JP2021151039A - ゲート駆動装置およびゲート駆動方法、パワー半導体モジュール、並びに電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】負側ゲートサージ電圧を抑制できるゲート駆動装置およびゲート駆動方法、パワー半導体モジュール、並びに電力変換装置を提供する。【解決手段】ゲート駆動装置は、電力変換装置におけるアームを構成する半導体装置を駆動するものであって、駆動アームがターンオフ開始する前に、対アームにおいて、半導体装置の一方の主端子と半導体装置のゲート端子との間の電圧（ＶｇｓＨ）を、ゲート負電源の負電圧（−Ｖｇｓｎ１）よりも正方向に大きく（＋α）かつ半導体装置のゲート閾値電圧（Ｖｇｓ（ｔｈ）１）よりも小さい電圧値に充電する。【選択図】図３

Description

本発明は、半導体装置を駆動するゲート駆動装置およびゲート駆動方法、並びにこれらが適用されるパワー半導体モジュールや電力変換装置に関する。

電力変換装置は電力の交流-直流変換、直流-交流変換あるいは交流電力の周波数変換や直流電力の電圧変換などの機能を備える。このような変換機能を果たすために、電力変換装置はスイッチング機能を備えたパワー半導体モジュールのオン、オフ動作により電力を変換する電力変換回路を備える。パワー半導体モジュールはゲート駆動回路によりゲート端子とソース端子(もしくはエミッタ端子)間のゲート電圧をＨｉｇｈ（正電圧）に制御することでオン状態となり、Ｌｏｗ（０Ｖもしくは負電圧）に制御することでオフ状態となる。また、ゲート駆動回路はさらに上位の制御器により制御される。

パワー半導体モジュールには、単一もしくは複数並列接続された半導体スイッチング素子（以下、「スイッチング素子」と記す）が搭載された１ｉｎ１モジュールや、スイッチング素子をモジュール内部で２直列接続し、一つのモジュールでハーフブリッジ回路を構成した２ｉｎ１モジュールなどがある。

スイッチング素子にはこれまでＳｉ(シリコン)素子が用いられてきたが、近年では電力変換回路の性能向上のために低オン抵抗性、高速スイッチング性、高温動作性などに優れたＳｉＣ(シリコンカーバイド)素子が普及してきている。

ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）の高速スイッチングに関する従来技術として、特許文献１に記載の技術が知られている。本従来技術では、ハーフブリッジ回路において、スイッチング時の誤動作や寄生発振の対策として、パワー半導体モジュール内部にアクティブミラークランプ回路を搭載してＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのゲート端子とソース端子間の配線インピーダンスを低減する。

特開２０１５−１２６３４２号公報

ハーフブリッジ回路においては、駆動アームのスイッチング素子のターンオフ時に、駆動しない方のアームである対アームのスイッチング素子の両端電圧が減少することにより、対アームの帰還容量を介してゲート電圧の放電方向に電流が流れることで、対アームに負側ゲートサージ電圧が発生する。

このような負側ゲートサージ電圧が過大になると、スイッチング素子が故障したり、特性が劣化したりする。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの場合、負側のゲート定格電圧が−４Ｖから−１５Ｖ程度であり、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴの−２０Ｖ程度と比較して小さいため、対アームのゲート電圧が負側のゲート定格電圧を超過し易く、負側ゲートサージ電圧の影響が顕著である。

これに対し、上述の従来技術では、アクティブミラークランプ回路自体の配線インピーダンスと帰還容量を介した電流とによる負側ゲートサージ電圧が発生し、スイッチング速度を高速化すると負側のゲート定格電圧を超過する可能性がある。

そこで、本発明は、負側ゲートサージ電圧を抑制できるゲート駆動装置およびゲート駆動方法、パワー半導体モジュール、並びに電力変換装置を提供する。

上記課題を解決するために、本発明によるゲート駆動装置は、電力変換装置におけるアームを構成する半導体装置を駆動するものであって、駆動アームがターンオフ開始する前に、対アームにおいて、半導体装置の一方の主端子と半導体装置のゲート端子との間の電圧を、ゲート負電源の負電圧よりも正方向に大きくかつ半導体装置のゲート閾値電圧よりも小さい電圧値に充電する。

上記課題を解決するために、本発明によるゲート駆動方法は、電力変換装置におけるアームを構成する半導体装置を駆動する方法であって、駆動アームがターンオフ開始する前に、対アームの半導体装置の一方の主端子と半導体装置のゲート端子との間の電圧を、ゲート負電源電圧よりも正方向に大きくかつ半導体装置のゲート閾値電圧よりも小さな電圧値に充電する。

上記課題を解決するために、本発明によるパワー半導体モジュールは、電力変換装置の主回路を構成する上アームおよび下アームと、上アームを駆動する第１のゲート駆動装置と、下アームを駆動する第２のゲート駆動装置と、を備えるものであって、第１および第２のゲート駆動装置は、上記本発明によるゲート駆動装置からなる。

上記課題を解決するために、本発明による電力変換装置は、一対のアームを複数有する主回路と、一対のアームの内、上アームを駆動する第１のゲート駆動装置と、一対のアームの内、下アームを駆動する第２のゲート駆動装置と、を備えるものであって、第１および第２のゲート駆動装置は、上記本発明によるゲート駆動装置からなる。

本発明によれば、負側ゲートサージ電圧を抑制できる。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

第一の実施例であるゲート駆動装置の構成を示す回路図である。 図１におけるプリチャージ制御部の信号処理動作を示すタイムチャートである。 図１におけるゲート駆動回路と上下アームとの動作状態を示すタイムチャートである。 比較例であるゲート駆動装置の構成を示す回路図である。 図４における比較例のゲート駆動回路と上下アームとの動作状態を示すタイムチャートである。 第二の実施例であるゲート駆動装置の構成を示す回路図である。 図６におけるゲート駆動回路と上下アームとの動作状態を示すタイムチャートである。 第三の実施例であるゲート駆動装置の構成を示す回路図である。 第四の実施例であるモータ駆動システムの構成図である。

以下、本発明の実施形態について、下記の実施例１〜４により、図面を用いながら説明する。各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。

本発明の第一の実施例について、図１〜３を用いて説明する。まず、図１を用いて第一の実施例の構成について説明し、次に、図２および図３を用いて第一の実施例の動作について説明する。

図１は本発明の第一の実施例であるゲート駆動装置の構成を示す回路図である。

図１に示すように、第一の実施例において、ゲート駆動される半導体装置は、いわゆる２ｉｎ１モジュール５０である。この２ｉｎ１モジュール５０においては、スイッチング素子８とダイオード９との並列接続体からなる上アームと、スイッチング素子１３とダイオード１４との並列接続体からなる下アームとが、互いに直列接続されて、ハーフブリッジ回路を構成する。なお、本実施例は、上アームと下アームとして個別の１ｉｎ１モジュールを用いる場合にも適用できる。

スイッチング素子８，１３としては、図示されているＭＯＳＦＥＴのほか、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などが適用される。また、ダイオード９，１４としては、ｐｎ接合ダイオードのほか、ＳＢＤ（Schottky Barrier Diode）などが適用される。スイッチング素子８，１３およびダイオード９，１４を構成する半導体材料は、Ｓｉでもよいし、ＳｉＣなどのワイドギャップ半導体でもよい。なお、スイッチング素子８，１３としてはＭＯＳＦＥＴが適用される場合、ダイオード９，１４としてＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード（ボディダイオード）を用いてもよい。

スイッチング素子８，１３は、それぞれドレイン端子Ｄ１，Ｄ２、ゲート端子Ｇ１，Ｇ２、ソース端子Ｓ１，Ｓ２を備えており、各端子間には帰還容量１１，１６、ドレイン−ソース端子間容量１２，１７、ゲート−ソース端子間容量１０，１５という寄生容量を有している。ドレイン端子Ｄ１は高電位端子、ソース端子Ｓ１とドレイン端子Ｄ２との接続点である出力端子ＡＣは中間電位端子、ソース端子Ｓ２は低電位端子である。なお、ソース端子Ｓ１とドレイン端子Ｄ２との接続点は、スイッチング素子８，１３の直列接続点でもある。

これらの端子（Ｄ１，Ｓ１，Ｓ２，ＡＣ，Ｇ１，Ｇ２）は外部回路（主回路、ゲート駆動装置）と接続される。なお、２ｉｎ１モジュール５０においては、ハーフブリッジ回路を格納する図示しないケース（樹脂ケースなど）内に格納されるが、端子（Ｄ１，Ｓ１，Ｓ２，ＡＣ，Ｇ１，Ｇ２）は、外部回路と接続できるように、ケース外に引き出されている。また、ソース端子Ｓ２は、主回路が接続される主端子と、ゲート駆動装置が接続される補助端子とに分かれていてもよい。

図１では、ドレイン端子Ｄ１と出力端子ＡＣとの間に誘導性負荷７が接続される、下アーム駆動のハーフブリッジ回路構成を示している。また、ドレイン端子Ｄ１とソース端子Ｓ２は配線４，５を介して平滑コンデンサ６と接続され、平滑コンデンサ６は配線２，３を介して直流電源１と接続される。平滑コンデンサ６は、直流電源１によって、直流電源電圧Ｖｃｃに充電される。このような主回路構成は、例えば、三相交流電動機を駆動する三相インバータの一相分に相当する。この場合、誘導性負荷７は、三相交流電動機の三相巻線の一相分に相当する。

ゲート端子Ｇ１，Ｇ２とソース端子Ｓ１，Ｓ２は、ゲートドライブ回路５１に接続される。ゲートドライブ回路５１によって、上アームのゲート電圧ＶｇｓＨを、ゲートドライブ回路５１の正電源電圧Ｖｇｓｐ１に充電することで上アームはオンされ、ゲートドライブ回路５１の負電源電圧Ｖｇｓｎ１に充電することで上アームはオフされる。同様に、下アームのゲート電圧ＶｇｓＬを、ゲートドライブ回路５１の正電源電圧Ｖｇｓｐ２に充電することで下アームはオンされ、負電源電圧Ｖｇｓｎ２に充電することで下アームはオフされる。

ゲートドライブ回路５１は、正電圧電源である直流電源２０，２６と負電圧電源である直流電源２１，２７とを備え、正電圧電源用の平滑コンデンサ２２，２８をそれぞれ正電源電圧Ｖｇｓｐ１，Ｖｇｓｐ２に充電し、負電圧電源用の平滑コンデンサ２３，２９をそれぞれ負電源電圧Ｖｇｓｎ１，Ｖｇｓｎ２に充電する。

ゲートドライブ回路５１において、スイッチング素子Ｑ１は、上アームのオン時にオンして、ゲート抵抗器２４を介して、上アームのゲート電圧ＶｇｓＨを正電源電圧Ｖｇｓｐ１に充電する。スイッチング素子Ｑ４は、下アームのオン時にオンして、ゲート抵抗器３０を介して、下アームのゲート電圧ＶｇｓＬを正電源電圧Ｖｇｓｐ２に充電する。また、スイッチング素子Ｑ２は、上アームのオフ時にオンして、ゲート抵抗器２５を介して、上アームのゲート電圧ＶｇｓＨを負電源電圧−Ｖｇｓｎ１に充電する。スイッチング素子Ｑ５は、下アームのオフ時にオンして、ゲート抵抗器３１を介して、下アームのゲート電圧ＶｇｓＬを負電源電圧−Ｖｇｓｎ２に充電する。

本実施例１においては、図１に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５として、接合形バイポーラトランジスタが適用されるが、これに限らず、ＭＯＳＦＥＴなどが適用されてもよい。

ゲートドライブ回路５１において、コンデンサ１８とスイッチング素子Ｑ３との直列接続回路、並びにコンデンサ１９とスイッチング素子Ｑ６との直列接続回路は、ミラークランプ回路であり、自アームがオフ状態のときのゲート端子とソース端子間のインピーダンスを低減する。これにより、帰還容量１１，１６による、それぞれゲート電圧ＶｇｓＨ，ＶｇｓＬの変動（持ち上がり）が抑制される。

例えば、駆動アームである下アームがスイッチングする際に、対アームであるオフ状態の上アーム側のミラークランプ回路のスイッチング素子Ｑ３をオンさせて、上アームにおけるゲート端子Ｇ１とソース端子Ｓ１間のインピーダンスを低減する。これにより、上アームのゲート電圧ＶｇｓＨの変動が抑制される。このとき、駆動アーム側のミラークランプ回路のスイッチング素子Ｑ６はオフ状態にする。なお、上アームが駆動アームである場合、スイッチング素子Ｑ３をオフして、スイッチング素子Ｑ６をオンすることにより、対アームである下アームのゲート電圧ＶｇｓＬの変動が抑制される。

ゲートドライブ回路５１におけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、制御回路５２からのオン・オフ制御信号により制御される。制御回路５２は、電力変換装置の制御器(図示しない)から入力するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号５３（ＳＱ１〜ＳＱ６）に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６へのオン・オフ制御信号を生成してゲートドライブ回路５１へ出力する。

上アームのオフ制御用の信号ＳＱ２は、上アームのオン制御用の信号ＳＱ１を反転した信号である。つまり、信号ＳＱ１がＨｉｇｈのとき、信号ＳＱ２はＬｏｗであり、信号ＳＱ１がＬｏｗのとき、信号ＳＱ２はＨｉｇｈである。同様に、下アームのオフ制御用の信号ＳＱ５は、下アームのオン制御用の信号ＳＱ４を反転した信号である。

上アームミラークランプ回路の制御用の信号ＳＱ３の立ち上がり（ＬｏｗからＨｉｇｈへの変化）は、下アームのオン制御用の信号ＳＱ４の立ち上がりと同期させる。これに対し、ＳＱ３の立ち下がり（ＨｉｇｈからＬｏｗへの変化）は、ＳＱ４の立ち下がりより一定時間遅らせる。なお、上アームが駆動アームである場合、下アームミラークランプ回路の制御用の信号ＳＱ６の立ち上がりは、上アームのオン制御用の信号ＳＱ１の立ち上がりと同期させ、ＳＱ６の立ち下がりはＳＱ１の立ち下がりより一定時間遅らせる。

ここで、ＳＱ３とＳＱ６の立ち下がり時の遅延時間は、スイッチング素子８，１３のターンオフスイッチング時間分もしくはそれより長い時間を設定する。これは、スイッチング素子８，１３のターンオフ期間中も、ミラークランプ回路の動作を継続させるためである。

次に、図１〜３を用いて、本実施例１において負側ゲートサージ電圧を抑制するために設けられるプリチャージ制御部５４について説明する。

図１に示すように、制御回路５２において、信号ＳＱ１〜ＳＱ６は、まずプリチャージ制御部５４に入力される。プリチャージ制御部５４の信号処理機能は上下アームで同じであるので、ここでは、上アームを例にプリチャージ制御部５４の信号処理機能について説明する。

ＳＱ１に対して、プリチャージ制御部５４は何ら処理を施さず、ＳＱ１は変化なくそのまま増幅器３２へ入力される。

ＳＱ２はＡＮＤ回路３８に入力される。ＳＱ３はＮＯＴ回路４４と比較器４１に入力される。ＮＯＴ回路４４の出力は比較器４０に入力される。比較器４０は、ＮＯＴ回路４４の出力が閾値電圧ＶｔｈＱ２３より大きければＨｉｇｈ信号を、小さければＬｏｗ信号をＡＮＤ回路３８へ出力する。ＡＮＤ回路３８は、その出力信号ＳＱ２’を、ＳＱ２と比較器４０の出力が両方ともＨｉｇｈのときはＨｉｇｈとし、それ以外のときはＬｏｗとして、増幅器３３へ出力する。

比較器４１は、その出力信号ＳＱ３’を、ＳＱ３が閾値電圧ＶｔｈＱ２３より大きければＨｉｇｈとし、小さければＬｏｗとして、増幅器３４へ出力する。

増幅器３２，３３，３４は、それぞれプリチャージ制御部５４から入力するＳＱ１，ＳＱ２’，ＳＱ３’を、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３を駆動できる大きさに増幅して出力する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３は、増幅器３２，３３，３４の出力に応じて、オン・オフ動作する。

図２は、図１におけるプリチャージ制御部５４の信号処理動作を示すタイムチャートである。なお、信号ＳＱ１，ＳＱ２’，ＳＱ３’によって、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３がオン・オフ制御されるが、信号がＨｉｇｈおよびＬｏｗに応じて、スイッチング素子はそれぞれオン状態およびオフ状態に制御される。

下アームを駆動アームとしているので、プリチャージ制御部５４は、スイッチング素子８がオフ状態である上アームにおける負側ゲートサージ電圧を低減するための一手段として機能する。そこで、図２では、下アームを駆動アーム（オフ→ターンオン→ターンオフ）とし、上アームを対アーム（オフ状態のまま）とし、ＳＱ２がＨｉｇｈであるとき（スイッチング素子８がオフ）における、上アーム制御用のＳＱ１〜ＳＱ３に対するプリチャージ制御部５４の信号処理動作を示す。

ＳＱ１は、スイッチング素子Ｑ１（図１）を含むオンゲート回路部用のＰＷＭ信号であり、ＳＱ２は、スイッチング素子Ｑ２（図１）を含むオフゲート回路部用のＰＷＭ信号である。このため、ＳＱ１およびＳＱ２のＨｉｇｈおよびＬｏｗは、相補的関係にある。したがって、図２に示すように、ＳＱ２はＨｉｇｈで一定であるから、ＳＱ１はＬｏｗで一定となる。

時刻ｔ１にＳＱ３の立ち上がりが開始し、時刻ｔ２でＳＱ３がＶｔｈＱ２３より大きくなると、比較器４１（図１）の出力ＳＱ３’がＨｉｇｈとなる。

時刻ｔ３で、ＮＯＴ回路４４（図１）の出力（ＳＱ３の反転信号）がＶｔｈＱ２３より小さくなると、比較器４０の出力（図示せず）がＬｏｗになるため、ＳＱ２と比較器４０の出力を入力するＡＮＤ回路３８（図１）の出力ＳＱ２’がＬｏｗとなる。

前述のように、ＳＱ３の立ち上がりは、ＳＱ４の立ち上がりと同期しているので、時刻ｔ１で駆動アームである下アームはターンオン開始する。このとき、時刻ｔ２で、ＳＱ３’がＨｉｇｈとなるため、Ｑ３がオンして上アームミラークランプ回路が動作する。その後、時刻ｔ３で、ＳＱ２’がＬｏｗとなるため、Ｑ２がオフする。これにより、上アームミラークランプ回路が動作している状態で、Ｑ２を含む上アーム用オフゲート回路が上アームのスイッチング素子８から電気的に一旦分離される。

その後、時刻ｔ６で駆動アームはターンオン完了する（後述する図３参照）。

さらにその後、時刻ｔ７で駆動アームはターンオフ開始する（後述する図３参照）。

時刻ｔ９にＳＱ３の立ち下がりが開始し、時刻ｔ１０でＳＱ３の反転信号がＶｔｈＱ２３より大きくなると、比較器４０の出力（図示しない）がＨｉｇｈになるため、ＡＮＤ回路の出力ＳＱ２’がＨｉｇｈとなる。

時刻ｔ１１で、ＳＱ３がＶｔｈＱ２３より小さくなると、比較器４１（図１）の出力ＳＱ３’がＬｏｗとなる。

前述のように、ＳＱ３の立ち下がりは、ＳＱ４の立ち下がりより一定時間遅らせるので、時刻ｔ７で、駆動アームである下アームはターンオフ開始し、時刻ｔ１０でターンオフ完了する（後述する図３参照）。駆動アームのターンオフ完了後の時刻ｔ１０で、ＳＱ２’がＨｉｇｈとなるため、Ｑ２がオンする。これにより、時刻ｔ２以降においてスイッチング素子８から電気的に分離されていたＱ２を含む上アーム用オフゲート回路が、再度、スイッチング素子８に接続されて動作する。時刻ｔ１１では、ＳＱ３’がＬｏｗとなるため、Ｑ３がオフして上アームミラークランプ回路が上アームのスイッチング素子８から電気的に分離されて非動作状態となる。

このように、上アームミラークランプ回路が動作中に下アームがターンオフ完了し、このとき、上アーム用のオフゲート回路が再度動作してから、上アームミラークランプ回路が動作を終了する。

時刻ｔ１において下アームがターンオンを開始すると、上アームのスイッチング素子８の帰還容量１１を介して流れるｄｖ／ｄｔ電流により上アームのゲート電圧ＶｇｓＨが持ち上がるが、時刻ｔ２で上アームミラークランプ回路が動作することにより、このようなゲート電圧の持ち上がりが抑制される。さらに、時刻ｔ３で、上アームミラークランプ回路が動作しているときに、上アームのオフゲート回路が非動作状態となるので、後述するように（図３参照）、ゲート電圧ＶｇｓＨは、負電源電圧（−Ｖｇｓｎ１）までは充電されず、−Ｖｇｓｎ１＜Ｖｇｓ＜０の範囲内に充電される。そして、このようなＶｇｓＨの充電状態で、下アームがターンオフするので、このとき上アームに発生する負側ゲートサージ電圧を抑制できる。

ここで、ＶｔｈＱ２３を、ＳＱ３のＨｉｇｈとＬｏｗの中間レベル、すなわちＨｉｇｈとＬｏｗの間の中央値Ｖｍｉｄより小さい値に設定することで、ＳＱ３の立ち上がり時はＳＱ３’をＨｉｇｈとした後にＳＱ２’をＬｏｗとし、ＳＱ３の立ち下がり時はＳＱ２’をＨｉｇｈにした後にＳＱ３’をＬｏｗとする。

このような、ＳＱ２’，ＳＱ３’のタイミングは、本実施例のように比較器を利用して設定するほか、信号の遅延により設定してもよい。この場合、例えば、ＳＱ３の立ち上がり時はＳＱ３’の立ち上がりに対してＳＱ２’の立下りに遅れ時間を設け、ＳＱ３の立ち下がり時はＳＱ２’の立ち上がりに対してＳＱ３’の立下りに遅れ時間を設ける。

図３は、図１におけるゲート駆動回路と上下アームとの動作状態を示すタイムチャートである。

図中、上から、ゲートドライブ回路５１（図１）におけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン・オフ動作状態、上アームのゲート電圧（ゲート−ソース間電圧）ＶｇｓＨ、上アームのドレイン電圧（ドレイン−ソース間電圧）ＶｄｓＨおよびドレイン電流ＩｄＨ、下アームのゲート電圧（ゲート−ソース間電圧）ＶｇｓＬ、下アームのドレイン電圧（ドレイン−ソース間電圧）ＶｄｓＬおよびドレイン電流ＩｄＬを示す。ただし、図３におけるＩｄＨは、ダイオード９に流れる電流であり、ダイオード９の順方向電流を正としている。

なお、図３に示す、期間ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆおよびｇは、それぞれ、図２中に示す、期間ａ（ｔ１以前），ｂ（ｔ１〜ｔ５），ｃ（ｔ５〜ｔ６），ｄ（ｔ６〜ｔ７），ｅ（ｔ７〜ｔ９），ｆ（ｔ９〜ｔ１０）およびｇ（ｔ１０〜ｔ１１以降）に対応する。

期間ａでは、Ｑ１はオフ状態であり、かつＱ２はオン状態である。このため、ＶｇｓＨはゲートドライブ回路の上アームの負電源電圧（−Ｖｇｓｎ１）に充電されており、上アームのスイッチング素子８はオフ状態である。また、Ｑ３はオフ状態であり、上アームのミラークランプ回路は非動作状態である。

なお、期間ａ以前においては、下アームのスイッチング素子１３のオン時（図示しない）に誘導性負荷７に蓄積されたエネルギーにより、ＩｄＨとして、誘導性負荷７から上アームのダイオード９を介して負荷電流Ｉｌｏａｄが還流する。このとき、ＶｄｓＨは、上アームのダイオード９の順方向電圧（＜＜直流電源電圧Ｖｃｃ（図１））となる。また、上アームのミラークランプ回路のコンデンサ１８の電圧（図示しない）は、ダイオード４６を介して、ゲートドライブ回路の上アームの負電源電圧（−Ｖｇｓｎ１）に充電される。

また、期間ａにおいて、Ｑ４はオフ状態であり、Ｑ５はオン状態である。このため、ＶｇｓＬはゲートドライブ回路の下アームの負電源電圧（−Ｖｇｓｎ２）に充電されており、下アームのスイッチング素子１３もオフ状態である。そのため、ＩｄＬは０（ゼロ）Ａであり、ＶｄｓＬは直流電源電圧Ｖｃｃとなる。また、Ｑ６はオフ状態であり、下アームのミラークランプ回路は非動作状態である。なお、下アームは駆動アームであり、後述の期間ｂ〜ｇにおいても、下アームのミラークランプ回路は非動作状態である。

なお、下アームのミラークランプ回路のコンデンサ１９の電圧（図示しない）は、上アームと同様に、ダイオード４７を介して、ゲートドライブ回路の下アームの負電源電圧（−Ｖｇｓｎ２）に充電される。

期間ｂでは、Ｑ４がオフ状態からオン状態に切り替わるとともに、Ｑ５がオン状態からオフ状態に切り替わる。このため、下アームのゲート端子Ｇ２とソース端子Ｓ２間にはゲートドライブ回路の正電源電圧（Ｖｇｓｐ２）が印加され、ＶｇｓＬの充電が開始される。ＶｇｓＬがスイッチング素子１３の閾値電圧Ｖｇｓ（ｔｈ）２を超えると、下アームのスイッチング素子１３がターンオンして、Ｉｌｏａｄが上アームのダイオード９から下アームのスイッチング素子１３に転流され始めて、ＩｄＬが増加する。そして、ＶｇｓＬがスイッチング素子１３のミラー電圧Ｖｇｓｍ２に到達すると、Ｉｌｏａｄがすべてダイオード９からスイッチング素子１３に転流し、ＩｄＬはＩｌｏａｄと等しくなる。

また、期間ｂにおいて、Ｑ３は、Ｑ４から遅れて、オフ状態からオン状態に切り替える。このため、上アームのミラークランプ回路が動作し、上アームのゲート端子Ｇ１とソース端子Ｓ１間のインピーダンスが低減する。さらに、Ｑ３がオフ状態からオン状態へ切り替わる時点から遅らせて、Ｑ２をオン状態からオフ状態に切り替える。これにより、ゲートドライブ回路から上アームのスイッチング素子８のゲート端子Ｇ１とソース端子Ｓ１間への負電源電圧（−Ｖｇｓｎ１）の印加は停止するが、期間ａにおいてスイッチング素子８のゲート−ソース端子間容量１０とコンデンサ１８が−Ｖｇｓｎ１に充電されているため、ＶｇｓＨは、期間ｂでも−Ｖｇｓｎ１に維持される。

また、期間ｂにおいて、Ｑ２をオン状態からオフ状態に切り替えるタイミングを、Ｑ３をオフ状態からオン状態に切り替えるタイミングより遅らせることで、ミラークランプ回路によって上アームのゲート端子Ｇ１とソース端子Ｓ１間のインピーダンスを低減した状態で、上アームのゲート端子Ｇ１と上アームのゲートドライブ回路との電気的接続を切り離すことができる。

期間ｃでは、ゲートドライブ回路により下アームのスイッチング素子１３の帰還容量１６が放電されることで、ＶｄｓＬが０（ゼロ）Ｖ近くまで減少する。これに伴い、ＶｄｓＨは０（ゼロ）Ｖ近くからＶｃｃまで増加する。このときのＶｄｓＨの正方向の電圧変化（ｄｖ/ｄｔ）により、上アームのスイッチング素子８の帰還容量１１を介して、ゲート−ソース端子間容量１０とコンデンサ１８の電圧を充電する電流が流れる。この充電電流と上アームのゲート端子Ｇ１とソース端子Ｓ１間のインピーダンスによる電圧降下により、ＶｇｓＨは、−Ｖｇｓｎ１から正電圧方向に増加する。このとき、コンデンサ１８を備えるミラークランプ回路によりＧ１−Ｓ１間のインピーダンスが低減されているため、ＶｇｓＨの増加が抑制される。さらに、Ｑ２がオフ状態であり、ゲートドライブ回路が電気的に切り離されているために、ＶｇｓＨは負電源電圧（−Ｖｇｓｎ１）に充電されることはなく、このため、ミラークランプ回路によるＶｇｓＨ増大抑制と相俟って、ＶｇｓＨは、図３に示すように、−Ｖｇｓｎ１よりも正電圧方向に増加した−Ｖｇｓｎ１＋αに充電される。ここで、−Ｖｇｓｎ１＜−Ｖｇｓｎ１＋α＜０である。

なお、αの大きさは、帰還容量１１を介して流れる充電電流の経路における回路定数と、ＶｄｓＨの電圧変化（ｄｖ／ｄｔ）に依存する。ここで、ＶｄｓＨは、下アームがターンオンする時のＶｄｓＬの負方向の電圧変化に応じて、正方向に変化する。したがって、αの大きさは、帰還容量１１を介して流れる充電電流の経路における回路定数と、上下アームのスイッチング条件に依存する。

ここで、図３に示すように、ＶｄｓＨは、スイッチング素子８の寄生容量と配線４，５の配線インダクタンスによる共振により振動する。このためＶｇｓＨも振動して増減するが、増加分のほうが減少分より多くなり、ＶｇｓＨは、−Ｖｇｓｎ１＋αに収束して維持される。

このように、期間ｃにおいて、駆動アームである下アームの対アームである上アームのゲート電圧ＶｇｓＨが、−Ｖｇｓｎ１から＋αだけプリチャージされる。

なお、期間ｃでは、下アームのスイッチング素子１３がオン状態であり、ＶｇｓＨの増加により上アームのスイッチング素子８が誤点弧してオン状態となると、上下アーム短絡が発生して、上下アームに過大な電流が流れる。これに対し、本実施例では、上述のようにコンデンサ１８を備えるミラークランプ回路によりＶｇｓＨの増加が抑制されるので、ＶｇｓＨは上アームのスイッチング素子８のゲート閾値電圧Ｖｇｓ（ｔｈ）１よりも低くなるため、スイッチング素子８の誤点弧が防止される。

なお、図３に示すように、本実施例においては、図３に示すように、−Ｖｇｓｎ１よりも正電圧方向に増加した−Ｖｇｓｎ１＋αに充電される。ここで、−Ｖｇｓｎ１＜−Ｖｇｓｎ１＋α＜０であるが、誤点弧防止のためには、−Ｖｇｓｎ１＜−Ｖｇｓｎ１＋α＜Ｖｇｓ（ｔｈ）１であればよいが、−Ｖｇｓｎ１＜−Ｖｇｓｎ１＋α＜０とすることにより、信頼性高く、誤点弧が防止される。

期間ｄは下アームのオン期間であり、期間ｄでは、直流電源１の電源電圧Ｖｃｃがインダクタンス値Ｌｌｏａｄの誘導性負荷７に印加されることで、ＩｄＬが傾きＶｃｃ／Ｌｌｏａｄで増加する。

期間ｅでは、Ｑ４がオン状態からオフ状態に切り替わり、Ｑ５がオフ状態からオン状態に切り替わる。これにより、下アームのスイッチング素子１３のゲート端子Ｇ２とソース端子Ｓ２との間にゲートドライブ回路の負電源電圧−Ｖｇｓｎ２が印加されるので、ＶｇｓＬの放電が開始される。ＶｇｓＬが低下してミラー電圧Ｖｇｓｍ２に達すると、下アームのゲートドライブ回路によりスイッチング素子１３の帰還容量１６が充電されるので、ＶｄｓＬは０ＶからＶｃｃまで増加する。これに伴い、ＶｄｓＨはＶｃｃから０Ｖまで減少する。

このとき、ＶｄｓＨの負方向の電圧変化（ｄｖ/ｄｔ）により、スイッチング素子８の帰還容量１１を介して、ゲート−ソース端子間容量１０とコンデンサ１８の電圧を放電する電流が流れる。この放電電流と、上アームのゲート端子Ｇ１とソース端子Ｓ１間のインピーダンスによる電圧降下とにより、ＶｇｓＨには−Ｖｇｓｎ１＋αから負電圧方向に減少する負側サージ電圧が発生する。

期間ｅでは、Ｑ３は、オン状態からオフ状態に切り替えず、スイッチング素子１３のターンオフが完了する期間ｆ終了までオン状態を継続する。これにより、期間ｅでは、コンデンサ１８を備える上アームのミラークランプ回路によりＧ１−Ｓ１間のインピーダンスが低減されるので、ＶｇｓＨの負側への増大が抑制される。さらに、期間ｇでＱ２をオフ状態からオン状態に切り替えるタイミングを、期間ｇでＱ３をオン状態からオフ状態に切り替えるタイミングよりも早くすることで、Ｑ３がオフする前にスイッチング素子８のゲート端子Ｇ１とソース端子Ｓ１間に、上アームのゲートドライブ回路が電気的に接続されてゲート負電源電圧（−Ｖｇｓｎ１）が印加される。

期間ｅでは、ＶｇｓＨが−Ｖｇｓｎ１から＋αだけ正電圧方向にプリチャージされた状態から、負側サージ電圧が発生するので、負側サージ電圧のピーク値を＋α分低減することができる。さらに、上述のように、コンデンサ１８を備えるミラークランプ回路により、ＶｇｓＨの負側への増大が抑制される。したがって、ＶｇｓＨの負側サージ電圧を低減することができる。これにより、ＶｇｓＨが上アームのスイッチング素子８の負側ゲート定格電圧Ｖｇｓｓ（−）を超えることが防止され、スイッチング素子８の信頼性の低下が防止される。

期間ｇにおいて、Ｑ３がオフ状態となった後は、本実施例の動作状態は、前述の期間ａと同じ動作状態に戻る。

図４は、前述の第一の実施例に対する比較例であるゲート駆動装置の構成を示す回路図である。

図４に示すように、本比較例は、図１に示したプリチャージ制御部５４を備えていない。このため、電力変換装置の制御器(図示しない)からのＰＷＭ信号ＳＱ１〜ＳＱ６は、増幅器３２〜３７に直接入力される。

図５は、図４における比較例のゲート駆動回路と上下アームとの動作状態を示すタイムチャートである。

図３と同様に、図中、上から、ゲートドライブ回路５１（図４）におけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン・オフ動作状態、上アームのゲート電圧（ゲート−ソース間電圧）ＶｇｓＨ、上アームのドレイン電圧（ドレイン−ソース間電圧）ＶｄｓＨおよびドレイン電流ＩｄＨ、下アームのゲート電圧（ゲート−ソース間電圧）ＶｇｓＬ、下アームのドレイン電圧（ドレイン−ソース間電圧）ＶｄｓＬおよびドレイン電流ＩｄＬを示す。ただし、図４におけるＩｄＨは、ダイオード９に流れる電流であり、ダイオード９の順方向電流を正としている。

図５に示すように、本比較例では、上述の実施例（図３）と異なり、期間ｂにおいてＱ２をオン状態からオフ状態に切り替えず、Ｑ２は、期間ａ〜ｇにおいてオン状態である。

Ｑ２をオン状態のままとすると、期間ｃにおいてＶｇｓＨはＶｄｓＨの正方向の電圧変化（ｄｖ/ｄｔ）による正電圧方向のサージ電圧で一旦増加した後、ゲートドライブ回路の負電源電圧−Ｖｇｓｎ１まで放電される。そのため、期間ｅでのＶｄｓＨの負方向の電圧変化（ｄｖ/ｄｔ）による負電圧方向のサージ電圧ピークが、本実施例（図３）と比較して＋α分大きくなり、ＶｇｓＨが負側のゲート定格電圧Ｖｇｓｓ（−）を超過してしまう可能性がある。

例えば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴでは、Ｖｇｓｓ（−）が、−４Ｖから−１５Ｖ程度であり、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴの−２０Ｖ程度と比較して負電圧方向に小さいため、負側ゲートサージ電圧により対アームのゲート電圧が負側のゲート定格電圧を超過し易い。

上述のように、本実施例によれば、駆動アーム（下アーム）のターンオン開始からターンオン完了までの間に、対アーム（上アーム）において、コンデンサを備えるミラークランプ回路が動作するとともにゲート負電源が対アームから電気的に切り離されることにより、対アーム（上アーム）のゲート電圧（ＶｇｓＨ）が、ゲート負電源電圧（−Ｖｇｓｎ１）から正方向（＋α）にプリチャージされる。これにより、オン状態にある駆動アーム（下アーム）がターンオフするときに、対アーム（上アーム）のゲート電圧（ＶｇｓＨ）に発生する負側ゲートサージ電圧が抑制できる。

さらに、上下アームのスイッチング素子を高速化する場合、例えば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを適用する場合、負側ゲートサージ電圧の増大を抑制できる。

次に、本発明の第二の実施例について、図６および図７を用いて説明する。なお、主に、第一の実施例と異なる点について説明する。

図６は、本発明の第二の実施例であるゲート駆動装置の構成を示す回路図である。

図６に示すように、本実施例におけるプリチャージ制御部５４は、第一の実施例（図１）とは異なり、立ち上がり遅延回路４８，４９、立下りエッジパルス回路５６，５８、並びにＯＲ回路５５，５７を備えている。他の回路構成は、第一の実施例（図１）と同様である。

なお、プリチャージ制御部５４の信号処理機能は上下アームで同じであるので、第一の実施例と同様に、上アームを例にプリチャージ制御部５４の信号処理機能について説明する。

立ち上がり遅延回路４８は、信号ＳＱ３におけるＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わる立ち上がりのタイミングを所定時間遅延させ、遅延信号をＮＯＴ回路４４へ出力する。なお、立ち上がり遅延回路４８は、ＨｉｇｈからＬｏｗに切り替わる立ち下がりのタイミングは遅延させない。立ち上がり遅延回路４８による遅延時間は、下アーム（駆動アーム）のスイッチング素子１３のターンオンスイッチング時間以上に設定される。

立下りエッジパルス回路５６は、比較器４０の出力がＨｉｇｈからＬｏｗに切り替わる立下り時に、所定時間幅のパルス信号を生成する。なお、立下りエッジパルス回路５６は、比較器４０の出力がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わる立ち上がり時にはパルス信号を生成しない。ＯＲ回路５５は信号ＳＱ１と立下りエッジパルス回路５６の出力のどちらかがＨｉｇｈのときにＨｉｇｈ信号を、どちらもＬｏｗのときにＬｏｗ信号を増幅器３２へ出力する。これにより、本実施例では、第一の実施例（図１）と異なり、比較器４０の出力がＨｉｇｈからＬｏｗに切り替わったあとに一定時間ＳＱ１’がＨｉｇｈになる。

図７は、図６におけるゲート駆動回路と上下アームとの動作状態を示すタイムチャートである。

図３と同様に、図中、上から、ゲートドライブ回路５１（図６）におけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン・オフ動作状態、上アームのゲート電圧（ゲート−ソース間電圧）ＶｇｓＨ、上アームのドレイン電圧（ドレイン−ソース間電圧）ＶｄｓＨおよびドレイン電流ＩｄＨ、下アームのゲート電圧（ゲート−ソース間電圧）ＶｇｓＬ、下アームのドレイン電圧（ドレイン−ソース間電圧）ＶｄｓＬおよびドレイン電流ＩｄＬを示す。ただし、図７におけるＩｄＨは、ダイオード９に流れる電流であり、ダイオード９の順方向電流を正としている。

なお、図７に示す、期間ａ，ｂ，ｃ，ｄ１〜ｄ３，ｅ，ｆおよびｇは、それぞれ、図３中に示す、期間ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆおよびｇに対応する。

ＶｇｓＨのプリチャージは、前述の第一の実施例では、帰還容量を介して流れる充電電流が用いられているが、本実施例では、直流電源２０（ゲート正電源）からの充電電流が用いられる。そこで、下アームのスイッチング素子１３のターンオン完了まではＱ２のオン状態を維持し、上アームのゲート・ソース間にゲート負電源電圧（−Ｖｇｓｎ１）を印加し続ける。そして、スイッチング素子１３のターンオンが完了してオン状態となる期間ｄ１で、Ｑ２をオン状態からオフ状態に切り替えて、さらに、期間ｄ１に続く期間ｄ２で、Ｑ１が所定時間（＝期間ｄ２の時間）オンされて、上アームのスイッチング素子８のゲート・ソース間にゲートドライブ回路の正電源電圧（Ｖｇｓｐ１）が印加される。これにより、ＶｇｓＨが、−Ｖｇｓｎ１から−Ｖｇｓｎ１＋αにプリチャージされる。

−Ｖｇｓｎ１から正方向へのチャージ分αは、前述の第１の実施例では、回路定数とスイッチング条件に依存し、いわば受動的に設定されるが、本実施例では、期間ｄ２の時間すなわちＱ１のオン時間幅に応じて設定される。したがって、本実施例では、立下りエッジパルス回路５６（図６）が発生するパルス幅によって、αの大きさを調整することができる。なお、αの大きさは、−Ｖｇｓｎ１＜−Ｖｇｓｎ１＋α＜０の範囲に設定される。したがって、ＶｇｓＨは、上アームのスイッチング素子８のゲート閾値電圧Ｖｇｓ（ｔｈ）１を超えないので、上下アームの短絡は防止される。

上述のように、本実施例によれば、第一の実施例と同様に、対アームに発生する負側ゲートサージ電圧が抑制される。さらに、本実施例によれば、駆動アームのターンオン完了後（ＶｇｓＨの電圧変化完了後）に、ゲート負電源を対アームから切り離して、ゲート正電源によって対アームのゲート・ソース間電圧をプリチャージすることにより、プリチャージ電圧の大きさが調整可能になる。

次に、本発明の第三の実施例について、図８を用いて説明する。

図８は、本発明の第三の実施例であるゲート駆動装置の構成を示す回路図である。

図８に示すように、本実施例においては、パワー半導体モジュール７２が、上下アームおよびゲート駆動装置７１を内蔵する。なお、上下アームおよびゲート駆動装置７１の回路構成は実施例１（図１）同様である。

パワー半導体モジュール７２は、外部回路を接続する端子として、主端子（Ｄ１，ＡＣ，Ｓ２）と、電力変換装置の制御器（図示せず）からのＰＷＭ信号（ＳＱ１〜ＳＱ６）を入力する制御信号用端子５９〜６４と、ゲート駆動装置７１への電源供給のためのゲート電源用端子６５〜７０を備えている。これらの端子は、上下アームおよびゲート駆動装置７１を格納するケース（図示せず）の外部に引き出されている。

本実施例によれば、パワー半導体モジュール７２内部にゲート駆動装置７１を内蔵することにより、ミラークランプ回路とスイッチング素子８，１３間の配線インピーダンスが低減できる。これにより、ミラークランプ回路による駆動アームがスイッチングするときの対アームのゲート電圧の変動を抑制することかできる。

次に、本発明の第四の実施例について、図９を用いて説明する。

図９は、本発明の第四の実施例であるモータ駆動システムの構成図である。

図９に示すように、モータ駆動システム７９において、モータ７６が、電力変換装置８０が出力する交流電力によって駆動される。電力変換装置８０は、各々が一組の上下アームを備える３台のパワー半導体モジュール５１（２ｉｎ１モジュール）によって構成される三相インバータ主回路と、三相インバータ主回路の直流側に接続される直流電源１と、パワー半導体モジュール５１を駆動するゲート駆動装置７１と、ゲート駆動装置７１へＰＷＭ信号を出力する制御器７８を備えている。ゲート駆動装置７１としては、前述の第一の実施例および第二の実施例のいずれかが適用される。なお、モータ７６は三相交流モータであり、モータ７６の各相がパワー半導体モジュールの出力端子（図１の「ＡＣ」）に接続される。

制御器７８は、電流センサ（７３，７４，７５）によって検出されるモータ７６の三相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）と、速度検出器７７によって検出されるモータ７６の回転速度（ω）とに基づいて、各相について６個のＰＷＭ信号（ＳＱ１ｉ〜ＳＱ６ｉ：ｉ＝ｕ，ｖ，ｗ）を演算して、各相のゲート駆動装置７１に出力する。パワー半導体モジュール５１が、ＰＷＭ信号に応じてゲート駆動装置７１によってスイッチングされることにより、直流電源１からの直流電力が三相交流電力に変換される。この三相交流電力によってモータ７６が駆動される。

ゲート駆動装置７１として、前述の第一の実施例および第二の実施例のいずれかが適用されることにより、上下アームの内の駆動アームのターンオフ時に対アームに発生する負側ゲートサージ電圧を抑制できる。このため、電力変換装置８０およびモータ駆動システム７９の信頼性が向上する。

なお、前述の実施例３を適用して、ゲート駆動装置７１をパワー半導体モジュール５１に内蔵することにより、対アームにおけるゲート電圧変動を抑制できる。これにより、電力変換装置８０およびモータ駆動システム７９の信頼性が向上する。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

なお、本発明は、アームにおける絶縁ゲート形のスイッチング素子のチャネルの導電形が上述の実施例とは異なる場合にも適用できる。この場合、ゲート電源電圧やゲート閾値電圧の正負が上述の実施例とは逆になる。

１ 直流電源
２，３，４，５ 配線
６ 平滑コンデンサ
７ 誘導性負荷
８ スイッチング素子
９ ダイオード
１０ ゲート−ソース端子間容量
１１ 帰還容量
１２ ドレイン−ソース端子間容量
１３ スイッチング素子
１５ ゲート−ソース端子間容量
１６ 帰還容量
１７ ドレイン−ソース端子間容量
１８，１９ コンデンサ
２０，２１ 直流電源
２２，２３ 平滑コンデンサ
２４，２５ ゲート抵抗器
２６，２７ 直流電源
２８，２９ 平滑コンデンサ
３０，３１ ゲート抵抗器
３２，３３，３４，３５，３６，３７ 増幅器
３８，３９ ＡＮＤ回路
４０，４１，４２，４３ 比較器
４４，４５ ＮＯＴ回路
４６，４７ ダイオード
４８，４９ 立ち上がり遅延回路
５０ ２ｉｎ１モジュール
５１ ゲートドライブ回路
５２ 制御回路
５３ ＰＷＭ信号
５４ プリチャージ制御部
５５ ＯＲ回路
５６ 立下りエッジパルス回路
５７ ＯＲ回路
５８ 立下りエッジパルス回路
５９，６０，６１，６２，６３，６４ 制御信号用端子
６５，６６，６７，６８，６９，７０ ゲート電源用端子
７１ ゲート駆動装置
７２ パワー半導体モジュール
７３，７４，７５ 電流センサ
７６ モータ
７７ 速度検出器
７８ 制御器
７９ モータ駆動システム
８０ 電力変換装置

Claims (10)

1. 電力変換装置におけるアームを構成する半導体装置を駆動するゲート駆動装置において、
   駆動アームがターンオフ開始する前に、対アームにおいて、前記半導体装置の一方の主端子と前記半導体装置のゲート端子との間の電圧を、ゲート負電源の負電圧よりも正方向に大きくかつ前記半導体装置のゲート閾値電圧よりも小さい電圧値に充電することを特徴とするゲート駆動装置。
2. 請求項１に記載のゲート駆動装置において、
   前記電圧値が零よりも小さいことを特徴とするゲート駆動装置。
3. 請求項１に記載のゲート駆動装置において、
   前記一方の主端子と前記ゲート端子との間に接続される、スイッチング素子とコンデンサとの直列回路を有することを特徴とするゲート駆動装置。
4. 請求項３に記載のゲート駆動装置において、
   前記駆動アームのターンオン開始からターンオン完了までの間に、前記対アームにおいて、前記スイッチング素子をオン状態にするとともに、前記ゲート負電源を前記半導体装置から電気的に切り離すことを特徴とするゲート駆動装置。
5. 請求項４に記載のゲート駆動装置において、
   前記駆動アームのターンオフ完了後に、前記対アームにおいて、前記一方の主端子と前記ゲート端子の間に前記負電圧を印加した後、前記スイッチング素子をターンオフすることを特徴とするゲート駆動装置。
6. 請求項３に記載のゲート駆動装置において、
   前記駆動アームのターンオン開始からターンオン完了までの間に、前記対アームにおいて、前記スイッチング素子をオン状態にするとともに、前記一方の主端子と前記ゲート端子の間に前記負電圧を印加し、
   前記駆動アームのターンオン後に、前記対アームにおいて、前記ゲート負電源を前記半導体装置から電気的に切り離すとともに、前記一方の主端子と前記ゲート端子の間にゲート正電源を所定時間接続して正電圧を印加することを特徴とするゲート駆動装置。
7. 請求項６に記載のゲート駆動装置において、
   前記駆動アームのターンオフ完了後に、前記対アームにおいて、前記一方の主端子と前記ゲート端子の間に前記負電圧を印加した後、前記スイッチング素子をターンオフすることを特徴とするゲート駆動装置。
8. 電力変換装置におけるアームを構成する半導体装置を駆動するゲート駆動方法において、
   駆動アームがターンオフ開始する前に、対アームの前記半導体装置の一方の主端子と前記半導体装置のゲート端子との間の電圧を、ゲート負電源電圧よりも正方向に大きくかつ前記半導体装置のゲート閾値電圧よりも小さな電圧値に充電することを特徴とするゲート駆動方法。
9. 電力変換装置の主回路を構成する上アームおよび下アームと、
   前記上アームを駆動する第１のゲート駆動装置と、
   前記下アームを駆動する第２のゲート駆動装置と、
   を備えるパワー半導体モジュールにおいて、
   前記第１のゲート駆動装置は、
   前記下アームがターンオフ開始する前に、前記上アームを構成する第１の半導体装置の一方の主端子と前記第１の半導体装置のゲート端子との間の電圧を、第１のゲート負電源の負電圧よりも正方向に大きくかつ前記第１の半導体装置のゲート閾値電圧よりも小さな電圧値に充電し、
   前記第２のゲート駆動装置は、
   前記上アームがターンオフ開始する前に、前記下アームを構成する第２の半導体装置の一方の主端子と前記第２の半導体装置のゲート端子との間の電圧を、第２のゲート負電源の負電圧よりも正方向に大きくかつ前記第２の半導体装置のゲート閾値電圧よりも小さな電圧値に充電することを特徴とするパワー半導体モジュール。
10. 一対のアームを複数有する主回路と、
    前記一対のアームの内、上アームを駆動する第１のゲート駆動装置と、
    前記一対のアームの内、下アームを駆動する第２のゲート駆動装置と、
    を備える電力変換装置において、
    前記第１のゲート駆動装置は、
    前記下アームがターンオフ開始する前に、前記上アームを構成する第１の半導体装置の一方の主端子と前記第１の半導体装置のゲート端子との間の電圧を、第１のゲート負電源の負電圧よりも正方向に大きくかつ前記第１の半導体装置のゲート閾値電圧よりも小さな電圧に充電し、
    前記第２のゲート駆動装置は、
    前記上アームがターンオフ開始する前に、前記下アームを構成する第２の半導体装置の一方の主端子と前記第２の半導体装置のゲート端子との間の電圧を、第２のゲート負電源の負電圧よりも正方向に大きくかつ前記第２の半導体装置のゲート閾値電圧よりも小さな電圧に充電することを特徴とする電力変換装置。

Images