端には該高圧放電灯DLの管電圧の状態を検出する管
電圧検出部A₃が接続されている。ここで高圧放電灯DLと
して所謂高演色型高圧ナトリウム灯を想定すると、その
色温度を一定にしておく必要がある。このため第５図回
路は該管電圧の状態を管電圧検出部A₃にて検出し、制御
部A₁に帰還させることにより、スイッチングトランジス
タQ₁のオンオフデューティを変化させ、平滑コンデンサ
C₁の電圧、即ち変調高周波発生回路A₂への入力電圧を負
帰還的に変化させようとするものである。

しかしながらこの回路のような方法では大きなチュー
クコイルL₁が必要で、装置が大型化し、又スイッチング
トランジスタQ₁の制御が複雑になる等の難点があった。

又上述の方法以外のその他の方法としては変調高周波
発生回路A₂出力の変調周波数自身を可変にし、限流要素
のインピーダンスを変化させることも考えられる。この
方法を用いたのが第６図回路であり、この回路では交流
電源V₁を全波整流器DB₁で整流し、平滑コンデンサC₁で
平滑した直流を変調高周波発生回路A₂に与えるようにな
っている。また変調高周波発生回路A₂はコンデンサC₂,C
₃と、還流ダイオードD₁,D₂と、トランジスタQ₁,Q₂と、
該トランジスタQ₁,Q₂を交互にオンオフを変調しながら
交互に行わせる為の制御部A₄から構成され、管電圧検出
部A₃によって検出した管電圧が高い場合にはQ₂,Q₃の変
調されたスイッチング周期を相対的に早く、低い場合に
は相対的に遅くするように設定することにより、管電圧
検出部A₃によって検出した管電圧が低い場合にはチョー
クコイルL₂のインピーダンスが低くなって管電流を増加
させる方向に作用するので、結果において略定管電圧化
が達成できるものである。しかしながら、この場合点灯
周波数の変調領域そのものが変化してしまうので、前述
の如く音響的共鳴によるアークの不安定さの回避そのも
のが困難になってしまうという問題があった。

［発明の目的］本発明は上述の問題点に鑑みて為されたもので、その
目的とするところは高周波を自動的に掃引する周波数変
調の範疇に入る放電灯点灯装置において、出力電圧の振
幅制御のための付属回路を追加することなく、音響的共
鳴によるアークの不安定さを回避しながら出力制御が可
能な放電灯点灯装置を提供するにある。

［発明の開示］本発明は直流を高周波に変換する高周波発生手段を直
流電源に接続し、該高周波発生手段の高周波出力をイン
ダクタンス要素やキャパシタンス要素等の限流要素を介
して高圧放電灯に接続して主回路を構成する放電灯点灯
装置において、音響的共鳴によるアークの不安定を生じ
ない周波数の高周波出力を発生させる期間と上記高圧放
電灯の出力制御用の別の周波数を発生する期間を両期間
が所定サイクルで交互に現れるように形成された高周波
発生手段を備え、高周波発生手段には、出力制御用の別
の周波数発生期間の出力調整を行う手段を設けものであ
る。

しかして本発明では、音響的共鳴によるアークの不安
定を生じない周波数の高周波出力を発生させる期間の存
在により、安定に点灯させることができるもので、高周
波発生手段に設けた出力調整の手段により出力制御用の
別の周波数発生期間で出力調整を行う際に、点灯全期間
において出力調整を行う場合のように周波数が変わって
しまってアークが不安定になる恐れが無く、安心して出
力調整が行えるのである。

以下本発明を実施例により説明する。

実施例第１図は実施例の回路構成を示している。該実施例は
交流電源V₁を全波整流器DB₁にて整流し該整流出力を平
滑コンデンサC₁で平滑して直流を得ており、該全波整流
器DB₁と平滑コンデンサC₁とで直流電源を構成する。高
周波発生手段は上記第６図回路と同様な変調高周波発生
回路A₂を用いており、上述の直流電源に出力用のトラン
ジスタQ₂とQ₃との直列回路を接続するとともに、コンデ
ンサC₂とC₃との直列回路を接続し、トランジスタQ₂とQ₃
との接続点と、コンデンサC₂とC₃との接続点との間に限
流用のインダクタンス素子L₂を介して高圧放電灯DLを接
続してある。各トランジスタQ₂,Q₃は制御部A₄の出力で
駆動されるものである。又各トランジスタQ₂,Q₃にはダ
イオードD₂,D₃を並列に接続してある。制御部A₄は各ト
ランジスタQ₂,Q₃のベース・エミッタを夫々に対応して
設けてある出力トランスTf₂,Tf₃の２次側巻線に夫々抵
抗R₁₈とR₁₉の直列回路，抵抗R₂₀とR₂₁の直列回路を夫々
接続して、各抵抗R₁₉,R₂₁の両端を夫々に対応するトラ
ンジスタQ₂,Q₃のベース・エミッタ間に接続し、各抵抗R
₁₉,R₂₁の両端に発生する電圧で各トランジスタQ₂,Q₃を
駆動する。尚各抵抗R₁₈,R₂₀には還流用のダイオードD₈,
D₉を並列に接続してある。各出力トランスTf₂,Tf₃は１
次側巻線に中間タップを設けるとともに、１次側巻線の
両端間に夫々トランジスタQ₄,Q₅とダイオードD₆,D₇との
直列回路を接続してあり、各トランジスタQ₄,Q₅のエミ
ッタと、各中間タップとの間には直流電圧が印加され
る。該直流電圧は交流電源V₁をトランスTf₁で降圧した
後全波整流器DB₂で全波整流し、更に逆流防止用のダイ
オードD₄を介して平滑コンデンサC₄で平滑して得られた
ので、後述のスイッチングレギュレータ用コントロール
回路IC₁（例えば、シャープ株式会社製 IC素子、IR3M0
2）及び管電圧検出部A₃の検出信号を弁別する回路の電
源をも構成する。コントロール回路IC₁は２つの出力端
，を備えており、これら出力端，からは交互に
上記トランジスタQ₂,Q₃をオン、オフさせる出力電圧を
発生する。一方出力端，からの出力周波数を決定す
るものはトランジスタQ₆がオフする場合、端子に接続
した抵抗R₉及び端子に接続したコンデンサC₅であり、
トランジスタQ₆が能動領域の場合は抵抗R₉と、並列接続
の関係になるトランジスタQ₆に直列接続した抵抗R₁₀と
上記トランジスタQ₆の状態に対応する等価抵抗との合成
抵抗と、コンデンサC₅によって決まる。出力端，は
夫々抵抗R₅,R₆を介して上記直流電源のプラスラインに
接続するとともに、夫々に対応して設けてあるノアゲー
トIC₂,IC₃の入力端に接続する。各ノアゲートIC₂、IC₃
は残りの入力端を直流電源のマイナスラインに接続した
もので、出力端は抵抗R₁₆,R₁₇を介して対応するトラン
ジスタQ₄,Q₅のベースに接続してある。管電圧検出部A₄
は高圧放電灯DLの両端に１次側巻線を接続した電圧検出
用トランスTf₄と、該トランスTf₄の２次出力を全波整流
する全波整流器DB₃と、該全波整流器DB₃の整流出力を平
滑する平滑コンデンサC₆と、抵抗R₂₂,R₂₃から構成さ
れ、高圧放電灯DLの両端電圧に対応する電圧を出力する
ようになっており、その出力は制御部A₄のオペアンプIC
₄の非反転入力端に入力する。オペアンプIC₄の上記直流
電源の電圧を抵抗R₁₅とR₁₄とで分圧した電圧を反転入力
端に接続したもので、その出力端は抵抗R₁₂、ダイオー
ドD₅、抵抗R₁₁を介して上記トランジスタQ₆のベースに
接続してある。トランジスタQ₆はベースエミッタの間に
上記ダイオードD₅、抵抗R₁₁を介してトランジスタQ₇を
接続しており、トランジスタQ₇はベースをコントロール
回路IC₁の端子に抵抗R₇を介して接続してある。

尚図中抵抗R₄はコントロール回路IC₁の端子と上記
直流電源のプラスラインに接続する抵抗であり、抵抗R₄
と抵抗R₈は上記直流電源電圧を分圧して端子に印加す
るための抵抗である。

次に本実施例の放電灯点灯装置の動作を第２図、第３
図の波形図に基づいて説明する。

まず第２図は比較的長い期間（交流電源V₁の１サイク
ル程度）におけるコントロール回路IC₁の動作状態を示
しており、全波整流器DB₂にて得られた脈流電圧が抵抗R
₁と抵抗R₂とで分圧され、第２図（ａ）に示すようにV₁₆
として端子に入力される。この電圧V₁₆は比較用電圧V
₁₅と比較され、比較用電圧V₁₅を電圧V₁₆が越える区間で
は端子には第２図（ｂ）に示す電圧V₃が発生する。こ
の電圧V₃は抵抗R₇を介してトランジスタQ₇のベースに印
加される。第２図（ｃ）はトランジスタQ₇のコレクタ・
エミッタ間の電圧V_Q7を示しており、この図で示してい
るようにトランジスタQ₇は上記電圧V₃が発生している期
間T₁では導通して、電圧_Q7が略０となり、電圧V₃が導通
していない期間T₂ではトランジスタQ₇は非導通状態にあ
り、オペアンプIC₄の出力が支配となる。従って、コン
トロール回路IC₁の端子の出力が“L"のときの電圧V_Q7
は管電圧検出部A₃の出力、つまり管電圧に比例した電圧
となるので、第２図（ｃ）に示した実線は管電圧が低い
場合を、破線は高い場合を夫々示している。ここで電圧
V_Q7の夫々の場合のトランジスタQ₂,Q₃のスイッチング周
波数ｆについて見ると、電圧V_Q7＝0Vのとき、トランジ
スタQ₆は開の状態であって、スイッチング周波数ｆは抵
抗R₉とコンデンサC₅とで決まり、電圧V_Q7がある電圧を
持った場合、トランジスタQ₆は能動領域の動作となり、
スイッチング周波数ｆは該領域のトランジスタQ₆のコレ
クタ・エミッタ間の等価抵抗値及び抵抗R₁₀,R₉の合成抵
抗と、コンデンサC₅とで決まる。管電圧が高い場合はト
ランジスタQ₆の上記等価抵抗値が低く、管電圧が低い場
合はトランジスタQ₆の等価抵抗値は高いので、管電圧が
高い場合にはスイッチング周波数ｆは高く、管電圧が低
い場合にはスイッチイング周波数ｆは低くなる。

第３図は上記状態を示しており、同図（ａ）は第２図
（ｃ）を時間的に拡大したもので、電圧V_Q7が略０のと
きは、端子の電圧V₅は第３図（ｂ）に示すように低い
周波数の鋸歯状波形となり、また電圧V_Q7が管電圧に応
じて発生する時において、管電圧が低い場合は実線イで
示すように周波数が低い周波数の鋸歯状波形となり、管
電圧が高い場合は破線ロで示すように周波数が高い周波
数の鋸歯状波形となる。従ってコントロール回路IC₁の
出力端子（又は）から発生してノアゲートIC₂又はI
C₃と、抵抗R₁₆又はR₁₇とを介してトランジスタQ₄又はQ₅
を駆動する信号は周波数が低い場合には第３図（ｃ）に
示すようになり、周波数が高い場合には第３図（ｄ）の
ようになる。

ここで高圧放電灯DLとして高圧ナトリウム灯を用いて
いるとし、今何等かの原因で管電圧が上昇しょうとした
場合、第２図（ｃ）のT₂の期間においてスイッチング周
波数ｆが高くなり、該期間中のインダクタンス素子L₂の
インピーダンスが高くなって管電流を抑制する方向に働
き、管電圧の上昇を抑える。また逆に何等かの原因で管
電圧が下降しょうとした場合には上記と全く逆の作用で
管電圧の下降を抑えるように働くのである。また上記作
用は複数本の放電灯の管電圧ばらつきをも吸収すること
ができる。

そして上記動作において管電圧の如何に拘わらず第２
図（ｃ）のT₁の期間においてはスイッチッグ周波数ｆは
一定で、このスイッチング周波数ｆを所謂音響的共鳴に
よるアークの不安定が生じない周波数に設定しておくこ
とにより、上述の周波数変調によるアークの不安定回避
効果を第６図回路のように損なわずに、第５図回路の制
御部A₁、トランジスタQ₁、インダクタンス素子L₁、ダイ
オードD₁からなるスイッチングレギュレータの如く装置
を追加することなく所謂出力制御が可能となるという効
果を奏するものである。

尚第１図回路において高圧放電灯DLに静的に正特性な
高圧ナトリウム灯を用いて説明を加えたが、静的に負特
性な水銀灯、蛍光灯の場合においては第２図（ｃ）のT₂
期間における管電圧と電圧V_Q7の関係を逆にするのみ
で、達成できることは明らかである。

実施例２上記第１図実施例はT₁,T₂期間が一定でT₂期間におけ
るスイッチング周波数ｆを管電圧に対して可変とする例
を述べたが、T₂期間におけるスイッチング周波数ｆを略
一定にしておき、T₂期間の自身を可変とするのが本実施
例である。尚具体的回路は第１図回路におけるコントロ
ール回路IC₁の基準電圧を端子から端子に入れてい
たのを、例えば管電圧に比例する電圧を端子に入力す
るとよい。

第４図（ａ）は第２図（ａ）に対応する本実施例のコ
ントロール回路IC₁の比較用電圧V₁₅と端子の入力電圧
V₁₆を示しており、図示するように本実施例では比較用
電圧V₁₅を管電圧に対応して可変とし、管電圧が上昇す
ると同図の破線で示すように比較用電圧V₁₅を高く設定
し、逆に管電圧が下降すると比較用電圧V₁₅を実線の如
く低く設定し、第４図（ｂ）の斜線部位で示すようにト
ランジスタQ₆の動作領域の期間をT₂₁とT₂₂と変化させ
る。尚このトランジスタQ₆の動作は完全導通でも良く、
この場合期間T₂₁又はT₂₂のスイッチング周波数ｆは第１
図回路における抵抗R₉とR₁₀との合成抵抗とコンデンサC
₅によって決まる一定周波数となる。

しかしてスイッチング周波数ｆは期間T₁で低く、期間
T₂が高く設定したので、管電圧が上昇すると、高いスイ
ッチング周波数ｆである期間T₂が増え（T₂₂）、上述の
ランプ電流を減少させ、管電圧の上昇を抑え、管電圧が
下がると高いスイッチング周波数ｆである期間T₂が減少
し（T₂₁）、管電圧の下降を抑えるように作用する。

更に上述は説明を簡単にするために期間T₁,T₂に２つ
の周波数を用い期間T₂におけるスイッチング周波数ｆの
制御で出力制御することを述べてきたが、少なくとも期
間T₁にアークの不安定回避周波数を含んでおれば、全体
的に連続的な周波数変調がかかっていても同様な効果を
奏する。

また上述の回路では交流電源V₁に同期して期間T₁,T₂
を設けているが、該期間T₁,T₂は周期的でありさえすれ
ばよいものである。

更上述の回路では定管電圧化を図っていたが、定電力
化等の出力制御にも適用可能である。更に又期間T₂にお
けるスイッチング周波数ｆが期間T₁より高い場合につい
てのみ述べてきたが、逆の場合も同様である。

［発明の効果］本発明は上述のように構成し音響的共鳴によるアーク
の不安定を生じない周波数の高周波出力を発生させる期
間と上記高圧放電灯の出力制御用の別の周波数を発生す
る期間を両期間が所定サイクルで交互に現れるように形
成された高周波発生手段を備え、高周波発生手段には、
出力制御用の別の周波数発生期間の出力調整を行う手段
を設けたので、音響的共鳴によるアークの不安定を生じ
ない周波数の高周波出力を発生させる期間の存在によ
り、安定に点灯させることができるもので、高周波発生
手段に設けた出力調整の手段により出力制御用の別の周
波数発生期間で出力調整を行う際に、点灯全期間におい
て出力調整を行う場合のように周波数が変わってしまっ
てアークが不安定になる恐れが無く、安心して出力調整
が行え、そのため自動的に掃引する周波数変調の範疇に
入る放電灯点灯装置においても出力電圧の振幅制御のた
めの付属回路を追加する必要が無く、回路構成が複雑化
することなく、小型化が図れるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例１の回路図、第２図及び第３図
は同上の動作説明用の各部の波形図、第４図は本発明の
実施例２の動作説明用の各部の波形図、第５図は従来例
の回路構成図、第６図は別の従来例の回路構成図であ
り、A₂は変調高周波発生回路、A₃は管電圧検出部、A₄は
制御部、DLは高圧放電灯、L₂はインダクタンス素子、IC
₁はコントロール回路、ｆはスイッチング周波数、T₁,T₂
は期間である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭56−48095（ＪＰ，Ａ) 特開昭58−164197（ＪＰ，Ａ) 特開昭57−151199（ＪＰ，Ａ) 実開昭59−61500（ＪＰ，Ｕ)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流を高周波に変換する高周波発生手段を
直流電源に接続し、該高周波発生手段に接続し、該高周
波手段の高周波出力をインダクタンス要素やキャパシタ
ンス要素等の限流要素を介して高圧放電灯に接続して主
回路を構成する放電灯点灯装置において、音響的共鳴に
よるアークの不安定を生じない周波数の高周波出力を発
生させる期間と上記高圧放電灯の出力制御用の別の周波
数を発生する期間とが所定サイクルで交互に現れるよう
に形成された高周波発生手段を備え、高周波発生手段に
は、出力制御用の別の周波数発生期間の出力調整を行う
手段を設けたことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】出力制御用の別の周波数発生期間中の周波
数を可変することにより出力調整を行う手段を設けたこ
とを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】出力制御用の別の周波数発生期間を可変す
ることにより出力調整を行う手段を設けたことを特徴と
する請求項１記載の放電灯点灯装置。